JP2011010512A - 昇降圧コンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】安価で且つ耐ノイズ性の良い昇降圧コンバータを提供すること。
【解決手段】昇降圧コンバータ１０−２において、制御マイコン１５をリアクトルＬ１に直列に接続されたシャント抵抗器Ｒｓと同様に高圧系に接続した。これによって、リアクトルＬ１に直列接続されたシャント抵抗器Ｒｓの両端から引き出されて接続される抵抗器Ｒ１ａ，Ｒ２ａを、従来のように数ＭΩ以上の高抵抗値として、低圧系の制御マイコン１５を高圧系から絶縁する必要が無くなる。つまり、シャント抵抗器Ｒｓの両端の引き出し線に接続される抵抗器Ｒ１ａ，Ｒ２ａの抵抗値を数１０ＫΩと従来よりも大幅に低抵抗値とすることができるので、外部からのノイズの影響を受けにくくなり、耐ノイズ性が向上する。
【選択図】図４

Description

本発明は、ＩＧＢＴなどの電力変換用のスイッチング素子を用いて直流電圧を昇圧又は降圧する昇降圧コンバータに関し、特に昇圧又は高圧の際に流れる負荷電流を安価な構成で検出可能な昇降圧コンバータに関する。

図１に示すように、従来の昇降圧コンバータ１０は、例えばハイブリッド車両に搭載され、直流電源１と、モータジェネレータＭＧが接続されたインバータ２との間に接続されており、直流電源１から供給された直流電力を昇圧してインバータ２へ出力し、この逆方向に、モータジェネレータＭＧが発電機となる際にインバータ２から出力される直流電力を降圧して直流電源へ回生する。但し、直流電源１は、当該直流電源１からの直流電力が供給される高圧電源線１２ＰＬ及び高圧接地線１２Ｎで昇降圧コンバータ１０に接続され、インバータ２は、昇圧後の直流電力が供給される高圧電源線１２ＰＨ及び高圧接地線１２Ｎで昇降圧コンバータ１０に接続されている。

また、昇降圧コンバータ１０は、図２に示すように、コンデンサＣ１と、リアクトルＬ１と、高圧電源側の半導体素子である上アーム用スイッチング素子（電力変換用スイッチング素子）Ｔ１と、高圧接地側の半導体素子である下アーム用スイッチング素子Ｔ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２と、コンデンサＣ２とを備えて構成されている。但し、各スイッチング素子Ｔ１，Ｔ２は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であり、各ダイオードＤ１，Ｄ２は、フリーホイールダイオードである。

これら構成要素は、直流電源１の正極側である高圧電源線１２ＰＬにコンデンサＣ１及びリアクトルＬ１の一端が接続され、負極側である高圧接地線１２ＮにコンデンサＣ１の他端と下アーム用スイッチング素子Ｔ２のエミッタ端子が接続されている。上アーム用スイッチング素子Ｔ１と下アーム用スイッチング素子Ｔ２とは直列に接続されており、この接続点にリアクトル２４の他端が接続されている。つまり上アーム用スイッチング素子２１のエミッタ端子及び下アーム用スイッチング素子２２のコレクタ端子が接続され、この接続点にリアクトル２４の他端が接続されている。

上アーム用スイッチング素子Ｔ１のコレクタ端子は、高圧電源線１２ＰＨでインバータ２の一端側に接続され、下アーム用スイッチング素子Ｔ２のエミッタ端子は、高圧接地線１２Ｎでインバータ２の他端側に接続されている。コンデンサＣ２は高圧電源線１２ＰＨと高圧接地線１２Ｎとの間に接続され、双方の線１２ＰＨ，１２Ｎに供給される直流電圧を平滑化する。

このような構成の昇降圧コンバータ１０において、昇圧時には、下アーム用スイッチング素子Ｔ２がオン時にリアクトルＬ１に磁気エネルギーとして保持され、オフ時にその保持された磁気エネルギーで昇圧される直流電力が、上アーム用スイッチング素子Ｔ１に並列接続されているダイオードＤ１を通って高圧電源線１２Ｐからインバータ２へ出力される。一方、降圧時には、上アーム用スイッチング素子Ｔ１がオン／オフを繰り返すと、インバータ２からの直流電力が当該スイッチング素子Ｔ１を断続的に通り、この通った直流電力がリアクトルＬ１とコンデンサＣ１による充放電現象によって、インバータ２の出力直後よりも降圧されて直流電源１へ回生される。

