JP2011013726A - 定電圧回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】出力電流が微小電流から大電流まで広範囲に変化した場合でも、安定した動作を行うことができる定電圧回路を得る。
【解決手段】誤差増幅回路3の動作を安定させるために、誤差増幅回路3の入力と出力との間の位相差を補正する可変抵抗をなすNMOSトランジスタM21とコンデンサC21を有する位相補償回路4が、出力端子OUTから出力される出力電流IOUTの検出を行い、該検出した電流値の変化に対するNMOSトランジスタM21のオン抵抗の変化が所定の関係をなすように、検出した出力電流IOUTの電流値に応じてNMOSトランジスタM21のオン抵抗の抵抗値r21を変えるようにした。
【選択図】図1
【解決手段】誤差増幅回路3の動作を安定させるために、誤差増幅回路3の入力と出力との間の位相差を補正する可変抵抗をなすNMOSトランジスタM21とコンデンサC21を有する位相補償回路4が、出力端子OUTから出力される出力電流IOUTの検出を行い、該検出した電流値の変化に対するNMOSトランジスタM21のオン抵抗の変化が所定の関係をなすように、検出した出力電流IOUTの電流値に応じてNMOSトランジスタM21のオン抵抗の抵抗値r21を変えるようにした。
【選択図】図1
Description
本発明は、定電圧回路に関し、特に微少電流から大電流まで広範囲の出力電流において安定した動作が可能な定電圧回路に関する。
従来、定電圧回路を構成する負帰還増幅回路では、安定した増幅動作を行うために位相補償回路が設けられていた。
図3は、このような定電圧回路の従来例を示した回路図である。
図3の定電圧回路100の誤差増幅器102において、PMOSトランジスタM103のゲートは、反転入力端をなし、基準電圧発生回路101から所定の基準電圧Vrefが入力されている。PMOSトランジスタM102のゲートは、誤差増幅器102の非反転入力端をなし、出力電圧VOUTを抵抗R101及びR102で分圧した帰還電圧VFBが入力されている。NMOSトランジスタM106のドレインが誤差増幅器102の出力端をなし、出力トランジスタM101は、誤差増幅器102の出力信号に応じて出力電圧VOUTが所定の定電圧になるように制御する。
図3は、このような定電圧回路の従来例を示した回路図である。
図3の定電圧回路100の誤差増幅器102において、PMOSトランジスタM103のゲートは、反転入力端をなし、基準電圧発生回路101から所定の基準電圧Vrefが入力されている。PMOSトランジスタM102のゲートは、誤差増幅器102の非反転入力端をなし、出力電圧VOUTを抵抗R101及びR102で分圧した帰還電圧VFBが入力されている。NMOSトランジスタM106のドレインが誤差増幅器102の出力端をなし、出力トランジスタM101は、誤差増幅器102の出力信号に応じて出力電圧VOUTが所定の定電圧になるように制御する。
定電圧回路100では、2段アンプ構成をなす誤差増幅器102と出力部104による3段アンプ構成になっているため、高利得になり出力電圧VOUTが不安定になりやすい。また、大電流の出力電流を得ようとすると、必然的に出力トランジスタM101のサイズを大きくしなければならず、定電圧回路100の出力電流を微少電流から大電流まで広範囲に変化させようとすると、出力トランジスタM101のオン抵抗の変化が非常に大きなものになり、発振する可能性が高くなる。このようなことから、抵抗R103及び容量C101で構成された位相補償回路103を備えて誤差増幅器102の動作を安定させる必要があった。
一方、このような位相補償回路の他の回路例としては、出力電流に応じて位相補償用抵抗の短絡制御を行い位相補償回路の時定数を変化させる回路があった(例えば、特許文献1参照。)。
一方、このような位相補償回路の他の回路例としては、出力電流に応じて位相補償用抵抗の短絡制御を行い位相補償回路の時定数を変化させる回路があった(例えば、特許文献1参照。)。
