KR20100057918A

KR20100057918A - 터보-코딩된 ｍｉｍｏ-ｏｆｄｍ무선 시스템을 위한 개선된 순환식 버퍼 레이트 매칭 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20100057918A
Application number: KR1020107009418A
Authority: KR
Inventors: 지안-안 챠이; 초우유에 피; 파룩 칸
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2007-09-28
Filing date: 2008-09-26
Publication date: 2010-06-01
Also published as: WO2009041783A1; CN101809885A; EP2043290A2; RU2435305C1; AU2008304051A1; US20090086849A1; JP5101703B2; KR101444978B1; EP2043290B1; JP2010541368A; US7986741B2; EP2043290A3; CN101809885B; AU2008304051B2

Abstract

순환식 레이트 매칭 동작에서 리던던시 버전의 시작 위치를 결정하는 방법 및 장치가 제공된다. 송신될 적어도 하나의 정보 비트 블록은 부호화되며, 이후 복수의 코드화된 비트의 서브블록으로 세분화된다. 상기 복수의 서브블록들의 인터리브된 부호화된 비트들은 수집되어 순환식 버퍼에 채워지며, 상기 순환식 버퍼는 복수의 리던던시 버전을 가지며, 여기서 각 리던던시 버전은 순환식 버퍼의 시작 비트 인덱스와 대응한다. 각 송신을 위해, 비트 서브세트는 리던던시 버전을 선택함으로써 순환식 버퍼로부터 선택된다. 비트의 선택된 서브세트는 변조되며 적어도 하나의 안테나를 통해 송신된다. 리던던시 버전에서, 제 1 리던던시 버전의 시작 위치와 제 2 리던던시 버전의 시작 위치간의 비트 개수는 적어도 하나의 변조 차수에 의해 가분되지 않는다.

Description

터보-코딩된 ＭＩＭＯ-ＯＦＤＭ무선 시스템을 위한 개선된 순환식 버퍼 레이트 매칭 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS OF IMPROVED CIRCULAR BUFFER RATE MATCHING FOR TURBO-CODED MIMO-OFDM WIRELESS SYSTEMS}

본 발명은 터보-코딩된 다중 입력 다중 출력(MIMO) 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템에서 순환식 버퍼 레이트 매칭 과정을 개선하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.

진보된 범용 지상파 무선 접속(E-UTRA) 시스템은 제3세대 파트너쉽 프로젝트 롱텀 에볼루션(3GPP LTE) 프로젝트에 의해 제안되고 개발되었다. E-UTRA 시스템은 임의의 IP 네트워크에 걸쳐서 배치되는데, 여기서 IP 네트워크는 WiMAX(Worldwide Interoperability for Microwave Access) 네트워크, WiFi 네트워크 및 유선 네트워크까지 포함한다.

제안된 E-UTRA 시스템은 다운링크(기지국에서 사용자 장치로의) 전송용 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA) 및 업링크 송신용 단일 반송파 주파수 분할 다중 접속(SC-FDMA)을 이용하며, 국(station) 당 4개의 안테나까지의 다중 입력 다중 출력(MIMO)을 이용한다. 전송 블록에 대한 채널 코딩 방식은 비경쟁 QPP(quadratic permutation polynomial) 터보 코드 내부 인터리버에 의한 터보 코딩이다.

터보 부호화 과정 이후에, 터보-코드화된 비트 스트림에 의해 코드워드가 형성되며, 레이트 매칭(RM)이 터보-부호화된 비트 스트림에 관해 수행되어 각각의 송신을 위한 전송 비트 스트림을 생성한다. 재전송의 경우에, 각 재전송 비트 스트림은 다르게 되며 이는 RM 알고리즘에 의존한다.

주목할 사항으로서, 레이트 매칭(RM)은 기본적으로 하이브리드 자동 반복 재요청(HARQ) 동작의 일부이다. HARQ는 디코딩 장애에 대처하면서도 신뢰도를 개선하기 위해 통신 시스템에서 널리 사용된다. 각 데이터 패킷은 일정한 포워드 에러 교정(FEC) 방식을 이용하여 부호화된다. 각각의 서브패킷은 코드화된 비트의 일부만을 포함한다. 피드백 승인 채널에서의 NAK에 의해 표시되는 바와 같이 서브패킷 k에 대한 송신이 실패하면, 재송신 서브패킷(서브패킷 k+1)이 송신되어서 수신기가 패킷을 디코딩하는 것을 돕는다. 재송신 서브패킷은 이전의 서브패킷과는 다른 상이한 코드화된 비트를 포함할 수도 있다. 수신기는 모든 수신된 서브패킷을 연성으로 결합하거나 공동으로 복호화하여 디코딩 가능성을 개선할 수 있다. 통상적으로, 신뢰도, 패킷 지연 및 구현 복잡도 모두를 고려하여 최대 횟수의 전송이 설정된다.

터보-코딩된 무선 시스템에서의 현재의 HARQ 동작은 증분 리던던시(IR) 또는 체이스 결합에 의해 수행가능하다. E-UTRA HARQ 시스템 등의 순환식 버퍼 레이트 매칭에서의 IR-기반 결합에서, 비트 우선순위 맵핑(BMP) 이슈는 전송의 리던던시 버전의 시작점이 어떻게 최적으로 선택되는지와 직접적으로 관련된다.

따라서, 본 발명의 목적은 터보-코딩된 OFDM 무선 시스템에서 데이터를 송신하고 수신하는 개선된 방법 및 장치를 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 순환식 버퍼-매칭/HARQ 동작에서 전송을 위해 리던던시 버전의 시작 지점을 최적으로 결정하는 개선된 방법 및 장치를 제공하는 것이다.

본 발명의 일 양상에 따르면, 전송될 정보 비트의 적어도 하나의 블록은 부호화되어 복수의 코드화된 비트를 발생하며, 이는 또한 복수의 코드화된 비트의 서브블록으로 세분화된다. 각 코드화된 비트의 서브블록은 일정한 인터리버를 이용하여 인터리빙된다. 상기 복수의 서브블록의 인터리브된 코드화된 비트는 수집되어 순환식 버퍼에서 복수의 리던던시 버전을 갖는 순환식 버퍼에 기입되며, 여기서 각 리던던시 버전은 순환식 버퍼의 시작 비트 인덱스와 대응한다. 각각의 송신을 위해, 비트 서브세트는 상기 복수의 리던던시 버전으로부터의 리던던시 버전을 선택함으로써 순환식 버퍼로부터 선택된다. 상기 선택된 비트 서브세트는 일정한 변조 방식에 의해 변조되며, 적어도 하나를 안테나를 통해 송신된다. 순환식 버퍼의 리던던시 버전은 하기와 같이 결정되는데, 적어도 하나의 리던던시 버전 쌍에서 제 1 리던던시 버전의 시작점과 제 2 리던던시 버전의 시작점 간의 비트 개수가 적어도 하나의 1차 변조에 의해 가분되지 않는다.

각 코드화된 비트의 서브블록은 C개의 칼럼과 R개의 로우를 갖는 로우-칼럼 인터리버를 이용하여 인터리빙될 수 있다. 4개의 리던던시 버전은 순환식 버퍼에서 결정될 수 있다. 비트 서브세트는 직교 위상-편이 방식(QPSK) 변조, 16-직교 진폭 변조(QAM) 및 64-직교 진폭 변조(QAM) 중 하나를 이용하여 변조될 수 있다. 이후,리던던시 버전의 시작 비트 인덱스는 하기에 의해 설정된다.

RV(j) = R×((24×j)+2)+δ^RV(j)

여기서, j는 리던던시 버전의 인덱스이며, δ^RV(j)의 결정은 다음에 따르는데, 적어도 한쌍의 j와 p에 대하여 △'(j,p)=[R×(24×j+2)]-[R×(24×p+2)]가 4와 6에 의해 나눠지지 않도록 결정된다. j = 0,1, ...,3이며 p = 0,1, ...,3이다.

비트의 서브세트를 변조하는데 직교 위상-편이 방식(QPSK) 변조를 사용할 때에, δ^RV(j)는 제로(0)로 설정된다. 비트의 서브세트를 변조하는데 16-직교 진폭 변조(QAM)를 사용할 때에, △'(j,p)/4가 정수이면 δ^RV(j)는 1, 2 및 3으로 설정되며, △'(j,p)/4가 정수가 아니면 δ^RV(j)는 0으로 설정된다. 비트의 서브세트를 변조하는데 64-직교 진폭 변조(QAM)를 사용할 때에, △'(j,p)/6가 정수이면 δ^RV(j)는 1,2,3,4 또는 5로 설정되며, △'(j,p)/6가 정수가 아니면 δ^RV(j)는 0으로 설정된다.

대안적으로, δ^RV(j)는 더미 비트(Y)의 개수에 종속하여 결정된다.

대안적으로, 리던던시 버전의 시작 비트 인덱스는 하기에 의해 설정된다.

RV(j) = R×((G×j)+2)

여기서, j는 리던던시 버전의 인덱스이며, j = 0,1, ...,3이며, G는 4와 6 중 적어도 하나에 의해 나뉘지 않는 정수이다.

또한 대안적으로, 순환식 버퍼의 크기는 적어도 1차 변조에 의해 나뉘지 않는 숫자로 결정된다.

