JP2010541368A - ターボ−コーディングされたｍｉｍｏ−ｏｆｄｍ無線システムのための改善された循環式バッファーレートマッチング方法及び装置 - Google Patents

Abstract

循環式レートマッチング動作でリダンダンシーバージョンの開始位置を決定する方法において、送信される少なくとも１つの情報ビットブロックは符号化され以後、複数のコード化されたビットのサブブロックに細分化される。前記複数のサブブロックのインターリーブされ符号化されたビットは収集されて循環式バッファーに詰められ、前記循環式バッファーは複数のリダンダンシーバージョンを有し、各リダンダンシーバージョンは循環式バッファーの開始ビットインデックスと対応する。各送信のためビットサブセットはリダンダンシーバージョンを選択することで、循環式バッファーから選択される。ビットの選択されたサブセットは変調されて少なくとも１つのアンテナを介して送信される。リダンダンシーバージョンで、第１リダンダンシーバージョンの開始位置と第２リダンダンシーバージョンの開始位置との間のビット個数は少なくとも１つの変調次数により割れない。

Description

本発明は、ターボ−コーディングされた多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）システムにおける循環式バッファーレートマッチング過程を改善するための方法及び装置に関するものである。

Ｅ−ＵＴＲＡ（Evolved Universal Terrestrial Radio Access）システムは、第３世代のパートナーシッププロジェクトロングタームエボリューション（３ＧＰＰ ＬＴＥ）プロジェクトにより提案され開発された。Ｅ−ＵＴＲＡシステムは、任意のＩＰネットワークに亘って配置されるが、ここで、ＩＰネットワークはＷｉＭＡＸ（Worldwide Interoperability for Microwave Access）ネットワーク、ＷｉＦｉネットワーク及び有線ネットワークまでも含む。

提案されたＥ−ＵＴＲＡシステムは、ダウンリンク（基地局からユーザ装置への）転送用直交周波数分割多重接続（ＯＦＤＭＡ）及びアップリンク送信用単一搬送波周波数分割多重接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）を利用し、局（station）当たり４個のアンテナまでの多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）を利用する。転送ブロックに対するチャンネルコーディング方式は、非競争ＱＰＰ（quadratic permutation polynomial）ターボコード内部インターリーバによるターボコーディングである。

ターボ符号化過程の以後に、ターボ−コード化されたビットストリームによりコードワードが形成され、レートマッチング（ＲＭ）がターボ−符号化されたビットストリームに関して遂行されて、各々の送信のための転送ビットストリームを生成する。再転送の場合、各再転送ビットストリームとは異なるようになり、これはＲＭアルゴリズムに依存する。

注目する事項として、レートマッチング（ＲＭ）は基本的にハイブリッド自動反復再要請（ＨＡＲＱ）動作の一部である。ＨＡＲＱはデコーディング障害に対処し、かつ信頼度を改善するために通信システムで広く使われる。各データパケットは一定のフォワードエラー矯正（ＦＥＣ）方式を用いて符号化される。各々のサブパケットはコード化されたビットの一部のみを含む。フィードバック承認チャンネルでのＮＡＫにより表示されるように、サブパケットｋに対する送信が失敗すれば、再送信サブパケット（サブパケットｋ＋１）が送信されて受信機がパケットをデコーディングすることを助ける。再送信サブパケットは、以前のサブパケットとは相異するコード化されたビットを含むこともできる。受信機は全ての受信されたサブパケットを軟性で結合するか、共同で復号化してデコーディング可能性を改善できる。通常は、信頼度、パケット遅延、及び具現複雑度の全てを考慮して最大回数の転送が設定される。

ターボ−コーディングされた無線システムにおける現在のＨＡＲＱ動作は、増分リダンダンシー（ＩＲ）またはチェース結合により遂行可能である。Ｅ−ＵＴＲＡ ＨＡＲＱシステムなどの循環式バッファーレートマッチングでのＩＲ−基盤結合において、ビット優先順位マッピング（ＢＭＰ）イシューは、転送のリダンダンシーバージョンの開始点がどのように最適に選択されるかということと直接的に関連する。

本発明の目的は、ターボ−コーディングされたＯＦＤＭ無線システムにおけるデータを送信し受信する改善された方法及び装置を提供することにある。

本発明の他の目的は、循環式バッファー−マッチング／ＨＡＲＱ動作において、転送のためにリダンダンシーバージョンの開始地点を最適に決定する改善された方法及び装置を提供することにある。

本発明の一態様によれば、転送される情報ビットの少なくとも１つのブロックは符号化されて複数のコード化されたビットを発生し、また、これは複数のコード化されたビットのサブブロックに細分化される。各コード化されたビットのサブブロックは、一定のインターリーバを用いてインターリービングされる。上記複数のサブブロックのインターリーブされたコード化されたビットは収集されて循環式バッファーで複数のリダンダンシーバージョンを有する循環式バッファーに書き込まれ、ここで、各リダンダンシーバージョンは循環式バッファーの開始ビットインデックスと対応する。各々の送信のために、ビットサブセットは上記複数のリダンダンシーバージョンからのリダンダンシーバージョンを選択することによって、循環式バッファーから選択される。上記選択されたビットサブセットは一定の変調方式により変調され、少なくとも１つがアンテナを介して送信される。循環式バッファーのリダンダンシーバージョンは下記のように決まるが、少なくとも１つのリダンダンシーバージョン対で第１リダンダンシーバージョンの開始点と第２リダンダンシーバージョンの開始点との間のビット個数が少なくても１つの１次変調により割れない。

各コード化されたビットのサブブロックは、Ｃ個のカラムとＲ個のローを有するロー−カラムインターリーバを用いてインターリービングできる。４個のリダンダンシーバージョンは循環式バッファーで決定できる。ビットサブセットは直交位相−偏移方式（ＱＰＳＫ）変調、１６−直交振幅変調（ＱＡＭ）、及び６４−直交振幅変調（ＱＡＭ）のうちの１つを用いて変調できる。以後、リダンダンシーバージョンの開始ビットインデックスは下式により設定される。

RV(j) = R×((24×j)+2)+δ^RV(j)

ここで、ｊはリダンダンシーバージョンのインデックスであり、δ^ＲＶ（ｊ）の決定は次通りに従い、少なくとも一対のｊとｐに対し、Δ’（ｊ、ｐ）＝［Ｒ×（２４×ｊ＋２）］−［Ｒ× （２４×ｐ＋２）］が４と６で割れないように決まる。ｊ=０、１、．．．、３であり、ｐ＝０、１、．．．、３である。

ビットのサブセットを変調することに直交位相−偏移方式（ＱＰＳＫ）変調を使用する時、δ^ＲＶ（ｊ）はゼロ（０）に設定される。ビットのサブセットを変調することに１６−直交振幅変調（ＱＡＭ）を使用する時、Δ’（ｊ、ｐ）／４が整数であればδ^ＲＶ（ｊ）は１、２、及び３に設定され、Δ’（ｊ、ｐ）／４が整数でなければδ^ＲＶ（ｊ）は０に設定される。ビットのサブセットを変調することに６４−直交振幅変調（ＱＡＭ）を使用する時、Δ’（ｊ、ｐ）／６が整数であればδ^ＲＶ（ｊ）は１、２、３、４、または５に設定され、Δ’（ｊ、ｐ）／６が整数でなければδ^ＲＶ（ｊ）は０に設定される。

代案的に、δ^ＲＶ（ｊ）はダミービット（Ｙ）の個数に従属して決まる。

代案的に、リダンダンシーバージョンの開始ビットインデックスは下式により設定される。

RV(j) = R×((G×j)+2)

ここで、ｊはリダンダンシーバージョンのインデックスであり、ｊ＝０、１、．．．、３であり、Ｇは４と６のうちの少なくとも１つにより割れない整数である。

また、代案的に、循環式バッファーのサイズは少なくとも１次変調により割れない数字に決まる。

本発明の他の態様によれば、複数のデータビットブロックは少なくとも１つのアンテナを介して受信される。上記複数のデータビットブロックは一定の変調方式を用いて復調され、以後、循環式バッファーに書き込まれるが、ここで、各復調されたビットのブロックは複数のリダンダンシーバージョンのうちから選択されたリダンダンシーバージョンに従って書き込まれる。循環式バッファーに書き込まれたビットは複数のサブブロックビットに細分化される。各々のビットのサブブロックは一定のインターリーバを用いてインターリービングされる。インターリーブされたビットは複数のサブブロックから収集され、収集されたビットブロックを生成する。最後に、このような収集されたビットブロックは一定のデコーディング方式を用いて復号化される。上記循環式バッファーのリダンダンシーバージョンは、少なくとも１つのリダンダンシーバージョン対で第１リダンダンシーバージョンの開始地点と第２リダンダンシーバージョンの開始地点との間のビット個数が少なくても１つの変調次数により割れない方式により決まる。

本発明は、循環式バッファー−マッチング／ＨＡＲＱ動作で、転送のためにリダンダンシーバージョンの開始地点を最適に決定する改善された方法及び装置を提供する。

本発明及び本発明に伴う多数の利点に関しては、添付図面と併せて下記の詳細な説明を参照することで、より明らかに理解できる。各図面において、類似の参照番号は同一または類似の構成要素を表す。

