JP2010154618A - 双方向コンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】従来と比べて小型・軽量化を図ることが可能な双方向コンバータを提供する。
【解決手段】交流／直流変換部２の起動期間では、２つの駆動電源５１，５２のうちの入力側の一方の駆動電源のみによって、制御部４への電力供給を行う。また、通常動作期間と比べ、制御部４の消費電力が低くなるように設定する。一方、交流／直流変換部２の通常動作期間では、両方の駆動電源５１，５２による合成電力（合算電力）によって、制御部４への電力供給を行う。これにより、従来と比べ、各駆動電源５１，５２の個々の電力供給能力が、低くても済むようになる。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング素子を含む電圧変換部とその制御部とを備えた双方向コンバータに関する。

近年、パワーエレクトロニクス技術の進歩を背景に、種々の大容量電力貯蔵装置が開発されている。このような大容量電力貯蔵装置は、例えば太陽光発電などの自然エネルギーを蓄積し、それを放電して利用する用途などに応用されている。これらの大容量電力貯蔵装置には、電力の充電および放電を制御するコンバータの搭載が必須とされている。

ここで、このようなコンバータにおける充電および放電の２つの機能は、従来、それぞれの専用の回路網によって実現され、切り替えて使用されてきた。しかし、近年、コンバータには小型・軽量化が求められているため、上記の２つの機能を一つの回路網で実現するようにした双方向コンバータが提案されている（例えば、特許文献１，２）。

このような双方向コンバータは、リアクトル、コンデンサおよび少なくとも４つ以上の半導体スイッチを用いて構成されており、充電および放電の選択、ならびに出力される電圧値または電流値の調整は、上記半導体スイッチの開閉により行われている。

一方、前述の大容量電力貯蔵装置の利用用途として、プラグイン・ハイブリット・電気自動車（ＰＨＥＶ；Plug-in Hybrid Electric Vehicle）が提案されている。このＰＨＥＶでは、充電の際には、商用電源（ＡＣ電源）からチャージャーとして機能するコンバータを介して、車に搭載されたバッテリへ電力が供給される。一方、放電の際には、上記バッテリからＡＣアウトレットとして機能するコンバータを介して、商用電源へ電力が供給される。

ここで、商用電源から電力を得るためには、規格により、入力側の高調波電流をある程度低減させることが要求されている。そこで、これに対応するため（高力率化を図るため）、ＰＨＥＶ用のコンバータには、一般に、力率改善回路（ＰＦＣ（Power Factor Correction）回路）が搭載されている。

一方、ＰＨＥＶ用のコンバータの回路には、昇圧機能または昇降圧機能が必要とされる。また、ＡＣアウトレットの電力変換回路には、降圧インバータ機能が必要とされる。

これに対して、例えば特許文献３〜５では、リアクトル、コンデンサおよび４つ以上の半導体スイッチを用いた前段のインバータ／コンバータと、トランスおよび８つの以上の半導体スイッチを用いたＤＣ／ＤＣコンバータとの２段構成のコンバータによる双方向のＡＣ／ＤＣコンバータを提案している。

特開２００６−８７１９７号公報 特開２００７−２７４７７８号公報 特開２００１−３７２２６号公報 特開２００７−１１０８５６号公報 特開２００８−５４４７３号公報

ところで、これらのコンバータでは、交流／直流電力変換部を制御する制御部を駆動する（電源となる電力を供給する）ための駆動電源部が必要となる。しかしながら、この駆動電源部では、少なくとも起動時においては、商用電源のみから（チャージャーとして動作する場合）、あるいはバッテリのみから（ＡＣアウトレットとして動作する場合）しか、電力が得られない。

したがって、従来は、商用電源側とバッテリ側との間で駆動電源の共通化は難しく、商用電源側とバッテリ側との間で駆動電源が別個に設けられていた。そして、起動時には、商用電源側およびバッテリ側のうちの一方（主に入力側）の駆動電源のみによって、制御部を駆動している。ところが、制御部に対して十分な電力を供給できる駆動電源を２つ別個に設けているため、双方向コンバータ全体として、大型化・重量化を引き起こしてしまっていた。したがって、車に搭載するＰＨＥＶ用途の双方向コンバータ等では、特に小型・軽量化が望まれていた。

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、従来と比べて小型・軽量化を図ることが可能な双方向コンバータを提供することにある。

本発明の双方向コンバータは、第１および第２の入出力端子対のうちの一方の入出力端子対から入力される入力電圧に基づいて、他方の入出力端子対から出力電圧を出力するものであって、スイッチング素子を含んで構成され、上記入力電圧に基づいて電圧変換を行うことにより上記出力電圧を生成する電圧変換部と、上記スイッチング素子の動作を制御する制御部と、上記第１の入出力端子対側に接続された第１の駆動電源と上記第２の入出力端子対側に接続された第２の駆動電源とを含んで構成され、上記制御部に対してその電源となる電力を供給する駆動電源部とを備えたものである。また、上記制御部は、電圧変換部の通常動作期間では、上記第１および第２の駆動電源により電力が供給されると共に、電圧変換部の起動期間では、上記第１および第２の駆動電源のうちの上記入力電圧が入力される側の一方のみにより電力が供給され、かつ通常動作期間と比べて自己の消費電力が低くなるように構成されている。なお、上記第１および第２の駆動電源はそれぞれ、単一の駆動電源を用いて構成されている場合には限られず、各々が複数の駆動電源を用いて構成されているようにしてもよい。