しかし、図3のような位相補償回路では、定電圧回路100の出力電流が微小電流から大電流まで広範囲に変化した場合、定電圧回路100が安定した動作を行うことができるユニティーゲイン周波数は、低周波数から高周波数まで幅広く変化する。
定電圧回路100の出力電流が微小電流である場合は、出力トランジスタM101のオン抵抗が大きくなり、位相が遅れ始めるポール周波数が低周波数になる。
一方、定電圧回路100の出力電流が大電流である場合は、出力トランジスタM101のオン抵抗は小さくなり、位相が遅れ始めるポール周波数が高周波数側へ移動する。
定電圧回路100の出力電流が微小電流である場合は、出力トランジスタM101のオン抵抗が大きくなり、位相が遅れ始めるポール周波数が低周波数になる。
一方、定電圧回路100の出力電流が大電流である場合は、出力トランジスタM101のオン抵抗は小さくなり、位相が遅れ始めるポール周波数が高周波数側へ移動する。
図3のような構成の位相補償回路103では、抵抗R103及び容量C101の各値がそれぞれ固定されているため、抵抗R103及び容量C101の時定数は一定である。このため、定電圧回路100の出力電流によっては必ずしも最適な時定数ではなくなり、定電圧回路100の安定動作が困難になる場合があった。
また、前記他の位相補償回路例のように、出力電流に応じて位相補償用抵抗の短絡制御を行う方式では、スイッチの切り替えを行う際のノイズによって発振等の不具合が生じる問題があった。
また、前記他の位相補償回路例のように、出力電流に応じて位相補償用抵抗の短絡制御を行う方式では、スイッチの切り替えを行う際のノイズによって発振等の不具合が生じる問題があった。
本発明は、このような問題を解決するためになされたものであり、定電圧回路の出力電流が微小電流から大電流まで広範囲に変化した場合でも、安定した動作を行うことができる定電圧回路を得ることを目的とする。
この発明に係る定電圧回路は、入力端子から入力された入力電圧を所定の電圧に変換して出力端子から出力電圧として出力する定電圧回路において、
制御電極に入力された制御信号に応じた電流を前記入力端子から前記出力端子に出力して、前記出力電圧の制御を行う出力トランジスタと、
所定の基準電圧と前記出力電圧に比例した帰還電圧との電圧差を増幅して該出力トランジスタの制御電極に出力する誤差増幅回路と、
該誤差増幅回路の動作を安定させるために、該誤差増幅回路の入力と出力との間の位相差を補正する可変抵抗及びコンデンサを有する位相補償回路と、
を備え、
前記位相補償回路は、前記出力端子から出力される出力電流の検出を行い、該検出した電流値の変化に対する前記可変抵抗の抵抗値の変化が所定の関係をなすように、前記検出した電流値に応じて前記可変抵抗の抵抗値を変えるものである。
制御電極に入力された制御信号に応じた電流を前記入力端子から前記出力端子に出力して、前記出力電圧の制御を行う出力トランジスタと、
所定の基準電圧と前記出力電圧に比例した帰還電圧との電圧差を増幅して該出力トランジスタの制御電極に出力する誤差増幅回路と、
該誤差増幅回路の動作を安定させるために、該誤差増幅回路の入力と出力との間の位相差を補正する可変抵抗及びコンデンサを有する位相補償回路と、
を備え、
前記位相補償回路は、前記出力端子から出力される出力電流の検出を行い、該検出した電流値の変化に対する前記可変抵抗の抵抗値の変化が所定の関係をなすように、前記検出した電流値に応じて前記可変抵抗の抵抗値を変えるものである。
具体的には、前記誤差増幅回路は、
前記基準電圧と前記帰還電圧との電圧差を増幅して出力する差動増幅回路部と、
該差動増増幅回路部の出力電圧を増幅して前記出力トランジスタの制御電極に出力する増幅回路部と、
を備え、
前記位相補償回路は、前記可変抵抗と前記コンデンサとの直列回路が、前記差動増幅回路部の出力端と前記増幅回路部の出力端との間に接続されるようにした。
前記基準電圧と前記帰還電圧との電圧差を増幅して出力する差動増幅回路部と、
該差動増増幅回路部の出力電圧を増幅して前記出力トランジスタの制御電極に出力する増幅回路部と、
を備え、
前記位相補償回路は、前記可変抵抗と前記コンデンサとの直列回路が、前記差動増幅回路部の出力端と前記増幅回路部の出力端との間に接続されるようにした。