本発明の原理の実行に適した直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）送受信機チェーンを例示する。 周波数関数としての振幅を図示する２つの座標グラフである。 時間ドメインにおけるＯＦＤＭシンボルの送信波形及び受信波形を示す図である。 単一搬送波周波数分割多重接続送受信機チェーンを示す図である。 ターボ−コーディングされたＥ−ＵＴＲＡダウンリンクシステムのためのコーディングチェーンを概略的に示す図である。 ターボ−コーディングされた進歩したＥ−ＵＴＲＡアップリンクシステムのためのコーディングチェーンを概略的に示す図である。 速度１／３のターボ符号化器の構造を概略的に示す図である。 循環式バッファー基盤レートマッチング（ＲＭ）動作を概略的に示す図である。 ハイブリッド自動反復再要請（ＨＡＲＱ）動作を概略的に示す図である。 チェース結合（ＣＣ）基盤のＨＡＲＱ動作を概略的に示す図である。 増分リダンダンシー（ＩＲ）基盤のＨＡＲＱ動作を概略的に示す図である。 Ｅ−ＵＴＲＡダウンリンクサブフレームを概略的に示す図である。 Ｅ−ＵＴＲＡアップリンクサブフレームを概略的に示す図である。 本発明の原理に従う実施形態としてリダンダンシーバージョン（ＲＶ）転送を概略的に示す図である。 レートマッチングを含むデータチャンネル送信機チェーンの例を概略的に示す図である。 レートマッチング解除を含むデータチャンネル受信機チェーンの例を概略的に示す図である。

図１は、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）送受信機チェーンを図示する。ＯＦＤＭ技術を用いて通信システムの送信機チェーン１１０において、制御信号またはデータ１１１は、変調器１１２により一連の変調器シンボルに変調され、これらは続いて直列／並列（Ｓ／Ｐ）コンバーター１１３により直列−並列変換される。逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ユニット１１４は、信号を周波数ドメインから時間ドメインへの複数のＯＦＤＭシンボルに転送することに使われる。循環式プリフィックス（ＣＰ）またはゼロプリフィックス（ＺＰ）は、ＣＰ挿入部１１６により各ＯＦＤＭシンボルに付加され、多重経路フェーディングによる影響を回避または緩和させる。結果的に、信号は送信機（Ｔｘ）フロントエンド処理ユニット１１７、例えば、アンテナ（図示せず）または代案的には固定された有線またはケーブルにより送信される。受信機チェーン１２０において、完壁な時間及び周波数同期化の仮定は達成されるが、受信機（Ｒｘ）フロントエンド処理ユニット１２１により受信される信号はＣＰ除去部１２２により処理される。高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ユニット１２４は追加的な処理のために時間ドメインから周波数ドメインへ受信信号を転送する。

ＯＦＤＭシステムにおいて、各ＯＦＤＭシンボルは多数の副搬送波で構成される。ＯＦＤＭシンボル内の各副搬送波は変調シンボルを伝播する。図２は、第１副搬送波、第２副搬送波、及び第３副搬送波を用いたＯＦＤＭ転送方式を図示する。各ＯＦＤＭシンボルが時間ドメインで限定された期間を有するので、副搬送波は周波数ドメインで相互重畳される。図２に示すように、送信機と受信機が完壁な周波数同期化を有することを仮定すれば、直交性はサンプリング周波数に維持される。不完全な週波数同期化または高い移動性による周波数オフセットの場合、サンプリング周波数での副搬送波の直交性は破壊され、搬送波間の干渉（ＩＣＩ）を発生させる。

送信及び受信されたＯＦＤＭシンボルに対する時間ドメインの例示は図３に図示される。多重経路フェーディングにより、受信信号のＣＰ部分は多くの場合、以前のＯＦＤＭシンボルにより転化させる。しかしながら、ＣＰが十分に長い場合、ＣＰのない受信されたＯＦＤＭシンボルは多重経路フェーディングチャンネルにより回旋された自身の信号を含まなければならない。一般に、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）は受信機側で遂行され、周波数ドメインでの追加的な処理を可能にする。他の送信方式に対するＯＦＤＭの利点は多重経路フェーディングに対するその強靭性である。時間ドメインでの多重経路フェーディングは周波数ドメインにおける周波数選択性フェーディングに変換される。循環式プリフィックスまたはゼロプリフィックスが付加されれば、隣接ＯＦＤＭシンボル間のシンボル間干渉が回避される、または格段に緩和される。さらに、各変調シンボルが狭帯域幅を通じて伝播されるので、これは単一経路フェーディングを経験する。周波数選択フェーディングを対処することに単純な等化方式が使用できる。

単一搬送波周波数分割多重接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）は、単一搬送波変調と周波数ドメイン等化を利用するものであって、ＯＦＤＭＡシステムと類似の性能と複雑度を有する技法である。ＳＣ−ＦＤＭＡの１つの利点として、ＳＣ−ＦＤＭＡ信号は固有の単一搬送波構造により低いピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を有する。低い比率のＰＡＰＲは通常、電力増幅器の高効率性をもたらし、これはアップリンク転送の移動局の場合で特に重要である。ＳＣ−ＦＤＭＡは、第３世代のパートナーシッププロジェクト（３ＧＰＰ）ロングタームエボリューション（ＬＴＥ）でアップリンク多重接続方式として選択される。ＳＣ−ＦＤＭＡ用送受信機チェーンの例は、図４に図示される。送信機側で、データ信号または制御信号はＳ／Ｐ変換機１８１により変換された直列から並列（Ｓ／Ｐ）に変換される。離散フーリエ変換（ＤＦＴ）は、ＤＦＴ変換器１８２により時間−ドメインデータまたは制御信号に適用され、以後に時間ドメインデータは副搬送波マッピングユニット１８３により副搬送波セットとマッピングされる。低いＰＡＰＲを保証するために、通常は周波数ドメインでのＤＦＴ出力は連続的な副搬送波セットとマッピングされる。以後、通常ＤＦＴよりサイズの大きいＩＦＦＴがＩＦＦＴ変換器１８４により適用され、信号をまた時間ドメインに変換する。Ｐ／Ｓ／変換機（１８５）による並列−直列（Ｐ／Ｓ）変換がなされれば、循環式プリフィックス（ＣＰ）がＣＰ挿入部１８６によりデータまたは制御信号に付加され、以後、このようなデータまたは制御信号は送信フロントエンド処理ユニット１８７に送信される。循環式プリフィックスが付加されて処理された信号は多くの場合ＳＣ−ＦＤＭＡブロックとして称される。例えば、信号が無線通信システムの多重経路フェーディングチャンネルを通過するようになれば、受信機は受信機フロントエンド処理ユニット１９１により受信機フロントエンド処理を遂行し、ＣＰ除去部１９２によりＣＰを除去し、ＦＦＴ変換器１９４と周波数ドメイン等化器によりＦＦＴを適用する。等化された信号が周波数ドメインでマッピング解除（１９５）された後に、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）１９６が適用される。ＩＤＦＴの出力は復調とデコーディングなどの追加的な時間−ドメイン処理のために伝えられる。

Ｅ−ＵＴＲＡシステムにおけるダウンリンク及びアップリンクターボコーディングチェーンは、各々図５及び図６に図示される。図５に図示されたＥ−ＵＴＲＡダウンリンクシステムにおいて、情報ビットストリーム（ａ_０、ａ_１、ａ_２、ａ_３、．．．、ａ_Ａ−１）は基本的に転送チャンネルの上位階層から始まって、ブロック別にコーディングチェーンに送信される。典型的に、このようなビットストリームは転送ブロックとして表示される。循環式リダンダンシー検査（ＣＲＣ）は転送ブロックに対するエラー検出を目的として全転送ブロックに対して生成できる（ステップ２１０）。ＣＲＣが添付された転送ブロックのビットストリームはｂ_０、ｂ_１、．．．、ｂ_Ｂ−１として表示される。転送ブロックが大きい場合に、転送ブロックは多数のコードブロックに細分化されて、多数のコード化されたパケットを生成するようになるが、これは並列処理またはパイプライン具現を可能にし、かつ電力消耗とハードウェア複雑度との間の柔軟な折衷を可能にする等の利点により有益である。サイズがＫ_ｒであるｒ番目のコードブロックのビットストリームは、ｃ_ｒ０、ｃ_ｒ１、．．．、ｃ_{ｒ（ｋｒ−１）}と表示される。ビットは、以後にターボ符号化過程を用いて符号化される（ステップ２１４）。一例として、Ｅ−ＵＴＲＡシステムのターボ符号化過程が図７に図示される。注目する事項として、このようなターボ符号化過程は一般的に、例えばダウンリンク物理共有チャンネル（ＤＬ−ＳＣＨ）で使われる。ＤＬ−ＳＣＨ設計において、１つの２４ビットＣＲＣは転送ブロックに対するエラー検出を目的として全転送ブロックに対して生成される。図６に図示されたＥ−ＵＴＲＡアップリンクシステムは、Ｅ−ＵＴＲＡアップリンクシステムダウンリンクシステムと類似し、但し、チャンネルコーディングステップ（ステップ２３０）、及びデータと制御多重化ステップ（ステップ２３２）は、信号が送信される前に遂行されなければならない。

