JP2011120057A - バッファ回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】 消費電力を抑制することができるバッファ回路を提供すること。
【解決手段】 検波回路11が、入力信号IDのレベルに応じた入力レベル判定信号SWを制御回路9へ供給し、入力信号IDの振幅が比較的小さい場合には、制御回路9が、低レベル入力用回路6を選択して、トータルゲインを十分に上げ、入力信号IDの振幅が比較的大きい場合には、制御回路9が、高レベル入力用回路5を選択して、無用な消費電流の増大を抑制する。
【選択図】 図1
【解決手段】 検波回路11が、入力信号IDのレベルに応じた入力レベル判定信号SWを制御回路9へ供給し、入力信号IDの振幅が比較的小さい場合には、制御回路9が、低レベル入力用回路6を選択して、トータルゲインを十分に上げ、入力信号IDの振幅が比較的大きい場合には、制御回路9が、高レベル入力用回路5を選択して、無用な消費電流の増大を抑制する。
【選択図】 図1
Description
この発明は、例えば、PLL(Phase Locked Loop)シンセサイザ等の入力において用いられるバッファ回路に関する。
従来より、ICやLSI(例えば、PLLシンセサイザ等)等の入力において用いられる入力バッファアンプは、IC内部でのノイズを増加させるジッタを低減させるために、図5に示すように、例えば、発振器からクロックとして入力された正弦波IDを、良好なスルーレートの方形波OCに変換して出力する(例えば、特許文献1等参照。)。
図6に示すように、入力バッファアンプ101は、DCカットコンデンサ102で直流分が除去されて入力端子103を介して入力された正弦波の入力信号を増幅して方形波を出力する反転アンプ104と、反転アンプ104の出力信号を反転アンプ104の入力側へ帰還させるための帰還抵抗105とを備えている。反転アンプ104は、図7に示すように、PMOSFET106と、NMOSFET107とが接続されたCMOSインバータバッファから構成されている。
ところで、反転アンプ104に入力される正弦波は、そのレベルが低い場合も高い場合もあり、入力される正弦波の振幅が小さい場合には、反転アンプ104を構成するPMOSFET106や、NMOSFET107のサイズを大きくしたり、多段(奇数段)接続として、トータルゲインを上げて、方形波を出力する。
図8に示すように、こうした多段接続の入力バッファアンプ201は、例えば、DCカットコンデンサ202で入力信号の直流分が除去されて入力端子203を介して入力された正弦波の入力信号を増幅して方形波を出力する第1反転アンプ204と、第2反転アンプ205と、第3反転アンプ206と、第3反転アンプ206の出力信号を第1反転アンプ204の入力側へ帰還させるための帰還抵抗207とを備えている。
ここで、第1反転アンプ204は、PMOSFET208とNMOSFET209とが接続されてなっている。第2反転アンプ205(第3反転アンプ206)についても、略同一の構成であり、PMOSFET210とNMOSFET211(PMOSFET212とNMOSFET213)とが接続されてなっている。
上記従来技術では、入力される正弦波の振幅が比較的小さい場合には、十分に増幅される(振幅不足の補償がなされる)が、この振幅が比較的大きい場合には、無用に消費電流が流れ、消費電力が増大してしまうという問題がある。
この発明は、前記の課題を解決し、消費電力を抑制することができるバッファ回路を提供することを目的としている。
前記の課題を解決するために、請求項1の発明は、入力信号を増幅された方形波に変換して出力するバッファ回路であって、複数の増幅回路と、前記入力信号のレベルに応じた入力レベル判定信号を生成する入力レベル判定回路と、前記入力レベル判定信号に基づいて、前記複数の増幅回路のうち、所定の複数の増幅回路を選択し接続させて、全体としてのゲインを調整するための選択制御回路とを備えたことを特徴としている。
請求項2の発明は、請求項1記載のバッファ回路であって、前記増幅回路は、前記入力信号が入力され、比較的高いゲインが得られる第1の増幅回路と、比較的低いゲインが得られる第2の増幅回路と含み、前記入力レベル判定回路は、前記入力信号が所定のレベルを超える場合に、高レベルを示す前記入力レベル判定信号を前記選択制御回路へ供給し、前記入力信号が所定のレベル未満の場合に、低レベルを示す前記入力レベル判定信号を前記選択制御回路へ供給し、前記選択制御回路は、前記入力レベル判定信号が高レベルを示す場合に、前記第2の増幅回路を選択し、前記入力レベル判定信号が低レベルを示す場合に、前記第1の増幅回路を選択することを特徴としている。
請求項3の発明は、請求項2記載のバッファ回路であって、少なくとも前記第1の増幅回路は、P型MOSトランジスタとN型MOSトランジスタとが、貫通電流を低減させるための抵抗を介して接続されてなる少なくとも1つのCMOSインバータバッファを含むことを特徴としている。