本発明の双方向コンバータでは、順方向動作時には、第１の入出力端子対から入力電圧が入力され、電圧変換部において電圧変換がなされる。これにより、この入力電圧に基づいて出力電圧が生成され、第２の入出力端子対から出力される。一方、逆方向動作時には、第２の入出力端子対から入力電圧が入力され、電圧変換部において電圧変換がなされる。これにより、この入力電圧に基づいて出力電圧が生成され、第１の入出力端子対から出力される。この際、電圧変換部におけるスイッチング素子の動作は、制御部によって制御されると共に、この制御部の電源となる電力は、上記第１および第２の駆動電源を含む駆動電源部によって供給される。ここで、上記順方向動作時および逆方向動作時のいずれの場合においても、電圧変換部の起動期間では、第１および第２の駆動電源のうちの入力電圧が入力される側（入力側）の一方の駆動電源のみによって、駆動電源部から制御部に対して電力が供給される。したがって、制御部による制御によって電圧変換部の電圧変換動作がなされ、第２の入出力端子対側へ電力が供給される。これにより、その後、第１および第２の駆動電源のうちの出力電圧が出される側（出力側）の他方の駆動電源も電源供給動作を開始し、電圧変換部の通常動作期間へ移行する。すなわち、この通常動作期間では、第１および第２の駆動電源によって、駆動電源部から制御部に対して電力が供給される。また、上記起動期間では、電圧変換部の通常動作期間と比べ、制御部の消費電力が低くなるように設定される。このようにして、起動期間では、入力側の一方の駆動電源のみによって制御部への電力供給がなされると共に通常動作期間と比べて制御部の消費電力が低くなるように設定され、通常動作期間では、両方の駆動電源による合成電力（合算電力）によって制御部への電力供給がなされるため、常に入力側の一方の駆動電源のみによって制御部への電力供給がなされている従来と比べ、各駆動電源の個々の電力供給能力が、低くても済むようになる。

本発明の双方向コンバータでは、上記第１の駆動電源と上記第２の駆動電源とが、互いに絶縁されているようにするのが好ましい。このように構成した場合、そのような絶縁のための部品としてトランスを用いたときに、トランスにおいて使用される電力も小さくて済むため、入力側と出力側との間で絶縁性の双方向コンバータに適用した場合に、全体としてより効果的に小型・軽量化が図れる。

この場合において、上記第１の駆動電源の電力供給能力と上記第２の駆動電源の電力供給能力とが互いに不均等となっていると共に、これらの第１および第２の駆動電源のうちの電力供給能力が低いほうの駆動電源と上記制御部との間に、絶縁性のトランスを設けるようにするのがさらに好ましい。このように構成した場合、この絶縁性のトランスにおいて使用される電力がさらに小さくて済むため、上記した絶縁性の双方向コンバータに適用した場合に、全体としてさらに効果的に小型・軽量化が図れる。

本発明の双方向コンバータでは、上記制御部がデジタル演算装置（ＤＳＰ）を含んで構成されている場合、上記起動期間では、このＤＳＰの動作周波数が上記通常動作期間と比べて低くなるようにすることが可能である。このように構成した場合、通常動作期間においてＤＳＰの動作周波数が通常動作期間と比べて低くなることにより、起動期間において、通常動作期間と比べて制御部の消費電力が低くなる。

この場合において、上記ＤＳＰが、上記起動期間では、上記スイッチング素子を制御するための規定のパルス信号を出力するようにしてもよい。このように構成した場合、制御部としての動作が最小限に抑えられるため、起動期間において、通常動作期間と比べて制御部の消費電力がより低くなる。

本発明の双方向コンバータでは、上記第１の入出力端子対と上記第１の駆動電源との間、および上記第２の入出力端子対と上記第２の駆動電源との間にそれぞれリレーを設けると共に、上記起動期間において、上記出力電圧が出力される側のリレーがオフ状態となるようにするのが好ましい。このように構成した場合、起動期間における無制御な電力が出力側へ出力されるのが回避され、出力側の安全性等が確保されるようになる。

本発明の双方向コンバータでは、上記電圧変換部が、直流電圧と交流電圧との間の電圧変換を行うＡＣ／ＤＣ変換部であり、双方向のＡＣ／ＤＣコンバータとして機能するようにすることが可能である。このように構成した場合、順方向動作時には、第１の入出力端子対から交流入力電圧が入力され、ＡＣ／ＤＣ変換部において、この交流入力電圧に基づいて直流出力電圧が生成され、第２の入出力端子対から出力される。一方、逆方向動作時には、第２の入出力端子対から直流入力電圧が入力され、ＡＣ／ＤＣ変換部において、この直流入力電圧に基づいて交流出力電圧が生成され、第１の入出力端子対から出力される。

本発明の双方向コンバータによれば、起動期間では、入力側の一方の駆動電源のみによって制御部への電力供給を行うと共に通常動作期間と比べて制御部の消費電力が低くなるように設定し、通常動作期間では、両方の駆動電源による合成電力（合算電力）によって制御部への電力供給を行うようにしたので、従来と比べ、各駆動電源の個々の電力供給能力が低くても済むようになる。よって、駆動電源部の小型・軽量化を図ることができ、双方向コンバータ全体としても従来と比べて小型・軽量化を図ることが可能となる。

以下、本発明を実施するための最良の形態（以下、単に実施の形態という。）について、図面を参照して詳細に説明する。

（双方向コンバータの全体構成例）
図１は、本発明の一実施の形態に係る双方向コンバータ（双方向コンバータ１）のブロック構成を表すものである。双方向コンバータ１は、例えば自動車などに適用されるＡＣ／ＤＣコンバータとして機能するものであり、交流（ＡＣ）側の入出力端子Ｔ１，Ｔ２と、直流（ＤＣ）側の入出力端子Ｔ３，Ｔ４とを備えている。この双方向コンバータ１はまた、交流／直流変換部２と、２つの電圧検出回路３１１，３２１と、２つの電流検出回路３１２，３２２と、制御部４と、２つの駆動電源５１およびダイオードＤ５１，Ｄ５２とを備えている。

交流／直流変換部２は、後述するスイッチング素子を含んで構成され、入出力端子Ｔ１，Ｔ２間の交流電圧Ｖ１と、入出力端子Ｔ３，Ｔ４間の直流電圧Ｖ２との間で、電圧変換を行うものである。なお、この交流／直流変換部２の詳細構成については、後述する（図２）。

電圧検出回路３１１は、入出力端子Ｔ１，Ｔ２に接続された接続ラインＨ１，Ｌ１間に配置されており、両端間の交流電圧Ｖ１を検出すると共に、この検出した交流電圧Ｖ１に対応する検出信号Ｓ（Ｖ１）を制御部４内へ出力するものである。同様に、電圧検出回路３２１は、入出力端子Ｔ３，Ｔ４に接続された接続ラインＨ２，Ｌ２間に配置されており、両端間の直流電圧Ｖ２を検出すると共に、この検出した直流電圧Ｖ２に対応する検出信号Ｓ（Ｖ２）を制御部４内へ出力するものである。なお、これらの電圧検出回路３１１，３２１の具体的な回路構成としては、例えば、接続ライン間に配置された分圧抵抗（図示せず）によって電圧を検出してこれに応じた電圧を生成するものなどが挙げられる。