図７は、ターボ符号化器２４０の構造を概略的に図示する。ターボ符号化器２４０は、２つの８−相構成符号化器２４２、２４４を有する並列に連鎖化されたコンボリューションコード（ＰＣＣＣ）と１つのターボコードの内部インターリーバ２４６を使用する。各８−相構成符号化器は３個のシフトレジスト２４１から構成される。ターボ符号化器のコーディング率は１／３である。

ＰＣＣＣに対する８−相構成符号化器の伝達関数は、下式の通りである。

ここで、g₀(D)=1+D²+D³, g ₁ (D)=1+D+D³

入力ビットを符号化し始める時、第１及び第２の８−相構成符号化器２４２、２４４のシフトレジスト２４１の初期値は全てゼロである。ターボ符号化器からの出力は、次式の通りである。
d_k ⁽⁰⁾=x_k, d_k ⁽¹⁾=z_k, d_k ⁽²⁾=z_k ^' ここで、k= 0,1,2,...,K-1

符号化されるコードブロックが０番目のコードブロックであり、フィラービット個数が０より大きい場合、即ちＦ＞０の場合、符号化器は入力部でｃ＝０、ｋ＝０、．．．、（Ｆ−１）に設定され、出力部でｄ_ｋ ^（０）＝＜ＮＵＬＬ＞、ｋ＝０、．．．、（Ｆ−１）であり、ｄ_ｋ ^（１）＝＜ＮＵＬＬ＞、ｋ＝０、．．．、（Ｆ−１）である。

ターボ符号化器２４０へのビット入力は、ｃ_０、ｃ_１、ｃ_２、ｃ_３、．．．、ｃ_Ｋ−１であり、第１と第２の８−相構成符号化器２４２、２４４からのビット出力は、各々ｚ_０、ｚ_１、ｚ_２、ｚ_３、．．．、ｚ_Ｋ−１と、ｚ_０´、ｚ_１´、ｚ_２´、ｚ_３´、．．．、ｚ_Ｋ−１´により表示される。ターボコード内部インターリーバ２４６へのビット入力は、ｃ_０、ｃ_１、．．．、ｃ_Ｋ−１により表示され、ここでＫは入力ビットの個数である。ターボコード内部インターリーバ２４６からのビット出力はｃ_０´、ｃ_１´、．．．、ｃ_Ｋ−１´により表示され、これらビットは第２の８−相構成符号化器２４４に入力される。

トレリス終了は全ての情報ビットが符号化された以後にシフトレジスタフィードバックから後尾ビットを取ることによって遂行される。後尾ビットは情報ビットの符号化の以後にパッディングされる。

最初の３個の後尾ビットは、第２構成符号化器が使用不能の間に、第１構成符号化器（下部分での図７の上位スイッチ）を終了することに使われる。最後の３個の後尾ビットは、第１構成符号化器が使用不能の間に、第２構成符号化器（下部分での図７の下部スイッチ）を終了することに使われる。

トレリス終了のための送信ビットは、下式の通りである。
d_K ⁽⁰⁾=x_K, d_K+1 ⁽⁰⁾=z_K+1, d_K+2 ⁽⁰⁾=x_K ^', d_K+3 ⁽⁰⁾=z_K+1 ^'
d_K ⁽¹⁾=z_K, d_K+1 ⁽¹⁾=x_K+2, d_K+2 ⁽¹⁾=z_K ^', d_K+3 ⁽¹⁾=x_K+2 ^'
d_K ⁽²⁾=x_K+1, d_K+1 ⁽²⁾=z_K+2, d_K+2 ⁽²⁾=x_K+1 ^', d_K+3 ⁽²⁾=z_K+2 ^'

一例として、ＱＰＰ（quadratic permutation polynomial）内部インターリーバが例示的に使われる。ＱＰＰ内部インターリーバのための入力ビットと出力ビットとの関係は下式の通りである。
c_i ^'=c_Π(i), i=0,1,...,(K-1)

ここで、ブロックサイズＫ≧４０、Ｋ＝８×（４ｍ＋ｊ）であり、ｊは集合｛１、２、３、４｝から選択可能であり、ｍは集合｛１、２、．．．、１９１｝から選択可能であり、出力インデックスｉと入力インデックスΠ（ｉ）との間の関係は下記の２次式を満たす。
Π(i)=(f₁・i+f₂・i²)mod K

ここで、パラメータｆ_１及びｆ_２はブロックサイズ（Ｋ）に依存し、下記の＜表１＞で要約される。

図５をまた参照すれば、ターボコード化過程の以後にコードワードはターボ−コーディングビットストリームｄ_０ ^（ｉ）、ｄ_１ ^（ｉ）、ｄ_２ ^（ｉ）、ｄ_３ ^（ｉ）、．．．、ｄ_Ｄ−１ ^（ｉ）により形成される。ターボコーディングされたビットストリームに対するレートマッチング（ＲＭ）が遂行されて各々の送信のための送信ビットストリームを生成する（ステップ２１６）。再送信の場合に、各再送信ビットストリームは相異し、ＲＭアルゴリズムに依存する。

Ｅ−ＵＴＲＡシステム設計において、循環式バッファー基盤のレートマッチング方式が提案された。このような思想は図８に図示される。本例において、情報ビットは速度１／３ターボコードでターボ符号化器２５２により符号化され、これは組織的なビットストリーム（Ｓ）２５４、第１構成コンボリューションコードからのパリティビットストリーム（Ｐ１）２５６、及び第２構成コンボリューションコードからのパリティビットストリーム（Ｐ２）２５８を生成する。各々のこのような３個のストリームはサブブロックインターリーバ２６０によりインターリービングされる。以後、インターリービングされたパリティビット（Ｐ１）２５６とパリティビット（Ｐ２）２５８はインターレースされる。言い換えると、パリティビットはＰ_１１、Ｐ_２１、Ｐ_１２、Ｐ_２２、．．．の順にバッファーに書き込まれるが、ここでＰ_１１はインターリーブされた第１パリティビットの第１のビットであり、Ｐ_２１はインターリーブされた第２パリティビットの第１のビットであり、Ｐ_１２はインターリーブされた第１パリティビットの第２のビットであり、Ｐ_２２はインターリーブされた第２パリティビットの第２のビット、などとなる。レートマッチング過程の間に各送信のために、送信機はバッファーからビットを読み取るが、オフセット位置から始めてビットインデックスを増加または減少させる。ビットインデックスが一定の最大数に到達した場合に、ビットインデックスはバッファーの第１ビットにリセットされる。言い換えると、バッファーは円形である。循環式バッファーのサイズは必ず符号化器出力部でのコード化されたビットの全個数でないことが注目される。例えば、図８に示すように、循環バッファーサイズは符号化器出力部でのコード化されたビットの個数より小さい。これは、第１レートマッチングを簡単に具現するようにし、これによって再転送バッファーサイズの要件を減少させる。

注目する事項として、ＲＭは基本的にハイブリッド自動反復再要請（ＨＡＲＱ）動作の一部である。ＨＡＲＱはデコーディング障害に対処し、信頼度を改善するために通信システムで広く使われる。各データパケットは一定のフォワードエラー矯正（ＦＥＣ）方式を用いてコード化される。各サブパケットはコード化されたビットの一部のみを含む。フィードバック承認チャンネルのＮＡＫにより表示されたように、サブパケットｋに対する送信が失敗すれば、再送信サブパケット、サブパケットｋ＋１が送信されて受信機がパケットを復号化することを助ける。再送信サブパケットは、以前のサブパケットとは相異するコード化されたビットを含むことができる。受信機は全ての受信されたサブパケットを軟性で結合するか、または共同で復号化してデコーディング可能性を改善させる。通常、最大送信回数は、信頼度、パケット遅延、及び具現複雑度を全て考慮して設定される。図９は、一般的なＨＡＲＱ動作の例を図示する。

レートマッチング過程と関連して、ＨＡＲＱ機能はリダンダンシーバージョン（ＲＶ）パラメータにより制御される。ハイブリッドＡＲＱ機能の出力部での正確なビット集合は、入力ビット個数、出力ビット個数、ＲＭ処理、及びＲＶパラメータに依存する。