본 발명의 다른 양상에 따르면, 복수의 데이터 비트 블록은 적어도 하나의 안테나를 통해 수신된다. 상기 복수의 데이터 비트 블록은 일정한 변조 방식을 이용하여 복조되며, 이후 순환식 버퍼에 기입되는데, 여기서 각 복조된 비트의 블록은 복수의 리던던시 버전 중에서 선택된 리던던시 버전에 따라 기입된다. 순환식 버퍼에 기입된 비트들은 복수의 서브블록 비트로 세분화된다. 각각의 비트의 서브블록은 일정한 인터리버를 이용하여 인터리빙된다. 인터리브된 비트들은 복수의 서브블록으로부터 수집되어서 수집된 비트 블록을 생성한다. 마지막으로, 이러한 수집된 비트 블록은 일정한 디코딩 방식을 이용하여 복호화된다. 상기 순환식 버퍼의 리던던시 버전은 적어도 하나의 리더던시 버전 쌍에서 제 1 리던던시 버전의 시작 지점과 제 2 리던던시 버전의 시작 지점간의 비트 개수가 적어도 하나의 변조 차수에 의해 나뉘지 않는 방식으로 결정된다.

본 발명은 순환식 버퍼-매칭/HARQ 동작에서 전송을 위해 리던던시 버전의 시작 지점을 최적으로 결정하는 개선된 방법 및 장치를 제공한다.

본 발명 및 다수의 수반되는 이점들에 대하여는 첨부 도면과 관련하여 하기의 상세한 설명을 참조하는 때에 보다 자명하게 이해될 것이다. 각 도면에서, 유사한 참조 번호는 동일하거나 유사한 구성요소를 나타낸다.
도 1은 본 발명의 원리의 실행에 적합한 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 송수신기 체인을 예시한다.
도 2는 주파수 함수로서의 진폭을 도시하는 2개의 좌표 그래프이다.
도 3은 시간 도메인에서 OFDM 심벌의 송신 파형 및 수신 파형을 도시한다.
도 4는 단일 반송파 주파수 분할 다중 접속 송수신기 체인을 도시한다.
도 5는 터보-코딩된 진보된 범용 지상 무선 접속(E-UTRA) 다운링크 시스템을 위한 코딩 체인을 개략적으로 도시한다.
도 6은 터보-코딩된 진보된 범용 지상 무선 접속(E-UTRA) 업링크 시스템을 위한 코딩 체인을 개략적으로 도시한다.
도 7은 속도 1/3 터보 부호화기의 구조를 개략적으로 도시한다.
도 8은 순환식 버퍼 기반 레이트 매칭(RM) 동작을 개략적으로 도시한다.
도 9는 하이브리드 자동 반복 재요청(HARQ) 동작을 개략적으로 도시한다.
도 10은 체이스 결합(CC) 기반 HARQ 동작을 개략적으로 도시한다.
도 11은 증분 리던던시(IR) 기반 HARQ 동작을 개략적으로 도시한다.
도 12는 E-UTRA 다운링크 서브프레임을 개략적으로 도시한다.
도 13은 E-UTRA 업링크 서브프레임을 개략적으로 도시한다.
도 14는 본 발명의 원리에 따른 실시예로서 리던던시 버전(RV) 전송을 개략적으로 도시한다.
도 15는 레이트 매칭을 포함하는 데이터 채널 송신기 체인의 예를 개략적으로 도시한다.
도 16은 레이트 매칭해제를 포함하는 데이터 채널 수신기 체인의 예를 개략적으로 도시한다.

도 1은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 송수신기 체인을 도시한다. OFDM 기술을 이용하여 통신 시스템의 송신기 체인(110)에서, 제어 신호 또는 데이터(111)는 변조기(112)에 의해 일련의 변조기 심벌로 변조되며, 이들은 후속적으로 직렬/병렬(S/P) 컨버터(113)에 의해 직렬-대-병렬 변환된다. 역 고속 푸리에 변환(IFFT) 유닛(114)은 신호들을 주파수 도메인에서 시간 도메인으로의 복수의 OFDM 심벌로 전송하는데 사용된다. 순환식 프리픽스(CP) 또는 제로 프리픽스(ZP)는 CP 삽입부(116)에 의해 각 OFDM 심벌에 부가되며 다중경로 페이딩에 의한 영향을 회피하거나 완화시킨다. 결과적으로, 신호는 송신기(Tx) 프론트 엔드 처리 유닛(117), 예를 들어 안테나(미도시) 또는 대안적으로는 고정된 유선 또는 케이블에 의해 송신된다. 수신기 체인(120)에서, 완벽한 시간 및 주파수 동기화의 가정이 달성되는데, 수신기(Rx) 프론트 엔드 처리 유닛(121)에 의해 수신되는 신호는 CP 제거부(122)에 의해 처리된다. 고속 푸리에 변환(FFT) 유닛(124)은 추가적인 처리를 위해 시간 도메인에서 주파수 도메인으로 수신 신호를 전송한다.

OFDM 시스템에서, 각 OFDM 심벌은 다수의 부반송파로 구성된다. OFDM 심벌 내의 각 부반송파는 변조 심벌을 운반한다. 도 2는 제 1 부반송파, 제 2 부반송파 및 제 3 부반송파를 이용한 OFDM 전송 방식을 도시한다. 각 OFDM 심벌이 시간 도메인에서 한정된 기간을 갖기 때문에, 부반송파들은 주파수 도메인에서 상호 중첩된다. 도 2에서 도시된 바와 같이 송신기와 수신기가 완벽한 주파수 동기화를 갖는 것으로 가정하면, 직교성은 샘플링 주파수에서 유지된다. 불완전한 주파수 동기화 또는 높은 이동성으로 인한 주파수 오프셋의 경우에, 샘플링 주파수에서의 부반송파의 직교성은 파괴되며, 반송파간 간섭(ICI)을 발생시킨다.

송신되고 수신된 OFDM 심벌에 대한 시간 도메인 예시는 도 3에서 도시된다. 다중경로 페이딩으로 인해, 수신 신호의 CP 부분은 종종 이전의 OFDM 심벌에 의해 전화시킨다. 하지만, CP가 충분히 긴 경우, CP가 없는 수신된 OFDM 심벌은 다중경로 페이딩 채널에 의해 회선된 자신의 신호를 포함해야 한다. 일반적으로, 고속 푸리에 변환(FFT)은 수신기 측에서 수행되며 주파수 도메인에서의 추가적인 처리를 가능하게 한다. 다른 송신 방식에 대한 OFDM의 이점은 다중경로 페이딩에 대한 그 강인성이다. 시간 도메인에서의 다중경로 페이딩은 주파수 도메인에서의 주파수 선택성 페이딩으로 변환된다. 순환식 프리픽스 또는 제로 프리픽스가 부가되면, 인접 OFDM 심벌간의 심벌간 간섭이 회피되거나 혹은 크게 완화된다. 더욱이, 각 변조 심벌이 협 대역폭을 통해 운반되기에, 이는 단일 경로 페이딩을 경험한다. 주파수 선택 페이딩을 대처하는데에 단순한 등화 방식이 사용될 수 있다.

단일 반송파 주파수 분할 다중 접속(SC-FDMA)은 단일 반송파 변조와 주파수 도메인 등화를 이용하는 것으로서 OFDMA 시스템과 유사한 성능과 복잡도를 갖는 기법이다. SC-FDMA의 일 이점으로서, SC-FDMA 신호는 고유의 단일 반송파 구조로 인해 낮은 피크-대-평균 전력비(PAPR)를 갖는다. 낮은 비율의 PAPR은 통상적으로 전력 증폭기의 고효율성을 가져오며, 이는 업링크 전송의 이동국의 경우에서 특히 중요하다. SC-FDMA는 제 3세대 파트너쉽 프로젝트(3GPP) 롱텀 에볼루션(LTE)에서 업링크 다중 접속 방식으로서 선택된다. SC-FDMA용 송수신기 체인의 예는 도 4에서 도시된다. 송신기측에서, 데이터 신호 또는 제어 신호는 S/P 변환기(181)에 의해 변환된 직렬에서 병렬(S/P)로 변환된다. 이산 푸리에 변환(DFT)은 DFT 변환기(182)에 의해 시간-도메인 데이터 또는 제어 신호에 적용되며 이후에 시간 도메인 데이터는 부반송파 맵핑 유닛(183)에 의해 부반송파 세트와 맵핑된다. 낮은 PAPR을 보장하기 위해, 통상적으로 주파수 도메인에서의 DFT 출력은 연속적인 부반송파 세트와 맵핑된다. 이후, 통상적으로 DFT보다 큰 크기를 갖는 IFFT가 IFFT 변환기(184)에 의해 적용되며 신호를 다시 시간 도메인으로 변환한다. P/S/ 변환기(185)에 의한 병렬-대-직렬(P/S) 변환이 이루어지면, 순환식 프리픽스(CP)가 CP 삽입부(186)에 의해 데이터 또는 제어 신호에 부가되며, 이후에 이러한 데이터 또는 제어 신호는 송신 프론트 엔드 처리 유닛(187)으로 송신된다. 순환식 프리픽스가 부가되어 처리된 신호는 종종 SC-FDMA 블록으로서 지칭된다. 신호가 예를 들어, 무선 통신 시스템의 다중경로 페이딩 채널을 통과하게 되면, 수신기는 수신기 프론트 엔드 처리 유닛(191)에 의해 수신기 프론트 엔드 처리를 수행하며, CP 제거부(192)에 의해 CP를 제거하며, FFT 변환기(194)와 주파수 도메인 등화기에 의해 FFT를 적용한다. 등화된 신호가 주파수 도메인에서 맵핑해제(195)된 이후에 역 이산 푸리에 변환(IDFT, 196)가 적용된다. IDFT의 출력은 복조와 디코딩 등의 추가적인 시간-도메인 처리를 위해 전달된다.