電流検出回路３１２は、接続ラインＨ１上において、電圧検出回路３１１と交流／直流変換部２との間に配置されており、この接続ラインＨ１上を流れる交流電流Ｉ１を検出すると共に、この検出した交流電流Ｉ１に対応する検出信号Ｓ（Ｉ１）を制御部４内へ出力するものである。同様に、電流検出回路３２２は、接続ラインＨ２上において、電圧検出回路３２１と交流／直流変換部２との間に配置されており、この接続ラインＨ２上を流れる直流電流Ｉ２を検出すると共に、この検出した直流電流Ｉ２に対応する検出信号Ｓ（Ｉ２）を制御部４内へ出力するものである。なお、これらの電流検出回路３１２，３２２の具体的な回路構成としては、例えばカレントトランスを含んだものが挙げられる。

制御部４は、交流／直流変換部２内の後述する各スイッチング素子の動作を制御するものであり、発振器４１と、分周器４２と、デジタル制御装置４３とを有している。

発振器４１は、制御部４内で用いる基本クロック信号ＣＬＫ０を生成・出力するものである。また、分周器４２は、この基本クロック信号ＣＬＫ０における基本周波数を、デジタル制御装置４３からの制御に応じて分周することによって分周比を制御し、デジタル制御装置４３内で用いる分周信号（システムクロック信号）ＣＬＫ１を生成・出力するものである。これにより、デジタル制御装置４３における動作周波数の切換制御を行うことが可能となっている。なお、このような動作周波数の切換制御は、分周回路４２を用いることの代わりに、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路を用いて基本周波数の倍数を切り換えることによって行うようにしてもよい。また、これらの機能を備えたデジタル制御装置４３を用いることにより、そのデジタル制御装置４３の内部で行うようにしてもよい。

デジタル制御装置４３は、電圧検出回路３１１，３２１から供給される検出信号Ｓ（Ｖ１），Ｓ（Ｖ２）と、電流検出回路３１２，３２２から供給される検出信号Ｓ（Ｉ１），Ｓ（Ｉ２）とに基づいて演算処理を行うことによりタイミング制御信号Ｓａ，Ｓｂを生成し、交流／直流変換部２へ供給するものである。これらのタイミング制御信号Ｓａ，Ｓｂはそれぞれ、交流／直流変換部２内の後述するスイッチング素子に対し、パルス幅変調（ＰＷＭ；Pulse Width Modulation）によるスイッチング駆動を行うための制御信号である。

なお、このデジタル制御装置４３の機能はソフトウェアにより構成されており、デジタル制御装置４３における処理は全て、デジタル信号処理装置によってなされるようになっている。このようなデジタル信号処理装置は、例えば、ロジック回路群やマイコンにより構成され、単一のＤＳＰ（Digital Signal Processor；デジタル演算装置）により構成されるのがより望ましい。これにより、制御部４の機能を集約することが可能となり、双方向コンバータ１の小型・軽量化が図られるからである。例えば、このＤＳＰ１つに対して、通信、ＡＣ／ＤＣ電力制御、ＤＣ／ＡＣ電力制御およびＰＦＣ制御の機能を盛り込むことも可能である。

駆動電源５１は、入出力端子Ｔ１，Ｔ２に接続されることにより、これら入出力端子Ｔ１，Ｔ２間の直流電圧Ｖ１から電力供給を受けて動作する電源である。一方、駆動電源５２は、入出力端子Ｔ３，Ｔ４に接続されることにより、これら入出力端子Ｔ３，Ｔ４間の交流電圧Ｖ２から電力供給を受けて動作する電源である。

これらの駆動電源５１，５２は、ダイオードＤ５１またはダイオードＤ５２を介して、制御部４に対してその電源となる電力を供給するためのものである。ここで、本実施の形態では、上記した制御部４は、交流／直流変換部２の通常動作期間では、２つの駆動電源５１，５２の両方によって電力が供給されるようになっている。一方、交流／直流変換部２の起動期間では、２つの駆動電源５１，５２のうち、入出力端子Ｔ１，Ｔ２または入出力端子Ｔ３，Ｔ４から入力電圧が入力される側（入力側）の一方のみによって電力が供給されるようになっている。また、この起動期間では、デジタル制御装置４３がＤＳＰを用いて構成された場合、このＤＳＰの動作周波数が、上記通常動作期間と比べて低くなるように構成されている。これにより、詳細は後述するが、起動期間において、通常動作期間と比べて制御部４における消費電力が低くなるからである。なお、駆動電源５１，５２の詳細構成については、後述する（図３）。

（交流／直流変換部の詳細構成例）
次に、図２を参照して、交流／直流変換部２の詳細構成について説明する。図２は、この交流／直流変換部２の詳細構成を回路図で表したものである。なお、図２では、双方向コンバータ１のうち、電圧検出回路３１１，３２１、電流検出回路３１２，３２２、駆動電源５１，５２およびダイオードＤ５１，Ｄ５２については、図示を省略している。

交流／直流変換部２は、ＡＣ／ＤＣ変換部２Ａと、ＤＣ／ＤＣ変換部２Ｂとの２段構成を有している。

ＡＣ／ＤＣ変換部２Ａは、入出力端子Ｔ１，Ｔ２間の交流電圧Ｖ１と、ＤＣ／ＤＣ変換部２Ｂ側の直流電圧との間で、ＡＣ／ＤＣ（交流／直流）変換を行うものである。このＡＣ／ＤＣ変換部２は、コンデンサＣ１，２５Ｃと、ＰＦＣ機能を有する同期整流回路またはインバータ回路として機能するインダクタ２４Ｌ１，２４Ｌ２およびスイッチング素子ＳＷ２１〜ＳＷ２４とを有している。

ＤＣ／ＤＣ変換部２Ｂは、入出力端子Ｔ３，Ｔ４間の直流電圧Ｖ２と、ＡＣ／ＤＣ変換部２Ａ側の直流電圧との間で、ＤＣ／ＤＣ（直流／直流）変換を行うものである。このＤＣ／ＤＣ変換部２Ｂは、インバータ回路または同期整流回路として機能するスイッチング素子ＳＷ３１〜ＳＷ３４およびスイッチング素子ＳＷ４１〜ＳＷ４４と、トランス２２と、コンデンサ２６Ｃとを有している。

