JP2010154608A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】入力電圧が変動しても所望の出力電圧の安定化を図ることが可能で、その出力電圧のリプルも低減可能な電源装置の提供。
【解決手段】第１の期間には、ＳＷ２、ＳＷ３のみがオンとなり、入力電圧ＶＩＮでキャパシタＣ１が充電される。コンパレータ２は、キャパシタＣ１の充電電圧ＶＣを許容充電電圧（ＶＯＳ−ＶＩＮ）と比較し、キャパシタＣ１の充電電圧ＶＣが許容充電電圧になると、充電完了信号Ｓ１を出力する。信号Ｓ１に基づき、ＳＷ２、ＳＷ３がオンからオフになってキャパシタＣ１の充電が停止され、キャパシタＣ１の充電電圧ＶＣは許容充電電圧となる。第２の期間には、ＳＷ１、ＳＷ４のみがオンとなり、入力電圧ＶＩＮにキャパシタＣ１の充電電圧ＶＣが電圧加算され、この加算された電圧が出力電圧ＶＯＵＴになる。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータなどの電源装置に関する。

従来、ＤＣ−ＤＣコンバータの一例として、昇圧型のチャージポンプ回路が知られている（例えば特許文献１参照）。
チャージポンプ回路は、第１の期間にキャパシタを入力電圧で充電し、キャパシタの充電電圧は入力電圧と同じになる。第２の期間に入力電圧とそのキャパシタの充電電圧とを電圧加算して出力電圧として出力するようになっている。
このようなチャージポンプ回路の出力電圧は、入力電圧に入力電圧と同じ電圧であるキャパシタの充電電圧が電圧加算された電圧になる。従って、入力電圧が電池電圧のように電圧低下する電源の場合、その電圧低下によって出力電圧が変動するため、入力電圧に依存しない安定化された電源にならない回路構成であった。

このため、チャージポンプ回路を使用して出力電圧の安定化を図るために、以下のような方法を採用していた。
（１）第１の方法は、チャージポンプ回路の後段に新たにシリーズレギュレータを接続し、出力電圧の安定化を図る。
（２）第２の方法は、チャージポンプ回路の出力電圧をモニタし、出力電圧が所定値より電圧が高い場合には、チャージポンプ回路のスイッチング素子の動作を停止させて昇圧動作（電圧変換動作）を停止させ、出力電圧が所定値より電圧が低い場合には、チャージポンプ回路のスイッチング素子の動作を開始させて昇圧動作（電圧変換動作）を開始させて出力電圧の安定化を図る。

しかし、第１の方法では、チャージポンプ回路の出力電圧の安定化を図るために、チャージポンプ回路の後段に新たにシリーズレギュレータを接続する必要がある。
また、第２の方法では、出力電圧の安定化のために、出力に設けられた出力キャパシタが過充電の場合にはスイッチング動作の停止、あるいは出力に設けられた出力キャパシタが充電不足の場合には、スイッチング動作を開始させる必要がある。このため、スイッチング動作のオンオフ動作を繰り返すため、特に負荷電流が大きくなると出力キャパシタの充電過不足が頻繁になり、出力電圧のリプル電圧が大きくなり、そのリプル電圧の低減化が望まれる。
特開２００６−２７１１９１号公報

そこで、本発明の幾つかの態様の目的は、シリーズレギュレータなどを設けることなく入力電圧に依存しない安定化された出力電圧を得ることが可能で、その出力電圧の電圧変換動作に起因するリプル電圧も低減可能な電源装置を提供することにある。

上記の課題を解決し本発明の目的を達成するために、本発明の各態様は、以下のように構成される。
本発明の第１の態様は、第１の期間にキャパシタを入力電圧で充電し、第２の期間に前記入力電圧と前記キャパシタの充電電圧とを電圧加算して出力電圧として出力する電源装置であって、前記第１の期間に前記キャパシタの充電電圧を許容充電電圧と比較し、前記キャパシタの充電電圧が前記許容充電電圧になったときに、前記キャパシタの充電を停止させる充電制御回路を備える。

