JPH01194862A - 過電流保護回路 - Google Patents
過電流保護回路Info
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- JPH01194862A JPH01194862A JP1545788A JP1545788A JPH01194862A JP H01194862 A JPH01194862 A JP H01194862A JP 1545788 A JP1545788 A JP 1545788A JP 1545788 A JP1545788 A JP 1545788A JP H01194862 A JPH01194862 A JP H01194862A
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- JP
- Japan
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- transistor
- voltage
- converter
- choke coil
- protection circuit
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- Pending
Links
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims abstract description 8
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 5
- 238000001514 detection method Methods 0.000 abstract description 3
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 abstract description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 241001125929 Trisopterus luscus Species 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(産業上の利用分野)
本発明は、DC/DCコンバータにおける過電流や負荷
短絡により当該コンバータ自体が破壊されるのを防止す
るための過電流保護回路に関する。
短絡により当該コンバータ自体が破壊されるのを防止す
るための過電流保護回路に関する。
(発明の概要)
本発明は、D C/D Cコンバータにおける負荷電流
の過大や負荷短絡により当該コンバータ自体が破壊され
るのを防止するための過電流保護回路において、DC/
DCコンバータの出力側に挿入された平滑用フィルタの
内部抵抗を利用して負荷電流の過電流検出を行い、電流
制限動作を安定かつ確実に実行できるようにしたらであ
る。
の過大や負荷短絡により当該コンバータ自体が破壊され
るのを防止するための過電流保護回路において、DC/
DCコンバータの出力側に挿入された平滑用フィルタの
内部抵抗を利用して負荷電流の過電流検出を行い、電流
制限動作を安定かつ確実に実行できるようにしたらであ
る。
(従来の技術及び問題点)
従来、DC/DCコンバータを負荷短絡から保護するた
めの回路として第3図に示すものがあった。この図にお
いて、C21はスイッチング用トランジスタ、C22は
制御用トランジスタ、Dllは定電圧ダイオード、Dl
2及びDl3はダイオード、C11はコンデンサ、Re
は抵抗、Tはトランス、1は電流源、2は負荷である。
めの回路として第3図に示すものがあった。この図にお
いて、C21はスイッチング用トランジスタ、C22は
制御用トランジスタ、Dllは定電圧ダイオード、Dl
2及びDl3はダイオード、C11はコンデンサ、Re
は抵抗、Tはトランス、1は電流源、2は負荷である。
ここで、トランジスタQ21のエミッタとグランドGN
Dとの間に直流入力電圧Vinが供給され、トランジス
タQ22のベースとグランドとの間には前記定電圧ダイ
オードD11による基準電圧Vrefが印加されている
。また、トランジスタQ21のコレクタ電流をIc、ト
ランジスタQ22のエミ・ンタ電流をIe、負荷2に加
わる出力電圧をVout、負荷電流をIL とする。
Dとの間に直流入力電圧Vinが供給され、トランジス
タQ22のベースとグランドとの間には前記定電圧ダイ
オードD11による基準電圧Vrefが印加されている
。また、トランジスタQ21のコレクタ電流をIc、ト
ランジスタQ22のエミ・ンタ電流をIe、負荷2に加
わる出力電圧をVout、負荷電流をIL とする。
なお、スイッチング用トランジスタQ21をスイッチン
グさせるための帰還回路の図示は省略した。
グさせるための帰還回路の図示は省略した。
この回路において、トランジスタQ21のコレクタ電流
Icは次式で示される。
Icは次式で示される。
I c = hFE(Q 21 ) X I e(但
し、IIFE (Q 21 ):Q 21の電Mこ増幅
率、η:コンバータの効率、Pout:出力電力)式(
1)よりIcは一定であるから、ILが増えたときVo