コンデンサＣ１は、接続ラインＨ１，Ｌ１間に配置されており、平滑用のコンデンサとして機能している。具体的には、後述するスイッチング素子ＳＷ２１〜ＳＷ２４によるスイッチング動作の際のノイズ等を平滑化して低減するためのものである。

インダクタ２４Ｌ１は接続ラインＨ１上に挿入配置され、インダクタ２４Ｌ２は接続ラインＬ１上に挿入配置されている。

スイッチング素子ＳＷ２１〜ＳＷ２４は、フルブリッジ型のインバータ回路および整流回路を構成している。これらスイッチング素子ＳＷ２１〜ＳＷ２４はそれぞれ、例えば電界効果型トランジスタ（ＭＯＳ−ＦＥＴ；Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor）や、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などにより構成される。ここでは、スイッチング素子ＳＷ２１〜ＳＷ２４はそれぞれ、ＮチャネルのＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されている。ここで、スイッチング素子ＳＷ２１のゲートはタイミング制御信号Ｓａの信号ラインに接続され、ソースがスイッチング素子ＳＷ２２のドレインに接続され、ドレインが接続ラインＨ３に接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ２２のゲートはタイミング制御信号Ｓａの信号ラインに接続され、ソースが接続ラインＬ３に接続され、ドレインがスイッチング素子ＳＷ２１のソースに接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ２３のゲートはタイミング制御信号Ｓａの信号ラインに接続され、ソースがスイッチング素子ＳＷ２４のドレインに接続され、ドレインが接続ラインＨ３に接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ２４のゲートはタイミング制御信号Ｓａの信号ラインに接続され、ソースが接続ラインＬ３に接続され、ドレインがスイッチング素子ＳＷ２３のソースに接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ２１のソースは接続ラインＨ１に接続され、スイッチング素子ＳＷ２３のソースは接続ラインＬ１に接続されている。

コンデンサ２５Ｃは、接続ラインＨ３，Ｌ３間に配置されており、平滑用のコンデンサとして機能している。

スイッチング素子ＳＷ３１〜ＳＷ３４は、フルブリッジ型のインバータ回路および整流回路を構成している。これらスイッチング素子ＳＷ３１〜ＳＷ３４はそれぞれ、例えばＭＯＳ−ＦＥＴやバイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴなどにより構成される。ここでは、スイッチング素子ＳＷ３１〜ＳＷ３４はそれぞれ、ＮチャネルのＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されている。ここで、スイッチング素子ＳＷ３１のゲートはタイミング制御信号Ｓｂの信号ラインに接続され、ソースがスイッチング素子ＳＷ３２のドレインに接続され、ドレインが接続ラインＨ３に接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ３２のゲートはタイミング制御信号Ｓｂの信号ラインに接続され、ソースが接続ラインＬ３に接続され、ドレインがスイッチング素子ＳＷ３１のソースに接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ３３のゲートはタイミング制御信号Ｓｂの信号ラインに接続され、ソースがスイッチング素子ＳＷ３４のドレインに接続され、ドレインが接続ラインＨ３に接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ３４のゲートはタイミング制御信号Ｓｂの信号ラインに接続され、ソースが接続ラインＬ３に接続され、ドレインがスイッチング素子ＳＷ３３のソースに接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ３１のソースおよびスイッチング素子ＳＷ３２のドレインは、後述するトランス２２内の巻線２２１の一端に接続され、スイッチング素子ＳＷ３３のソースおよびスイッチング素子ＳＷ３４のドレインは、巻線２２１の他端に接続されている。

トランス２２は、互いに絶縁された巻線２２１，２２２を有している。巻線２２２の一端は接続ラインＨ２に接続され、他端は接続ラインＬ２に接続されている。このトランス２２は、スイッチング素子ＳＷ３１〜ＳＷ３４側またはスイッチング素子ＳＷ４１〜ＳＷ４４側から入力される交流電圧を変圧し、他方側の巻線の両端に交流電圧を生成するものである。なお、この場合の変圧の度合いは、巻線２２１と巻線２２２との巻数比によって定まる。

スイッチング素子ＳＷ４１〜ＳＷ４４は、フルブリッジ型のインバータ回路および整流回路を構成している。これらスイッチング素子ＳＷ４１〜ＳＷ４４はそれぞれ、例えばＭＯＳ−ＦＥＴやバイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴなどにより構成される。ここでは、スイッチング素子ＳＷ４１〜ＳＷ４４はそれぞれ、ＮチャネルのＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されている。ここで、スイッチング素子ＳＷ４１のゲートはタイミング制御信号Ｓｂの信号ラインに接続され、ソースがスイッチング素子ＳＷ４２のドレインに接続され、ドレインが接続ラインＨ２に接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ４２のゲートはタイミング制御信号Ｓｂの信号ラインに接続され、ソースが接続ラインＬ２に接続され、ドレインがスイッチング素子ＳＷ４１のソースに接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ４３のゲートはタイミング制御信号Ｓｂの信号ラインに接続され、ソースがスイッチング素子ＳＷ４４のドレインに接続され、ドレインが接続ラインＨ２に接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ４４のゲートはタイミング制御信号Ｓｂの信号ラインに接続され、ソースが接続ラインＬ２に接続され、ドレインがスイッチング素子ＳＷ４３のソースに接続されている。

コンデンサ２６Ｃは、接続ラインＨ２，Ｌ２間に配置されており、平滑用のコンデンサとして機能している。

（駆動電源部の詳細構成例）
次に、図３を参照して、駆動電源部５１，５２の詳細構成について説明する。図３は、これら駆動電源部５１，５２の詳細構成を回路図で表したものである。

駆動電源部５１，５２はそれぞれ、コンデンサＣ１，Ｃ２と、コントロールＩＣ（Integrated Circuit）５０と、ＮチャネルのＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されたスイッチング素子ＳＷ５と、トランスＴ５と、ダイオードＤ５０と、抵抗器Ｒ５１，Ｒ５２とを有している。