この昇圧又は降圧時にリアクトルＬ１に流れる負荷電流を検出する構成として、リアクトルＬ１のスイッチング素子側の負荷線に、例えば特許文献１に記載のような磁気コア１７ａ及びホール素子１７ｂを有して成る電流センサ１７が絶縁状態に組み込まれており、ホール素子１７ｂで検出される負荷電流が電圧信号として制御マイコン１５に入力されるようになっている。つまり、制御マイコン１５で電流センサ１７からの電圧を検出することによって、リアクトルＬ１に流れる負荷電流を検出可能となっている。但し、制御マイコン１５は、高圧接地線１２Ｎと絶縁され、且つ車両ボディに接続された低圧接地線ＧＮＤに接続されており、制御マイコン１５からフォトカプラ１３ａ，１４ａを介してＳＷ（スイッチング）素子駆動部１３ｂ，１４ｂに制御信号が入力されることによって、ＳＷ素子駆動部１３ｂ，１４ｂで各スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６がオン／オフ制御される。

この他に昇降圧コンバータにおいて負荷電流を検出する構成回路を図３に示す。この図３に示す昇降圧コンバータ１０−１において、昇圧又は降圧時にリアクトルＬ１に流れる電流を検出する構成は、リアクトルＬ１と、各スイッチング素子Ｔ１，Ｔ２の直列接続点との間に、電流検出用のシャント抵抗器Ｒｓを介挿接続し、昇圧又は降圧時に負荷電流が流れる際にシャント抵抗器Ｒｓの両端の電位差を抵抗器Ｒ１，Ｒ２を介して差動増幅器２０に入力し、この入力に応じて差動増幅器２０から出力される電圧を制御マイコン１５で検出するようになっている。つまり、シャント抵抗器Ｒｓは、リアクトルＬ１に直列に接続される。

また、抵抗器Ｒ１と差動増幅器２０の反転入力端「−」との間には分圧用の抵抗器Ｒ３が接続され、この抵抗器Ｒ３の他端２１は低圧接地線ＧＮＤに接続されている。抵抗器Ｒ２と差動増幅器２０の非反転入力端「＋」との間には分圧用の抵抗器Ｒ４が接続され、この抵抗器Ｒ４の他端２２は低圧接地線ＧＮＤに接続されている。更に、抵抗器Ｒ２と差動増幅器２０の非反転入力端「＋」との間には抵抗器Ｒ６が接続され、この抵抗器Ｒ６の他端２３には基準電圧Ｖｆが印加されている。また、差動増幅器２０の反転入力端と出力端とは抵抗器Ｒ５を介して接続されている。

このような構成においては、リアクトルＬ１に直列に接続されたシャント抵抗器Ｒｓの両端の電位差を抵抗器Ｒ１，Ｒ２を介して差動増幅器２０に入力し、この入力に応じて差動増幅器２０から出力される電圧を、低圧系に配設された制御マイコン１５に入力するようになっている。このため、低圧系に配置された制御マイコン１５を感電事故防止等のため高圧系から絶縁する必要があるので、シャント抵抗器Ｒｓの両端の引き出し線に接続される抵抗器Ｒ１，Ｒ２を数ＭΩ以上の高抵抗値として、高圧系と低圧系とを絶縁する構成となっている。

この種の昇降圧コンバータとして特許文献２に記載のものが有る。

特開昭６４−８３１５４号公報 特開平１１−８９２２２号公報

しかし、上述の図２に示した昇降圧コンバータ１０においては、昇圧又は降圧時にリアクトルＬ１に流れる負荷電流を検出するために、リアクトルＬ１の一端側に電流センサ１７を絶縁状態に組み込む必要があるが、電流センサ１７は磁気コア１７ａ及びホール素子１７ｂといった高価な部品を用いているため、昇降圧コンバータ１０が高価となる問題があった。

また、図３に示した昇降圧コンバータ１０−１においては、低圧系に配置された制御マイコン１５を高圧系から絶縁するために、シャント抵抗器Ｒｓの両端の引き出し線に接続される抵抗器Ｒ１，Ｒ２を数ＭΩ以上と高抵抗値としなければならない。この高抵抗値のため外部からのノイズの影響を受けやすくなり、ノイズの影響を受けた場合、差動増幅器２０への入力電圧が変動し、制御マイコン１５で正確な負荷電流の検出が出来なくなる。つまり、シャント抵抗器Ｒｓの両端の引き出し線に接続される抵抗器Ｒ１，Ｒ２を数ＭΩ以上と高抵抗値としなければならないので、耐ノイズ性が悪くなるという問題があった。