本発明の第２の態様は、第１の態様において、前記許容充電電圧は、設定出力電圧と前記入力電圧との差の電圧である。
本発明の第３の態様は、キャパシタと、第１の期間にオンし、前記キャパシタを入力電圧で充電させる第１のスイッチング素子と、第２の期間にオンし、前記入力電圧と前記キャパシタの充電電圧とを電圧加算し、当該加算電圧を出力電圧として出力させる第２のスイッチング素子と、前記第１の期間に、前記キャパシタの充電電圧を許容充電電圧と比較し、前記キャパシタの充電電圧が前記許容充電電圧になったときに、前記第１のスイッチング素子をオンからオフに切り換える充電制御回路と、を備える。

本発明の第４の態様は、第３の態様において、前記充電制御回路は、設定出力電圧と前記入力電圧と差の電圧を、前記許容充電電圧として生成する許容充電電圧生成回路と、前記第１の期間に、前記キャパシタの充電電圧を前記許容充電電圧生成回路が生成する前記許容充電電圧と比較し、前記キャパシタの充電電圧が前記許容充電電圧になったときに、充電完了信号を出力するコンパレータと、前記コンパレータから前記充電完了信号が出力されたときに、前記充電完了信号に基づいて前記第１のスイッチング素子をオンからオフに切り換えるゲート回路と、を備える。
このような構成の本発明の態様によれば、シリーズレギュレータなどを設けることなく入力電圧に依存しない安定化された出力電圧を得ることが可能で、その出力電圧の電圧変換動作に起因するリプル電圧も低減することが可能となる。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。
（本発明の原理）
図１は、本発明の原理を説明する図である。
本発明は、図１に示すように、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４と、キャパシタＣ１と、出力キャパシタＣ２と、許容充電電圧生成回路１と、コンパレータ２とを備え、入力電圧ＶＩＮに基づいて所望の入力電圧に依存しない安定化された出力電圧ＶＯＵＴを生成する。
許容充電電圧生成回路１は、入力電圧ＶＩＮと設定出力電圧ＶＯＳとの差の電圧である許容充電電圧（ＶＯＳ−ＶＩＮ）を生成し、この許容充電電圧（ＶＯＳ−ＶＩＮ）をコンパレータ２に出力する。ここで、設定出力電圧ＶＯＳとは、負荷として接続されるＩＣ等のデバイスから要求される電圧値や、負荷電流となるデバイスの消費電流等による電圧降下分等を考慮した上で、出力電圧ＶＯＵＴとして設定する所望の電圧値をいう。
コンパレータ２は、キャパシタＣ１の充電電圧ＶＣを許容充電電圧（ＶＯＳ−ＶＩＮ）と比較し、キャパシタＣ１の充電電圧ＶＣが許容充電電圧（ＶＯＳ−ＶＩＮ）になると、充電完了信号Ｓ１を出力する。

次に、このような構成の本発明の動作原理について、図１および図２を参照して説明する。
本発明は、第１の期間（充電期間）の動作と第２の期間（転送期間）の動作とを交互に繰り返すようになっている。
第１の期間では、スイッチＳＷ２、ＳＷ３がオンし、スイッチＳＷ１、ＳＷ４がオフすることにより、入力電圧ＶＩＮによってキャパシタＣ１の充電が行われる。また、第１の期間では、コンパレータ２は、キャパシタＣ１の充電電圧ＶＣを許容充電電圧生成回路１が生成する許容充電電圧（ＶＯＳ−ＶＩＮ）と比較し、キャパシタＣ１の充電電圧ＶＣが許容充電電圧（ＶＯＳ−ＶＩＮ）になると、充電完了信号Ｓ１を出力する。