コンデンサＣ１の一端は、接続ラインＨ１（Ｈ２）に接続された接続ラインＬ５１に接続され、他端は接続ラインＬ１（Ｌ２）に接続されている。また、トランスＴ５における巻線Ｔ５１の一端は接続ラインＬ５１に接続され、他端はスイッチング素子ＳＷ５のドレインに接続されている。トランスＴ５における巻線Ｔ５２の一端はダイオードＤ５０のアノードに接続され、他端は接続ラインＬ１（Ｌ２）に接続されている。スイッチング素子ＳＷ５のゲートにはコントロールＩＣ５０からの制御信号が入力され、ソースは接続ラインＬ１（Ｌ２）に接続されている。ダイオードＤ５０のカソードは、接続ラインＬ５２上の抵抗器Ｒ５１の一端に接続され、抵抗器Ｒ５１の他端は抵抗器Ｒ５２の一端に接続され、抵抗器Ｒ５２の他端は接続ラインＬ１（Ｌ２）に接続されている。コンデンサＣ２の一端は接続ラインＬ５２に接続され、他端は接続ラインＬ１（Ｌ２）に接続されている。また、コントロールＩＣ５０には、接続ラインＨ１（Ｈ２）を介して交流電圧Ｖ１または直流電圧Ｖ２が供給されると共に、接続ラインＬ５２上の電圧Ｖ５が抵抗器Ｒ５１，Ｒ５２によって分圧された電圧が供給され、フィードバック制御がなされるようになっている。

このような構成により駆動電源部５１，５２では、接続ラインＨ１（Ｈ２）を介して供給される交流電圧Ｖ１または直流電圧Ｖ２が所定の閾値（後述する規定値）以上となると、コントロールＩＣ５０によるスイッチング素子ＳＷ５のオン・オフ制御動作が開始される。これにより、トランスＴ５により変圧された電圧Ｖ５が接続ラインＬ５２上に生成され、ダイオードＤ５１（Ｄ５２）へ供給されるようになっている。

ここで、入出力端子Ｔ１，Ｔ２が本発明における「第１の入出力端子対」の一具体例に対応し、入出力端子Ｔ３，Ｔ４が本発明における「第２の入出力端子対」の一具体例に対応する。また、交流／直流変換部２が、本発明における「電圧変換部」および「ＡＣ／ＤＣ変換部」の一具体例に対応する。また、駆動電源５１が本発明における「第１の駆動電源」の一具体例に対応し、駆動電源５２が本発明における「第２の駆動電源」の一具体例に対応し、これら駆動電源５１，５２およびダイオードＤ５１，Ｄ５２が本発明における「駆動電源部」の一具体例に対応する。

次に、本実施の形態の双方向コンバータ１の作用および効果について説明する。

（双方向コンバータの基本動作例）
最初に、図４〜図７を参照して、双方向コンバータ１の基本動作について説明する。図４〜図７は、この双方向コンバータ１の基本動作の状態を回路図を用いて表したものである。このうち、図４，図５は、順方向動作（交流側の商用電源１０から直流側のバッテリ６０への充電動作）を、図６，図７は、逆方向動作（直流側のバッテリ６０から交流側の負荷７０への交流電圧出力動作）を、表している。なお、これら図４〜図７では、双方向コンバータ１のうち、電圧検出回路３１１，３２１、電流検出回路３１２，３２２、駆動電源５１，５２およびダイオードＤ５１，Ｄ５２については、図示を省略している。また、図中の「ＯＮ」，「ＯＦＦ」は、各スイッチング素子のオン状態やオフ状態を表しており、図中の矢印は電流の流れる経路および向きを表している。

まず、図４，図５に示した順方向動作時には、図４に示した動作状態と図５に示した動作状態とが交互に繰り返される。具体的には、商用電源１０から入出力端子Ｔ１，Ｔ２を介して入力される交流入力電圧Ｖacin（商用電圧）がＡＣ／ＤＣ変換部２Ａへ供給されると、ＰＦＣ機能を有する同期整流回路として機能するインダクタ２４Ｌ１，２４Ｌ２およびスイッチング素子ＳＷ２１〜ＳＷ２４により、接続ラインＨ３，Ｌ３間に直流電圧が生成される。次に、ＤＣ／ＤＣ変換部２Ｂでは、この直流電圧がＡＣ／ＤＣ変換部２Ａから供給されると、インバータ回路として機能するスイッチング素子ＳＷ３１〜ＳＷ３４によってパルス電圧が生成され、トランス２２の巻線２２１の両端間に印加される。このパルス電圧は、トランス２２によって変圧され、変圧されたパルス電圧が巻線２２２の両端間に生成される。そして、この変圧されたパルス電圧は、整流回路として機能するスイッチング素子ＳＷ４１〜ＳＷ４４によって整流され、直流出力電圧Ｖdcoutが生成される。これにより、この直流出力電圧Ｖdcoutおよび接続ラインＨ２，Ｌ２を流れる直流出力電流によって、バッテリ６０に対する充電がなされる。

一方、図６，図７に示した逆方向動作時には、図６に示した動作状態と図７に示した動作状態とが交互に繰り返される。具体的には、バッテリ６０から入出力端子Ｔ３，Ｔ４を介して入力される直流入力電圧ＶdcinがＤＣ／ＤＣ変換部２Ｂへ供給されると、インバータ回路として機能するスイッチング素子ＳＷ４１〜ＳＷ４４によってパルス電圧が生成され、トランス２２の巻線２２２の両端間に印加される。このパルス電圧は、トランス２２によって変圧され、変圧されたパルス電圧が巻線２２１の両端間に生成される。この変圧されたパルス電圧は、整流回路として機能するスイッチング素子ＳＷ３１〜ＳＷ３４によって整流され、直流電圧が生成される。次に、ＡＣ／ＤＣ変換部２Ａでは、この直流電圧がＤＣ／ＤＣ変換部２Ｂから供給されると、ＰＦＣ機能を有するインバータ回路として機能するインダクタ２４Ｌ１，２４Ｌ２およびスイッチング素子ＳＷ２１〜ＳＷ２４により、接続ラインＨ１，Ｌ１間に交流出力電圧Ｖacoutが生成される。これにより、この交流出力電圧Ｖacoutおよび接続ラインＨ１，Ｌ１を流れる交流出力電流によって、入出力端子Ｔ１，Ｔ２を介して負荷７０が駆動される。

