JP2010136572A

JP2010136572A - スイッチング電源装置

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Publication number: JP2010136572A
Application number: JP2008312162A
Authority: JP
Inventors: Kohei Yamada; 耕平山田
Original assignee: Fuji Electric Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2008-12-08
Filing date: 2008-12-08
Publication date: 2010-06-17
Anticipated expiration: 2028-12-08
Also published as: JP5206380B2

Abstract

【目的】過負荷状態が発生して出力電圧Ｖｏｕｔが低下しても素早くリカバーし、しかもその後の出力電圧のオーバーシュートを対策することのできるスイッチング電源装置を提供する。
【構成】時刻ｔ０で過負荷が発生すると、出力電圧Ｖｏおよびフィードバック信号Ｖ_ＦＢが減少する。ソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴもクランプ回路の働きによりＶ_ＦＢに追従して減少する。基準電圧Ｖｒｅｆ≧ソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴとなるｔ１〜ｔ２の期間は、ソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴとフィードバック信号Ｖ_ＦＢが比較されて誤差信号ＥｒｒｏｒＳｉｇｎａｌが生成される。従い、誤差信号を生成するための、フィードバック信号Ｖ_ＦＢとその比較相手との差分は△Ｖ以上に大きくならないから、誤差信号およびスイッチング素子のオンデューティが過大になることを防ぐことができ、これにより出力電圧回復時のオーバーシュートを抑制することができる。
【選択図】図２

Description

本発明は、ソフトスタート信号によるソフトスタート機能を有するスイッチング電源装置に関する。

スイッチング電源装置においては、電源起動時に電源回路に発生する突入電流防止を目的として、起動時のスイッチング信号のパルス幅をソフトスタート信号により徐々に広げていく制御を行うのが通常である（例えば特許文献１参照）。このようなスイッチング電源装置の構成例を図３に示す。図３は入力電圧Ｖｉｎより出力電圧Ｖｏを生成して負荷Ｚに供給するＰＷＭ（パルス幅変調）方式の降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータである。このＤＣ／ＤＣコンバータは誤差増幅回路１，ソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴを生成するソフトスタート回路２，三角波Ｖｏｓｃを生成する発振器３，ＰＷＭコンパレータ４，スイッチング素子であるＰチャネルＭＯＳトランジスタ５，同期整流方式の転流素子としてのＮチャネルＭＯＳトランジスタ６，ＰＷＭコンパレータ４の出力に従いＰチャネルＭＯＳトランジスタ５およびＮチャネルＭＯＳトランジスタ６を駆動するドライブ回路７，インダクタ８，コンデンサ９，電圧設定用のフィードバック手段となる抵抗１０および１１，基準電圧Ｖｒｅｆを発生する基準電圧源１２，並びに出力端子１３を有している。１４は入力電圧Ｖｉｎが供給される電源供給ラインである。誤差増幅回路１の反転入力端子には出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗１０，１１で分圧した信号であるフィードバック信号Ｖ_ＦＢが入力され、出力端子と反転入力端子の間には位相補償素子として抵抗１５およびコンデンサ１６が接続されている。誤差増幅回路１の２つの非反転入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆおよびソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴが入力され、両者のうち値の小さい方の信号とフィードバック信号Ｖ_ＦＢとの差が増幅されて、誤差信号ＥｒｒｏｒＳｉｇｎａｌが出力される。

ソフトスタート回路２は定電流源２０，コンデンサＣｓおよびＮチャネルＭＯＳトランジスタのリセットトランジスタＭｓからなっていて、基本的には定電流源２０からの定電流ＩｓをコンデンサＣｓに積分する積分回路である。コンデンサＣｓが定電流Ｉｓにより充電されていくに従い、コンデンサＣｓの両端電圧は時間に対し直線的に上昇し、この信号がソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴとして誤差増幅回路１に供給される。コンデンサＣｓの両端電圧、すなわちソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴは入力電圧Ｖｉｎで飽和する。また、外部からリセットトランジスタＭｓにリセット信号ＲＥＳＥＴ＝Ｈ（Ｈｉｇｈ）が入力されると、リセットトランジスタＭｓが導通してコンデンサＣｓの電荷を放電して、ソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴがゼロにリセットされる。

ソフトスタート信号に関する上記の動作、および誤差増幅回路１における動作について、図４により説明する。リセット信号ＲＥＳＥＴがＨになるとソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴはゼロにリセットされ、その後リセット信号ＲＥＳＥＴがＬ（Ｌｏｗ）になるとソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴは直線的に増加し、最後は電圧Ｖｉｎで飽和する。一方、基準電圧Ｖｒｅｆは定電圧であり、上記のように誤差増幅回路１は両者のうち小さい方（すなわち最小値）の信号と、フィードバック信号Ｖ_ＦＢとを比較するので、フィードバック信号Ｖ_ＦＢに対する比較相手の信号は、図４の最下段の図のようになる。