その充電完了信号Ｓ１に基づいて、スイッチＳＷ２、ＳＷ３がオンからオフに切り換わる（図２参照）。これにより、キャパシタＣ１は充電が停止（完了）する。このとき、キャパシタＣ１の充電電圧ＶＣは、許容充電電圧（ＶＯＳ−ＶＩＮ）となる。
一方、第２の期間では、図２に示すように、スイッチＳＷ２、ＳＷ３はオフを継続し、スイッチＳＷ１、ＳＷ４がオフからオンに切り換わる。これにより、入力電圧ＶＩＮにキャパシタＣ１の充電電圧ＶＣが電圧加算され、この加算された電圧（ＶＩＮ＋ＶＣ）が出力電圧ＶＯＵＴになる。

このように得られる出力電圧ＶＯＵＴは、次の（１）式のようになる。
ＶＯＵＴ＝ＶＩＮ＋ＶＣ
＝ＶＩＮ＋（ＶＯＳ−ＶＩＮ）
＝ＶＯＳ ・・・・（１）
ここで、例えば、設定出力電圧ＶＯＳを３．３〔Ｖ〕、入力電圧ＶＩＮを２．５〔Ｖ〕とすると、許容充電電圧（ＶＯＳ−ＶＩＮ）は０．８〔Ｖ〕となり、キャパシタＣ１の充電電圧ＶＣは０．８〔Ｖ〕となる。このため、出力電圧ＶＯＵＴは設定出力電圧ＶＯＳの３．３〔Ｖ〕となる。

（１）式によれば、仮に入力電圧ＶＩＮが変動しても、その入力電圧ＶＩＮの変動は相殺されて、出力電圧ＶＯＵＴは所望の値である設定出力電圧ＶＯＳに維持され、入力電圧に依存しない出力電圧ＶＯＵＴが得られて安定化電源とすることができる。
すなわち、例えば入力電圧ＶＩＮが２．５〔Ｖ〕の場合には、上記のように出力電圧ＶＯＵＴは設定出力電圧ＶＯＳの３．３〔Ｖ〕となる。
一方、例えば入力電圧ＶＩＮが２．５〔Ｖ〕から２．３〔Ｖ〕に低下したとすると、許容充電電圧（ＶＯＳ−ＶＩＮ）は１．０〔Ｖ〕に増加し、キャパシタＣ１の充電電圧ＶＣは１．０〔Ｖ〕となる。このため、出力電圧ＶＯＵＴは設定出力電圧ＶＯＳの３．３〔Ｖ〕となって低下することはなく、安定化が図れる。
なお、接続されるデバイスによる負荷電流が大きく、電圧変換スイッチング動作に使用するスイッチＳＷ１〜ＳＷ４のオン抵抗及びコンデンサの等価直列抵抗等による電圧降下分が無視できなくなる場合は、この電圧降下分をあらかじめ考慮した設定出力電圧値にする必要がある。

（実施形態）
本発明の電源装置の実施形態について、図３を参照して説明する。
本発明の実施形態は、図３に示すように、スイッチング素子であるＭＯＳトランジスＭ１〜Ｍ４と、充電用のキャパシタＣ１と、出力キャパシタＣ２と、許容充電電圧生成回路１と、コンパレータ２と、ゲート回路３、４とを備え、入力電圧ＶＩＮに基づいて所望の出力電圧ＶＯＵＴを生成する。
ここで、図３のＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ４は、図１のスイッチＳＷ１〜ＳＷ４に相当する。また、許容充電電圧生成回路１、コンパレータ２、およびゲート回路３、４などが充電制御回路を構成する。

ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ３は、入力端子５とグランドとの間に直列に接続される。ＭＯＳトランジスタＭ１のゲートにはクロックＣＬＫが入力され、クロックＣＬＫによってＭＯＳトランジスタＭ１はオンオフ制御される。ＭＯＳトランジスタＭ３のゲートにはゲート回路３の出力信号が入力され、ゲート回路３の出力信号によってＭＯＳトランジスタＭ３はオンオフ制御される。
ＭＯＳトランジスタＭ２、Ｍ４は、入力端子５と出力端子６との間に直列に接続される。ＭＯＳトランジスタＭ２のゲートにはゲート回路４の出力信号が入力され、ゲート回路の出力信号によってＭＯＳトランジスタＭ２はオンオフ制御される。ＭＯＳトランジスタＭ４のゲートにはクロックＣＬＫが入力され、クロックＣＬＫによってＭＯＳトランジスタＭ４はオンオフ制御される。