この場合、前記位相補償回路は、
前記出力トランジスタから出力される電流に比例した電流を生成する比例電流生成回路部と、
該比例電流生成回路部で生成された比例電流に応じた第1電圧を生成して前記可変抵抗の制御電極に出力する電流電圧変換回路部と、
を備え、
前記可変抵抗は、該電流電圧変換回路部から入力された第1電圧に応じて抵抗値を変化させるようにした。
前記出力トランジスタから出力される電流に比例した電流を生成する比例電流生成回路部と、
該比例電流生成回路部で生成された比例電流に応じた第1電圧を生成して前記可変抵抗の制御電極に出力する電流電圧変換回路部と、
を備え、
前記可変抵抗は、該電流電圧変換回路部から入力された第1電圧に応じて抵抗値を変化させるようにした。
また、前記比例電流生成回路部は、前記増幅回路部の出力電圧に応じた電流を出力する第1トランジスタからなり、
前記電流電圧変換回路部は、
前記第1トランジスタの電流出力端に直列に接続され、飽和結線されたMOSトランジスタをそれぞれなす第3トランジスタ及び第4トランジスタと、
該第3トランジスタと第4トランジスタとの接続部の電圧が所定の第2電圧になるようにする第2電圧生成回路と、
を備え、
前記第1トランジスタと前記第3トランジスタとの接続部の電圧が前記第1電圧をなすようにした。
前記電流電圧変換回路部は、
前記第1トランジスタの電流出力端に直列に接続され、飽和結線されたMOSトランジスタをそれぞれなす第3トランジスタ及び第4トランジスタと、
該第3トランジスタと第4トランジスタとの接続部の電圧が所定の第2電圧になるようにする第2電圧生成回路と、
を備え、
前記第1トランジスタと前記第3トランジスタとの接続部の電圧が前記第1電圧をなすようにした。
また、前記第2電圧生成回路は、
前記増幅回路部の出力電圧に応じた電流を出力する第2トランジスタと、
入力側トランジスタに該第2トランジスタから出力された電流が流れるカレントミラー回路と、
該カレントミラー回路の出力側トランジスタに所定の定電流を供給する定電流源と、
を備え、
前記定電流源と前記出力側トランジスタとの接続部が、前記第3トランジスタと第4トランジスタとの接続部に接続されるようにした。
前記増幅回路部の出力電圧に応じた電流を出力する第2トランジスタと、
入力側トランジスタに該第2トランジスタから出力された電流が流れるカレントミラー回路と、
該カレントミラー回路の出力側トランジスタに所定の定電流を供給する定電流源と、
を備え、
前記定電流源と前記出力側トランジスタとの接続部が、前記第3トランジスタと第4トランジスタとの接続部に接続されるようにした。
また、前記カレントミラー回路は、入力側トランジスタと出力側トランジスタとのトランジスタサイズ比が、前記第2トランジスタと前記第1トランジスタとのトランジスタサイズ比と同じであるようにした。
また、前記可変抵抗は、制御電極に入力された電圧に応じてオン抵抗が変わるトランジスタであるようにした。
本発明の定電圧回路によれば、誤差増幅回路の動作を安定させるために、該誤差増幅回路の入力と出力との間の位相差を補正する可変抵抗とコンデンサを有する位相補償回路が、前記出力端子から出力される出力電流の検出を行い、該検出した電流値の変化に対する前記可変抵抗の抵抗値の変化が所定の関係をなすように、前記検出した電流値に応じて前記可変抵抗の抵抗値を変えるようにした。このことから、出力電流に応じて、位相補償を行うための最適な時定数を設定することができるため、位相補償回路の最適なバイアス電圧を設定することができ、定電圧回路の出力電流が微小電流から大電流まで広範囲に変化した場合でも、安定した動作を行うことができる。
次に、図面に示す実施の形態に基づいて、本発明を詳細に説明する。
第1の実施の形態.
図1は、本発明の第1の実施の形態における定電圧回路の回路例を示した図である。
図1において、定電圧回路1は、入力端子INに入力された入力電圧VINを所定の定電圧に変換し、出力電圧VOUTとして出力端子OUTから出力するシリーズレギュレータをなしている。
第1の実施の形態.