utが低下する。また、 (但し、■BE (Q 22 ):Q 22のベース、
エミッタ間電圧) そして、 \’rerVout > V「(D 13) −
(3)(但し、VF (Dl3):グイオードD13の
順方向電圧) のとき、ダイオードD13がオンとなり、トランジスタ
Q22のIeを減らし、この結果、トランジスタQ21
のIcが減り、Poutも減る。よって、Voutが下
がり、さらにIeを減らすことになる。
し、IIFE (Q 21 ):Q 21の電Mこ増幅
率、η:コンバータの効率、Pout:出力電力)式(
1)よりIcは一定であるから、ILが増えたときVo
utが低下する。また、 (但し、■BE (Q 22 ):Q 22のベース、
エミッタ間電圧) そして、 \’rerVout > V「(D 13) −
(3)(但し、VF (Dl3):グイオードD13の
順方向電圧) のとき、ダイオードD13がオンとなり、トランジスタ
Q22のIeを減らし、この結果、トランジスタQ21
のIcが減り、Poutも減る。よって、Voutが下
がり、さらにIeを減らすことになる。
ところで、上記第3図の回路構成であると、以下のよう
なI!!J題7σがある。
なI!!J題7σがある。
(1)負荷2が短絡したときのように出力電圧VouL
の低下が者しいときには出力電圧対負荷電流特性の第4
図の動作点■、■、■の順に移行し、回路保護動作が可
能であるが、Vout、の低下が少ないPt54図の領
域Aでは、動作が不安定であり、トランジスタQ21の
破壊を引き起こすこともある。
の低下が者しいときには出力電圧対負荷電流特性の第4
図の動作点■、■、■の順に移行し、回路保護動作が可
能であるが、Vout、の低下が少ないPt54図の領
域Aでは、動作が不安定であり、トランジスタQ21の
破壊を引き起こすこともある。
(2)動作がVi口に依存する。
(3)動作がトランジスタQ21の11.Eに依存する
。
。
(4)出力に逆電圧が印加されると起動できない。
本発明は、上記の従来技術の欠点を除去し、電流制限動
作が安定かつ確実で、スイッチング用トランジスタの破
損を引き起こすことのない過電流保護回路を提供するこ
とを目的とする。
作が安定かつ確実で、スイッチング用トランジスタの破
損を引き起こすことのない過電流保護回路を提供するこ
とを目的とする。
(課題を解決するための手段)
本発明は、負荷電流過大時にDC/DCコンバータのス
イッチング用トランジスタのベース電流を制御する過電
流保護回路において、前記DC/DCコンバータの出力
側に配置された平滑用チョークコイルの内部抵抗を利用
して過電流の検出を行うことを特徴とするものである。
イッチング用トランジスタのベース電流を制御する過電
流保護回路において、前記DC/DCコンバータの出力
側に配置された平滑用チョークコイルの内部抵抗を利用
して過電流の検出を行うことを特徴とするものである。
(作用)
本発明の過電流保護回路においては、負荷電流について
の過電流をD C/D Cコンバータの出力側の平滑用
チョークコイルの内部抵抗に起因する電圧降下で検出す
るから、負荷電流を制限する点が入力電圧に依存しない
。また、電流制限を開始する点から出力電圧が零になる
点まで安定に動作する回路構成となっている。
の過電流をD C/D Cコンバータの出力側の平滑用
チョークコイルの内部抵抗に起因する電圧降下で検出す
るから、負荷電流を制限する点が入力電圧に依存しない
。また、電流制限を開始する点から出力電圧が零になる
点まで安定に動作する回路構成となっている。
(実施例)
以下、本発明に係る過電流保護回路の実施例を図面に従
って説明する。
って説明する。
第1図は本発明を降圧型チョッパー型自励式コンバータ
に適用した場合の実施例である。この図において、Ql
はスイッチング用トランジスタ、C2乃至C14はトラ
ンジスタ、Dl乃至D4はダイオード、C1乃至C3は
コンデンサ、R1乃至R12は抵抗、Tはトランス、3
乃至5は電流源、Lは平滑用チョークコイルである。
に適用した場合の実施例である。この図において、Ql
はスイッチング用トランジスタ、C2乃至C14はトラ
ンジスタ、Dl乃至D4はダイオード、C1乃至C3は
コンデンサ、R1乃至R12は抵抗、Tはトランス、3
乃至5は電流源、Lは平滑用チョークコイルである。
ココテ、チョッパー型自励式コンバータの基本h!成は
、トランジスタQ1、トランスT、自励発振のための共
振回路R12,CIを有し、さらにコンバータ出力のリ
ップル電圧除去のための平滑用π型フィルタ(チョーク
コイル上1コンデンサC2、C3)及びフライホイール
ダイオードD2を設けたものである。前記トランジスタ
Q1のエミッタは入力端子Tmlに接続され、入力端子
Tω1とグランド(G N D )との間に直流入力電
圧Vinが供給されている。
、トランジスタQ1、トランスT、自励発振のための共
振回路R12,CIを有し、さらにコンバータ出力のリ
ップル電圧除去のための平滑用π型フィルタ(チョーク
コイル上1コンデンサC2、C3)及びフライホイール
ダイオードD2を設けたものである。前記トランジスタ
Q1のエミッタは入力端子Tmlに接続され、入力端子