許容充電電圧生成回路１およびコンパレータ２は、図１の許容充電電圧生成回路１およびコンパレータ２と同様に構成する。
ゲート回路３は、ＭＯＳトランジスタＭ３のゲートに入力されるクロックＣＬＫの通過を制御する回路であり、クロックＣＬＫの通過はコンパレータ２からの充電完了信号Ｓ１によって後述のように制御される。
ゲート回路４は、ＭＯＳトランジスタＭ２のゲートの入力信号、すなわち、クロックＣＬＫをインバータ７で論理反転した反転信号の通過を制御する回路であり、そのクロックＣＬＫの反転信号の通過はコンパレータ２からの充電完了信号Ｓ１によって後述のように制御される。

次に、このような構成の実施形態の動作について、図３を参照して説明する。
この実施形態は、図３に示すようにクロックＣＬＫによって動作し、例えばクロックＣＬＫがＨレベルの期間には図２の第１の期間の動作を行い、クロックＣＬＫがＬレベルの期間には図２の第２の期間の動作を行う。
まず、クロックＣＬＫがＨレベルの期間には、ＭＯＳトランジスタＭ２、Ｍ３がオンになり、ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ４がオフになるので、入力電圧ＶＩＮによってキャパシタＣ１の充電が行われる。
また、クロックＣＬＫがＨレベルの期間では、コンパレータ２がキャパシタＣ１の充電電圧ＶＣを許容充電電圧生成回路１が生成する許容充電電圧（ＶＯＳ−ＶＩＮ）と比較し、キャパシタＣ１の充電電圧ＶＣが許容充電電圧（ＶＯＳ−ＶＩＮ）になると、充電完了信号Ｓ１を出力する。

その充電完了信号Ｓ１は、ゲート回路３、４にそれぞれ供給される。このため、ゲート回路３は、その充電完了信号Ｓ１に基づいてクロックＣＬＫの通過を停止させＭＯＳトランジスタＭ３をオンからオフに切り換えさせる。また、ゲート回路４は、その充電完了信号Ｓ１に基づいてインバータ７からの出力信号の通過を停止させＭＯＳトランジスタＭ２をオンからオフに切り換えさせる。これにより、キャパシタＣ１は充電が停止（完了）する。このとき、キャパシタＣ１の充電電圧ＶＣは、許容充電電圧（ＶＯＳ−ＶＩＮ）となる。従って、キャパシタＣ１に所望の出力電圧を得るために必要な電圧以上の過剰な充電を禁止することできる。

一方、クロックＣＬＫがＬレベルの期間には、ＭＯＳトランジスタＭ２、Ｍ３がオフの状態を継続し、ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ４がオフからオンに切り換わる。これにより、入力電圧ＶＩＮにキャパシタＣ１の充電電圧ＶＣが電圧加算され、この加算電圧（ＶＩＮ＋ＶＣ）が出力電圧ＶＯＵＴになる。このように得られる出力電圧ＶＯＵＴは、上記の（１）式のようになる。従って、従来回路のようなキャパシタＣ１による所望の出力電圧を得るために必要な電圧以上の過剰な電圧を加算しないのでリプル電圧も低減できる。
以上のように、本実施形態によれば、仮に入力電圧ＶＩＮが変動しても、その入力電圧ＶＩＮの変動は許容充電電圧により調節されて、出力電圧ＶＯＵＴは所望の値である設定出力電圧ＶＯＳに維持され、出力電圧ＶＯＵＴの安定化を図ることができる。
従って、本実施形態によれば、従来のようにシリーズレギュレータなどを設けることなく出力電圧の安定化を図ることができる。更に、出力コンデンサＣ２に過剰な電荷を蓄積することもなくなるので、出力電圧に含まれるリプル電圧も低減することができる。