なお、差動増幅器２０にアイソレーションアンプを用いれば、抵抗器Ｒ１，Ｒ２を数ＭΩ以上と高抵抗値とする必要はないが、アイソレーションアンプが高価であるため昇降圧コンバータ１０−１が高価となってしまう。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、安価で且つ耐ノイズ性の良い昇降圧コンバータを提供することを目的とする。

上記目的を達成するためになされた請求項１に記載の発明は、互いに直列接続された第１及び第２のスイッチング素子と、これらスイッチング素子に各々並列接続された第１及び第２のダイオードと、前記第１及び第２のスイッチング素子の接続点に一端が接続されたリアクトルと、このリアクトルの他端に接続されたコンデンサとを有し、前記第１又は第２のスイッチング素子のオン／オフ動作によって、前記リアクトルの他端から入力される電圧を当該リアクトル及び前記第１又は第２のダイオードを介して昇圧して出力すると共に、前記第１又は第２のスイッチング素子を介して入力された電圧を前記リアクトル及び前記コンデンサを介して降圧して出力する昇降圧コンバータにおいて、前記リアクトルに直列に接続されて介挿された電流検出用抵抗器と、前記電流検出用抵抗器の両端の電位差を分圧する分圧用抵抗器と、前記分圧用抵抗器で分圧された電圧を増幅して出力する差動増幅器と、前記第１及び第２のスイッチング素子が接続される高圧系の接地線に接続され、前記差動増幅器から出力される電圧に基づいて前記リアクトルに流れる負荷電流を検出する制御手段とを備えることを特徴とする。

この構成によれば、制御手段が電流検出用抵抗器と同様に高圧系に接続されているので、電流検出用抵抗器の両端から引き出されて接続される分圧用抵抗器を、従来のように数ＭΩ以上の高抵抗値として、低圧系に配置された制御手段を高圧系から絶縁する必要が無くなる。従来は、制御手段が高圧用の接地線と絶縁された車両ボディ等の低圧接地線に接続されて低圧系に配置されていた。このため、分圧用抵抗器を高抵抗値として、低圧系の制御手段を高圧系から絶縁する必要があった。その高抵抗値のため外部からのノイズの影響を受けやすくなり、ノイズの影響を受けた場合、差動増幅器への入力電圧が変動し、制御手段で正確な負荷電流の検出が出来なくなっていた。

しかし、本発明では、制御手段が高圧系に配置されているので高圧系から絶縁する必要がなくなる。このため、電流検出用抵抗器の両端から引き出されて接続される分圧用抵抗器の抵抗値を数１０ＫΩと従来よりも大幅に低抵抗値とすることができる。この低抵抗値のため外部からのノイズの影響を受けにくくなり、耐ノイズ性が向上する。つまり、ノイズの影響を受けないので差動増幅器への入力電圧が変動することがなくなり、制御手段で正確な負荷電流の検出を行なうことが出来る。

また、負荷電流検出のために、材料費の安価なシャント抵抗器等の電流検出用抵抗器や分圧用抵抗器、及び差動増幅器で済むので、電力変換装置を安価に構成することができる。

請求項２に記載の発明は、互いに直列接続された第１及び第２のスイッチング素子と、これらスイッチング素子に各々並列接続された第１及び第２のダイオードと、前記第１及び第２のスイッチング素子の接続点に一端が接続されたリアクトルと、このリアクトルの他端に接続されたコンデンサとを有し、前記第１又は第２のスイッチング素子のオン／オフ動作によって、前記リアクトルの他端から入力される電圧を当該リアクトル及び前記第１又は第２のダイオードを介して昇圧して出力すると共に、前記第１又は第２のスイッチング素子を介して入力された電圧を前記リアクトル及び前記コンデンサを介して降圧して出力する昇降圧コンバータにおいて、前記リアクトルの両端の電位差を分圧する分圧用抵抗器と、前記分圧用抵抗器で分圧された電圧を増幅して出力する差動増幅器と、前記第１及び第２のスイッチング素子が接続される高圧系の接地線に接続され、前記差動増幅器から出力される電圧に基づいて前記リアクトルに流れる負荷電流を検出する制御手段とを備えることを特徴とする。

この構成によれば、上記請求項１の電流検出用抵抗器を無くし、リアクトルの抵抗成分を利用して昇圧又は降圧時に流れる負荷電流を検出するようにしたので、より簡単な構成でリアクトルに流れる負荷電流を検出することが出来る。