図1は、本発明の第1の実施の形態における定電圧回路の回路例を示した図である。
図1において、定電圧回路1は、入力端子INに入力された入力電圧VINを所定の定電圧に変換し、出力電圧VOUTとして出力端子OUTから出力するシリーズレギュレータをなしている。
定電圧回路1は、出力トランジスタM1と、所定の基準電圧Vrefを生成して出力する基準電圧発生回路2と、出力電圧検出用の抵抗R1,R2と、誤差増幅回路3と、位相補償回路4とを備えている。
誤差増幅回路3は、差動対をなすPMOSトランジスタM11,M12、NMOSトランジスタM13〜M15、所定の定電流i11を供給する定電流源11及び所定の定電流i12を供給する定電流源12で構成されている。また、位相補償回路4は、PMOSトランジスタM22,M23、NMOSトランジスタM21,M24〜M27及び所定の定電流i21を供給する定電流源21で構成されている。
誤差増幅回路3は、差動対をなすPMOSトランジスタM11,M12、NMOSトランジスタM13〜M15、所定の定電流i11を供給する定電流源11及び所定の定電流i12を供給する定電流源12で構成されている。また、位相補償回路4は、PMOSトランジスタM22,M23、NMOSトランジスタM21,M24〜M27及び所定の定電流i21を供給する定電流源21で構成されている。
なお、NMOSトランジスタM21は可変抵抗をなし、PMOSトランジスタM11,M12、NMOSトランジスタM13,M14及び定電流源11は差動増幅回路部をなし、定電流源12及びNMOSトランジスタM15は増幅回路部をなす。また、PMOSトランジスタM22は比例電流生成回路部をなすと共に第1トランジスタをなし、PMOSトランジスタM23、NMOSトランジスタM24〜M27及び定電流源21は電流電圧変換回路部をなす。また、PMOSトランジスタM23は第2トランジスタを、NMOSトランジスタM24は第3トランジスタを、NMOSトランジスタM25は第4トランジスタをそれぞれなし、PMOSトランジスタM23、NMOSトランジスタM26,M27及び定電流源21は第2電圧生成回路をなす。また、図1の定電圧回路1において、各回路を1つのICに集積するようにしてもよく、場合によっては、出力トランジスタM1を除く各回路を1つのICに集積するようにしてもよい。
入力端子INと出力端子OUTとの間に出力トランジスタM1が接続され、出力端子OUTと接地電圧GNDとの間に抵抗R1及びR2が直列に接続されている。抵抗R1及びR2は、出力電圧VOUTを分圧して帰還電圧VFBを生成し出力する。
誤差増幅回路3において、差動対をなすPMOSトランジスタM11及びM12の各ソースは接続され、該接続部と入力電圧VINとの間には定電流源11が接続されている。PMOSトランジスタM11のゲートには基準電圧Vrefが、PMOSトランジスタM12のゲートには帰還電圧VFBがそれぞれ入力されている。
誤差増幅回路3において、差動対をなすPMOSトランジスタM11及びM12の各ソースは接続され、該接続部と入力電圧VINとの間には定電流源11が接続されている。PMOSトランジスタM11のゲートには基準電圧Vrefが、PMOSトランジスタM12のゲートには帰還電圧VFBがそれぞれ入力されている。
NMOSトランジスタM13及びM14は、カレントミラー回路を形成して前記差動対の負荷をなしており、NMOSトランジスタM13及びM14において、各ソースは接地電圧GNDにそれぞれ接続され、各ゲートは接続されてNMOSトランジスタM13のドレインに接続されている。NMOSトランジスタM13のドレインはPMOSトランジスタM11のドレインに、NMOSトランジスタM14のドレインはPMOSトランジスタM12のドレインにそれぞれ接続され、PMOSトランジスタM12とNMOSトランジスタM14との接続部はNMOSトランジスタM15のゲートに接続されている。入力電圧VINとNMOSトランジスタM15のドレインとの間に定電流源12が接続され、NMOSトランジスタM15のソースは接地電圧GNDに接続されている。定電流源12とNMOSトランジスタM15のドレインとの接続部が誤差増幅回路3の出力端をなしており、該出力端は出力トランジスタM1のゲートに接続されている。