次に、許容充電電圧生成回路１の具体的な構成について、図４を参照して説明する。
許容充電電圧生成回路１は、図４に示すように、差動増幅回路８と、出力回路９と、位相補償回路１０と、を備えている。
差動増幅回路８は、設定出力電圧ＶＯＳの１／２の電圧と、出力回路９の抵抗Ｒ１、Ｒ２の共通接続部の電圧とを入力し、この入力に基づいて差動増幅を行う。このため、差動増幅回路８は、差動対を構成するＰ型のＭＯＳトランジスタＭ１１、Ｍ１２と、定電流源として機能するＰ型のＭＯＳトランジスタＭ１３と、カレントミラーを構成し負荷として機能するＮ型のＭＯＳトランジスタＭ１４、Ｍ１５と、を備えている。

ここで、設定出力電圧ＶＯＳの１／２の電圧は、別に用意された基準電圧（図示しない）から所望の設定出力電圧ＶＯＳの１／２の電圧を生成する。
ＭＯＳトランジスタＭ１１のゲートには、設定出力電圧ＶＯＳの１／２の電圧である、（ＶＯＳ／２）が供給される。ＭＯＳトランジスタＭ１２のゲートには、出力回路９の抵抗Ｒ１、Ｒ２の共通接続部の電圧が供給（帰還）される。ＭＯＳトランジスタＭ１３のゲートには、所定のバイアス電圧ＶＢが印加される。また、ＭＯＳトランジスタＭ１３のソースには、電源電圧ＶＤＤが供給される。

出力回路９は、差動増幅回路８の出力電圧を入力し、この入力に基づいて出力電圧ＶＯを生成出力するとともに、抵抗Ｒ１、Ｒ２の共通接続部の電圧を差動増幅回路８のＭＯＳトランジスタＭ１２のゲートに帰還させる。このため、出力回路９は、Ｎ型のＭＯＳトランジスタＭ１６、および抵抗Ｒ１、Ｒ２からなる。
ＭＯＳトランジスタＭ１６、抵抗Ｒ１、および抵抗Ｒ２は直列接続され、抵抗Ｒ２の一端側に入力電圧ＶＩＮが供給され、ＭＯＳトランジスタＭ１６のソースがグランドに接続されている。ここで、抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値は、１：１になるように設定されている。ＭＯＳトランジスタＭ１６のゲートに、ＭＯＳトランジスタＭ１４のドレイン電圧が供給される。また、ＭＯＳトランジスタＭ１６と抵抗Ｒ１の共通接続部から出力電圧ＶＯを得るようになっている。
位相補償回路１０は、キャパシタＣ３と抵抗Ｒ３が直列接続され、この直列回路がＭＯＳトランジスタＭ１６のゲートとドレインの間に接続されている。

次に、このような構成からなる許容充電電圧生成回路１の動作について、図４を参照して説明する。
図４に示すように、差動増幅回路８のＭＯＳトランジスタＭ１１、Ｍ１２は、差動対を構成する。そして、ＭＯＳトランジスタＭ１１のゲートには、設定出力電圧ＶＯＳの１／２の電圧である（ＶＯＳ／２）が供給される。さらに、ＭＯＳトランジスタＭ１２のゲートには、出力回路９の抵抗Ｒ１、Ｒ２の共通接続部の電圧が帰還される。このため、出力回路９の抵抗Ｒ１、Ｒ２の共通接続部の電圧は、（ＶＯＳ／２）となる。
ここで、抵抗Ｒ２の一端に入力電圧ＶＩＮが印加され、抵抗Ｒ２の他端の電圧、すなわち抵抗Ｒ１、Ｒ２の共通接続部の電圧は（ＶＯＳ／２）のため、抵抗Ｒ２の両端の電位差は〔ＶＩＮ−（ＶＯＳ／２）〕となる。