注目する事項として、リダンダンシーバージョン（ＲＶ）パラメータは、各送信でどれほど多い情報ビットが転送されるかを決定することに使用され、これは第１転送とその他の再転送を含む。どれほど多いリダンダンシー情報ビットが送信されるかという観点で、２つのＨＡＲＱ動作が使用可能であり、チェース結合（ＣＣ）基盤のＨＡＲＱ動作と増分リダンダンシー（ＩＲ）基盤のＨＡＲＱ動作である。ＣＣ−基盤のＨＡＲＱの場合、図１０に図示された、充分なバッファー符号化されたビットストリームは充分に再転送される。即ち、第１送信と第２送信に対する転送ビットストリームは同一である。ＣＣ−基盤のＨＡＲＱは受信機をしてビットレベル結合に付加して変調シンボルレベル結合を遂行するようにする。ＩＲ−基盤のＨＡＲＱの場合、コードワード内の部分的なビットストリームのみが第１送信で転送される。第２送信で、コードワード内のビットストリームのみが送信される。この部分的なビットストリームは、図１１に示すように、第１送信ビットストリームと重畳される、またはそうでないこともあり得る。典型的に、ＩＲ−基盤のＨＡＲＱは付加的な受信機具現複雑度を犠牲にしてＣＣ−基盤のＨＡＲＱに比べて良好なスペクトル効率性を提供する。

典型的に、ターボコーディングされたシステムのＣＣ−基盤またはＩＲ−基盤のＨＡＲＱでは、元の転送ビットストリームが自身の再転送ビットストリームと同一な変調構成でマッピングされないように要求する。これは、ビット優先順位マッピング（ＢＰＭ）として知られている。伝統的なＢＰＭでは、組織的なビットを優先化することをいうが、これは組織的なビットを高次構成シンボルの高い信頼性のあるビット位置に位置させて組織的なビットがパリティビットより多い保護を受けるようにすることによってなされる。このようなビットマッピング方法は、組織的なビットがパリティビットより価値があるという原理に基づく。ＢＰＭは、１６−直交振幅変調（ＱＡＭ）または６４ＱＡＭなどの高次変調で特に重要である。これは構成の隣接関係において、１変調シンボルが４／６二進ビットにより表示可能であり、内部の各ビットは互いに異なる信頼度を有するためである。１６ＱＡＭにおいて、２ビットは高い信頼度を有し、他の２つのビットは低い信頼度を有する。６４ＱＡＭの場合、一部２つのビットは高い信頼度を有し、更に他の２つのビットは中間信頼度を有し、残りの２つのビットは低い信頼度を有する。

Ｅ−ＵＴＲＡ ＨＡＲＱシステムなどの循環式バッファーレートマッチングにおけるＩＲ−基盤の結合において、ＢＭＰイシューは転送のリダンダンシーバージョンの開始地点がどのように最適に選択されるかということと直接的に関連する。

本発明での提案は、転送のリダンダンシーバージョンの開始地点が循環式レート−マッチング／ＨＡＲＱ動作に関して最適に決まる方法に焦点を置く。本提案された出願はターボコーディングされたＯＦＤＭ無線システムに関するものである。

一例として、本発明はＥ−ＵＴＲＡシステムのダウンリンクとアップリンク全てで使用可能である。下記において、Ｅ−ＵＴＲＡシステムにおけるダウンリンク及びアップリンク通信での２つの転送フォーマットが簡略に説明される。

Ｅ−ＵＴＲＡのダウンリンクサブフレーム構造は、図１２に図示される。典型的な構成において、各サブフレームは１ｍｓの長さであり、１４個のＯＦＤＭシンボルを含む。サブフレームのＯＦＤＭシンボルは０から１３までにインデックスされることが仮定される。アンテナ０と１に対する基準シンボル（ＲＳ）は、ＯＦＤＭシンボル０、４、７、及び１１で位置される。存在する場合に、アンテナ２及び３に対する基準シンボル（ＲＳ）はＯＦＤＭシンボル２及び８で位置される。制御チャンネルフォーマット表示器（ＣＣＦＩ）、承認チャンネル（ＡＣＫ）、パケットデータ制御チャンネル（ＰＤＣＣＨ）を含む制御チャンネルは、第１シンボル、第２シンボル、または第３ＯＦＤＭシンボルで送信される。制御チャンネルで使われるＯＦＤＭシンボルの個数はＣＣＦＩにより表示される。例えば、制御チャンネルは、第１のＯＦＤＭシンボル、第１の２つのＯＦＤＭシンボル、または第１の３個のＯＦＤＭシンボルを占めることができる。データチャンネル、即ち物理的ダウンリンク共有チャンネル（ＰＤＳＣＨ）は、他のＯＦＤＭシンボルで送信される。

（データ送信のための）アップリンクサブフレーム構造は、図１３に図示される。注目する事項として、Ｅ−ＵＴＲＡアップリンクはＳＣ−ＦＤＭＡ基盤システムであり、これは若干の差があるが、ＯＦＤＭＡシステムと非常に類似している。ＯＦＤＭシンボルと類似するように、各ＳＣ−ＦＤＭＡブロックは循環式プリフィックス（ＣＰ）を有する。データ送信のために、基準信号は４番目のＳＣ−ＦＤＭＡブロックと１１番目のＳＣ−ＦＤＭＡブロックで位置され、残りのＳＣ−ＦＤＭＡブロックはデータを伝播する。図１３がアップリンクサブフレームの時間−ドメイン構造のみを図示していることが注目される。各個別のＵＥに対し、送信では周波数ドメインの全帯域幅の一部だけを占めることができる。また、相異するユーザ及び制御信号はＳＣ−ＦＤＭＡを通じて周波数ドメインで多重化される。

本発明において、ターボコーディングされたＯＦＤＭ無線システムにおける再転送のリダンダンシーバージョンのための方法及び装置を提供することによって、送信信頼度を改善し、かつ送信機と受信機の複雑度を減少させる。

本発明の態様、特徴、及び利点は、単純に多数の特定の実施形態と具現例を例示することによって、下記の詳細な説明からより明らかになるが、これらは本発明を遂行するように予想される最適の方法を含む。また、本発明はその他及び他の実施形態として具現可能であり、種々の細部事項は本発明の思想と範疇から外れることなく、多様で、かつ明らかな観点で変更できる。したがって、図面及び詳細な説明は、本質上、例示的なものと見なされ、制限的なものではない。本発明は、添付図面において例として図示され、限定的な意味として図示されない。下記の例示において、Ｅ−ＵＴＲＡシステムにおけるデータチャンネルが一例として使われる。しかしながら、ここに例示される技法は、明確にＥ−ＵＴＲＡシステムの他のチャンネルで使われ、適用可能な時に他のシステムにおける他のデータ、制御、または他のチャンネルで使用可能である。

図１４に示すように、ターボ符号化器出力部で、各コードブロックに対する３個のビットストリームがあるが、組織的なビットストリーム（Ｓ）３１２、第１パリティビットストリーム（Ｐ１）３１４、及び第２パリティビットストリーム（Ｐ２）３１６である。循環式バッファーレートマッチングは、下記のステップから構成される。
１．各３個のストリームは、サブブロックインターリーバ３１８により個別的にインターリーブされる。
２．インターリーブされた組織的なビット（Ｓ）３１２は、シーケンスでバッファーに書き込まれるが、インターリーブされた組織的なビットストリーム（Ｓ）の第１ビットがバッファーの開始部に位置される。インターリーブされたＰ１とＰ２ストリームはビット別にインターレースされる。
３．インターリーブされた、インターレースされたパリティビットストリーム（Ｐ１）３１４、及び（Ｐ２）３１６は、シーケンスでバッファーに書き込まれるが、ストリームの第１ビットはインターリーブされた組織的なビットストリームの最後のビットと隣接するようになる。

４個のリダンダンシーバージョン（ＲＶ）が定義され、各々はバッファーの開始ビットインデックスを特定する。送信機は各ＨＡＲＱ送信のための１ＲＶを選択する。送信機はバッファーからコード化されたビットブロックを読み取るが、選択されたＲＶにより特定されたビットインデックスから始める。

サブ−ブロックインターリーバは、Ｃ＝３２個のカラム個数を有するロー−カラムインターリーバである。Ｄはコードブロックサイズを定義するが、これは情報ビットと後尾ビットとを含む。言い換えれば、Ｄ＝Ｋ＋４であり、ここでＫは各コードブロックでの情報ビットの個数またはＱＰＰインターリーバのサイズである。サブ−ブロックインターリーバのロー個数は

として特定される。インターリーバの動作は、下記のように説明できる。
１．０番目のローと０番目のカラムから始まり、ロー毎に書き込むが、即ちカラムインデックスを先に増加させる。
２．必要な時にＲ×Ｃ長方形をダミービットで詰める。ダミービットの個数はＹ＝Ｒ×Ｃ−Ｄである。
３．カラムを次のパターンに置き換える。０、１６、８、２４、４、２０、１２、２８、２、１８、１０、２６、６、２２、１４、３０、１、１７、９、２５、５、２１、１３、２９、３、１９、１１、２７、７、２３、１５、３１。
４．０番目のローと０番目のカラムから始めて各カラムを読み取るが、即ちローインデックスを先に増加させる。
５．循環式バッファーのサイズは、Ｌ＝３＊（Ｋ＋４）である。注目する事項として、ダミービットは送信前に循環式バッファーから除去される。