この際、順方向動作時および逆方向動作時のいずれにおいても、交流／直流変換部２におけるスイッチング素子ＳＷ２１〜ＳＷ２４，ＳＷ３１〜ＳＷ３４，ＳＷ４１〜ＳＷ４４のオン・オフ動作は、制御部４内のデジタル制御装置４３から出力されるタイミング制御信号Ｓａ，Ｓｂによって制御される。また、この制御部４の電源となる電力は、駆動電源５１，５２からダイオードＤ５１，Ｄ５２を介して、制御部４へ供給される。

（駆動電源部による電力供給動作例）
次に、図８〜図１２を参照して、本発明の特徴的部分の１つである、駆動電源５１，５２による制御部４に対する電力供給動作について、比較例と比較しつつ詳細に説明する。ここで、図８は、比較例に係る従来の双方向コンバータ（双方向コンバータ１０１）の構成および動作をブロック図で表したものである。また、図９および図１０は、本実施の形態の駆動電源５１，５２および制御部４の動作例を流れ図で表したものである。また、図１１は、本実施の形態の双方向コンバータ１における順方向動作時の動作状態をブロック図で表したものであり、（Ａ）は起動期間における動作状態を、（Ｂ）は通常動作期間における動作状態を、それぞれ表している。また、図１２は、本実施の形態の双方向コンバータ１における逆方向動作時の動作状態をブロック図で表したものであり、（Ａ）は起動期間における動作状態を、（Ｂ）は通常動作期間における動作状態を、それぞれ表している。

まず、図８に示した比較例では、本実施の形態と同様に、交流側の駆動電源１０５Ａと、直流側の駆動電源１０５Ｂとが、別個に設けられている。ただし、この比較例では、本実施の形態の制御部４の代わりに、交流／直流変換部２に対してスイッチング素子のタイミング制御信号Ｓ１０１を出力する制御部１０４が設けられている。そして、交流／直流変換部２の起動時には、これら２つの駆動電源１０５Ａ，１０５Ｂのうちの一方（主に入力側）の駆動電源のみによって、制御部１０４を駆動している。すなわち、図中の矢印Ｐ３０１で示した順方向動作時には、図中の矢印Ｐ１０１で示したように、主に入力側の駆動電源１０５Ａのみによって、制御部１０４に対してその電源となる電力が供給される。一方、図中の矢印Ｐ３０２で示した逆方向動作時には、図中の矢印Ｐ１０２で示したように、主に入力側の駆動電源１０５Ｂのみによって、制御部１０４に対してその電源となる電力が供給される。ところが、この比較例では、制御部１０４に対して十分な電力を供給できる駆動電源を２つ別個に設けている（駆動電源１０５Ａ，１０５Ｂ）ため、双方向コンバータ１０１全体として、大型化・重量化を引き起こしてしまうことになる。

これに対して、本実施の形態では、まず、制御部４は、上記順方向動作時および逆方向動作時のいずれの場合においても、交流／直流変換部２の起動期間では、デジタル制御装置４３を構成するＤＳＰの動作周波数（駆動周波数）ｆａが、後述する交流／直流変換部２の通常動作期間の動作周波数（駆動周波数）ｆｂと比べ、低くなるように設定される（図９のステップＳ１１，図１０のステップＳ２１：ｆａ＜ｆｂ）。また、この起動期間では、２つの駆動電源５１，５２のうち、入力側の一方の駆動電源のみによって、制御部４に対して電力が供給される。

次に、制御部４内のデジタル制御装置４３は、交流／直流変換部２からの出力電圧（直流出力電圧Ｖdcoutまたは交流出力電圧Ｖacout）が、所定の規定値（駆動電源５１，５２内のコントロールＩＣ５０の動作開始電圧に対応）以上となっているか否かを判断する（ステップＳ１２，Ｓ２２）。

ここで、この出力電圧が規定値にはまだ達していない場合には（ステップＳ１２，Ｓ２２：Ｎ）、例えば図１１（Ａ）（順方向動作時）および図１２（Ａ）（逆方向動作時）にそれぞれ示したような動作状態となる。すなわち、図１１（Ａ）中の矢印Ｐ３１で示した順方向動作時には、図中の矢印Ｐ１で示したように、入力側の駆動電源５１のみによって、制御部４に対してその電源となる電力が供給される。一方、図１２（Ａ）中の矢印Ｐ３２で示した逆方向動作時には、図中の矢印Ｐ２で示したように、入力側の駆動電源５２のみによって、制御部４に対してその電源となる電力が供給される。

この際、この起動期間においてＰＷＭ制御がなされると（図９のステップＳ１３）、上記したように、デジタル制御装置４３を構成するＤＳＰの動作周波数ｆａが後述する通常動作期間と比べて低くなるように設定されていることにより（ｆａ＜ｆｂ）、起動期間において、通常動作期間と比べて制御部４における消費電力が低くなる。これは、ＤＳＰはそのほとんどがＭＯＳトランジスタで構成されているため、その消費電力は動作周波数にほぼ比例することになるからである。また、ＤＳＰ内の半導体スイッチとして例えばＩＧＢＴを用いたときには、ゲート容量を充放電に費やされる電力はスイッチング周波数に比例するため、ＤＳＰの動作周波数を低くしてスイッチング周波数を低くしたときには、スイッチ素子の駆動電力も低くすることができる。なお、通常動作期間と起動期間との動作周波数の比は、２以上に設定するのが望ましい。これにより、駆動電源５１，５２の電力の比を、１：１以上に設定できるからである。

一方、この起動期間において、デジタル制御装置４３を構成するＤＳＰの動作周波数ｆａを通常動作期間と比べて低くなるように設定すると共に、スイッチング素子ＳＷ２１〜ＳＷ２４等を制御するための規定パルス（デューティ比および波形等が固定された所定のパルス信号）のみを出力するようにしてもよい（図１３のステップＳ２３）。これは、以下の理由によるものである。すなわち、ＤＳＰによる電力の制御には複数の演算処理を必要とするため、演算が終了するのに時間を要する。したがって、この時間は動作周波数に依存するため、動作周波数が低くなると、演算が間に合わなくなる場合がある。そこで、起動期間では動作周波数を低くすると共に演算を簡略化し、規定のパルス信号によってスイッチング素子ＳＷ２１〜２４等をオン・オフ制御するというものである。このように構成した場合、制御部４としての動作が最小限に抑えられるため、起動期間において、通常動作期間と比べて制御部４の消費電力がより低くなる。