次に、位相補償回路4において、PMOSトランジスタM12とNMOSトランジスタM14との接続部と、定電流源12とNMOSトランジスタM15のドレインとの接続部との間には、NMOSトランジスタM21とコンデンサC21が直列に接続されている。入力電圧VINとNMOSトランジスタM24のドレインとの間にはPMOSトランジスタM22が接続され、NMOSトランジスタM24のソースと接地電圧GNDとの間にはNMOSトランジスタM25が接続されている。PMOSトランジスタM22のゲートは出力トランジスタM1のゲートに接続され、PMOSトランジスタM22とNMOSトランジスタM24との接続部はNMOSトランジスタM21のゲートに接続されている。NMOSトランジスタM24において、ゲートがドレインに接続されて飽和結線され、NMOSトランジスタM25においても、ゲートがドレインに接続されて飽和結線されている。
NMOSトランジスタM26及びM27はカレントミラー回路を形成しており、NMOSトランジスタM26及びM27において、各ソースは接地電圧GNDにそれぞれ接続され、各ゲートは接続されてNMOSトランジスタM26のドレインに接続されている。入力電圧VINとNMOSトランジスタM27のドレインとの間には定電流源21が接続され、入力電圧VINとNMOSトランジスタM26のドレインとの間にはPMOSトランジスタM23が接続されている。PMOSトランジスタM23のゲートは出力トランジスタM1のゲートに接続され、定電流源21とNMOSトランジスタM27との接続部は、NMOSトランジスタM24とNMOSトランジスタM25との接続部に接続されている。なお、PMOSトランジスタM22とNMOSトランジスタM24との接続部の電圧をV1とし、NMOSトランジスタM24とNMOSトランジスタM25との接続部の電圧をV2とし、電圧V1は第1電圧を、電圧V2は第2電圧をそれぞれなす。
このような構成において、PMOSトランジスタM11,M12、NMOSトランジスタM13,M14及び定電流源11は差動増幅回路を形成しており、定電流源12及びNMOSトランジスタM15は、該差動増幅回路の出力電圧を増幅して出力トランジスタM1のゲートに出力する増幅回路をなしており、該増幅回路の出力電圧が誤差増幅回路3の出力電圧をなしている。
誤差増幅回路3は、基準電圧Vrefと帰還電圧VFBとの電圧差を増幅して出力トランジスタM1のゲートに出力し、帰還電圧VFBが基準電圧Vrefになるように出力トランジスタM1の動作制御を行う。出力トランジスタM1が、ゲートに入力された電圧に応じた電流を入力端子INから出力端子OUTに出力することにより、出力電圧VOUTが所定の電圧になるように制御される。
誤差増幅回路3は、基準電圧Vrefと帰還電圧VFBとの電圧差を増幅して出力トランジスタM1のゲートに出力し、帰還電圧VFBが基準電圧Vrefになるように出力トランジスタM1の動作制御を行う。出力トランジスタM1が、ゲートに入力された電圧に応じた電流を入力端子INから出力端子OUTに出力することにより、出力電圧VOUTが所定の電圧になるように制御される。
次に、位相補償回路4の動作について説明する。
位相補償回路4において、NMOSトランジスタM21のオン抵抗r21とコンデンサC21が位相補償動作を行う時定数をなしており、PMOSトランジスタM22,M23、NMOSトランジスタM24〜M26及び定電流源21が、出力電流IOUTに応じてオン抵抗r21が最適な値になるようにNMOSトランジスタM21の動作制御をする制御回路をなしている。
出力トランジスタM1のドレイン電流に応じた電流が、PMOSトランジスタM22及びM23にそれぞれ流れる。PMOSトランジスタM23のドレイン電流がNMOSトランジスタM26に流れ、NMOSトランジスタM26とM27とのトランジスタサイズ比に応じた電流がNMOSトランジスタ27に流れる。
位相補償回路4において、NMOSトランジスタM21のオン抵抗r21とコンデンサC21が位相補償動作を行う時定数をなしており、PMOSトランジスタM22,M23、NMOSトランジスタM24〜M26及び定電流源21が、出力電流IOUTに応じてオン抵抗r21が最適な値になるようにNMOSトランジスタM21の動作制御をする制御回路をなしている。