진보된 범용 지상 무선 접속(E-UTRA) 시스템에서의 다운링크 및 업링크 터보 코딩 체인은 각각 도 5 및 도 6에서 도시된다. 도 5에서 도시된 E-UTRA 다운링크 시스템에서, 정보 비트 스트림(a₀,a₁,a₂,a₃,...,a_A _-1)은 기본적으로 전송 채널의 상위 계층으로부터 비롯되며, 블록별로 코딩 체인으로 송신된다. 전형적으로, 이러한 비트 스트림은 전송 블록으로서 표시된다. 순환식 리던던시 검사(CRC)는 전송 블록에 대한 에러 검출 목적으로 전체 전송 블록에 대해 생성될 수 있다(단계 210). CRC가 첨부된 전송 블록의 비트 스트림은 b₀,b₁,...,b_B _-1로서 표시된다. 전송 블록이 큰 경우에, 전송 블록은 다수의 코드 블록으로 세분화되어 다수의 코드화된 패킷을 생성하게 되는데, 이는 병렬 처리 또는 파이프라인 구현을 가능하게 하며 또한 전력 소모와 하드웨어 복잡도 간의 유연한 협상을 가능하게 하는 등의 이점으로 인해 유익하다. 사이즈가 K_r인 r번째 코드 블록의 비트 스트림은 c_r0,c_r1,...,c_r ₍ _kr _-1)로서 표시된다. 비트들은 이후에 터보 부호화 과정을 이용하여 부호화된다(단계 214). 일 예로서, E-UTRA 시스템의 터보 부호화 과정이 도 7에서 도시된다. 주목할 사항으로서, 이러한 터보 부호화 과정은 일반적으로 예를 들어, 다운링크 물리 공유 채널(DL-SCH)에서 사용된다. DL-SCH 설계에서, 하나의 24비트 CRC는 전송 블록에 대한 에러 검출을 목적으로 전체 전송 블록에 대해 생성된다. 도 6에서 도시된 E-UTRA 업링크 시스템은 E-UTRA 업링크 시스템 다운링크 시스템과 유사하며, 다만 채널 코딩 단계(단계 230) 및 데이터와 제어 다중화 단계(단계 232)는 신호가 송신되기 이전에 수행되어야 한다.

도 7은 터보 부호화기(240)의 구조를 개략적으로 도시한다. 터보 부호화기(240)는 2개의 8-상 구성 부호화기(242, 244)를 갖는 병렬로 연쇄화된 컨볼루션 코드(PCCC)와 하나의 터보 코드 내부 인터리버(246)를 사용한다. 각 8-상 구성 부호화기는 3개의 시프트 레지스터(241)로 구성된다. 터보 부호화기의 코딩율은 1/3이다.

PCCC에 대한 8-상 구성 부호화기의 전달 함수는 하기와 같다.

여기서, g₀(D)=1+D²+D³, g₁(D)=1+D+D³

입력 비트를 부호화하기 시작할 때, 첫째 및 둘째 8-상 구성 부호화기(242, 244)의 시프트 레지스터(241)의 초기값은 모두 제로이다. 터보 부호화기로부터의 출력은 다음과 같다.

여기서, k는 0,1,2,...,K-1 이다.

부호화될 코드 블록이 0번째 코드 블록이고 필러 비트 개수가 0보다 큰 경우, 즉 F>0인 경우, 부호화기는 입력부에서 c_K=0, k=0,...,(F-1)로 설정되며, 출력부에서 d_k ⁽⁰⁾=<NULL>, k=0,...,(F-1) 이고 d_k ⁽¹⁾=<NULL>, k=0,...,(F-1)이다.

터보 부호화기(240)로의 비트 입력은 c₀,c₁,c₂,c₃,...,c_K _-1이며 첫째와 둘째 8-상 구성 부호화기(242, 244)로부터의 비트 출력은 각각 z₀,z₁,z₂,z₃,...,z_K _- ₁와 z₀ ^',z₁ ^',z₂ ^',z₃ ^',...,z_K-1 ^'에 의해 표시된다. 터보 코드 내부 인터리버(246)로의 비트 입력은 c₀,c₁,...,c_K _-1에 의해 표시되며, 여기서 K는 입력 비트의 개수이다. 터보 코드 내부 인터리버(246)로부터의 비트 출력은 c₀ ^',c₁ ^',...,c_K _-1 ^'에 의해 표시되며, 이들 비트는 두번째 8-상 구성 부호화기(244)로 입력된다.

트렐리스 종료는 모든 정보 비트가 부호화된 이후에 시프트 레지스터 피드백으로부터 후미 비트를 취함으로써 수행된다. 후미 비트는 정보 비트의 부호화 이후에 패딩된다.

첫번째 3개의 후미 비트들은 제 2 구성 부호화기가 불능인 동안에 제 1 구성 부호화기(아래부분에서의 도 7의 상위 스위치)를 종료하는데 사용된다. 마지막 3개의 후미 비트들은 제 1 구성 부호화기가 불능인 동안에 제 2 구성 부호화기(아래부분에서의 도 7의 하부 스위치)를 종료하는데 사용된다.

트렐리스 종료를 위한 송신 비트는 하기와 같다.

일 예로서, QPP(quadratic permutation polynomial) 내부 인터리버가 예시적으로 사용된다. QPP 내부 인터리버를 위한 입력 비트와 출력 비트와의 관계는 하기와 같다.

여기서, 블록 크기 K≥40, K =8×(4m+j)이며, j는 집합 {1,2,3,4}으로부터 선택가능하며, m은 집합 {1,2,...,191}으로부터 선택가능하며, 출력 인덱스 i와 입력 인덱스 Π(i) 간의 관계는 하기의 2차식을 만족한다.

여기서, 파라미터 f₁ 및 f₂는 블록 크기(K)에 의존하며 하기의 <표 1>에서 요약된다.

아래의 <표 1>은 터보 코드 내부 인터리버 파라미터이다.

도 5를 다시 참조하면, 터보 코드화 과정 이후에 코드워드는 터보-코딩 비트 스트림 d₀ ⁽ⁱ⁾,d₁ ⁽ⁱ⁾,d₂ ⁽ⁱ⁾,d₃ ⁽ⁱ⁾,...,d_D _-1 ⁽ⁱ⁾에 의해 형성된다. 터보 코딩된 비트 스트림에 대한 레이트 매칭(RM)이 수행되어서 각각의 송신을 위한 송신 비트 스트림을 생성한다(단계 216). 재송신의 경우에, 각 재송신 비트 스트림은 상이하며 RM 알고리즘에 의존한다.

E-UTRA 시스템 설계에서 순환식 버퍼 기반 레이트 매칭 방식이 제안되었다. 이러한 사상은 도 8에서 도시된다. 본 예에서, 정보 비트들은 속도 1/3 터보 코드로 터보 부호화기(252)에 의해 부호화되며, 이는 조직적인 비트 스트림(S, 254), 제 1 구성 컨볼루션 코드로부터의 패리티 비트 스트림(P1, 256) 및 제 2 구성 컨볼루션 코드로부터의 패리티 비트 스트림(P2, 258)을 생성한다. 각각의 이러한 3개의 스트림은 서브블록 인터리버(260)에 의해 인터리빙된다. 이후, 인터리빙된 패리티 비트(P1, 256)와 패리티 비트(P2, 258)는 인터레이스된다. 바꾸어 말하면, 패리티 비트들은 P₁₁,P₂₁,P₁₂,P₂₂,...순으로 버퍼에 기입되는데, 여기서 P₁₁는 인터리브된 제 1 패리티 비트의 첫째 비트이며, P₂₁는 인터리브된 제 2 패리티 비트의 첫째 비트이며, P₁₂는 인터리브된 제 1 패리티 비트의 둘째 비트이고 P₂₂는 인터리브된 제 2 패리티 비트의 둘째 비트, 기타 등등이 된다. 레이트 매칭 과정 동안에 각 송신을 위해, 송신기는 버퍼로부터 비트들을 판독하는데, 오프셋 위치로부터 시작하여 비트 인덱스를 증가시키거나 감소시킨다. 비트 인덱스가 일정한 최대수에 도달한 경우에, 비트 인덱스는 버퍼의 제 1 비트로 리셋된다. 바꾸어 말하면, 버퍼는 원형이다. 순환식 버퍼의 크기는 반드시 부호화기 출력부에서의 코드화된 비트의 전체 개수가 아님이 주목된다. 예를 들어 도 8에서 도시된 바와 같이, 순환 버퍼 크기는 부호화기 출력부에서의 코드화된 비트의 개수보다 작다. 이는 제 1 레이트 매칭을 간단하게 구현하게 하며 이에 따라 재전송 버퍼 크기의 요건을 감소시킨다.