請求項３に記載の発明は、前記制御手段は、アナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路を有し、このＡ／Ｄ変換回路に前記差動増幅器の出力電圧が入力されるように構成され、前記差動増幅器は、前記分圧用抵抗器で分圧された電流検出用抵抗器の両端の電位差による電圧を、前記Ａ／Ｄ変換回路に直接入力可能な範囲の電圧に増幅する増幅率を有することを特徴とする。

この構成によれば、標準的なスペックのマイコンピュータ等の制御手段を使用可能なので、特別なスペックの制御手段や、制御手段の入力側に更に電圧増幅器を必要とするなどの回路構成を採らなくても良いので、その分、電力変換装置のコストを削減することが出来る。

請求項４に記載の発明は、前記差動増幅器の基準電圧は、前記制御手段のＡ／Ｄ変換回路の入力側電圧の１／２であることを特徴とする。

この構成によれば、リアクトルに流れる負荷電流は双方向に流れるので、電流検出用抵抗器又はリアクトルの両端の電位差による電圧は正弦波となる。この正弦波の中心電位の上側の半波波形が昇圧時に流れる負荷電流で、下側の半波波形がその逆側に流れる半波波形となる。ここで、差動増幅器の基準電圧がＡ／Ｄ変換回路の最下位電圧（例えば０Ｖ）である場合、差動増幅器から出力されてＡ／Ｄ変換回路に入力される電圧の波形は、正弦波の中心から上側の半波波形のみとなる。このため、制御手段では昇圧時に流れる負荷電流しか検出できなくなってしまう。そこで、本発明のように、基準電圧をＡ／Ｄ変換回路の入力側電圧の１／２（例えば２．５Ｖ）として、差動増幅器から出力される正弦波の中心電位がＡ／Ｄ変換回路の中心電位（例えば２．５Ｖ）となるようにすれば、制御手段で正弦波の中心電位の上側と下側との電圧を容易に判別することができる。つまり、昇圧時に流れる負荷電流と、その逆側に流れる負荷電流とを容易に判別することができる。

請求項５に記載の発明は、前記差動増幅器の基準電圧を、前記リアクトルの他端から入力される電圧を供給する電源の電位の１／２とすることを特徴とする。

この構成によれば、例えばリアクトルの他端から入力される電圧を供給する電源の電位が６５０Ｖの場合に、基準電圧がその１／２の３２５Ｖとなる。この３２５Ｖを基準電圧として差動増幅器で例えば０〜５Ｖの出力電圧を得るようにする。これによって６５０Ｖから０〜５Ｖの出力電圧を得る場合に比べ、その出力電圧に変換する電位差が元の電位差６５０Ｖの１／２の３２５Ｖとなるので、外部からのノイズによる電圧への影響を受けにくくなる。つまり、耐ノイズ性を向上させることが出来る。

請求項６に記載の発明は、前記分圧用抵抗器の端に印加される基準電圧と、前記差動増幅器の基準電圧とを同じ電圧源の電圧とすることを特徴とする。

この構成によれば、分圧用抵抗器の端の基準電圧と、差動増幅器の基準電圧とが別々に定められている場合、分圧用抵抗器の基準電圧が変動しても、差動増幅器の基準電圧は変動しないので、差動増幅器の出力電圧が変動することになる。しかし、本発明のように分圧用抵抗器の基準電圧と、差動増幅器の基準電圧とを同じ電圧源の電圧とした場合、分圧用抵抗器の基準電圧が変動しても、差動増幅器の基準電圧も同様に変動するので、差動増幅器の出力電圧の変動が無くなる。

請求項７に記載の発明は、前記制御手段は、前記直流電源とは異なる低電圧源からの電源供給を受けて作動する低圧系の装置に対し、フォトカプラを介して接続されることを特徴とする。

この構成によれば、制御手段が高圧系に配置されていても、高圧系と切り離された低圧系の装置を制御することができる。

従来の昇降圧コンバータを用いた電力変換装置の構成を示すブロック図である。 従来の負荷電流の検出が可能な昇降圧コンバータの回路構成である。 従来の負荷電流の検出が可能な他の昇降圧コンバータの回路構成である。 本発明の実施形態に係る負荷電流の検出が可能な昇降圧コンバータの回路構成を示す図である。 本発明の実施形態に係る負荷電流の検出が可能な昇降圧コンバータの回路構成の変形例を示す図である。 本発明の実施形態に係る負荷電流の検出が可能な昇降圧コンバータの他の回路構成を示す図である。