Tω1とグランド(G N D )との間に直流入力電
圧Vinが供給されている。
トランジスタQ 7 、Q 8の差動対を含む回路は、
前記π型フィルタとトランスTの接続点のPt51出力
電圧VouL1の変動を検出し、制御するための出力電
圧安定化用誤差増幅器を構成している。そして、トラン
ジスタQ7のベースには抵抗R8を介して基準電圧V
refが印加されている。
前記π型フィルタとトランスTの接続点のPt51出力
電圧VouL1の変動を検出し、制御するための出力電
圧安定化用誤差増幅器を構成している。そして、トラン
ジスタQ7のベースには抵抗R8を介して基準電圧V
refが印加されている。
また、トランジスタQ9.Q10の差動対を含む回路は
、過電流検出制御用の差動増幅器を構成するものであり
、トランジスタQ10のベースには前記π型フィルタの
入力側の第1出力電圧Vouし1が抵抗R7を介して印
加されている。また、トランジスタQ9のベースには前
記π型フィルタの出力側の第2出力電圧Vout2が抵
抗R6を介して印加されている。但し、トランジスタQ
9のエミッタ側にはオフセット電圧VR5を発生するだ
めのオフセット用抵抗R5が挿入されている。
、過電流検出制御用の差動増幅器を構成するものであり
、トランジスタQ10のベースには前記π型フィルタの
入力側の第1出力電圧Vouし1が抵抗R7を介して印
加されている。また、トランジスタQ9のベースには前
記π型フィルタの出力側の第2出力電圧Vout2が抵
抗R6を介して印加されている。但し、トランジスタQ
9のエミッタ側にはオフセット電圧VR5を発生するだ
めのオフセット用抵抗R5が挿入されている。
そして、通常の負荷電流ILの範囲では前記チョークコ
イルLの内部抵抗rにより発生する電圧降下である電圧
Vr (=Voutl −Vout2 )よりも前記
オフセット電圧V85が大きくトランジスタQ9がオン
しないように設定されている。そして、第2図の出力電
圧対負荷電流特性のB点は、Vrがオフセット電圧Vi
5を上回りトランジスタQ11が導通し始める点であ
る。
イルLの内部抵抗rにより発生する電圧降下である電圧
Vr (=Voutl −Vout2 )よりも前記
オフセット電圧V85が大きくトランジスタQ9がオン
しないように設定されている。そして、第2図の出力電
圧対負荷電流特性のB点は、Vrがオフセット電圧Vi
5を上回りトランジスタQ11が導通し始める点であ
る。
以上の実施例の構成において、負荷電流が正常値の範囲
内であれば、チョークコイルLの両端の電圧降下、すな
わち電圧V「はオフセット電圧〜7R5よりも小さく、
過電流検出制御用の差動増幅器のトランジスタQ9はオ
フ状態を維持する。
内であれば、チョークコイルLの両端の電圧降下、すな
わち電圧V「はオフセット電圧〜7R5よりも小さく、
過電流検出制御用の差動増幅器のトランジスタQ9はオ
フ状態を維持する。
従って、トランジスタQllはオフ状態を維持し、負荷
電流■、は制限されない。
電流■、は制限されない。
一方、負荷電流工、が過大になると、前記電圧降下Vr
がオフセット電圧よりも大きくなり、差動増幅器のトラ
ンジスタQ9がオンに変わる。この結果、トランジスタ
Q11がオンになり、トランジスタQ6(スイッチング
用トランジスタQ1の制御用である)のベース電流を制
限し、ひいてはトランジスタQ1のベース電流を制限し
てそのコレクタ電流を減じる。第2出力電圧Vout2
が下がることにより、第2図のA点(前記基準電圧V
refよりもダイオードD1の順方向電圧だけ下がった
電圧)に達すると、ダイオードD1が導通ずることによ
り誤差増幅器のトランジスタQ7のベース電位を本末の
基準電圧V refよりも低くし、この結果、トランジ
スタQ1のベース電流をさら1こ滅じて、第2図の0点
に動作点を持っていく。
がオフセット電圧よりも大きくなり、差動増幅器のトラ
ンジスタQ9がオンに変わる。この結果、トランジスタ
Q11がオンになり、トランジスタQ6(スイッチング
用トランジスタQ1の制御用である)のベース電流を制
限し、ひいてはトランジスタQ1のベース電流を制限し
てそのコレクタ電流を減じる。第2出力電圧Vout2
が下がることにより、第2図のA点(前記基準電圧V
refよりもダイオードD1の順方向電圧だけ下がった
電圧)に達すると、ダイオードD1が導通ずることによ
り誤差増幅器のトランジスタQ7のベース電位を本末の
基準電圧V refよりも低くし、この結果、トランジ
スタQ1のベース電流をさら1こ滅じて、第2図の0点
に動作点を持っていく。
なお、本発明は他励式コンバータにも適用可能である。
(発明の効果)
以上説明したように、本発明の過電流保護回路によれば
、以下の効果を得ることができる。
、以下の効果を得ることができる。
(1)DC/DCコンバータの負荷電流を制限する点が
直流入力電圧に依存しない。
直流入力電圧に依存しない。
(2)電流制限を開始する点から出力電圧が零になる点
まで安定に動作する。
まで安定に動作する。
(3) DC/DCコンバータのスイッチング用トラ
ンジスタのIIFEの影響を受けない。
ンジスタのIIFEの影響を受けない。
(4)負荷短絡が解除されると自動的に再起動でき、起
動性が良好である。