주목할 사항으로서, RM은 기본적으로 하이브리드 자동 반복 재요청(HARQ) 동작의 일부이다. HARQ는 디코딩 장애에 대처하고 신뢰도를 개선하기 위해 통신 시스템에서 널리 사용된다. 각 데이터 패킷은 일정한 포워드 에러 교정(FEC) 방식을 이용하여 코드화된다. 각 서브패킷은 코드화된 비트의 일부만을 포함한다. 피드백 승인 채널의 NAK에 의해 표시된 바와 같이 서브패킷 k에 대한 송신이 실패하면, 재송신 서브패킷, 서브패킷 k+1이 송신되어 수신기가 패킷을 복호화하는 것을 돕는다. 재송신 서브패킷은 이전의 서브패킷과는 상이한 코드화된 비트를 포함할 수 있다. 수신기는 모든 수신된 서브패킷들을 연성으로 결합하거나 혹은 공동으로 복호화하여 디코딩 가능성을 개선시킨다. 통상적으로, 최대 송신 횟수는 신뢰도, 패킷 지연 및 구현 복잡도 모두를 고려하여 설정된다. 도 9는 일반적인 HARQ 동작의 예를 도시한다.

레이트 매칭 과정과 관련하여, HARQ 기능은 리던던시 버전(RV) 파라미터에 의해 제어된다. 하이브리드 ARQ 기능의 출력부에서의 정확한 비트 집합은 입력 비트 개수, 출력 비트 개수, RM 처리 및 RV 파라미터에 의존한다.

주목할 사항으로서, 리던던시 버전(RV) 파라미터는 각 송신에서 얼마나 많은 정보 비트가 전송되는지를 결정하는데 사용되며, 이는 제 1 전송과 기타 재전송을 포함한다. 얼마나 많은 리던던시 정보 비트가 송신되는지의 관점에서, 2가지 HARQ 동작이 사용가능하며, 체이스 결합(CC) 기반 HARQ 동작과 증분 리던던시(IR) 기반 HARQ 동작이다. CC-기반 HARQ의 경우, 도 10에서 도시된, 충분한 버퍼 부호화된 비트 스트림은 충분하게 재전송된다. 즉, 제 1 송신과 제 2 송신에 대한 전송 비트 스트림은 동일하다. CC-기반 HARQ는 수신기로 하여금 비트 레벨 결합에 부가하여 변조 심벌 레벨 결합을 수행하게 한다. IR-기반 HARQ의 경우, 코드워드 내의 부분적인 비트 스트림만이 제 1 송신에서 전송된다. 제 2 송신에서, 코드워드 내의 비트 스트림만이 송신된다. 이 부분적인 비트 스트림은 도 11에서 도시된 바와 같이 제 1 송신 비트 스트림과 중첩되거나 그렇지 않을 수 있다. 전형적으로, IR-기반 HARQ는 부가적인 수신기 구현 복잡도를 희생하여 CC-기반 HARQ에 비해 양호한 스펙트럼 효율성을 제공한다.

전형적으로, 터보 코딩된 시스템의 CC-기반 또는 IR-기반 HARQ에서는 원래 전송 비트 스트림이 자신의 재전송 비트 스트림과 동일한 변조 구성으로 맵핑되지 않도록 요구한다. 이는 비트 우선순위 맵핑(BPM)으로서 알려져 있다. 전통적인 BPM은 조직적인 비트들을 우선화하는 것을 말하는데, 이는 조직적인 비트들을 고차 구성 심벌의 높은 신뢰성있는 비트 위치에 위치시켜서 조직적인 비트들이 패리티 비트보다 많은 보호를 받도록 함으로써 된다. 이러한 비트 맵핑 방법은 조직적인 비트들이 패리티 비트보다 가치가 있다는 원리에 기초한다. BPM은 16-직교 진폭 변조(QAM) 또는 64QAM 등의 고차 변조에서 특히 중요하다. 이는 구성의 인접 관계에서 일 변조 심벌이 4/6 이진 비트에 의해 표시가능하며 내부의 각 비트는 서로 다른 신뢰도를 갖기에 그러하다. 16QAM에서, 2 비트는 높은 신뢰도를 가지며, 다른 2개의 비트는 낮은 신뢰도를 갖는다. 64QAM의 경우, 일부 2개의 비트는 높은 신뢰도를 가지며, 또 다른 2개의 비트는 중간 신뢰도를 가지며, 나머지 2개의 비트들은 낮은 신뢰도를 갖는다.

E-UTRA HARQ 시스템 등의 순환식 버퍼 레이트 매칭에서의 IR-기반 결합에서, BMP 이슈는 전송의 리던던시 버전의 시작 지점이 어떻게 최적으로 선택되는지와 직접적으로 관련된다.

본 발명에서의 제안은 전송의 리던던시 버전의 시작 지점이 순환식 레이트-매칭/HARQ 동작에 관해 최적으로 결정되는 방법에 초점을 둔다. 본 제안된 출원은 터보 코딩된 OFDM 무선 시스템에 관한 것이다.

일 예로서, 본 발명은 E-UTRA 시스템의 다운링크와 업링크 모두에서 사용가능하다. 하기에서, E-UTRA 시스템에서의 다운링크 및 업링크 통신에서의 2개의 전송 포맷이 간략하게 설명된다.

E-UTRA의 다운링크 서브프레임 구조는 도 12에서 도시된다. 전형적인 구성에서, 각 서브프레임은 1ms 길이이며, 14개의 OFDM 심벌을 포함한다. 서브프레임의 OFDM 심벌들은 0에서 13까지로 인덱스되는 것이 가정된다. 안테나 0과 1에 대한 기준 심벌(RS)은 OFDM 심벌 0,4,7 및 11에서 위치된다. 존재하는 경우에, 안테나 2 및 3에 대한 기준 심벌(RS)은 OFDM 심벌 2 및 8에서 위치된다. 제어 채널 포맷 표시기(CCFI), 승인 채널(ACK), 패킷 데이터 제어 채널(PDCCH)을 포함하는 제어 채널들은 제 1 심벌, 또는 제 2 심벌 또는 제 3 OFDM 심벌로 송신된다. 제어 채널에서 사용되는 OFDM 심벌의 개수는 CCFI에 의해 표시된다. 예를 들어, 제어 채널은 제 1 OFDM 심벌, 또는 제 1의 2개의 OFDM 심벌, 또는 제 1의 3개의 OFDM 심벌을 차지할 수 있다. 데이터 채널, 즉 물리적 다운링크 공유 채널(PDSCH)은 다른 OFDM 심벌로 송신된다.

(데이터 송신을 위한) 업링크 서브프레임 구조는 도 13에서 도시된다. 주목할 사항으로서, E-UTRA 업링크는 SC-FDMA 기반 시스템이며, 이는 약간의 차이가 있지만 OFDMA 시스템과 매우 유사하다. OFDM 심벌과 유사하게도, 각 SC-FDMA 블록은 순환식 프리픽스(CP)를 갖는다. 데이터 송신을 위해, 기준 신호는 4번째 SC-FDMA 블록과 11번째 SC-FDMA 블록에서 위치되며 나머지 SC-FDMA 블록들은 데이터를 운반한다. 도 13이 업링크 서브프레임의 시간-도메인 구조만을 도시함이 주목된다. 각 개별의 UE에 대해, 송신에서는 주파수 도메인의 전체 대역폭의 일부만을 점거할 수 있다. 또한 상이한 사용자 및 제어 신호들은 SC-FDMA를 통해 주파수 도메인에서 다중화된다.

본 발명에서, 터보 코딩된 OFDM 무선 시스템에서의 재전송의 리던던시 버전을 위한 방법 및 장치를 제공함으로써 송신 신뢰도를 개선하면서도 송신기와 수신기 복잡도를 감소시킨다.

본 발명의 양상들, 특징들 및 이점들은 단순히 다수의 특정 실시예와 구현예들을 예시함으로써 하기의 상세한 설명으로부터 보다 자명하게 되는데, 이들은 본 발명을 수행하도록 예상되는 최적의 방법을 포함한다. 본 발명은 또한 기타 및 다른 실시예로서 구현가능하며, 여러 세부사항들은 본 발명의 사상과 범주를 벗어남이 없이 다양한 자명한 관점에서 변경될 수 있다. 따라서, 도면과 상세한 설명은 본질상 예시적인 것으로 간주되며 제한적인 것이 아니다. 본 발명은 첨부 도면에서 예에 의해 도시되며 제한적인 의미로서 도시되지 않는다. 하기의 예시에서, E-UTRA 시스템에서의 데이터 채널이 일 예로서 사용된다. 하지만, 여기서 예시되는 기법은 분명히 E-UTRA 시스템의 다른 채널에서 사용되며, 적용가능한 때에 다른 시스템에서의 다른 데이터, 제어 또는 다른 채널에서 사용가능하다.

도 14에서 도시된 바와 같이, 터보 부호화기 출력부에서 각 코드 블록에 대한 3개의 비트 스트림이 있는데, 조직적인 비트 스트림(S, 312), 제 1 패리티 비트 스트림(P1, 314) 및 제 2 패리티 비트 스트림(P2, 316)이다. 순환식 버퍼 레이트 매칭은 하기의 단계로 구성된다.

1. 각 3개의 스트림은 서브블록 인터리버(318)에 의해 개별적으로 인터리브된다.

2. 인터리브된 조직적인 비트(S, 312)는 시퀀스로 버퍼에 기입되는데, 인터리브된 조직적인 비트 스트림(S)의 제 1 비트가 버퍼의 시작부에 위치된다. 인터리브된 P1과 P2 스트림은 비트별로 인터레이스된다.

3. 인터리브되고 인터레이스된 패리티 비트 스트림(P1, 314) 및 (P2, 316)은 시퀀스로 버퍼에 기입되는데, 스트림의 제 1 비트는 인터리브된 조직적인 비트 스트림의 마지막 비트와 인접하게 된다.