出力トランジスタM1のドレイン電流に応じた電流が、PMOSトランジスタM22及びM23にそれぞれ流れる。PMOSトランジスタM23のドレイン電流がNMOSトランジスタM26に流れ、NMOSトランジスタM26とM27とのトランジスタサイズ比に応じた電流がNMOSトランジスタ27に流れる。
ここで、PMOSトランジスタM22とPMOSトランジスタM23とのトランジスタサイズ比と、NMOSトランジスタM27とM26とのトランジスタサイズ比が同一になるように設定しておくと、実質的には、PMOSトランジスタM22のドレイン電流はすべてNMOSトランジスタM27に流れ込み、PMOSトランジスタM23のドレイン電流はすべてNMOSトランジスタM26に流れ込むことになる。すなわち、NMOSトランジスタM24のドレイン電圧である電圧V1は、出力トランジスタM1のドレイン電流に応じて変化し、NMOSトランジスタM25のドレイン電圧である電圧V2は、定電流源21によって定電圧になる。NMOSトランジスタM21のゲートに電圧V1が入力されることにより、NMOSトランジスタM21のオン抵抗が、出力端子OUTから出力される出力電流IOUTに応じて最適な値になるようにすることができる。
図2は、NMOSトランジスタM21のオン抵抗r21と出力電流IOUTとの関係例を示した図である。
図2において、曲線aは理想的なオン抵抗r21の変化を示し、曲線bは定電流源21、PMOSトランジスタM23及びNMOSトランジスタM26,M27を設けず、すなわちNMOSトランジスタM25のドレイン電圧V2が定電圧化しない場合のオン抵抗r21の変化を示している。曲線bでは出力電流IOUTの変化に対する電圧V1の変化が大きすぎるため、出力電流IOUTが増加するに従って曲線aで示した理想曲線から乖離してしまうことが分かる。これに対して、曲線cは、図1の位相補償回路4におけるNMOSトランジスタM21のオン抵抗r21の変化を示しており、曲線bよりも曲線aに近い変化を示していることが分かる。
図2において、曲線aは理想的なオン抵抗r21の変化を示し、曲線bは定電流源21、PMOSトランジスタM23及びNMOSトランジスタM26,M27を設けず、すなわちNMOSトランジスタM25のドレイン電圧V2が定電圧化しない場合のオン抵抗r21の変化を示している。曲線bでは出力電流IOUTの変化に対する電圧V1の変化が大きすぎるため、出力電流IOUTが増加するに従って曲線aで示した理想曲線から乖離してしまうことが分かる。これに対して、曲線cは、図1の位相補償回路4におけるNMOSトランジスタM21のオン抵抗r21の変化を示しており、曲線bよりも曲線aに近い変化を示していることが分かる。
このようなことから、電圧V2を定電圧化することによって、出力電流IOUTの変化に応じて、NMOSトランジスタM21のオン抵抗が最適な値に変化するようにすることができる。
このように、本第1の実施の形態における定電圧回路は、出力電流IOUTに応じて変化する電圧V1と、出力電流IOUTに関係なく定電圧になる電圧V2によって、位相補償を行うための最適なバイアス電圧を設定することができ、電圧V1の変化に応じてオン抵抗が変化するNMOSトランジスタM21をコンデンサC21と共に位相補償回路4の時定数をなすようにしたことから、出力電流IOUTに応じて最適な位相補償回路の時定数を設定することができる。
このように、本第1の実施の形態における定電圧回路は、出力電流IOUTに応じて変化する電圧V1と、出力電流IOUTに関係なく定電圧になる電圧V2によって、位相補償を行うための最適なバイアス電圧を設定することができ、電圧V1の変化に応じてオン抵抗が変化するNMOSトランジスタM21をコンデンサC21と共に位相補償回路4の時定数をなすようにしたことから、出力電流IOUTに応じて最適な位相補償回路の時定数を設定することができる。
1 定電圧回路
2 基準電圧発生回路
3 誤差増幅回路
4 位相補償回路
11,12,21 定電流源
M1 出力トランジスタ
M11,M12,M22,M23 PMOSトランジスタ
M13,M14,M21,M24〜M27 NMOSトランジスタ
R1,R2 抵抗
2 基準電圧発生回路
3 誤差増幅回路
4 位相補償回路