また、抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値は１：１の関係、すなわち同じ抵抗値であるので、抵抗Ｒ１、Ｒ２には同じ電流が流れる。このため、抵抗Ｒ１の両端の電位差は、抵抗Ｒ２の両端の電位差と同様に〔ＶＩＮ−（ＶＯＳ／２）〕となる。
従って、出力回路９の出力電圧ＶＯは、（２）式のようになる。
ＶＯ＝ＶＩＮ−〔ＶＩＮ−（ＶＯＳ／２）〕×２
＝ＶＩＮ−２×ＶＩＮ−ＶＯＳ
＝ＶＩＮ−ＶＯＳ ・・・・（２）

（その他の実施形態）
図３の実施形態では、入力電圧ＶＩＮで充電するキャパシタＣ１が１つの場合について説明した。
しかし、他の実施形態として、図５（Ａ）に示すように、キャパシタＣ１に代えて複数のキャパシタ（例えば２つのキャパシタＣ１ａ、Ｃ１ｂ）を用意し、第１の期間に、その２つのキャパシタＣ１ａ、Ｃ１ｂを直列接続して入力電圧ＶＩＮで充電するようにしても良い。
この場合には、コンパレータ２は、直列接続される２つのキャパシタＣ１ａ、Ｃ１ｂの充電電圧を、許容充電電圧（ＶＯＳ−ＶＩＮ）と比較することになる。また、第２の期間には、図５（Ｂ）に示すように、キャパシタＣ１ａ、Ｃ１ｂは並列接続され、入力電圧ＶＩＮに並列接続されたキャパシタＣ１ａ、Ｃ１ｂの充電電圧が電圧加算され、この加算された電圧が出力電圧となる。

本発明の原理を説明する図である。 本発明の動作を説明する図である。 本発明の実施形態の構成を示す図である。 許容充電電圧生成回路の具体的な構成を示す回路図である。 本発明の他の実施形態の概略構成を説明する図である。

符号の説明

ＳＷ１〜ＳＷ４・・・スイッチ、Ｃ１・・・キャパシタ、Ｍ１〜Ｍ４・・・ＭＯＳトランジスタ、１・・・許容充電電圧生成回路、２・・・コンパレータ、３、４・・・ゲート回路

Claims (4)

1. 第１の期間にキャパシタを入力電圧で充電し、第２の期間に前記入力電圧と前記キャパシタの充電電圧とを電圧加算して出力電圧として出力する電源装置であって、
   前記第１の期間に前記キャパシタの充電電圧を許容充電電圧と比較し、前記キャパシタの充電電圧が前記許容充電電圧になったときに、前記キャパシタの充電を停止させる充電制御回路を備えることを特徴とする電源装置。
2. 前記許容充電電圧は、設定出力電圧と前記入力電圧との差の電圧であることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. キャパシタと、
   第１の期間にオンし、前記キャパシタを入力電圧で充電させる第１のスイッチング素子と、
   第２の期間にオンし、前記入力電圧と前記キャパシタの充電電圧とを電圧加算し、当該加算電圧を出力電圧として出力させる第２のスイッチング素子と、
   前記第１の期間に、前記キャパシタの充電電圧を許容充電電圧と比較し、前記キャパシタの充電電圧が前記許容充電電圧になったときに、前記第１のスイッチング素子をオンからオフに切り換える充電制御回路と、
   を備えることを特徴とする電源装置。
4. 前記充電制御回路は、
   設定出力電圧と前記入力電圧と差の電圧を、前記許容充電電圧として生成する許容充電電圧生成回路と、
   前記第１の期間に、前記キャパシタの充電電圧を前記許容充電電圧生成回路が生成する前記許容充電電圧と比較し、前記キャパシタの充電電圧が前記許容充電電圧になったときに、充電完了信号を出力するコンパレータと、
   前記コンパレータから前記充電完了信号が出力されたときに、前記充電完了信号に基づいて前記第１のスイッチング素子をオンからオフに切り換えるゲート回路と、
   を備えることを特徴とする請求項３に記載の電源装置。

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