4개의 리던던시 버전(RV)이 정의되며, 각각은 버퍼의 시작 비트 인덱스를 특정한다. 송신기는 각 HARQ 송신을 위한 일 RV를 선택한다. 송신기는 버퍼로부터 코드화된 비트 블록을 판독하는데, 선택된 RV에 의해 특정된 비트 인덱스로부터 시작한다.

서브-블록 인터리버는 C =32개의 컬럼 개수를 갖는 로우-컬럼 인터리버이다. D를 코드 블록 크기를 정의하는데, 이는 정보 비트와 후미 비트를 포함한다. 바꾸어 말하면, D = K+4이며, 여기서 K는 각 코드 블록에서의 정보 비트의 개수 또는 QPP 인터리버 크기이다. 서브-블록 인터리버의 로우 개수는

로서 특정된다. 인터리버의 동작은 하기와 같이 설명될 수 있다.

1. 0번째 로우와 0번째 컬럼에서 시작하며, 로우마다 기입하는데, 즉 컬럼 인덱스를 먼저 증가시킨다.

2. 필요한 때에 R×C 직사각형을 더미 비트로 채운다. 더미 비트의 개수는 Y =R×C-D 이다.

3. 컬럼을 다음 패턴으로 치환한다. 0,16,8,24,4,20,12,28,2,18,10,26, 6,22,14,30,1,17,9,25,5,21,13,29,3,19,11,27,7,23,15,31.

4. 0번째 로우와 0번째 컬럼부터 시작하여 각 컬럼을 판독하는데, 즉 로우 인덱스를 먼저 증가시킨다.

5. 순환식 버퍼의 크기는 L=3*(K+4) 이다. 주목할 사항으로서, 더미 비트는 송신 전에 순환식 버퍼로부터 제거된다.

주목할 사항으로서, 더미 비트(Y)의 개수는 4,12,20 및 28이며, 이는 정보 크기(또는 QPP 인터리버 크기)(K)에 의존한다. 순환 버퍼에서 4개의 리던던시 버전이 정의되는데, 순환 버퍼에서 제 1 비트의 인덱스는 0이다. 주목할 사항으로서, E-UTRA 시스템과 유사한 순환식 버퍼 레이트 매칭에서의 IR-기반 HARQ 동작에서, 각 리던던시 버전의 시작 위치를 선택하여 모든 코드워드 비트들이 적당한 변조 구성 재배치를 통해 대략적으로 동일한 보호를 달성하도록 보증하는 것이 상당히 중요하다. 더미 비트는 인터리빙 과정 이전에 채워지며 코드화된 비트를 순환식 버퍼에 충진하기 이전에 제거되는 것임이 주목된다.

실시예에 대한 세부사항들을 추가적으로 진술하기 이전에, 리던던시 버전 (p, RV(p))과 리던던시 버전(j,RV(j))의 시작 지점 간의 비트 개수로서 △(j,p)를 정의한다.

본 발명의 원리에 따른 제 1 실시예에서, 순환식 버퍼의 적어도 하나의 리던던시 버전의 시작 위치를 선택함으로써 제 1 리던던시 버전의 시작 위치와 제 2 리던던시 버전의 시작 위치간의 코드화된 비트 개수가 전송될 변조 데이터에서 사용되는 변조 방식의 변조 차수에 의해 가분되지 않게 하는 방법이 제안된다. 제 1 리던던시 버전과 제 2 리던던시 버전은 서로에 대해 근접하게 위치된 것에 국한되지 않음이 주목된다. 예를 들어, 16-QAM의 변조 차수는 4이며, 64-QAM의 변조 차수는 6이다. 예를 들어, 본 실시예의 일 구현예는 R×(24×j)+2)에 의해 정의된 리던던시 버전의 시작 위치에 오프셋을 적용하는 것이다. j번째 리던던시 버전의 시작 위치는 다음과 같이 선택된다.

여기서 j=0, 1, ..., 3이다.

예를 들어, 16-QAM과 64-QAM이 가장 빈번하게 사용되는 고차 변조 방식이므로, δ^RV(j)의 결정은 다음에 따르는데, 2개의 j와 p 중 임의의 하나 또는 이 중 큰 값에 대하여 △'(j,p)=[R×((24×j)+2)]-[R×((24×p)+2)]가 4와 6에 의해 나눠지지 않도록 결정된다. 본 실시예는 송신기와 수신기 모두에 적용됨이 주목된다.

본 발명의 원리에 따른 제 2 실시예에서, 리던던시 버전 인덱스(j), 또는 정보 크기(또는 QPP 인터리버 크기)(K), 또는 변조 차수 또는 이러한 파라미터의 조합에 기반하여 순환식 버퍼의 적어도 하나의 리던던시 버전의 시작 위치를 선택하는 다른 방법이 제안된다. 예를 들어, j번째 리던던시 버전의 시작 위치를 RV(j) = R×((24×j)+2)+δ^RV(j)로서 선택할 수 있으며, 여기서 j= 0,1,...,3이다. δ^RV(j)는 2개의 j와 p 중 임의의 하나 또는 이 중 큰 값에 대하여 △'(j,p)=[R×((24×j)+2)]-[R×((24×p)+2)]가 4와 6에 의해 나눠지지 않도록 하기의 알고리즘에 기초하며, 이에 따라 QAM 16과 QAM64 등의 고차 변조에서의 송신 성능이 개선된다. 소정의 변조 타입과 소정의 QPP 인터리버 크기(K)의 경우에, 하기의 알고리즘을 수행하여 δ^RV(j)를 발견한다.

● 송신을 위해 QPSK 변조가 사용되는 때에, δ^RV(j)=0로 놓는다. 주목할 바로서, QPSK 변조의 경우 M=2이다.

● 송신을 위해 QAM16 변조가 사용되는 때에, δ^RV(j)는 하기와 같이 설정된다.

△'(j,p)/4가 정수이면,

δ^RV(j)=1,2 또는 3이며,

그렇지 않으면, δ^RV(j)=0이다.

주목할 바로서, QAM-16 변조의 경우 M=4이며, △'(j,p)는 전술한 바와 같이 정의된다.

● 송신을 위해 QAM64 변조가 사용되는 때에, 하기와 같이 δ^RV(j)를 설정한다.

△'(j,p)/6가 정수이면,

δ^RV(j)=1,2,3,4 또는 5이며,

그렇지 않으면, δ^RV(j)=0이다.

주목할 바로서, QAM-64 변조의 경우 M=4이며, △'(j,p)는 전술한 바와 같이 정의된다.

본 발명의 원리에 따른 제 3 실시예에서, j번째 리던던시 버전의 시작 위치를 하기와 같이 설정함으로써 순환식 버퍼의 적어도 하나의 리던던시 버전의 시작 위치를 선택하는 다른 방법이 제안된다.

여기서 j=0,1,...,3이다.

G는 적어도 하나의 변조 차수, 예를 들어 4 또는 6에 의해 나눠지지 않는다. 표 1에서 도시된 바와 같이 RV(j)가 4에 의해 나뉘지는 QPP 인터리버 크기의 함수이므로, G가 4에 의해 나눠지지 않도록 적당하게 선택함으로써 2개의 j와 p 중 임의의 하나 또는 이 중 큰 값에 대하여 △(j,p)가 4와 6에 의해 나눠지지 않을 가능성이 증가된다. 예를 들어, G는 27 또는 29 또는 23으로 선택될 수 있다. 이후, 대응하는 리던던시 버전은 각각 다음과 같이 제공된다.

, 여기서 j=0,1,...,3이다.

본 발명의 원리에 따른 제 4 실시예에서, 순환 버퍼의 크기(L)를 적어도 하나의 변조 차수, 예를 들어 4 또는 6에 의해 나눠지지 않는 숫자로 변경하는 것을 제안한다. 예를 들어, j번째 리던던시 버전의 시작 위치를 하기와 같이 선택한다.

, 여기서 j=0,1,...,3이다.

또한, L-1이 4와 6에 의해 나눠지지 않은 경우에 버퍼 크기(L)를 L-1로 변경한다. 버퍼 크기가 변경되면, 2개의 j와 p 중 임의의 하나 또는 이 중 큰 값에 대하여 △(j,p)가 4와 6에 의해 나눠지지 않을 가능성이 증가된다.

본 발명의 원리에 따른 제 5 실시예에서, j번째 리던던시 버전의 시작 위치를 RV(j) = R×((24×j)+2)+δ^RV(j), 여기서 j=0,1,...,3으로서 선택하는 것을 제안한다. δ^RV(j)는 변조 차수(M), QPP 인터리버 크기(K) 및 리던던시 버전(j)에 의해 결정된다. 상기 제시된 바와 같이, 소정의 QPP 인터리버 크기(K)의 경우에 더미 비트(Y)의 개수는 4,12,20 및 28이 될 수 있다. Y1=4, Y2=12, Y3=20 및 Y4=28로서 표시한다. 예를 들어, QAM16 등의 고차 변조 전송의 경우, δ^RV(j)는 하기의 표에 기초하여 생성된다.