本発明によれば、選択制御回路が、入力レベル判定信号に基づいて、複数の増幅回路のうち、所定の複数の増幅回路を選択し接続させて、全体としてのゲインを調整するので、消費電力を抑制することができる。
次に、この発明の実施の形態について、図面を用いて詳しく説明する。
(実施の形態1)
図1は、この発明の実施の形態1による入力バッファアンプの構成を示す回路図、図2は、同入力バッファアンプの検波回路の構成を示す回路図、図3は、同検波回路の機能を説明するための説明図である。
図1は、この発明の実施の形態1による入力バッファアンプの構成を示す回路図、図2は、同入力バッファアンプの検波回路の構成を示す回路図、図3は、同検波回路の機能を説明するための説明図である。
図1に示すように、入力バッファアンプ1は、入力信号発生回路2からのクロックとしての入力信号Viの直流分が、DCカットコンデンサ3で除去されて入力端子4を介して入力された正弦波の入力信号IDを増幅して方形波を出力する高レベル入力用回路5及び低レベル入力用回路6と、高レベル入力用回路5又は低レベル入力用回路6からの出力信号が入力され、方形波のバッファ出力信号OCを出力する第5反転アンプ7と、バッファ出力信号OCを高レベル入力用回路5及び低レベル入力用回路6の入力側へ帰還させるための帰還抵抗8と、高レベル入力用回路5又は低レベル入力用回路6を選択する制御回路9と、入力信号IDのレベルに応じた入力レベル判定信号SWを制御回路9へ供給する検波回路11とを備えている。
高レベル入力用回路5と低レベル入力用回路6とは並列に配置され、制御回路9によって選択されたいずれか一方が、制御回路9を介して、第5反転アンプ7に接続される。ここで、低レベル入力用回路6を構成するPMOSFET23、NMOSFET24、PMOSFET26、及びNMOSFET27としては、高レベル入力用回路5を構成するPMOSFET15、NMOSFET16、PMOSFET17、及びNMOSFET18に比べて、比較的サイズの大きいMOSFETが用いられる。
高レベル入力用回路5は、第1反転アンプ13と、第2反転アンプ14とが直列接続されて構成されている。第1反転アンプ13は、PMOSFET15と、NMOSFET16とが接続されたCMOSインバータバッファから構成されている。第2反転アンプ14についても、PMOSFET17と、NMOSFET18とが接続されてなっている。
低レベル入力用回路6は、第3反転アンプ21と、第4反転アンプ22とが直列接続されて構成されている。第3反転アンプ21は、PMOSFET23とNMOSFET24とが、貫通電流低減抵抗25を介して接続されたCMOSインバータバッファから構成されている。第4反転アンプ22についても、PMOSFET26とNMOSFET27とが、貫通電流低減抵抗28を介して接続されてなっている。
ここで、貫通電流低減抵抗25(28)は、第3反転アンプ21(第4反転アンプ22)における貫通電流を低減させるために用いられる。貫通電流低減抵抗25(28)は、貫通電流を低減させるとともに、動作周波数を低下させないように、適切な所定の抵抗値(例えば、1kΩ程度)に設定される。
第5反転アンプ7は、PMOSFET31と、NMOSFET32とが接続されたCMOSインバータバッファから構成され、IC内部回路へ、方形波のバッファ出力信号OCを供給する。なお、制御回路9、及び検波回路11は、IC内部回路に対して影響を及ぼし難い小型の回路から構成される。
制御回路9は、検波回路11から供給される入力レベル判定信号SWに基づいて、高レベル入力用回路5又は低レベル入力用回路6と、第5反転アンプ7とを接続するための2つのアナログスイッチを有している。すなわち、制御回路9は、入力レベル判定信号SWが「high」の場合に、消費電流が抑制されるように、高レベル入力用回路5と第5反転アンプ7との接続に切り替え、入力レベル判定信号SWが「low」の場合に、トータルゲインが上がるように、低レベル入力用回路6と第5反転アンプ7との接続に切り替える。
検波回路11は、図2に示すように、NMOSFETからなるスイッチング素子34と、コンデンサ35と、コンパレータとしてのオペアンプ回路36とを有している。スイッチング素子34は、バッファ出力信号OCが「high」の場合にONとなる。また、コンデンサ35によって、スイッチング素子34がONのときの入力信号IDレベルがサンプリングされる。バッファ出力信号OCが「low」の場合に、スイッチング素子34はOFFとなり、入力信号IDレベルの電圧がホールドされる。