注目する事項として、ダミービット（Ｙ）の個数は、４、１２、２０、及び２８であり、これは情報サイズ（または、ＱＰＰインターリーバサイズ）（Ｋ）に依存する。循環バッファーで４個のリダンダンシーバージョンが定義されるが、循環バッファーで第１ビットのインデックスは０である。注目する事項として、Ｅ−ＵＴＲＡシステムと類似の循環式バッファーレートマッチングにおけるＩＲ−基盤のＨＡＲＱ動作で、各リダンダンシーバージョンの開始位置を選択して全てのコードワードビットが適当な変調構成再配置を通じて概略的に同一な保護を達成するように保証することが相当に重要である。ダミービットはインターリービング過程の以前に詰められ、コード化されたビットを循環式バッファーに充填する以前に除去されるものであることが注目される。

実施形態に対する細部事項を追加的に説明する前に、リダンダンシーバージョン（ｐ、ＲＶ（ｐ））とリダンダンシーバージョン（ｊ、ＲＶ（ｊ））の開始地点との間のビット個数としてΔ（ｊ、ｐ）を定義する。

本発明の原理に従う第１実施形態において、循環式バッファーの少なくとも１つのリダンダンシーバージョンの開始位置を選択することによって、第１リダンダンシーバージョンの開始位置と第２リダンダンシーバージョンの開始位置との間のコード化されたビット個数が転送される変調データで使われる変調方式の変調次数により割れないようにする方法が提案される。第１リダンダンシーバージョンと第２リダンダンシーバージョンとは、互いに対して近接するように位置されたことに限定されないことが注目される。例えば、１６−ＱＡＭの変調次数は４であり、６４−ＱＡＭの変調次数は６である。例えば、本実施形態の一具現例はＲ×（２４×ｊ）＋２）により定義されたリダンダンシーバージョンの開始位置にオフセットを適用するものである。ｊ番目のリダンダンシーバージョンの開始位置は、次式の通り選択される。

RV(j) = R×((24×j)+2)+δ^RV(j), ここで、j= 0,1,...,3

例えば、１６−ＱＡＭと６４−ＱＡＭが最もよく使われる高次変調方式であるので、δＲＶ（ｊ）の決定は次の通りに従い、２つのｊとｐのうち、任意の１つまたはこのうちの大きい値に対し、Δ’（ｊ、ｐ）＝［Ｒ×（（２４×ｊ）＋２）］−［Ｒ×（（２４×ｐ）＋２）］が４と６で割れないように決まる。本実施形態は、送信機と受信機両方共に適用されることが注目される。

本発明の原理に従う第２実施形態において、リダンダンシーバージョンインデックス（ｊ）、または情報サイズ（または、ＱＰＰインターリーバサイズ）（Ｋ）、または変調次数、またはこのようなパラメータの組み合わせに基づいて循環式バッファーの少なくとも１つのリダンダンシーバージョンの開始位置を選択する他の方法が提案される。例えば、ｊ番目のリダンダンシーバージョンの開始位置をＲＶ（ｊ）=Ｒ×（（２４×ｊ）＋２）＋δ^ＲＶ（ｊ）として選択することができ、ここで、ｊ＝０、１、．．．、３である。δ^ＲＶ（ｊ）は２つのｊとｐのうち、任意の１つまたはこのうちの大きい値に対し、Δ’（ｊ、ｐ）＝［Ｒ×（（２４×ｊ）＋２）］−［Ｒ×（（２４×ｐ）＋２）］が４と６で割れないように下記のアルゴリズムに基づく、これによってＱＡＭ１６とＱＡＭ６４などの高次変調での送信性能が改善される。所定の変調タイプと所定のＱＰＰインターリーバサイズ（Ｋ）の場合に、下記のアルゴリズムを遂行してδ^ＲＶ（ｊ）を発見する。

送信のためにＱＰＳＫ変調が使われる時に、δ^ＲＶ（ｊ）＝０に置く。注目するところで、ＱＰＳＫ変調の場合Ｍ＝２である。

送信のためにＱＡＭ１６変調が使われる時に、δ^ＲＶ（ｊ）は下記のように設定される。
Δ’（ｊ、ｐ）／４が整数であれば、
δ^ＲＶ（ｊ）=１、２、または３であり、
そうでなければ、δ^ＲＶ（ｊ）=０である。

注目するところで、ＱＡＭ−１６変調の場合はＭ＝４であり、Δ’（ｊ、ｐ）は前述したように定義される。

送信のためにＱＡＭ６４変調が使われる時に、下記のようにδ^ＲＶ（ｊ）を設定する。
Δ’（ｊ、ｐ）／６が整数であれば、
δ^ＲＶ（ｊ）＝１、２、３、４、または５であり、
そうでなければ、δ^ＲＶ（ｊ）=０である。

注目するところで、ＱＡＭ−６４変調の場合はＭ＝４であり、Δ’（ｊ、ｐ）は前述したように定義される。

本発明の原理に従う第３実施形態において、ｊ番目のリダンダンシーバージョンの開始位置を下記のように設定することによって、循環式バッファーの少なくとも１つのリダンダンシーバージョンの開始位置を選択する他の方法が提案される。
RV(j) = R×((G×j)+2), ここで、j=0,1,...,3

Ｇは少なくとも１つの変調次数、例えば４または６で割れない。＜表１＞に示すように、ＲＶ（ｊ）が４で割れるＱＰＰインターリーバサイズの関数であるので、Ｇが４で割れないように適当に選択することによって、２つのｊとｐのうち、任意の１つ、またはこのうちの大きい値に対し、Δ（ｊ、ｐ）が４と６で割れない可能性が増加する。例えば、Ｇは２７、２９、または２３に選択できる。以後、対応するリダンダンシーバージョンは、各々次の通り提供される。
RV(j) = R×((27×j)+2), ここで、j=0,1,...,3
RV(j) = R×((29×j)+2), ここで、j=0,1,...,3
RV(j) = R×((23×j)+2), ここで、j=0,1,...,3

本発明の原理に従う第４実施形態において、循環バッファーのサイズ（Ｌ）を少なくとも１つの変調次数、例えば４または６で割れない数字に変更することを提案する。例えば、ｊ番目のリダンダンシーバージョンの開始位置を下記ように選択する。

RV(j) = R×((24×j)+2), ここで、j=0,1,...,3

また、Ｌ−１が４と６で割れない場合に、バッファーサイズ（Ｌ）をＬ−１に変更する。バッファーサイズが変更されれば、２つのｊとｐのうち、任意の１つまたはこのうちの大きい値に対し、Δ（ｊ、ｐ）が４と６で割れない可能性が増加する。

本発明の原理に従う第５実施形態において、ｊ番目のリダンダンシーバージョンの開始位置をＲＶ（ｊ）＝Ｒ×（（２４×ｊ）＋２）＋δ^ＲＶ（ｊ）、ここでｊ＝０、１、．．．、３として選択することを提案する。δ^ＲＶ（ｊ）は変調次数（Ｍ）、ＱＰＰインターリーバサイズ（Ｋ）、及びリダンダンシーバージョン（ｊ）により決まる。上記提示されたように、所定のＱＰＰインターリーバサイズ（Ｋ）の場合に、ダミービット（Ｙ）の個数は４、１２、２０、及び２８になることができる。Ｙ１＝４、Ｙ２＝１２、Ｙ３＝２０、及びＹ４＝２８として表示する。例えば、ＱＡＭ１６などの高次変調転送の場合、δ^ＲＶ（ｊ）は下記の表に基づいて生成される。

本発明の原理に従う第６実施形態において、ｊ番目のリダンダンシーバージョンの開始位置をＲＶ（ｊ）=Ｒ×（（２４×ｊ）＋２）＋δ^ＲＶ（ｊ）、ここでｊ＝０、１、．．．、３として選択することが提案される。δ^ＲＶ（ｊ）は変調次数（Ｍ）、ＱＰＰインターリーバサイズ（Ｋ）、及びリダンダンシーバージョン（ｊ）により決まる。例えば、ＱＡＭ１６及びＱＡＭ６４などの高次変調転送の場合、δ^ＲＶ（ｊ）は下記の＜表３＞に基づいて生成される。注目するところで、全体として１８８個のＱＰＰインターリーバサイズがあり、ｉはＱＰＰインターリーバサイズインデックス＝１、２、３、．．．、１８７、１８８であり、ｉは＜表１＞に基づいたＱＰＰインターリーバサイズ（Ｋ）に従属して決まる。また、ｊ＝０に対してδ^ＲＶ（ｊ）=０であることが注目される。

本発明の原理に従う第７実施形態において、ｊ番目のリダンダンシーバージョンの開始位置は、ＲＶ（ｊ）＝Ｒ×（（２８×ｊ）＋２）＋δ^ＲＶ（ｊ）、ここでｊ＝０、１、．．．、３として選択されることと提案する。δ^ＲＶ（ｊ）は、変調次数（Ｍ）、ＱＰＰインターリーバサイズ（Ｋ）、リダンダンシーバージョン（ｊ）により決まる。例えば、ＱＡＭ１６及びＱＡＭ６４などの高次変調送信の場合、δ^ＲＶ（ｊ）は＜表４＞に基づいて生成される。注目するところで、全体として１８８個のＱＰＰインターリーバサイズがあり、ｉはＱＰＰインターリーバサイズインデックス＝１、２、３、．．．１８７、１８８であり、ｉは＜表１＞に基づいたＱＰＰインターリーバサイズ（Ｋ）に従属して決まる。また、ｊ＝０に対し、δ^ＲＶ（ｊ）=０であることが注目される。