RV 정의에 대한 오프셋 δ^RV(j)

	RV(0), j=0	RV(1), j=1	RV(2), j=2	RV(3), j=3
Y1	0	0	0	1
Y2	0	0	0	1
Y3	0	0	0	3
Y4	0	0	1	0

본 발명의 원리에 따른 제 6 실시예에서, j번째 리던던시 버전의 시작 위치를 RV(j) = R×((24×j)+2)+δ^RV(j), 여기서 j=0,1,...,3으로서 선택하는 것이 제안된다. δ^RV(j)는 변조 차수(M), QPP 인터리버 크기(K) 및 리던던시 버전(j)에 의해 결정된다. 예를 들어, QAM16 및 QAM 64 등의 고차 변조 전송의 경우, δ^RV(j)는 하기의 표 3에 기초하여 생성된다. 주목할 바로서, 전체적으로 188개의 QPP 인터리버 크기가 있으며, i는 QPP 인터리버 크기 인덱스 = 1,2,3,...,187,188이며, i는 표 1에 기반한 QPP 인터리버 크기(K)에 종속하여 결정된다. 또한, j=0에 대해 δ^RV(j)=0임이 주목된다.

RV 정의에 대한 오프셋 δ^RV(j)은 아래의 <표 3>과 같다.

본 발명의 원리에 따른 제 7 실시예에서, j번째 리던던시 버전의 시작 위치는 RV(j) = R×((28×j)+2)+δ^RV(j), 여기서 j=0,1,...,3으로서 선택되는 것으로 제안한다. δ^RV(j)는 변조 차수 M, QPP 인터리버 크기(K), 리던던시 버전(j)에 의해 결정된다. 예를 들어, QAM16 및 QAM 64 등의 고차 변조 송신의 경우, δ^RV(j)는 표 4에 기초하여 생성된다. 주목할 바로서, 전체적으로 188개의 QPP 인터리버 크기가 있으며, i는 QPP 인터리버 크기 인덱스 =1,2,3, ...187,188이며, i는 표 1에 기초한 QPP 인터리버 크기 K에 종속하여 결정된다. 또한, j=0에 대해 δ^RV(j)=0임이 주목된다.

RV 정의에 대한 오프셋 δ^RV(j)은 다음의 <표 4>와 같다.

주목할 사항으로서, 실시예들에서의 설명이 순환식 버퍼 개념에 기초하였지만은, 실제 송신기 또는 수신기의 구현은 순환식 버퍼를 단일 단계 및 개별 단계로서 구현하지 않을 수 있다. 대신에, 순환식 버퍼 레이트 매칭 동작은 버퍼 크기 제한으로 인한 레이트 매칭, 서브-블록 인터리빙, 소정의 리던던시 버전에 대한 비트 선택, 필러 비트 패딩/패딩해제, 더미 비트 삽입/제거, 변조, 채널 인터리빙, 및 물리적 자원에 대한 변조 심벌 맵핑 등의 다른 처리들과 결합하여 달성될 수 있다.

도 15는 LTE 다운링크 공유 채널(DL_SCH)과 업링크 공유 채널(UL_SCH)을 위한 송신기 체인(400)의 일부를 도시한다. 도 15에서 도시된 바와 같이, 우선 정보 비트는 채널 코딩 유닛(402), 예를 들어 터보 부호화기에 의해 부호화된다. 부호화된 비트들은 비트 분리 유닛(404)에 의해 다수의 서브블록으로 분리된다. 각 서브블록은 각 대응하는 서브블록 인터리빙 유닛(406)에 의해 인터리브된다. 인터리브된 비트들은 비트 수집 유닛(408)에 의해 수집된다. 이후, 각각의 송신을 위해, 비트 선택 유닛(410)에 의해 비트 서브세트가 선택되며 변조 유닛(412)에 의해 변조된다. 신호가 최종적으로 송신되기 이전에, 채널은 채널 인터리빙 유닛(414)에 의해 인터리브된다. 본 발명에서 설명된 실시예, 즉 가상 순환 버퍼(409)는 각 송신을 위해 코드화된 비트를 선택하도록 새로운 데이터 표시 및/또는 리던던시 버전 값을 사용하는 과정에서의 '비트 선택' 단계에서 적용될 수 있다. 분명하게도, 본 발명의 실시예들은 이러한 '비트 선택' 단계가 송신기 처리 체인에서의 다른 단계들과 결합한 경우의 구현에서도 적용가능함이 기술분야의 당업자에게 알려져 있다.

유사하게도, 도 16은 LTE DL_SCH와 UL_SCH를 위한 수신기 체인(500)의 일부를 도시한다. 도 16에서 도시된 바와 같이, 수신기에서 데이터 신호가 수신된 때에, 우선 채널은 채널 디인터리빙 유닛(502)에 의해 디인터리브된다. 이후, 데이터 신호는 복조 유닛(504)에 의해 복조되어서 복수의 복조된 비트 세트를 발생한다. 복조된 비트들은 비트 선택해제 유닛(506)에 의해 저장 유닛, 예를 들어 가상 순환 버퍼에 저장된다. 이후, 저장된 비트들은 비트 분리 유닛(508)에 의해 다수의 서브블록으로 분리된다. 각 서브블록은 각 대응하는 서브블록 인터리빙 유닛(510)에 의해 인터리브된다. 다수의 서브블록의 인터리브된 비트들은 비트 수집 유닛(512)에 의해 수집된다. 마지막으로, 채널은 채널 복호화 유닛(514)에 의해 복호화되어 원래 신호를 복원한다. 본 발명에서 설명된 실시예는 수신된 소프트 값들을 버퍼의 정확한 위치에 넣거나 각 송신에 대한 채널 복호화기에 입력하기 위해 새로운 데이터 표시 및/또는 리던던시 버전 값을 사용하는 과정에서의 '비트 선택해제' 단계에서 적용될 수 있다. 분명하게도, 본 발명의 실시예들은 이러한 '비트 선택해제' 단계가 송신기 처리 체인에서의 다른 단계들과 결합한 경우의 구현에서도 적용가능함이 기술분야의 당업자에게 알려져 있다.

본 발명이 바람직한 실시예와 관련하여 도시되고 설명되었지만은, 변형물과 변화물들이 하기의 청구범위에서 정의되었듯이 본 발명의 사상과 범주를 벗어나지 않고서 이루어질 수 있음은 기술분야의 당업자에게 자명하다.