なお、このようなステップＳ１３，Ｓ２３に示した２つの制御を、随時切り換えて行うようにしてもよい。また、このようなステップＳ１３またはステップＳ２３の動作の後は、再びステップＳ１２へと戻ることになる。

ここで、このようにして制御部４による制御により、交流／直流変換部２の電圧変換動作がなされ、出力側へ電力が供給される。これにより、その後、出力電圧が規定値以上に達した場合には（ステップＳ１２，Ｓ２２：Ｙ）、２つの駆動電源５１，５２のうちの出力側の他方の駆動電源も、制御部４に対する電源供給動作を開始するようになり、通常動作期間へ移行する。

すなわち、この通常動作期間では、例えば図１１（Ｂ）（順方向動作時）および図１２（Ｂ）（逆方向動作時）にそれぞれ示したように、２つの駆動電源５１，５２の両方によって、駆動電源部から制御部に対して電力が供給される。また、この通常動作期間に移行すると、制御部４は、デジタル制御装置４３を構成するＤＳＰの動作周波数ｆａを、通常動作期間の動作周波数（駆動周波数）ｆｂ（＞ｆａ）に設定する（ステップＳ１４，Ｓ２４）。これにより、その動作周波数によって制御部４における消費電力が変更され、通常動作期間におけるＰＷＭ制御がなされる（ステップＳ１５，Ｓ２５）。この際、動作周波数の切り換えは、分周器４２における分周比を制御することによって行う。なお、起動期間から通常動作期間への移行は、電圧検出回路３１１，３２１および電流検出回路３１２，３２２による検出信号Ｓ（Ｖ１），Ｓ（Ｖ２），Ｓ（Ｉ１），Ｓ（Ｉ２）のうち、入力側の検出信号をモニターすることにより、出力側への電力供給を確認して行うことが望ましい。

なお、その後は、全体の処理を終了させるか否かを判断する（ステップＳ１６，Ｓ２６）。そして、まだ終了させないと判断した場合には（ステップＳ１６，Ｓ２６：Ｎ）、再びステップＳ１５またはステップＳ２５へと戻り、終了させると判断した場合には（ステップＳ１６，Ｓ２６：Ｙ）、図９，図１０に示した全体の処理が終了となる。

このようにして本実施の形態では、交流／直流変換部２の起動期間では、２つの駆動電源５１，５２のうちの入力側の一方の駆動電源のみによって制御部４への電力供給がなされると共に、通常動作期間と比べて制御部４の消費電力が低くなるように設定され、交流／直流変換部２の通常動作期間では、両方の駆動電源５１，５２による合成電力（合算電力）によって制御部４への電力供給がなされるため、常に入力側の一方の駆動電源のみによって制御部への電力供給がなされている従来（比較例）と比べ、各駆動電源５１，５２の個々の電力供給能力が、低くても済むようになる。

以上のように本実施の形態では、交流／直流変換部２の起動期間では、２つの駆動電源５１，５２のうちの入力側の一方の駆動電源のみによって制御部４への電力供給を行うと共に、通常動作期間と比べて制御部４の消費電力が低くなるように設定し、交流／直流変換部２の通常動作期間では、両方の駆動電源５１，５２による合成電力（合算電力）によって制御部４への電力供給を行うようにしたので、従来と比べ、各駆動電源５１，５２の個々の電力供給能力が低くても済むようになる。よって、駆動電源５１，５２の小型・軽量化を図ることができ、双方向コンバータ１全体としても従来と比べて小型・軽量化を図ることが可能となる。

（変形例）
以上、実施の形態を挙げて本発明を説明したが、本発明はこの実施の形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。

例えば、上記実施の形態で説明したＡＣ／ＤＣ変換部、ＤＣ／ＤＣ変換部、整流回路、昇圧回路、平滑回路、インバータ回路および制御部の構成は、これらには限られず、他の構成であってもよい。

また、例えば図１３に示した双方向コンバータ１Ａのように、トランス２２，２７によって、交流側と直流側との間を互いに絶縁させると共に、トランス５３によって、駆動電源５１と駆動電源５２との間を互いに絶縁させるようにしてもよい。なお、ＳＷ回路部２Ｃは、図２に示した交流／直流変換部２の回路構成のうち、トランス２２よりも交流側の回路である。また、ＳＷ回路部２Ｄは、図２に示した交流／直流変換部２の回路構成のうち、トランス２２よりも直流側の回路である。このように、交流／直流変換部２内において交流側と直流側との間を互いに絶縁させるのは、例えばＰＨＥＶに用いられるバッテリ６０の電圧は３５０Ｖ程度の高圧になる場合があるため、そのような高圧のバッテリ６０を商用電源１０に直接接続することは、安全上の問題があるからである。このように構成した場合、駆動電源５１，５２間の絶縁のための部品としてトランス５３を用いたときに、トランス５３において使用される電力も小さくて済むため、絶縁性の双方向コンバータ１Ａ全体として、より効果的に小型・軽量化が図れる。また、この図１３に示した双方向コンバータ１Ａでは、駆動電源５１の電力供給能力と駆動電源５２の電力供給能力とを互いに不均等とすると共に、これらのうちの電力供給能力が低いほうの駆動電源と制御部４との間（ここでは、駆動電源５１と制御部４との間）に、絶縁性のトランス５３を設けるようにするのが好ましい。このように構成した場合、この絶縁性のトランス５３において使用される電力がさらに小さくて済むため、上記した絶縁性の双方向コンバータ１Ａにおいて、全体としてさらに効果的に小型・軽量化が図れる。

また、例えば図１４に示した双方向コンバータ１Ｂのように、入出力端子Ｔ１，Ｔ２と駆動電源５１との間、および入出力端子Ｔ３，Ｔ４と駆動電源５２との間にそれぞれ、リレー５４１，５４２を設けると共に、起動期間において、出力側のリレーがオフ状態となるようにしてもよい。このように構成した場合、起動期間における無制御な電力が出力側へ出力されるのが回避され、出力側の安全性等が確保されるようになる。