注目する事項として、実施形態での説明が循環式バッファー概念に基づいているが、実際の送信機または受信機の具現は循環式バッファーを単一ステップ及び個別ステップとして具現しないことがある。代りに、循環式バッファーレートマッチング動作は、バッファーサイズの制限によるレートマッチング、サブ−ブロックインターリービング、所定のリダンダンシーバージョンに対するビット選択、フィラービットパッディング／パッディング解除、ダミービット挿入／除去、変調、チャンネルインターリービング、及び物理的資源に対する変調シンボルマッピングなどの他の処理などと結合して達成できる。

図１５は、ＬＴＥダウンリンク共有チャンネル（ＤＬ＿ＳＣＨ）とアップリンク共有チャンネル（ＵＬ＿ＳＣＨ）のための送信機チェーン４００の一部を図示する。図１５に示すように、まず情報ビットはチャンネルコーディングユニット４０２、例えばターボ符号化器により符号化される。符号化されたビットはビット分離ユニット４０４により多数のサブブロックに分離される。各サブブロックは各対応するサブブロックインターリービングユニット４０６によりインターリーブされる。インターリーブされたビットはビット収集ユニット４０８により収集される。以後、各々の送信のために、ビット選択ユニット４１０によりビットサブセットが選択され、変調ユニット４１２により変調される。信号が最終的に送信される前に、チャンネルはチャンネルインターリービングユニット４１４によりインターリーブされる。本発明で説明された実施形態、即ち仮想循環バッファー４０９は各送信のためにコード化されたビットを選択するように新たなデータ表示及び／またはリダンダンシーバージョン値を使用する過程での‘ビット選択’ステップで適用できる。明らかにも、本発明の実施形態はこのような‘ビット選択’ステップが送信機処理チェーンでの他のステップと結合した場合の具現でも適用可能であることが技術分野の当業者に知られている。

類似するにも、図１６はＬＴＥ ＤＬ＿ＳＣＨとＵＬ＿ＳＣＨのための受信機チェーン５００の一部を図示する。図１６に示すように、受信機からデータ信号が受信された時、まずチャンネルはチャンネルデインターリービングユニット５０２によりデインターリーブされる。以後、データ信号は復調ユニット５０４により復調され、複数の復調されたビットセットを発生する。復調されたビットはビット選択解除ユニット５０６により格納ユニット、例えば仮想循環バッファーに格納される。以後、格納されたビットはビット分離ユニット５０８により多数のサブブロックに分離される。各サブブロックは各対応するサブブロックインターリービングユニット５１０によりインターリーブされる。多数のサブブロックのインターリーブされたビットはビット収集ユニット５１２により収集される。最後に、チャンネルはチャンネル復号化ユニット５１４により復号化されて元の信号を復元する。本発明で説明された実施形態は、受信されたソフト値をバッファーの正確な位置に入れるか、各送信に対するチャンネル復号化器に入力するために新たなデータ表示及び／またはリダンダンシーバージョン値を使用する過程での‘ビット選択解除’ステップで適用できる。明らかにも、本発明の実施形態はこのような‘ビット選択解除’ステップが送信機処理チェーンでの他のステップと結合した場合の具現でも適用可能であることが技術分野の当業者に知られている。

本発明の好ましい実施形態と関連して図示及び説明されたが、変形物と変化物が特許請求範囲で定義されたように本発明の思想と範疇から外れることなくなされることができることは技術分野の当業者に自明である。

１１０ 送信機チェーン１１０
１１１ 制御信号またはデータ
１１２ 変調器
１１３ 直列／並列（Ｓ／Ｐ）コンバーター
１１４ 逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ユニット
１１６ ＣＰ挿入部
１１７ 送信機（Ｔｘ）フロントエンド処理ユニット
１２０ 受信機チェーン
１２１ 受信機（Ｒｘ）フロントエンド処理ユニット
１２２ ＣＰ除去部
１２４ 高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ユニット

Claims (24)

1. データ送信方法であって、
   複数のコード化されたビットを生成するために送信される少なくとも１つの情報ビットブロックを符号化するステップと、
   前記複数のコード化されたビットを複数のコード化されたビットのサブブロックに細分化するステップと、
   一定のインターリーバを用いて前記各コード化されたビットのサブブロックをインターリービングするステップと、
   前記複数のサブブロックから前記インターリーブされたコード化されたビットを収集し、前記収集されたビットを循環式バッファーに書き込むステップと、
   前記循環式バッファーで複数のリダンダンシーバージョンを決定するステップであり、各リダンダンシーバージョンは前記循環式バッファーでの開始ビットインデックスと対応するステップと、
   前記複数のリダンダンシーバージョンからリダンダンシーバージョンを選択することによって、前記循環式バッファーでビットサブセットを選択するステップと、
   一定の変調方式を用いて前記ビットサブセットを変調するステップと、
   少なくとも１つのアンテナを介して前記変調されたビットを転送するステップと、を含み、
   少なくとも一対のリダンダンシーバージョンで、第１リダンダンシーバージョンの開始位置と第２リダンダンシーバージョンの開始位置との間のビット個数は一定の変調方式の変調次数により割れないことを特徴とするデータ送信方法。
2. 前記循環式バッファーで４個のリダンダンシーバージョンを決定し、直交位相−偏移方式（ＱＰＳＫ）変調、１６−直交振幅変調（ＱＡＭ）、及び６４−直交振幅変調（ＱＡＭ）のうち、１つを用いて前記ビットサブセットを変調するステップを含み、リダンダンシーバージョンの開始ビットインデックスは下式により設定され、
   RV(j) = R×((24×j)+2)+δ^RV(j)
   ここで、ｊはリダンダンシーバージョンのインデックスであり、
   

   

   であり、Ｋは前記一定のインターリーバのサイズであり、δ^ＲＶ（ｊ）の決定は次の通りに従い、少なくとも一対のｊとｐに対し、Δ’（ｊ、ｐ）＝［Ｒ×（２４×ｊ＋２）］−［Ｒ×（２４×ｐ＋２）］が４と６で割れないように決定され、ここでｊ＝０、１、．．．、３であり、ｐ＝０、１、．．．、３であることを特徴とする請求項１に記載のデータ送信方法。
3. 前記循環式バッファーで４個のリダンダンシーバージョンを決定し、直交位相−偏移方式（ＱＰＳＫ）変調、１６−直交振幅変調（ＱＡＭ）、及び６４−直交振幅変調（ＱＡＭ）のうち、１つを用いて前記ビットサブセットを変調するステップを含み、リダンダンシーバージョンの開始ビットインデックスは下式により設定され、
   RV(j) = R×((24×j)+2)+δ^RV(j)
   ここで、ｊはリダンダンシーバージョンのインデックスであり、
   

   

   であり、Ｋは前記一定のインターリーバのサイズであり、δ^ＲＶ（ｊ）は少なくとも一対のｊとｐに対し、Δ’（ｊ、ｐ）＝［Ｒ× （（２４×ｊ）＋２）］−［Ｒ×（（２４×ｐ）＋２）］に従属して決定され、ここでｊ＝０、１、．．．、３であり、ｐ＝０、１、．．．、３であり、
   前記ビットサブセットを変調するために直交周波数−偏移方式（ＱＰＳＫ）変調が使われる時に、δ^ＲＶ（ｊ）はゼロに設定され、
   前記ビットサブセットを変調するために１６−直交振幅変調（ＱＡＭ）が使われる時に、Δ’（ｊ、ｐ）／４が整数であれば、δ^ＲＶ（ｊ）は集合｛１、２、３｝から選択される整数であり、Δ’（ｊ、ｐ）／４が整数でなければ、δ^ＲＶ（ｊ）はゼロに設定されるとともに、
   前記ビットサブセットを変調するために６４−直交振幅変調（ＱＡＭ）が使われる時に、Δ’（ｊ、ｐ）／６が整数であれば、δ^ＲＶ（ｊ）は集合｛１、２、３、４、５｝から選択される整数であり、Δ’（ｊ、ｐ）／６が整数でなければ、δ^ＲＶ（ｊ）はゼロに設定されることを特徴とする請求項１に記載のデータ送信方法。
4. 前記循環式バッファーで４個のリダンダンシーバージョンを決定し、直交位相−偏移方式（ＱＰＳＫ）変調、１６−直交振幅変調（ＱＡＭ）、及び６４−直交振幅変調（ＱＡＭ）のうち、１つを用いて前記ビットサブセットを変調するステップを含み、リダンダンシーバージョンの開始ビットインデックスは下式により設定され、
   RV(j) = R×((G×j)+2)
   ここで、ｊはリダンダンシーバージョンのインデックスであり、ｊ＝０、１、．．．、３であり、
   

   