Claims

데이터 송신 방법으로서,
복수의 코드화된 비트를 생성하기 위해 송신될 적어도 하나의 정보 비트 블록을 부호화하는 단계;
상기 복수의 코드화된 비트를 복수의 코드화된 비트의 서브블록으로 세분화하는 단계;
일정한 인터리버를 이용하여 상기 각 코드화된 비트의 서브블록을 인터리빙하는 단계;
상기 복수의 서브블록으로부터 상기 인터리브된 코드화된 비트를 수집하고 상기 수집된 비트들을 순환식 버퍼에 기입하는 단계;
상기 순환식 버퍼에서 복수의 리던던시 버전을 결정하는 단계, 각 리던던시 버전은 상기 순환식 버퍼에서의 시작 비트 인덱스와 대응하며;
상기 복수의 리던던시 버전으로부터 리던던시 버전을 선택함으로써 상기 순환식 버퍼에서 비트 서브세트를 선택하는 단계;
일정한 변조 방식을 이용하여 상기 비트 서브세트를 변조하는 단계; 및
적어도 하나의 안테나를 통해 상기 변조된 비트들을 전송하는 단계를 포함하며,
적어도 한쌍의 리던던시 버전에서, 제 1 리던던시 버전의 시작 위치와 제 2 리던던시 버전의 시작 위치간의 비트 개수는 일정한 변조 방식의 변조 차수에 의해 가분되지 않는 것을 특징으로 하는 데이터 송신 방법.
제1항에 있어서,
상기 순환식 버퍼에서 4개의 리던던시 버전을 결정하는 단계;
직교 위상-편이 방식(QPSK) 변조, 16-직교 진폭 변조(QAM) 및 64-직교 진폭 변조(QAM) 중 하나를 이용하여 상기 비트 서브세트를 변조하는 단계를 포함하며, 리던던시 버전의 시작 비트 인덱스는 하기에 의해 설정되며,
RV(j) = R×((24×j)+2)+δ^RV(j)
여기서, j는 리던던시 버전의 인덱스이며,
이며, K는 상기 일정한 인터리버의 크기이며, δ^RV(j)의 결정은 다음에 따르는데, 적어도 한쌍의 j와 p에 대하여 △'(j,p)=[R×((24×j)+2)]-[R×((24×p)+2)]가 4와 6에 의해 나눠지지 않도록 결정되며, 여기서 j = 0,1, ...,3이며 p = 0,1, ...,3인 것을 특징으로 하는 데이터 송신 방법.
제1항에 있어서,
상기 순환식 버퍼에서 4개의 리던던시 버전을 결정하는 단계;
직교 위상-편이 방식(QPSK) 변조, 16-직교 진폭 변조(QAM) 및 64-직교 진폭 변조(QAM) 중 하나를 이용하여 상기 비트 서브세트를 변조하는 단계를 포함하며, 리던던시 버전의 시작 비트 인덱스는 하기에 의해 설정되며,
RV(j) = R×((24×j)+2)+δ^RV(j)
여기서, j는 리던던시 버전의 인덱스이며,
이며, K는 상기 일정한 인터리버의 크기이며, δ^RV(j)는 적어도 한쌍의 j와 p에 대하여 △'(j,p)=[R×((24×j)+2)]-[R×((24×p)+2)]에 종속하여 결정되며, 여기서 j = 0,1, ...,3이며 p = 0,1, ...,3이며,
상기 비트 서브세트를 변조하기 위해 직교 주파수-편이 방식(QPSK) 변조가 사용되는 때에, δ^RV(j)는 제로로 설정되며,
상기 비트 서브세트를 변조하기 위해 16-직교 진폭 변조(QAM)가 사용되는 때에, △'(j,p)/4가 정수이면, δ^RV(j)는 집합 {1,2,3}으로부터 선택되는 정수이며, △'(j,p)/4가 정수가 아니면, δ^RV(j)는 제로로 설정되며, 그리고
상기 비트 서브세트를 변조하기 위해 64-직교 진폭 변조(QAM)가 사용되는 때에, △'(j,p)/6가 정수이면, δ^RV(j)는 집합 {1,2,3,4,5}으로부터 선택되는 정수이며, △'(j,p)/6가 정수가 아니면, δ^RV(j)는 제로로 설정되는 것을 특징으로 하는 데이터 송신 방법.
제1항에 있어서, 상기 순환식 버퍼에서 4개의 리던던시 버전을 결정하는 단계;및
직교 위상-편이 방식(QPSK) 변조, 16-직교 진폭 변조(QAM) 및 64-직교 진폭 변조(QAM) 중 하나를 이용하여 상기 비트 서브세트를 변조하는 단계를 포함하며, 리던던시 버전의 시작 비트 인덱스는 하기에 의해 설정되며,
RV(j) = R×((G×j)+2)
여기서, j는 리던던시 버전의 인덱스이고 j = 0,1, ...,3이며,
이며, K는 상기 일정한 인터리버의 크기이고 G는 4와 6 중 적어도 하나에 의해 나눠지지 않는 정수인 것을 특징으로 하는 데이터 송신 방법.
제1항에 있어서,
상기 순환식 버퍼의 크기를 결정하는 단계를 포함하며, 상기 크기 L은 적어도 하나의 변조 차수에 의해 나눠지지 않는 숫자인 것을 특징으로 하는 데이터 송신 방법.
제1항에 있어서,
로우-컬럼 인터리버를 이용하여 상기 각 코드화된 비트의 서브블록을 인터리빙하는 단계를 포함하며,
각 서브블록에 대해 제 1 로우와 제 1 컬럼으로부터 시작함으로써 로우-대-로우 방식으로 상기 코드화된 비트의 서브블록을 상기 로우-컬럼 인터리버에 기입하는 단계, 상기 로우-컬럼 인터리버는 C개의 컬럼과 R개의 로우를 가지며, 상기 서브블록의 코드화된 비트의 개수는 D이며,
상기 로우-컬럼 인터리버가 상기 서브블록의 코드화된 비트에 의해 채워지지 않은 때에 상기 로우-컬럼 인터리버를 더미 비트로 채우는 단계, 상기 더미 비트의 개수는 Y =R×C-D 이며,
일정한 패턴을 이용하여 상기 로우-컬럼 인터리버의 컬럼들을 치환하는 단계,
제 1 로우와 제 1 컬럼부터 시작하여 컬럼-대-컬럼 방식으로 상기 로우-컬럼 인터리버로부터 비트들을 판독하는 단계, 및
상기 로우-컬럼 인터리버로부터 판독된 비트들로부터 상기 더미 비트를 제거하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 송신 방법.
제6항에 있어서,
상기 순환식 버퍼에서 4개의 리던던시 버전을 결정하는 단계; 및
직교 위상-편이 방식(QPSK) 변조, 16-직교 진폭 변조(QAM) 및 64-직교 진폭 변조(QAM) 중 하나를 이용하여 상기 비트 서브세트를 변조하는 단계를 포함하며, 리던던시 버전의 시작 비트 인덱스는 하기에 의해 설정되며,
RV(j) = R×((24×j)+2)+δ^RV(j)
여기서, j는 리던던시 버전의 인덱스이고 j = 0,1, ...,3이며, δ^RV(j)는 더미 비트 Y의 개수에 종속하여 결정되는 것을 특징으로 하는 데이터 송신 방법.
제7항에 있어서,
더미 비트의 개수 Y는 4, 12, 20 및 28 중 하나가 되며, δ^RV(j)는 하기의 표에 기초하여 결정되는 것을 특징으로 하는 데이터 송신 방법.
제1항에 있어서,
상기 순환식 버퍼에서 4개의 리던던시 버전을 결정하며, 직교 위상-편이 방식(QPSK) 변조, 16-직교 진폭 변조(QAM) 및 64-직교 진폭 변조(QAM) 중 하나를 이용하여 상기 비트 서브세트를 변조하는 단계를 포함하며, 리던던시 버전의 시작 비트 인덱스는 하기에 의해 설정되며,
RV(j) = R×((24×j)+2)+δ^RV(j)
여기서, j는 리던던시 버전의 인덱스이고, j = 0,1, ...,3이며,
이며, K는 상기 일정한 인터리버의 크기이며, δ^RV(j)는 j와 QPP(quadratic permutation polynomial) 인터리버의 크기에 종속하여 결정되며, j=0의 경우 δ^RV(j)=0이고, δ^RV(j)는 j =1,2,3에 대해 하기 표에 기초하여 결정되며,

여기서, i는 상기 인터리버 크기 인덱스이며, i =1,2,3, ...,187,188이며, i는 하기의 표에 기초한 인터리버 크기(K)에 종속하여 결정되는 것을 특징으로 하는 데이터 송신 방법.
제1항에 있어서,
상기 순환식 버퍼에서 4개의 리던던시 버전을 결정하며, 직교 위상-편이 방식(QPSK) 변조, 16-직교 진폭 변조(QAM) 및 64-직교 진폭 변조(QAM) 중 하나를 이용하여 상기 비트 서브세트를 변조하는 단계를 포함하며, 리던던시 버전의 시작 비트 인덱스는 하기에 의해 설정되며,
RV(j) = R×((28×j)+2)+δ^RV(j)
여기서, j는 리던던시 버전의 인덱스이고 j = 0,1, ...,3이며,
이며, K는 상기 일정한 인터리버의 크기이며, δ^RV(j)는 j와 QPP(quadratic permutation polynomial) 인터리버의 크기에 종속하여 결정되며, j=0의 경우 δ^RV(j)=0이고, δ^RV(j)는 j =1,2,3에 대해 하기 표에 기초하여 결정되며,