オペアンプ回路36においては、+端子に入力レベル閾値電圧Vrefが入力され、−端子に入力信号IDが入力され、出力端子(SW端子)から、入力レベル判定信号SWが出力される。オペアンプ回路36は、−端子に入力された入力信号IDが、入力レベル閾値電圧Vrefよりも高い場合に、出力端子から「high」の入力レベル判定信号SWを出力し、入力信号IDが、入力レベル閾値電圧Vrefよりも低い場合に、出力端子から「low」の入力レベル判定信号SWを出力する。
図3に示すように、入力レベル閾値電圧Vrefは、入力信号IDが比較的高い所定のレベルと、比較的低い所定のレベルの間に設定され、入力信号IDのレベルに応じた入力レベル判定信号SWが制御回路9へ供給される。
次に、上記構成の入力バッファアンプの動作について説明する。検波回路11は、入力信号IDのレベルに応じた入力レベル判定信号SWを制御回路9へ供給する。すなわち、検波回路11において、オペアンプ回路36は、−端子に入力された入力信号IDが、入力レベル閾値電圧Vrefよりも高い場合に、出力端子から「high」の入力レベル判定信号SWを出力し、入力信号IDが、入力レベル閾値電圧Vrefよりも低い場合に、出力端子から「low」の入力レベル判定信号SWを出力する。
制御回路9は、検波回路11から供給される入力レベル判定信号SWに基づいて、高レベル入力用回路5又は低レベル入力用回路6と、第5反転アンプ7とを接続する。すなわち、制御回路9は、入力レベル判定信号SWが「high」の場合に、消費電流が抑制されるように、高レベル入力用回路5と第5反転アンプ7との接続に切り替え、入力レベル判定信号SWが「low」の場合に、トータルゲインが上がるように、低レベル入力用回路6と第5反転アンプ7との接続に切り替える。
これにより、入力信号IDの振幅が比較的小さい場合には、制御回路9が、低レベル入力用回路6を選択して、低レベル入力用回路6と第5反転アンプ7との接続に切り替え、入力信号IDは、低レベル入力用回路6及び第5反転アンプ7によって増幅されて、第5反転アンプ7からは、IC内部回路へ、方形波のバッファ出力信号OCが供給される。ここで、第3反転アンプ21(第4反転アンプ22)において、貫通電流低減抵抗25(28)によって、貫通電流が低減される(ピーク電流が抑制される。)。
また、入力信号IDの振幅が比較的大きい場合には、制御回路9が、高レベル入力用回路5を選択して、高レベル入力用回路5と第5反転アンプ7との接続に切り替え、入力信号IDは、高レベル入力用回路5及び第5反転アンプ7によって増幅されて、第5反転アンプ7からは、IC内部回路へ、方形波のバッファ出力信号OCが供給される。
こうして、この実施の形態の構成によれば、検波回路11が、入力信号IDのレベルに応じた入力レベル判定信号SWを制御回路9へ供給し、入力信号IDの振幅が比較的小さい場合には、制御回路9が、低レベル入力用回路6を選択して、トータルゲインを十分に上げることができるとともに、入力信号IDの振幅が比較的大きい場合には、制御回路9が、高レベル入力用回路5を選択するので、無用な消費電流が流れることを抑制して消費電力の増大を抑制し、かつ、スルーレートの良好な方形波を出力することができる。
また、第3反転アンプ21(第4反転アンプ22)において、PMOSFET23(26)とNMOSFET24(27)とが、貫通電流低減抵抗25(28)を介して接続されているので、入力信号が比較的低レベルの場合であっても、また、大きいサイズのFETを用いた場合であっても、反転アンプの貫通電流を抑制することができる(ピーク電流を抑制することができる。)。したがって、IC内部回路に対する悪影響を抑えることができる。
IC内の入力バッファアンプ1の出力として、スルーレートの良い方形波が必須とされるときの、入力信号発生回路2とICとの消費電力を考えると、入力信号の振幅が小さいときは、入力信号発生回路2での消費電力が小、入力バッファアンプ1を含むICでの消費電力が大となる。一方、入力信号の振幅が大きいときは、入力信号発生回路2での消費電力が大、ICでの消費電力が小となり、全体としてのバランスが保たれ、入力信号の振幅に依らずリソースに無駄のない動作をさせることができる。また、入力端子におけるダイナミックレンジが大きい仕様において、入力信号IDの振幅が比較的小さい場合にも、従来技術に比べて、消費電流の増加を抑制することができる。
(実施の形態2)
図4は、この発明の実施の形態2による入力バッファアンプの構成を示す回路図である。この実施の形態の構成が上述した実施の形態1の構成と大きく異なるところは、MOSFETのサイズを変更するのに代えて、アンプの段数を変更するように構成した点である。
図4は、この発明の実施の形態2による入力バッファアンプの構成を示す回路図である。この実施の形態の構成が上述した実施の形態1の構成と大きく異なるところは、MOSFETのサイズを変更するのに代えて、アンプの段数を変更するように構成した点である。