11,12,21 定電流源
M1 出力トランジスタ
M11,M12,M22,M23 PMOSトランジスタ
M13,M14,M21,M24〜M27 NMOSトランジスタ
R1,R2 抵抗
Claims (7)
- 入力端子から入力された入力電圧を所定の電圧に変換して出力端子から出力電圧として出力する定電圧回路において、
制御電極に入力された制御信号に応じた電流を前記入力端子から前記出力端子に出力して、前記出力電圧の制御を行う出力トランジスタと、
所定の基準電圧と前記出力電圧に比例した帰還電圧との電圧差を増幅して該出力トランジスタの制御電極に出力する誤差増幅回路と、
該誤差増幅回路の動作を安定させるために、該誤差増幅回路の入力と出力との間の位相差を補正する可変抵抗及びコンデンサを有する位相補償回路と、
を備え、
前記位相補償回路は、前記出力端子から出力される出力電流の検出を行い、該検出した電流値の変化に対する前記可変抵抗の抵抗値の変化が所定の関係をなすように、前記検出した電流値に応じて前記可変抵抗の抵抗値を変えることを特徴とする定電圧回路。 - 前記誤差増幅回路は、
前記基準電圧と前記帰還電圧との電圧差を増幅して出力する差動増幅回路部と、
該差動増増幅回路部の出力電圧を増幅して前記出力トランジスタの制御電極に出力する増幅回路部と、
を備え、
前記位相補償回路は、前記可変抵抗と前記コンデンサとの直列回路が、前記差動増幅回路部の出力端と前記増幅回路部の出力端との間に接続されることを特徴とする請求項1記載の定電圧回路。 - 前記位相補償回路は、
前記出力トランジスタから出力される電流に比例した電流を生成する比例電流生成回路部と、
該比例電流生成回路部で生成された比例電流に応じた第1電圧を生成して前記可変抵抗の制御電極に出力する電流電圧変換回路部と、
を備え、
前記可変抵抗は、該電流電圧変換回路部から入力された第1電圧に応じて抵抗値を変化させることを特徴とする請求項2記載の定電圧回路。 - 前記比例電流生成回路部は、前記増幅回路部の出力電圧に応じた電流を出力する第1トランジスタからなり、
前記電流電圧変換回路部は、
前記第1トランジスタの電流出力端に直列に接続され、飽和結線されたMOSトランジスタをそれぞれなす第3トランジスタ及び第4トランジスタと、
該第3トランジスタと第4トランジスタとの接続部の電圧が所定の第2電圧になるようにする第2電圧生成回路と、
を備え、
前記第1トランジスタと前記第3トランジスタとの接続部の電圧が前記第1電圧をなすことを特徴とする請求項3記載の定電圧回路。 - 前記第2電圧生成回路は、
前記増幅回路部の出力電圧に応じた電流を出力する第2トランジスタと、
入力側トランジスタに該第2トランジスタから出力された電流が流れるカレントミラー回路と、
該カレントミラー回路の出力側トランジスタに所定の定電流を供給する定電流源と、
を備え、
前記定電流源と前記出力側トランジスタとの接続部が、前記第3トランジスタと第4トランジスタとの接続部に接続されることを特徴とする請求項4記載の定電圧回路。 - 前記カレントミラー回路は、入力側トランジスタと出力側トランジスタとのトランジスタサイズ比が、前記第2トランジスタと前記第1トランジスタとのトランジスタサイズ比と同じであることを特徴とする請求項5記載の定電圧回路。
- 前記可変抵抗は、制御電極に入力された電圧に応じてオン抵抗が変わるトランジスタであることを特徴とする請求項1、2、3、4、5又は6記載の定電圧回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Applications Claiming Priority (1)
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ID=43592597
Family Applications (1)
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JP2009154847A Pending JP2011013726A (ja) | 2009-06-30 | 2009-06-30 | 定電圧回路 |
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