動性が良好である。
(5) DC/DCコンバータの基本構成以外の過電
流制御部分は半導体集積回路で構成可能であり、小型化
、低価格化に適する。
流制御部分は半導体集積回路で構成可能であり、小型化
、低価格化に適する。
第1図は本発明に係る過電流保護回路の実施例を示す回
路図、fjS2図は実施例の過電流保護動作を説明する
ための出力電圧対負荷電流特性のグラフ、第3図は従来
のD C/D Cコンバータの保護回路を示す回路図、
第4図は第3図の場合の出力電圧対負荷電流特性のグラ
フである。 Ql乃至Ql 4.Q21.Q22・・・トランジスタ
、Dl乃至D4.Dl2.Dl3・・・ダイオード、D
ll・・・定電圧ダイオード、R1乃至R12,Re・
・・抵杭、T・・・トランス、L・・・チョークコイル
、C1乃至C3,C1l・・・コンデンサ。
路図、fjS2図は実施例の過電流保護動作を説明する
ための出力電圧対負荷電流特性のグラフ、第3図は従来
のD C/D Cコンバータの保護回路を示す回路図、
第4図は第3図の場合の出力電圧対負荷電流特性のグラ
フである。 Ql乃至Ql 4.Q21.Q22・・・トランジスタ
、Dl乃至D4.Dl2.Dl3・・・ダイオード、D
ll・・・定電圧ダイオード、R1乃至R12,Re・
・・抵杭、T・・・トランス、L・・・チョークコイル
、C1乃至C3,C1l・・・コンデンサ。
Claims (3)
- (1)負荷電流過大時にDC/DCコンバータのスイッ
チング用トランジスタのベース電流を制御する過電流保
護回路において、前記DC/DCコンバータの出力側に
配置された平滑用チョークコイルの内部抵抗を利用して
過電流の検出を行うことを特徴とする過電流保護回路。 - (2)前記過電流の検出制御用にトランジスタ(Q9、
Q10)の差動対を有する差動増幅器を用い、該差動増
幅器の入力に前記平滑用チョークコイルの入力側及び出
力側の電位をそれぞれ印加し、差動対のいずれか一方の
トランジスタのエミッタ側にオフセット電圧発生用の抵
抗を挿入して動作点の設定を行う請求項1記載の過電流
保護回路。 - (3)前記DC/DCコンバータはトランジスタ(Q7
、Q8)の差動対を有する出力電圧安定化用誤差増幅器
を有し、該誤差増幅器に抵抗(R8)を介して基準電圧
を印加するとともに、該抵抗(R8)に直列で、当該抵
抗(R8)にアノードが接続されたダイオード(D1)
のカソードを前記チョークコイルの出力側に接続した請
求項1又は2記載の過電流保護回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1545788A JPH01194862A (ja) | 1988-01-26 | 1988-01-26 | 過電流保護回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1545788A JPH01194862A (ja) | 1988-01-26 | 1988-01-26 | 過電流保護回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH01194862A true JPH01194862A (ja) | 1989-08-04 |
Family
ID=11889326
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1545788A Pending JPH01194862A (ja) | 1988-01-26 | 1988-01-26 | 過電流保護回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH01194862A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0590999A2 (en) * | 1992-10-01 | 1994-04-06 | Nemic-Lambda Kabushiki Kaisha | Switching power supply |
JP2011010512A (ja) * | 2009-06-29 | 2011-01-13 | Denso Corp | 昇降圧コンバータ |
-
1988
- 1988-01-26 JP JP1545788A patent/JPH01194862A/ja active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0590999A2 (en) * | 1992-10-01 | 1994-04-06 | Nemic-Lambda Kabushiki Kaisha | Switching power supply |
EP0590999A3 (en) * | 1992-10-01 | 1994-08-24 | Nemic Lambda Kk | Switching power supply |
JP2011010512A (ja) * | 2009-06-29 | 2011-01-13 | Denso Corp | 昇降圧コンバータ |
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