以下、本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。但し、本明細書中の全図において相互に対応する部分には同一符号を付し、重複部分においては後述での説明を適時省略する。

図４は、本発明の実施形態に係る負荷電流の検出が可能な昇降圧コンバータの回路構成を示す図である。

図４に示す昇降圧コンバータ１０−２が、図３に示した昇降圧コンバータ１０−１と異なる点は、制御マイコン（制御手段）１５を高圧接地線１２Ｎに接続して高圧系側に配置したことにある。

この昇降圧コンバータ１０−２の構成を説明する。昇降圧コンバータ１０−２は、図１に示した昇降圧コンバータ１０と同様に、例えばハイブリッド車両に搭載され、直流電源１から供給された直流電力を昇圧してインバータ２へ出力し、この逆方向に、モータジェネレータＭＧが発電機となる際にインバータ２から出力される直流電力を降圧して直流電源へ回生する。なお、直流電源１は、当該直流電源１の電位の高圧電源線１２ＰＬ及び高圧接地線１２Ｎで昇降圧コンバータ１０に接続され、インバータ２は、直流電源１の電位を昇圧した電位の高圧電源線１２ＰＨ及び高圧接地線１２Ｎで昇降圧コンバータ１０に接続されている。

この昇降圧コンバータ１０−２は、図４に示すように、コンデンサＣ１と、リアクトルＬ１と、高圧電源側の半導体素子である上アーム用スイッチング素子Ｔ１と、高圧接地側の半導体素子である下アーム用スイッチング素子Ｔ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２と、コンデンサＣ２とを備えて構成されている。これら構成要素は、直流電源１の正極側である高圧電源線１２ＰＬにコンデンサＣ１及びリアクトルＬ１の一端が接続され、負極側である高圧接地線１２ＮにコンデンサＣ１の他端と下アーム用スイッチング素子Ｔ２のエミッタ端子が接続されている。上アーム用スイッチング素子Ｔ１と下アーム用スイッチング素子Ｔ２とは直列に接続されており、この接続点にリアクトル２４の他端が接続されている。上アーム用スイッチング素子Ｔ１のコレクタ端子は、高圧電源線１２ＰＨでインバータ２の一端側に接続され、下アーム用スイッチング素子Ｔ２のエミッタ端子は、高圧接地線１２Ｎでインバータ２の他端側に接続されている。コンデンサＣ２は高圧電源線１２ＰＨと高圧接地線１２Ｎとの間に接続され、双方の線１２ＰＨ，１２Ｎに供給される直流電圧を平滑化する。

このような構成の昇降圧コンバータ１０−１において、昇圧時には、下アーム用スイッチング素子Ｔ２がオン時にリアクトルＬ１に磁気エネルギーとして保持され、オフ時にその保持された磁気エネルギーで昇圧される直流電力が、上アーム用スイッチング素子Ｔ１のダイオードＤ１を通って高圧電源線１２Ｐからインバータ２へ出力される。一方、降圧時には、上アーム用スイッチング素子Ｔ１がオン／オフを繰り返すと、インバータ２からの直流電力が当該スイッチング素子Ｔ１を断続的に通り、この通った直流電力がリアクトルＬ１とコンデンサＣ１による充放電現象によって、インバータ２の出力直後よりも降圧されて直流電源１へ回生される。

この昇圧又は降圧時にリアクトルＬ１に流れる負荷電流を検出する構成として、リアクトルＬ１と、各スイッチング素子Ｔ１，Ｔ２の直列接続点との間に、電流検出用のシャント抵抗器Ｒｓを介挿接続し、昇圧又は降圧時に負荷電流（例えば５００Ａ）が流れる際にシャント抵抗器Ｒｓの両端の電位差（例えば５０ｍＶ）を抵抗器Ｒ１ａ，Ｒ２ａを介して差動増幅器２０ａに入力し、この入力に応じて差動増幅器２０ａから出力される電圧（例えば０〜５Ｖ）を制御マイコン１５で検出するようになっている。

また、抵抗器Ｒ１ａと差動増幅器２０ａの反転入力端「−」との間には分圧用の抵抗器Ｒ３ａが接続され、この抵抗器Ｒ３ａの他端２１ａは高圧接地線１２Ｎに接続されている。抵抗器Ｒ２ａと差動増幅器２０ａの非反転入力端「＋」との間には分圧用の抵抗器Ｒ４ａが接続され、この抵抗器Ｒ４ａの他端２２ａは高圧接地線１２Ｎに接続されている。更に、抵抗器Ｒ２ａと差動増幅器２０ａの非反転入力端「＋」との間には抵抗器Ｒ６ａが接続され、この抵抗器Ｒ６ａの他端２３ａには基準電圧Ｖｆが印加されている。また、差動増幅器２０ａの反転入力端と出力端とは抵抗器Ｒ５ａを介して接続されている。更に、制御マイコン１５には、フォトカプラ３１，３２を介して低圧接地線ＧＮＤ側に配置された車両の通信装置３０が接続されている。