図4に示すように、入力バッファアンプ38は、DCカットコンデンサ39で入力信号発生回路(不図示)からの入力信号の直流分が除去されて入力端子41を介して入力された正弦波の入力信号を増幅して方形波を出力する第1反転アンプ42と、第2反転アンプ43と、第3反転アンプ44と、調整用アンプ45と、調整用アンプ45から出力されたバッファ出力信号を第1反転アンプ42の入力側へ帰還させるための帰還抵抗46と、調整用アンプ45の挿入/非挿入を選択する制御回路47と、入力信号のレベルに応じた入力レベル判定信号を制御回路47へ供給する検波回路48とを備えている。
第1反転アンプ42は、PMOSFET51とNMOSFET52とが、貫通電流低減抵抗53を介して接続されたCMOSインバータバッファから構成されている。第2反転アンプ43についても、PMOSFET54とNMOSFET55とが、貫通電流低減抵抗56を介して接続されてなっている。第3反転アンプ44は、PMOSFET57と、NMOSFET58とが接続されてなっている。調整用アンプ45は、例えば、PMOSFETと、NMOSFETとが接続されてなる反転アンプが2段に直列接続されて構成されている。なお、検波回路48は、実施の形態1と略同一の構成とされている。
次に、上記構成の入力バッファアンプの動作について説明する。検波回路48は、入力信号IDのレベルに応じた入力レベル判定信号SWを制御回路47へ供給する。すなわち、検波回路48において、オペアンプ回路は、−端子に入力された入力信号IDが、入力レベル閾値電圧Vrefよりも高い場合に、出力端子から「high」の入力レベル判定信号SWを出力し、入力信号IDが、入力レベル閾値電圧Vrefよりも低い場合に、出力端子から「low」の入力レベル判定信号SWを出力する。
制御回路47は、検波回路48から供給される入力レベル判定信号SWに基づいて、第4反転アンプ45の挿入/非挿入の切替えを行う。すなわち、制御回路47は、入力レベル判定信号SWが「high」の場合に、消費電流が抑制されるように、調整用アンプ45を非挿入とし、入力レベル判定信号SWが「low」の場合に、トータルゲインが上がるように、調整用アンプ45を挿入とする。
これにより、入力信号IDの振幅が比較的小さい場合には、制御回路47が、第4反転アンプ45の挿入を選択して、入力信号IDは、第1反転アンプ42、第2反転アンプ43、第3反転アンプ44、及び調整用アンプ45によって増幅されて、調整用アンプ45からは、IC内部回路へ、方形波のバッファ出力信号OCが供給される。ここで、第1反転アンプ42(第2反転アンプ43)において、貫通電流低減抵抗53(56)によって、貫通電流が低減される。
また、入力信号IDの振幅が比較的大きい場合には、制御回路47が、調整用アンプ45の非挿入を選択して、入力信号IDは、第1反転アンプ42、第2反転アンプ43、及び第3反転アンプ44によって増幅されて、調整用アンプ45(第3反転アンプ44)からは、IC内部回路へ、方形波のバッファ出力信号OCが供給される。
この実施の形態の構成によれば、検波回路48が、入力信号IDのレベルに応じた入力レベル判定信号SWを制御回路47へ供給し、入力信号IDの振幅が比較的小さい場合には、制御回路47が、調整用アンプ45の挿入を選択して、トータルゲインを十分に上げることができるとともに、入力信号IDの振幅が比較的大きい場合には、制御回路47が、調整用アンプ45の非挿入を選択するので、無用な消費電流が流れることを抑制して消費電力の増大を抑制することができる。
また、第1反転アンプ42(第2反転アンプ43)において、PMOSFET51(54)とNMOSFET52(55)とが、貫通電流低減抵抗53(56)を介して接続されているので、入力信号が比較的低レベルの場合であっても、また、大きいサイズのFETを用いた場合であっても、反転アンプの貫通電流を抑制することができる。
以上、この発明の実施の形態について、図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこれらの実施の形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があってもこの発明に含まれる。上述した実施の形態では、例えば、制御回路によって、複数の増幅回路のうち、所定の増幅回路を選択し、貫通電流が比較的大きくなる反転アンプ等の増幅回路において、貫通電流低減抵抗を設ける場合について述べたが、増幅回路を選択せずに固定して用いる場合に、所定の増幅回路において、貫通電流低減抵抗を設けるようにしても良い。
また、高レベルと低レベルの2段階の切替えとしたが、入力レベルに応じて、3段階以上に切り替えるように構成しても良い。また、実施の形態1で、高レベル入力用回路5及び低レベル入力用回路6において、それぞれ、2段構成とする場合について述べたが、1段としても良いし、3段以上とし、さらに、制御回路9の後段側についても、1段と限らず、2段以上反転アンプを設けて、全体として奇数段としても良い。