   であり、Ｋは前記一定のインターリーバのサイズであり、Ｇは４と６のうちの少なくとも１つにより割れない整数であることを特徴とする請求項１に記載のデータ送信方法。
5. 前記循環式バッファーのサイズＬを決定するステップを含み、前記サイズＬは少なくとも１つの変調次数により割れない数字であることを特徴とする請求項１に記載のデータ送信方法。
6. ロー−カラムインターリーバを用いて前記各コード化されたビットのサブブロックをインターリービングするステップを含み、
   各サブブロックに対して第１ローと第１カラムから始めることによって、ロー対ロー方式により前記コード化されたビットのサブブロックを前記ロー−カラムインターリーバに書き込むステップであり、前記ロー−カラムインターリーバはＣ個のカラムとＲ個のローを有し、前記サブブロックのコード化されたビットの個数はＤであるステップと、
   前記ロー−カラムインターリーバが前記サブブロックのコード化されたビットにより詰められない時に、前記ロー−カラムインターリーバをダミービットで詰めるステップであり、前記ダミービットの個数はＹ＝Ｒ×Ｃ−Ｄであるステップと、
   一定のパターンを用いて前記ロー−カラムインターリーバのカラムを置換するステップと、
   第１ローと第１カラムから始めてカラム−対−カラム方式により前記ロー−カラムインターリーバからビットを読み取るステップと、
   前記ロー−カラムインターリーバから読み取られたビットから前記ダミービットを除去するステップと、
   を含むことを特徴とする請求項１に記載のデータ送信方法。
7. 前記循環式バッファーで４個のリダンダンシーバージョンを決定し、直交位相−偏移方式（ＱＰＳＫ）変調、１６−直交振幅変調（ＱＡＭ）、及び６４−直交振幅変調（ＱＡＭ）のうち、１つを用いて前記ビットサブセットを変調するステップを含み、リダンダンシーバージョンの開始ビットインデックスは下式により設定され、
   RV(j) = R×((24×j)+2)+δ^RV(j)
   ここで、ｊはリダンダンシーバージョンのインデックスであり、ｊ＝０、１、．．．、３であり、δ^ＲＶ（ｊ）はダミービットＹの個数に従属して決まることを特徴とする請求項６に記載のデータ送信方法。
8. ダミービットの個数Ｙは、４、１２、２０、及び２８のうちの１つとなり、δ^ＲＶ（ｊ）は下記の表に基づいて決まることを特徴とする請求項７に記載のデータ送信方法。
   

   
9. 前記循環式バッファーで４個のリダンダンシーバージョンを決定し、直交位相−偏移方式（ＱＰＳＫ）変調、１６−直交振幅変調（ＱＡＭ）、及び６４−直交振幅変調（ＱＡＭ）のうち、１つを用いて前記ビットサブセットを変調するステップを含み、リダンダンシーバージョンの開始ビットインデックスは下式により設定され、
   RV(j) = R×((24×j)+2)+δ^RV(j)
   ここで、ｊはリダンダンシーバージョンのインデックスであり、ｊ＝０、１、．．．、３であり、
   

   

   であり、Ｋは前記一定のインターリーバのサイズであり、δ^ＲＶ（ｊ）はｊとＱＰＰ（quadratic permutation polynomial）インターリーバのサイズに従属して決定され、ｊ＝０の場合、δ^ＲＶ（ｊ）=０であり、δ^ＲＶ（ｊ）はｊ＝１、２、３に対し、下記の表に基づいて決定され、
   

   

   

   ここで、ｉは前記インターリーバサイズインデックスであり、ｉ＝１、２、３、．．．、１８７、１８８であり、ｉは下記の表に基づいたインターリーバサイズ（Ｋ）に従属して決まることを特徴とする請求項１に記載のデータ送信方法。
   

   

   
10. 前記循環式バッファーで４個のリダンダンシーバージョンを決定し、直交位相−偏移方式（ＱＰＳＫ）変調、１６−直交振幅変調（ＱＡＭ）、及び６４−直交振幅変調（ＱＡＭ）のうち、１つを用いて前記ビットサブセットを変調するステップを含み、リダンダンシーバージョンの開始ビットインデックスは下式により設定され、
    RV(j) = R×((28×j)+2)+δ^RV(j)
    ここで、ｊはリダンダンシーバージョンのインデックスであり、ｊ＝０、１、．．．、３であり、
    

    

    であり、Ｋは前記一定のインターリーバのサイズであり、δ^ＲＶ（ｊ）はｊとＱＰＰ（quadratic permutation polynomial）インターリーバのサイズに従属して決定され、ｊ＝０の場合、δ^ＲＶ（ｊ）=０であり、δ^ＲＶ（ｊ）はｊ＝１、２、３に対して下記の表に基づいて決定され、
    

    

    

    ここで、ｉは前記インターリーバサイズインデックスであり、ｉ＝１、２、３、．．．、１８７、１８８であり、ｉは下記の表に基づいたインターリーバサイズ（Ｋ）に従属して決まることを特徴とする請求項１に記載のデータ送信方法。
    

    

    
11. ＱＰＰ（quadratic permutation polynomial）インターリーバを用いて前記各コード化されたビットのサブブロックをインターリービングするステップを含むことを特徴とする請求項１に記載のデータ送信方法。
12. データ受信方法であって、
    少なくとも１つのアンテナを介して複数のデータビットブロックを受信するステップと、
    一定の変調方式を用いて前記複数のデータビットブロックを復調するステップと、
    循環式バッファーで複数のリダンダンシーバージョンを決定するステップであり、各リダンダンシーバージョンは前記循環式バッファーの開始ビットインデックスと対応し、かつ少なくとも一対のリダンダンシーバージョンで、第１リダンダンシーバージョンの開始位置と第２リダンダンシーバージョンの開始位置との間のビット個数は前記一定の変調方式の変調次数により割れないステップと、
    前記複数の復調されたビットブロックを前記循環式バッファーに書き込むステップであり、各復調されたビットブロックは前記複数のリダンダンシーバージョンから選択されたリダンダンシーバージョンに従って書き込まれるステップと、
    前記循環式バッファーに書き込まれたビットを複数のビットサブブロックに細分化するステップと、
    一定のインターリーバを用いて前記各ビットサブブロックをインターリービングするステップと、
    前記複数のサブブロックからインターリーブされたビットを収集し、収集されたビットブロックを生成するステップと、
    一定のデコーディング方式を用いて前記収集されたビットブロックを復号化するステップと、
    を含むことを特徴とするデータ受信方法。
13. 直交位相−偏移方式（ＱＰＳＫ）変調、１６−直交振幅変調（ＱＡＭ）、及び６４−直交振幅変調（ＱＡＭ）のうち、１つを用いて前記複数のデータビットブロックを復調するステップと、
    前記循環式バッファーで４個のリダンダンシーバージョンを決定するステップと、を含み、
    リダンダンシーバージョンの開始ビットインデックスは下式により設定され、
    RV(j) = R×((24×j)+2)+δ^RV(j)
    ここで、ｊはリダンダンシーバージョンのインデックスであり、
    

    

    であり、Ｋは前記一定のインターリーバのサイズであり、δ^ＲＶ（ｊ）の決定は次の通りに従い、少なくとも一対のｊとｐに対し、Δ’（ｊ、ｐ）＝［Ｒ×（２４×ｊ＋２）］−［Ｒ× （２４×ｐ＋２）］が４と６で割れないように決定され、ここでｊ＝０、１、．．．、３であり、ｐ＝０、１、．．．、３であることを特徴とする請求項１２に記載のデータ受信方法。
14. 直交位相−偏移方式（ＱＰＳＫ）変調、１６−直交振幅変調（ＱＡＭ）、及び６４−直交振幅変調（ＱＡＭ）のうち、１つを用いて前記ビットサブセットを復調するステップと、
    前記循環式バッファーで４個のリダンダンシーバージョンを決定するステップと、を含み、
    リダンダンシーバージョンの開始ビットインデックスは下式により設定され、
    RV(j) = R×((24×j)+2)+δ^RV(j)
    ここで、ｊはリダンダンシーバージョンのインデックスであり、
    

    