この構成の昇降圧コンバータ１０−２によれば、リアクトルＬ１に負荷電流が流れる際にシャント抵抗器Ｒｓの両端の電位差が、抵抗器Ｒ１ａ及びＲ３ａによる分圧用抵抗器と、抵抗器Ｒ２ａ及びＲ４ａによる分圧用抵抗器とで分圧されて差動増幅器２０ａの反転入力端及び非反転入力端に入力され、この入力に応じて差動増幅器２０から出力される電圧が制御マイコン１５に入力される。これによって制御マイコン１５で、リアクトルＬ１に流れる負荷電流を検出することができる。

このような本実施形態の昇降圧コンバータ１０−２は、制御マイコン１５がリアクトルＬ１に流れる電流を検出するためのシャント抵抗器Ｒｓと同様に高圧系に接続されているので、シャント抵抗器Ｒｓの両端の引き出し線に接続される抵抗器Ｒ１ａ，Ｒ２ａを従来のように数ＭΩ以上の高抵抗値として、低圧系の制御マイコン１５を高圧系から絶縁する必要が無くなる。従って、シャント抵抗器Ｒｓの両端の引き出し線に接続される抵抗器Ｒ１ａ，Ｒ２ａの抵抗値を数１０ＫΩと従来よりも大幅に低抵抗値とすることができる。

この低抵抗値のため外部からのノイズの影響を受けにくくなり、耐ノイズ性が向上する。つまり、ノイズの影響を受けないので差動増幅器２０ａへの入力電圧が変動することがなくなり、制御マイコン１５で正確な負荷電流の検出を行なうことが出来る。また、負荷電流検出のために、材料費の安価なシャント抵抗器Ｒｓ及び差動増幅器２０ａ並びに複数の抵抗器Ｒ１ａ〜Ｒ６ａで済むので、昇降圧コンバータ１０−２を安価に構成することができる。つまり、従来のように電流センサや、差動増幅器としてアイソレーションアンプを用いることが無いので、その分、昇降圧コンバータ１０−２を安価に構成することができる。このことから本実施形態によれば、昇降圧コンバータ１０−２を安価で且つ耐ノイズ性の良いものとすることができる。

また、制御マイコン１５における差動増幅器２０ａからの電圧の入力回路は、Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換回路から構成されている。このため、差動増幅器２０ａを、分圧用の抵抗器Ｒ１ａ〜Ｒ４ａで分圧されたシャント抵抗器Ｒｓの両端の電位差による電圧を、Ａ／Ｄ変換回路に直接入力可能な範囲の電圧に増幅する増幅率としても良い。このようにすれば、標準的なスペックの制御マイコン１５を使用可能なので、特別なスペックの制御マイコンや、制御マイコンの入力側に更に電圧増幅器を必要とするなどの回路構成を採らなくても良いので、その分、装置コストを削減することが出来る。

また、差動増幅器２０ａの非反転入力端「＋」に接続される抵抗器Ｒ６ａの端２３ａに印加される基準電圧Ｖｆは、制御マイコン１５のＡ／Ｄ変換回路の入力側電圧の１／２（例えば２．５Ｖ）としても良い。

ここで、リアクトルＬ１に流れる負荷電流は、昇圧時と、降圧時とで逆に流れる。このため、シャント抵抗器Ｒｓの両端の電位差による電圧は、例えば０〜５Ｖの正弦波となる。つまり、正弦波の中心電位の上側の半波波形が例えばモータジェネレータＭＧ側に流れる負荷電流で、下側の半波波形がその逆側に流れる半波波形となる。

ここで、差動増幅器２０ａの基準電圧ＶｆがＡ／Ｄ変換回路の最下位電圧（例えば０Ｖ）である場合、差動増幅器２０ａから出力されてＡ／Ｄ変換回路に入力される電圧の波形は、正弦波の中心から上側の半波波形のみとなる。このため、制御マイコン１５ではモータジェネレータＭＧ側に流れる負荷電流しか検出できなくなってしまう。