여기서, i는 상기 인터리버 크기 인덱스이며, i =1,2,3, ...,187,188이며, i는 하기의 표에 기초한 인터리버 크기(K)에 종속하여 결정되는 것을 특징으로 하는 데이터 송신 방법.
제1항에 있어서,
QPP(quadratic permutation polynomial) 인터리버를 이용하여 상기 각 코드화된 비트의 서브블록을 인터리빙하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 송신 방법.
데이터 수신 방법으로서,
적어도 하나의 안테나를 통해 복수의 데이터 비트 블록을 수신하는 단계;
일정한 변조 방식을 이용하여 상기 복수의 데이터 비트 블록을 복조하는 단계;
순환식 버퍼에서 복수의 리던던시 버전을 결정하는 단계, 각 리던던시 버전은 상기 순환식 버퍼의 시작 비트 인덱스와 대응하며, 그리고 적어도 한쌍의 리던던시 버전에서, 제 1 리던던시 버전의 시작 위치와 제 2 리던던시 버전의 시작 위치간의 비트 개수는 상기 일정한 변조 방식의 변조 차수에 의해 나눠지지 않으며;
상기 복수의 복조된 비트 블록을 상기 순환식 버퍼에 기입하는 단계, 각 복조된 비트 블록은 상기 복수의 리던던시 버전으로부터 선택된 리던던시 버전에 따라 기입되며;
상기 순환식 버퍼에 기입된 비트들을 복수의 비트 서브블록으로 세분화하는 단계;
일정한 인터리버를 이용하여 상기 각 비트 서브블록을 인터리빙하는 단계;
상기 복수의 서브블록으로부터 인터리브된 비트를 수집하여 수집된 비트 블록을 생성하는 단계; 및
일정한 디코딩 방식을 이용하여 상기 수집된 비트 블록을 복호화하는 단계를 포함하는 데이터 수신 방법.
제12항에 있어서,
직교 위상-편이 방식(QPSK) 변조, 16-직교 진폭 변조(QAM) 및 64-직교 진폭 변조(QAM) 중 하나를 이용하여 상기 복수의 데이터 비트 블록을 복조하는 단계; 및
상기 순환식 버퍼에서 4개의 리던던시 버전을 결정하는 단계를 포함하며, 리던던시 버전의 시작 비트 인덱스는 하기에 의해 설정되며,
RV(j) = R×((24×j)+2)+δ^RV(j)
여기서, j는 리던던시 버전의 인덱스이며,
이며, K는 상기 일정한 인터리버의 크기이며, δ^RV(j)의 결정은 다음에 따르는데, 적어도 한쌍의 j와 p에 대하여 △'(j,p)=[R×(24×j+2)]-[R×(24×p+2)]가 4와 6에 의해 나눠지지 않도록 결정되며, 여기서 j = 0,1, ...,3이며 p = 0,1, ...,3인 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제12항에 있어서,
직교 위상-편이 방식(QPSK) 변조, 16-직교 진폭 변조(QAM) 및 64-직교 진폭 변조(QAM) 중 하나를 이용하여 상기 비트 서브세트를 복조하는 단계; 및
상기 순환식 버퍼에서 4개의 리던던시 버전을 결정하는 단계를 포함하며, 리던던시 버전의 시작 비트 인덱스는 하기에 의해 설정되며,
RV(j) = R×((24×j)+2)+δ^RV(j)
여기서, j는 리던던시 버전의 인덱스이며,
이며, K는 상기 일정한 인터리버의 크기이며, δ^RV(j)는 △'(j,p)에 종속하여 결정되며, 적어도 한쌍의 j와 p에 대하여 △'(j,p)=[R×(24×j+2)]-[R×(24×p+2)]이며, 여기서 j = 0,1, ...,3이며 p = 0,1, ...,3이며,
상기 복수의 데이터 비트 블록을 복조하기 위해 직교 주파수-편이 방식(QPSK) 변조가 사용되는 때에, δ^RV(j)는 제로로 설정되며,
상기 복수의 데이터 비트 블록을 복조하기 위해 16-직교 진폭 변조(QAM)가 사용되는 때에, △'(j,p)/4가 정수이면, δ^RV(j)는 집합 {1,2,3}으로부터 선택되는 정수이며, △'(j,p)/4가 정수가 아니면, δ^RV(j)는 제로로 설정되며, 그리고
상기 복수의 데이터 비트 블록을 복조하기 위해 64-직교 진폭 변조(QAM)가 사용되는 때에, △'(j,p)/6가 정수이면, δ^RV(j)는 집합 {1,2,3,4,5}으로부터 선택되는 정수이며, △'(j,p)/6가 정수가 아니면, δ^RV(j)는 제로로 설정되는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제12항에 있어서,
직교 위상-편이 방식(QPSK) 변조, 16-직교 진폭 변조(QAM) 및 64-직교 진폭 변조(QAM) 중 하나를 이용하여 상기 복수의 데이터 비트 블록을 복조하는 단계; 및
상기 순환식 버퍼에서 4개의 리던던시 버전을 결정하는 단계를 포함하며, 리던던시 버전의 시작 비트 인덱스는 하기에 의해 설정되며,
RV(j) = R×((G×j)+2)
여기서, j는 리던던시 버전의 인덱스이고 j = 0,1, ...,3이며,
이며, K는 상기 일정한 인터리버의 크기이고 G는 4와 6 중 적어도 하나에 의해 나눠지지 않는 정수인 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제12항에 있어서,
상기 순환식 버퍼의 크기를 결정하는 단계를 포함하며, 상기 크기 L은 적어도 하나의 변조 차수에 의해 나눠지지 않는 숫자인 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제12항에 있어서,
로우-컬럼 인터리버를 이용하여 상기 각 비트의 서브블록을 인터리빙하는 단계를 포함하며,
각 서브블록에 대해 제 1 로우와 제 1 컬럼으로부터 시작함으로써 로우-대-로우 방식으로 상기 비트 서브블록을 상기 로우-컬럼 인터리버에 기입하는 단계, 상기 로우-컬럼 인터리버는 C개의 컬럼과 R개의 로우를 가지며, 상기 서브블록의 비트의 개수는 D이며,
상기 로우-컬럼 인터리버가 상기 서브블록의 비트에 의해 채워지지 않은 때에 상기 로우-컬럼 인터리버를 더미 비트로 채우는 단계, 상기 더미 비트의 개수는 Y =R×C-D 이며,
일정한 패턴을 이용하여 상기 로우-컬럼 인터리버의 컬럼들을 치환하는 단계,
제 1 로우와 제 1 컬럼부터 시작하여 컬럼-대-컬럼 방식으로 상기 로우-컬럼 인터리버로부터 비트들을 판독하는 단계, 및
상기 로우-컬럼 인터리버로부터 판독된 비트들로부터 상기 더미 비트를 제거하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제17항에 있어서,
직교 위상-편이 방식(QPSK) 변조, 16-직교 진폭 변조(QAM) 및 64-직교 진폭 변조(QAM) 중 하나를 이용하여 상기 복수의 데이터 비트 블록을 복조하는 단계; 및
상기 순환식 버퍼에서 4개의 리던던시 버전을 결정하는 단계를 포함하며, 리던던시 버전의 시작 비트 인덱스는 하기에 의해 설정되며,
RV(j) = R×((24×j)+2)+δ^RV(j)
여기서, j는 리던던시 버전의 인덱스이고 j = 0,1, ...,3이며, δ^RV(j)는 더미 비트 Y의 개수에 종속하여 결정되는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제18항에 있어서,
더미 비트의 개수 Y는 4, 12, 20 및 28 중 하나가 되며, δ^RV(j)는 하기의 표에 기초하여 결정되는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제12항에 있어서,
직교 위상-편이 방식(QPSK) 변조, 16-직교 진폭 변조(QAM) 및 64-직교 진폭 변조(QAM) 중 하나를 이용하여 상기 복수의 데이터 비트 블록을 복조하는 단계; 및
상기 순환식 버퍼에서 4개의 리던던시 버전을 결정하는 단계를 포함하며, 리던던시 버전의 시작 비트 인덱스는 하기에 의해 설정되며,
RV(j) = R×((24×j)+2)+δ^RV(j)
여기서, j는 리던던시 버전의 인덱스이고 j = 0,1, ...,3이며,
이며, K는 상기 일정한 인터리버의 크기이며, δ^RV(j)는 j와 QPP(quadratic permutation polynomial) 인터리버의 크기에 종속하여 결정되며, j=0의 경우 δ^RV(j)=0이고, δ^RV(j)는 j =1,2,3에 대해 하기 표에 기초하여 결정되며,

여기서, i는 상기 인터리버 크기 인덱스이며, i =1,2,3, ...,187,188이며, i는 하기의 표에 기초한 인터리버 크기(K)에 종속하여 결정되는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제12항에 있어서,
직교 위상-편이 방식(QPSK) 변조, 16-직교 진폭 변조(QAM) 및 64-직교 진폭 변조(QAM) 중 하나를 이용하여 상기 복수의 데이터 비트 블록을 복조하는 단계; 및
상기 순환식 버퍼에서 4개의 리던던시 버전을 결정하는 단계를 포함하며, 리던던시 버전의 시작 비트 인덱스는 하기에 의해 설정되며,
RV(j) = R×((24×j)+2)+δ^RV(j)
여기서, j는 리던던시 버전의 인덱스이고 j = 0,1, ...,3이며,
이며, K는 상기 일정한 인터리버의 크기이며, δ^RV(j)는 j와 QPP(quadratic permutation polynomial) 인터리버의 크기에 종속하여 결정되며, j=0의 경우 δ^RV(j)=0이고, δ^RV(j)는 j =1,2,3에 대해 하기 표에 기초하여 결정되며,

여기서, i는 상기 인터리버 크기 인덱스이며, i=1,2,3,...,187,188 이며, i는 하기의 표에 기초한 인터리버 크기(K)에 종속하여 결정되는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제12항에 있어서,
QPP(quadratic permutation polynomial) 인터리버를 이용하여 상기 각 코드화된 비트의 서브블록을 인터리빙하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
통신 시스템에서의 무선 단말기로서,
송신될 적어도 하나의 정보 비트 블록을 부호화하여 복수의 부호화된 비트를 생성하는 채널 부호화기;
상기 복수의 부호화된 비트를 복수의 부호화된 비트의 서브블록으로 세분화하는 비트 분리 유닛;
상기 각 부호화된 비트의 서브블록을 인터리빙하는 복수의 인터리버;
복수의 리던던시 버전을 갖는 순환식 버퍼, 각 리던던시 버전은 상기 순환식 버퍼의 시작 비트 인덱스와 대응하며;
상기 복수의 서브블록으로부터 인터리브된 부호화된 비트를 수집하여 상기 수집된 비트를 상기 순환식 버퍼에 기입하는 비트 수집 유닛;
상기 복수의 리던던시 버전으로부터 리던던시 버전을 선택함으로써 상기 순환식 버퍼로부터 비트 서브세트를 선택하는 비트 선택 유닛;
일정한 변조 방식을 이용하여 상기 비트 서브세트를 변조하는 변조 유닛; 및
상기 변조된 비트를 송신하는 적어도 하나의 안테나를 포함하며,
적어도 한쌍의 리던던시 버전에서, 제 1 리던던시 버전의 시작 위치와 제 2 리던던시 버전의 시작 위치 간의 비트 개수는 상기 일정한 변조 방식의 변조 차수에 의해 가분되지 않는 것을 특징으로 하는 무선 단말기.
통신 시스템에서 무선 단말기로서,
복수의 데이터 비트 블록을 수신하는 적어도 하나의 안테나;
일정한 변조 방식을 상기 복수의 데이터 비트 블록을 복조하는 복조 유닛;
복수의 리던던시 버전을 갖는 순환식 버퍼, 여기서 각각의 리던던시 버전은 상기 순환식 버퍼의 시작 비트 인덱스와 대응하며;
상기 복수의 복조된 비트 블록을 상기 순환식 버퍼에 기입하는 비트 선택해제 유닛, 각 복조된 비트 블록은 상기 복수의 리던던시 버전으로부터 리던던시 버전에 따라 기입되며;
상기 순환식 버퍼에 기입된 비트들을 복수의 비트 서브블록으로 세분화하는 비트 분리 유닛;
일정한 인터리버를 이용하여 상기 각 비트 서브블록을 인터리빙하는 복수의 인터리버;
상기 복수의 서브블록으로부터 인터리브된 비트를 수집하여 비트 수집 블록을 생성하는 비트 수집 유닛; 및
일정한 디코딩 방식을 이용하여 상기 비트 수집 블록을 복호화하는 채널 복호화 유닛을 포함하며,
적어도 한쌍의 리던던시 버전에서, 제 1 리던던시 버전의 시작 위치와 제 2 리던던시 버전의 시작 위치간의 비트 개수는 상기 일정한 변조 방식의 변조 차수에 의해 가분되지 않는 것을 특징으로 하는 무선 단말기.