    であり、Kは前記一定のインターリーバのサイズであり、δＲＶ（ｊ）はΔ’（ｊ、ｐ）に従属して決定され、少なくとも一対のｊとｐに対し、Δ’（ｊ、ｐ）=［Ｒ×（２４×ｊ＋２）］−［Ｒ×（２４×ｐ＋２）］であり、ここでｊ＝０、１、．．．、３であり、ｐ＝０、１、．．．、３であり、
    前記複数のデータビットブロックを復調するために直交周波数−偏移方式（ＱＰＳＫ）変調が使われる時に、δ^ＲＶ（ｊ）はゼロに設定され、
    前記複数のデータビットブロックを復調するために１６−直交振幅変調（ＱＡＭ）が使われる際、Δ’（ｊ、ｐ）／４が整数であれば、δ^ＲＶ（ｊ）は集合｛１、２、３｝から選択される整数であり、Δ’（ｊ、ｐ）／４が整数でなければ、δ^ＲＶ（ｊ）はゼロに設定されるとともに、
    前記複数のデータビットブロックを復調するために６４−直交振幅変調（ＱＡＭ）が使われる際、Δ’（ｊ、ｐ）／６が整数であれば、δ^ＲＶ（ｊ）は集合｛１、２、３、４、５｝から選択される整数であり、Δ’（ｊ、ｐ）／６が整数でなければ、δ^ＲＶ（ｊ）はゼロに設定されることを特徴とする請求項１２に記載のデータ受信方法。
15. 直交位相−偏移方式（ＱＰＳＫ）変調、１６−直交振幅変調（ＱＡＭ）、及び６４−直交振幅変調（ＱＡＭ）のうち、１つを用いて前記複数のデータビットブロックを復調するステップと、
    前記循環式バッファーで４個のリダンダンシーバージョンを決定するステップと、を含み、
    リダンダンシーバージョンの開始ビットインデックスは下式により設定され、
    RV(j) = R×((G×j)+2)
    ここで、ｊはリダンダンシーバージョンのインデックスであり、ｊ＝０、１、．．．、３であり、
    

    

    であり、Ｋは前記一定のインターリーバのサイズであり、Ｇは４と６のうちの少なくとも１つにより割れない整数であることを特徴とする請求項１２に記載のデータ受信方法。
16. 前記循環式バッファーのサイズＬを決定するステップを含み、前記サイズＬは少なくとも１つの変調次数により割れない数字であることを特徴とする請求項１２に記載のデータ受信方法。
17. ロー−カラムインターリーバを用いて前記各ビットのサブブロックをインターリービングするステップを含み、
    各サブブロックに対し、第１ローと第１カラムから始めることによって、ロー対ロー方式により前記ビットサブブロックを前記ロー−カラムインターリーバに書き込むステップであり、前記ロー−カラムインターリーバはＣ個のカラムとＲ個のローを有し、前記サブブロックのビットの個数はＤであるステップと、
    前記ロー−カラムインターリーバが前記サブブロックのビットにより詰められない時に、前記ロー−カラムインターリーバをダミービットで詰めるステップであり、前記ダミービットの個数はＹ＝Ｒ×Ｃ−Ｄであるステップと、
    一定のパターンを用いて前記ロー−カラムインターリーバのカラムを置換するステップと、
    第１ローと第１カラムから始めてカラム−対−カラム方式により前記ロー−カラムインターリーバからビットを読み取るステップと、
    前記ロー−カラムインターリーバから読み取られたビットから前記ダミービットを除去するステップと、
    を含むことを特徴とする請求項１２に記載のデータ受信方法。
18. 直交位相−偏移方式（ＱＰＳＫ）変調、１６−直交振幅変調（ＱＡＭ）、及び６４−直交振幅変調（ＱＡＭ）のうち、１つを用いて前記複数のデータビットブロックを復調するステップと、
    前記循環式バッファーで４個のリダンダンシーバージョンを決定するステップと、を含み、
    リダンダンシーバージョンの開始ビットインデックスは下式により設定され、
    RV(j) = R×((24×j)+2)+δ^RV(j)
    ここで、ｊはリダンダンシーバージョンのインデックスであり、ｊ＝０、１、．．．、３であり、δ^ＲＶ（ｊ）はダミービットＹの個数に従属して決まることを特徴とする請求項１７に記載のデータ受信方法。
19. ダミービットの個数Ｙは４、１２、２０、及び２８のうちの１つとなり、δ^ＲＶ（ｊ）は下記の表に基づいて決まることを特徴とする請求項１８に記載のデータ受信方法。
    

    
20. 直交位相−偏移方式（ＱＰＳＫ）変調、１６−直交振幅変調（ＱＡＭ）、及び６４−直交振幅変調（ＱＡＭ）のうち、１つを用いて前記複数のデータビットブロックを復調するステップと、
    前記循環式バッファーで４個のリダンダンシーバージョンを決定するステップと、を含み、
    リダンダンシーバージョンの開始ビットインデックスは下式により設定され、
    RV(j) = R×((24×j)+2)+δ^RV(j)
    ここで、ｊはリダンダンシーバージョンのインデックスであり、ｊ＝０、１、．．．、３であり、
    

    

    であり、Ｋは前記一定のインターリーバのサイズであり、δ^ＲＶ（ｊ）はｊとＱＰＰ（quadratic permutation polynomial）インターリーバのサイズに従属して決定され、ｊ＝０の場合、δ^ＲＶ（ｊ）＝０であり、δ^ＲＶ（ｊ）はｊ＝１、２、３に対し、下記の表に基づいて決定され、
    

    

    

    ここで、ｉは前記インターリーバサイズインデックスであり、ｉ＝１、２、３、．．．、１８７、１８８であり、ｉは下記の表に基づいたインターリーバサイズ（Ｋ）に従属して決まることを特徴とする請求項１２に記載のデータ受信方法。
    

    

    
21. 直交位相−偏移方式（ＱＰＳＫ）変調、１６−直交振幅変調（ＱＡＭ）、及び６４−直交振幅変調（ＱＡＭ）のうち、１つを用いて前記複数のデータビットブロックを復調するステップと、
    前記循環式バッファーで４個のリダンダンシーバージョンを決定するステップと、を含み、
    リダンダンシーバージョンの開始ビットインデックスは下式により設定され、
    RV(j) = R×((24×j)+2)+δ^RV(j)
    ここで、ｊはリダンダンシーバージョンのインデックスであり、ｊ＝０、１、．．．、３であり、
    

    

    であり、Ｋは前記一定のインターリーバのサイズであり、δ^ＲＶ（ｊ）はｊとＱＰＰ（quadratic permutation polynomial）インターリーバのサイズに従属して決定され、ｊ＝０の場合、δ^ＲＶ（ｊ）＝０であり、δ^ＲＶ（ｊ）はｊ＝１、２、３に対し、下記の表に基づいて決定され、
    

    

    

    ここで、ｉは前記インターリーバサイズインデックスであり、ｉ＝１、２、３、．．．、１８７、１８８であり、ｉは下記の表に基づいたインターリーバサイズ（Ｋ）に従属して決まることを特徴とする請求項１２に記載のデータ受信方法。
    

    

    
22. ＱＰＰ（quadratic permutation polynomial）インターリーバを用いて前記各コード化されたビットのサブブロックをインターリービングするステップを含むことを特徴とする請求項１２に記載のデータ受信方法。
23. 通信システムにおける無線端末機であって、
    送信される少なくとも１つの情報ビットブロックを符号化して複数の符号化されたビットを生成するチャンネル符号化器と、
    前記複数の符号化されたビットを複数の符号化されたビットのサブブロックに細分化するビット分離ユニットと、
    前記各符号化されたビットのサブブロックをインターリービングする複数のインターリーバと、
    複数のリダンダンシーバージョンを有する循環式バッファーであり、各リダンダンシーバージョンは前記循環式バッファーの開始ビットインデックスと対応する循環式バッファーと、
    前記複数のサブブロックからインターリーブされた符号化されたビットを収集し、前記収集されたビットを前記循環式バッファーに書き込むビット収集ユニットと、
    前記複数のリダンダンシーバージョンからリダンダンシーバージョンを選択することによって、前記循環式バッファーからビットサブセットを選択するビット選択ユニットと、
    一定の変調方式を用いて前記ビットサブセットを変調する変調ユニットと、
    前記変調されたビットを送信する少なくとも１つのアンテナと、を含み、
    少なくとも一対のリダンダンシーバージョンで、第１リダンダンシーバージョンの開始位置と第２リダンダンシーバージョンの開始位置との間のビット個数は前記一定の変調方式の変調次数により割れないことを特徴とする無線端末機。
24. 通信システムにおける無線端末機であって、
    複数のデータビットブロックを受信する少なくとも１つのアンテナと、
    一定の変調方式を前記複数のデータビットブロックを復調する復調ユニットと、
    複数のリダンダンシーバージョンを有する循環式バッファーであり、各々のリダンダンシーバージョンは前記循環式バッファーの開始ビットインデックスと対応する循環式バッファーと、
    前記複数の復調されたビットブロックを前記循環式バッファーに書き込むビット選択解除ユニットであり、各復調されたビットブロックは前記複数のリダンダンシーバージョンからリダンダンシーバージョンに従って書き込まれるビット選択解除ユニットと、
    前記循環式バッファーに書き込まれたビットを複数のビットサブブロックに細分化するビット分離ユニットと、
    一定のインターリーバを用いて前記各ビットサブブロックをインターリービングする複数のインターリーバと、
    前記複数のサブブロックからインターリーブされたビットを収集してビット収集ブロックを生成するビット収集ユニットと、
    一定のデコーディング方式を用いて前記ビット収集ブロックを復号化するチャンネル復号化ユニットと、を含み、
    少なくとも一対のリダンダンシーバージョンで、第１リダンダンシーバージョンの開始位置と第２リダンダンシーバージョンの開始位置との間のビット個数は前記一定の変調方式の変調次数により割れないことを特徴とする無線端末機。

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