また、実施の形態2で、制御回路47の前段側で、3段と限らず、例えば、2段としても良いし、4段以上としても良い。また、後段側でも2段に限らず、3段以上とし、全体として奇数段としても良い。また、貫通電流低減抵抗は、反転アンプ44にも設けるようにしても良い。
入力バッファアンプが、IC等に組み込まれる場合のほか、外部に設ける場合にも適用できる。
1,38 入力バッファアンプ(バッファ回路)
5 高レベル入力用回路(第2の増幅回路)
6 低レベル入力用回路(第1の増幅回路)
9 制御回路(選択制御回路)
11 検波回路(入力レベル判定回路)
23,26,51,54 PMOSFET(P型MOSトランジスタ)
24,27,52,55 NMOSFET(N型MOSトランジスタ)
25,28,53,56 貫通電流低減抵抗(抵抗)
5 高レベル入力用回路(第2の増幅回路)
6 低レベル入力用回路(第1の増幅回路)
9 制御回路(選択制御回路)
11 検波回路(入力レベル判定回路)
23,26,51,54 PMOSFET(P型MOSトランジスタ)
24,27,52,55 NMOSFET(N型MOSトランジスタ)
25,28,53,56 貫通電流低減抵抗(抵抗)
Claims (3)
- 入力信号を増幅された方形波に変換して出力するバッファ回路であって、
複数の増幅回路と、前記入力信号のレベルに応じた入力レベル判定信号を生成する入力レベル判定回路と、前記入力レベル判定信号に基づいて、前記複数の増幅回路のうち、所定の複数の増幅回路を選択し接続させて、全体としてのゲインを調整するための選択制御回路とを備えた
ことを特徴とするバッファ回路。 - 前記増幅回路は、前記入力信号が入力され、比較的高いゲインが得られる第1の増幅回路と、比較的低いゲインが得られる第2の増幅回路と含み、前記入力レベル判定回路は、前記入力信号が所定のレベルを超える場合に、高レベルを示す前記入力レベル判定信号を前記選択制御回路へ供給し、前記入力信号が所定のレベル未満の場合に、低レベルを示す前記入力レベル判定信号を前記選択制御回路へ供給し、前記選択制御回路は、前記入力レベル判定信号が高レベルを示す場合に、前記第2の増幅回路を選択し、前記入力レベル判定信号が低レベルを示す場合に、前記第1の増幅回路を選択することを特徴とする請求項1記載のバッファ回路。
- 少なくとも前記第1の増幅回路は、P型MOSトランジスタとN型MOSトランジスタとが、貫通電流を低減させるための抵抗を介して接続されてなる少なくとも1つのCMOSインバータバッファを含むことを特徴とする請求項2記載のバッファ回路。
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JP2016127590A (ja) * | 2014-12-30 | 2016-07-11 | スカイワークス ソリューションズ, インコーポレイテッドSkyworks Solutions, Inc. | 電力増幅器の電圧調整による圧縮制御 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2016127590A (ja) * | 2014-12-30 | 2016-07-11 | スカイワークス ソリューションズ, インコーポレイテッドSkyworks Solutions, Inc. | 電力増幅器の電圧調整による圧縮制御 |
US9698736B2 (en) | 2014-12-30 | 2017-07-04 | Skyworks Solutions, Inc. | Compression control through power amplifier load adjustment |
US9722547B2 (en) | 2014-12-30 | 2017-08-01 | Skyworks Solutions, Inc. | Compression control through amplitude adjustment of a radio frequency input signal |
US11057003B2 (en) | 2014-12-30 | 2021-07-06 | Skyworks Solutions, Inc. | Devices and methods for detecting a saturation condition of a power amplifier |
US11637535B2 (en) | 2014-12-30 | 2023-04-25 | Skyworks Solutions, Inc. | Devices and methods for detecting a saturation condition of a power amplifier |
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