また、これまでは、双方向コンバータが、交流／直流変換部２（ＡＣ／ＤＣ変換部）を有する双方向のＡＣ／ＤＣコンバータとして機能する場合について説明したが、本発明の双方向コンバータは、直流／直流変換部２（ＤＣ／ＤＣ変換部）を有する双方向のＤＣ／ＤＣコンバータとして機能するものにも適用することが可能である。

また、これまでは、双方向コンバータ全体を、バッテリ等に対する充電・放電装置として用いる場合について説明したが、本発明の双方向コンバータは、そのような充電・放電装置以外にも、例えば家電等の電源装置など、他の用途にも適用することが可能である。

また、上記実施の形態では、制御部４内のデジタル制御装置４３の機能をソフトウェアによって構成するようにした場合で説明したが、このデジタル制御装置４３の機能をハードウェアによって構成するようにしてもよい。ただし、ハードウェアによって構成した場合には回路規模が大きくなると共に、各素子のばらつきを補正するのが難しいことから、上記実施の形態のようにソフトウェアによって構成するのが好ましい。

本発明の一実施の形態に係る双方向コンバータの構成を表すブロック図である。 図１に示した双方向コンバータにおける主要部の構成例を表す回路図である。 図１に示した駆動電源の構成例を表す回路図である。 図１に示した双方向コンバータにおける順方向動作時の基本動作を説明するための回路図である。 図１に示した双方向コンバータにおける順方向動作時の基本動作を説明するための回路図である。 図１に示した双方向コンバータにおける逆方向動作時の基本動作を説明するための回路図である。 図１に示した双方向コンバータにおける逆方向動作時の基本動作を説明するための回路図である。 比較例に係る双方向コンバータの構成および動作を表すブロック図である。 実施の形態に係る駆動電源および制御部の動作の一例を表す流れ図である。 実施の形態に係る駆動電源および制御部の動作の他の例を表す流れ図である。 実施の形態に係る双方向コンバータにおける順方向動作時の起動期間および通常動作期間の動作について説明するためのブロック図である。 実施の形態に係る双方向コンバータにおける逆方向動作時の起動期間および通常動作期間の動作について説明するためのブロック図である。 本発明の変形例に係る双方向コンバータの構成を表すブロック図である。 本発明の他の変形例に係る双方向コンバータの構成を表すブロック図である。

符号の説明

１Ａ，１Ｂ…双方向コンバータ、１０…商用電源、２…交流／直流変換部、２Ａ…ＡＣ／ＤＣ変換部、２Ｂ…ＤＣ／ＤＣ変換部、２Ｃ，２Ｄ…ＳＷ回路部、２２，２７…トランス、３１１，３２１…電圧検出回路、３１２，３２２…電流検出回路、４…制御部、４１…発信器、４２…分周器、４３…デジタル制御装置、５１，５２…駆動電源、５３…トランス、５４１，５４２…リレー、６０…バッテリ、７０…負荷、Ｔ１〜Ｔ４…入出力端子、Ｈ１，Ｌ１，Ｈ２，Ｌ２，Ｈ３，Ｌ３…接続ライン、Ｉ１，Ｉ２…電流、Ｖ１，Ｖ２…電圧、Ｖacin…交流入力電圧、Ｖacout…交流出力電圧、Ｖdcin…直流入力電圧、Ｖdcout…直流出力電圧、Ｓ（Ｉ１），Ｓ（Ｖ１），Ｓ（Ｉ２），Ｓ（Ｖ２）…検出信号、Ｓａ，Ｓｂ…タイミング制御信号、ＣＬＫ０…基本クロック信号、ＣＬＫ１…分周信号（システムクロック信号）、Ｄ５１，Ｄ５２…ダイオード、ｆａ，ｆｂ…駆動周波数（動作周波数）。

Claims (7)

1. 第１および第２の入出力端子対のうちの一方の入出力端子対から入力される入力電圧に基づいて、他方の入出力端子対から出力電圧を出力する双方向コンバータであって、
   スイッチング素子を含んで構成され、前記入力電圧に基づいて電圧変換を行うことにより前記出力電圧を生成する電圧変換部と、
   前記スイッチング素子の動作を制御する制御部と、
   前記第１の入出力端子対側に接続された第１の駆動電源と、前記第２の入出力端子対側に接続された第２の駆動電源とを含んで構成され、前記制御部に対してその電源となる電力を供給する駆動電源部と
   を備え、
   前記制御部は、前記電圧変換部の通常動作期間では、前記第１および第２の駆動電源により電力が供給されると共に、前記電圧変換部の起動期間では、前記第１および第２の駆動電源のうちの前記入力電圧が入力される側の一方のみにより電力が供給され、かつ前記通常動作期間と比べて自己の消費電力が低くなるように構成されている
   ことを特徴とする双方向コンバータ。
2. 前記第１の駆動電源と前記第２の駆動電源とが、互いに絶縁されている
   ことを特徴とする請求項１に記載の双方向コンバータ。
3. 前記第１の駆動電源の電力供給能力と前記第２の駆動電源の電力供給能力とが、互いに不均等となっており、
   前記第１および第２の駆動電源のうちの電力供給能力が低いほうの駆動電源と前記制御部との間に、絶縁性のトランスを備えた
   ことを特徴とする請求項２に記載の双方向コンバータ。
4. 前記制御部がデジタル演算装置（ＤＳＰ）を含んで構成されており、
   前記起動期間では、前記ＤＳＰの動作周波数が前記通常動作期間と比べて低くなるように構成されている
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の双方向コンバータ。
5. 前記ＤＳＰは、前記起動期間では、前記スイッチング素子を制御するための規定のパルス信号を出力する
   ことを特徴とする請求項４に記載の双方向コンバータ。
6. 前記第１の入出力端子対と前記第１の駆動電源との間、および前記第２の入出力端子対と前記第２の駆動電源との間にそれぞれ、リレーを備え、
   前記起動期間において、前記出力電圧が出力される側のリレーがオフ状態となるように構成されている
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の双方向コンバータ。
7. 前記電圧変換部が、直流電圧と交流電圧との間の電圧変換を行うＡＣ／ＤＣ変換部であり、双方向のＡＣ／ＤＣコンバータとして機能する
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載の双方向コンバータ。

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