そこで、上記のように、基準電圧ＶｆをＡ／Ｄ変換回路の入力側電圧の１／２（例えば２．５Ｖ）として、差動増幅器２０ａから出力される正弦波の中心電位がＡ／Ｄ変換回路の中心電位（例えば２．５Ｖ）となるようにすれば、正弦波の中心電位の上側と下側との電圧を容易に判別することができる。つまり、昇圧時に流れる負荷電流と、その逆側、つまり降圧時に流れる負荷電流とを容易に判別することができる。

次に、図５に示す昇降圧コンバータ１０−３のように、差動増幅器２０ａの基準電圧Ｖｆを、直流電源１の電圧が供給される高圧電源線１２ＰＬと高圧接地線１２ＮＬとの間の電圧の１／２としても良い。これは、高圧接地線１２Ｎと高圧電源線１２ＰＬとを２つの抵抗器Ｒ１１，Ｒ１２を介して接続し、それら抵抗器Ｒ１１，Ｒ１２の間と、差動増幅器２０ａの非反転入力端「＋」に接続された抵抗器Ｒ６ａの端２３ａとを接続して実現する。但し、分圧用の抵抗器Ｒ３ａ及びＲ４ａの端２１ａ，２２ａの電位も基準電圧Ｖｆと同じとする。

このようにすれば、例えば高圧接地線１２Ｎから高圧電源線１２ＰＬまでの電位差の電圧が例えば６５０Ｖの場合に、基準電圧Ｖｆがその１／２の３２５Ｖとなる。この３２５Ｖを基準電圧Ｖｆとして差動増幅器２０ａで例えば０〜５Ｖの出力電圧を得るようにする。これによって６５０Ｖから０〜５Ｖの出力電圧を得る場合に比べ、その出力電圧に変換する電位差が元の電位差６５０Ｖの１／２である３２５Ｖとなるので、外部からのノイズによる電圧への影響を受けにくくなる。つまり、耐ノイズ性を向上させることが出来る。

また、図４において、分圧用抵抗器Ｒ３ａ及びＲ４ａの端２１ａ，２２ａに印加される基準電圧と、差動増幅器２０ａの基準電圧Ｖｆとを同じ電圧源の電圧としても良い。ここで、前述した図４の昇降圧コンバータ１０−２，１０−３のように、分圧用の抵抗器Ｒ３ａ及びＲ４ａの端２１ａ，２２ａが高圧接地線１２Ｎに接続されて基準電圧が定められ、これとは別に差動増幅器２０ａの基準電圧Ｖｆが定められている場合、抵抗器Ｒ３ａ及びＲ４ａの基準電圧が変動しても、基準電圧Ｖｆは変動しないので、差動増幅器２０ａの出力電圧が変動することになる。

しかし、分圧用抵抗器Ｒ３ａ及びＲ４ａの端２１ａ，２２ａに印加される基準電圧と、差動増幅器２０ａの基準電圧Ｖｆとを同じ電圧源の電圧とした場合、抵抗器Ｒ３ａ及びＲ４ａの基準電圧が変動しても、基準電圧Ｖｆも同様に変動するので、差動増幅器２０ａの出力電圧の変動を無くすことが出来る。

この他、図６に示す昇降圧コンバータ１０−４のように、リアクトルＬ１の抵抗成分を利用して昇圧又は降圧時に流れる負荷電流を検出するようにしても良い。これは、図４に示した昇降圧コンバータ１０−２の構成からシャント抵抗器Ｒｓを除去して、リアクトルＬ１の一端を各スイッチング素子Ｔ１，Ｔ２の直列接続点に接続して図６に示す構成とする。この構成において、リアクトルＬ１の両端に各々引き出し線を接続し、これら引き出し線の他端を抵抗器Ｒ１ａ，Ｒ２ａに接続して昇降圧コンバータ１０−４を構成する。この構成の昇降圧コンバータ１０−４においても、上述した昇降圧コンバータ１０−２と同様の効果を得ることができる。更に、昇降圧コンバータ１０−４においても、図５に示したように差動増幅器２０ａの基準電圧Ｖｆを、直流電源１の電圧が供給される高圧電源線１２ＰＬと高圧接地線１２ＮＬとの間の電圧の１／２としても良い。

また、制御マイコン１５は、直流電源１とは異なる低電圧源からの電源供給を受けて作動する低圧系の装置（例えば通信装置３０）に対し、フォトカプラ３１，３２を介して接続されている。これによって、制御マイコン１５が高圧系に配置されていても、高圧系と切り離された低圧系の装置を制御することができる。

１ 直流電源
２ インバータ
１０−２，１０−３，１０−４ 昇降圧コンバータ
１２ＰＬ 直流電源の電位の高圧電源線
１２ＰＨ 直流電源の電位を昇圧した電位の高圧電源線
１２Ｎ 高圧接地線
１３ａ，１４ａ，３１，３２ フォトカプラ
１３ｂ，１４ｂ ＳＷ素子駆動部
１５ 制御マイコン
２０ａ 差動増幅器
３１，３２ フォトカプラ
３０ 通信装置
Ｌ１ リアクトル
Ｔ１ 上アーム用スイッチング素子
Ｔ２ 下アーム用スイッチング素子
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
ＭＧ モータジェネレータ
Ｒｓ シャント抵抗器
Ｒ１ａ〜Ｒ６ａ，Ｒ１１，Ｒ１２ 抵抗器
Ｖｆ 差動増幅器の基準電圧
ＧＮＤ 低圧接地線

Claims (7)

1. 互いに直列接続された第１及び第２のスイッチング素子と、これらスイッチング素子に各々並列接続された第１及び第２のダイオードと、前記第１及び第２のスイッチング素子の接続点に一端が接続されたリアクトルと、このリアクトルの他端に接続されたコンデンサとを有し、前記第１又は第２のスイッチング素子のオン／オフ動作によって、前記リアクトルの他端から入力される電圧を当該リアクトル及び前記第１又は第２のダイオードを介して昇圧して出力すると共に、前記第１又は第２のスイッチング素子を介して入力された電圧を前記リアクトル及び前記コンデンサを介して降圧して出力する昇降圧コンバータにおいて、
   前記リアクトルに直列に接続されて介挿された電流検出用抵抗器と、
   前記電流検出用抵抗器の両端の電位差を分圧する分圧用抵抗器と、
   前記分圧用抵抗器で分圧された電圧を増幅して出力する差動増幅器と、
   前記第１及び第２のスイッチング素子が接続される高圧系の接地線に接続され、前記差動増幅器から出力される電圧に基づいて前記リアクトルに流れる負荷電流を検出する制御手段とを備えることを特徴とする昇降圧コンバータ。
2. 互いに直列接続された第１及び第２のスイッチング素子と、これらスイッチング素子に各々並列接続された第１及び第２のダイオードと、前記第１及び第２のスイッチング素子の接続点に一端が接続されたリアクトルと、このリアクトルの他端に接続されたコンデンサとを有し、前記第１又は第２のスイッチング素子のオン／オフ動作によって、前記リアクトルの他端から入力される電圧を当該リアクトル及び前記第１又は第２のダイオードを介して昇圧して出力すると共に、前記第１又は第２のスイッチング素子を介して入力された電圧を前記リアクトル及び前記コンデンサを介して降圧して出力する昇降圧コンバータにおいて、
   前記リアクトルの両端の電位差を分圧する分圧用抵抗器と、
   前記分圧用抵抗器で分圧された電圧を増幅して出力する差動増幅器と、
   前記第１及び第２のスイッチング素子が接続される高圧系の接地線に接続され、前記差動増幅器から出力される電圧に基づいて前記リアクトルに流れる負荷電流を検出する制御手段とを備えることを特徴とする昇降圧コンバータ。
3. 前記制御手段は、アナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路を有し、このＡ／Ｄ変換回路に前記差動増幅器の出力電圧が入力されるように構成され、
   前記差動増幅器は、前記分圧用抵抗器で分圧された電流検出用抵抗器の両端の電位差による電圧を、前記Ａ／Ｄ変換回路に直接入力可能な範囲の電圧に増幅する増幅率を有することを特徴とする請求項１又は２に記載の昇降圧コンバータ。
4. 前記差動増幅器の基準電圧は、前記制御手段のＡ／Ｄ変換回路の入力側電圧の１／２であることを特徴とする請求項３に記載の昇降圧コンバータ。
5. 前記差動増幅器の基準電圧を、前記リアクトルの他端から入力される電圧を供給する電源の電位の１／２とすることを特徴とする請求項１又は２に記載の昇降圧コンバータ。
6. 前記分圧用抵抗器の端に印加される基準電圧と、前記差動増幅器の基準電圧とを同じ電圧源の電圧とすることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の昇降圧コンバータ。
7. 前記制御手段は、前記直流電源とは異なる低電圧源からの電源供給を受けて作動する低圧系の装置に対し、フォトカプラを介して接続されることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の昇降圧コンバータ。

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