ＰＷＭコンパレータ４の非反転入力端子には誤差増幅回路１からの誤差信号ＥｒｒｏｒＳｉｇｎａｌが入力され、反転入力端子には三角波Ｖｏｓｃが入力される。ＰＷＭコンパレータ４は誤差信号ＥｒｒｏｒＳｉｇｎａｌと三角波Ｖｏｓｃを比較し、三角波Ｖｏｓｃの信号レベルの方が小さければＬを、三角波Ｖｏｓｃの信号レベルの方が大きければＨをＰＷＭ信号としてドライブ回路７に出力するものである。ドライブ回路７は、ＰＷＭ信号を増幅してＰチャネルＭＯＳトランジスタ５およびＮチャネルＭＯＳトランジスタ６を相補的に駆動する。ＰチャネルＭＯＳトランジスタ５およびＮチャネルＭＯＳトランジスタ６のドレインは互いに接続されるとともにインダクタ８の一端に接続されている。またＰチャネルＭＯＳトランジスタ５およびＮチャネルＭＯＳトランジスタ６のソースはそれぞれ電源供給ライン１４および接地電位（ＧＮＤ）に接続されている。インダクタ８の他端は出力端子１３に接続されている。出力端子１３とＧＮＤの間にはコンデンサ９および抵抗１０，１１の直列回路が並列に接続されている。抵抗１０と１１の接続点の電位はフィードバック信号Ｖ_ＦＢとして誤差増幅回路１の反転入力端子へ入力される。またＤＣ／ＤＣコンバータの負荷として出力端子１３には負荷１７が接続されている。

以下、簡単にこのＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する。まずソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴを無視して（Ｖ_ＳＯＦＴが最大値になっている定常状態の場合に相当）、動作を説明する。
誤差増幅回路１は基準電圧Ｖｒｅｆとフィードバック信号Ｖ_ＦＢの差を増幅した誤差信号ＥｒｒｏｒＳｉｇｎａｌをＰＷＭコンパレータ４に入力する。ＰＷＭコンパレータ４は誤差信号ＥｒｒｏｒＳｉｇｎａｌと三角波Ｖｏｓｃを比較することにより、周期は一定であるが１周期内のＨとＬの割合が誤差増幅回路１の出力により変化する方形波パルス（ＰＷＭ信号）を、ドライブ回路７を介してＰチャネルＭＯＳトランジスタ５のゲートに出力する。すなわち、（Ｖｒｅｆ−Ｖ_ＦＢ）が大きい（小さい）ほど１周期内のＰチャネルＭＯＳトランジスタ５がオン（導通）する期間が長く（短く）なるような方形波パルスを発生し、インダクタ８に蓄積するエネルギを大きく（小さく）することにより出力電圧Ｖ_Ｏを一定に保つ。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ６のゲートにも同様に方形波パルスが出力される。基本的にはＰチャネルＭＯＳトランジスタ５とＮチャネルＭＯＳトランジスタ６のゲートに出力される方形波パルスは同相であるが、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ５とＮチャネルＭＯＳトランジスタ６が同時にオンして貫通電流が流れることがないように、両方オフの期間であるデッドタイムを設ける。

次に電源の起動時を考える。スイッチング電源装置の起動直後は出力電圧Ｖｏｕｔがゼロであり、基準電圧Ｖｒｅｆとフィードバック信号Ｖ_ＦＢが大きく乖離しているため、スイッチング素子（図３におけるＰチャネルＭＯＳトランジスタ５に相当）のオンデューティ（１スイッチング周期に対するスイッチング素子がオンしている期間の割合）が最大となる駆動パルスが出力される。しかし、起動直後は出力コンデンサ（図３のコンデンサ９に相当）が未充電であるため、上出力状態が短絡とほぼ等しくなるため、インダクタ（図３のインダクタ８に相当）に流れる電流が際限なく大きくなる。従い、インダクタやスイッチング素子に大電流が流れ、これらの素子が破壊されるおそれがある。そこでソフトスタート機能によりスイッチング素子のオン幅を徐々に広げていくことにより、インダクタに流れる電流を徐々に増加させ、出力コンデンサも徐々に充電されていく方式がとられる。

すなわち、電源の起動時は、図４に示すようにリセット信号ＲＥＳＥＴがソフトスタート回路に入力されて、ゼロを初期値として徐々に上昇していくソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴが生成される。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔおよびフィードバック信号Ｖ_ＦＢはゼロであるものの、誤差信号ＥｒｒｏｒＳｉｇｎａｌを生成するためにフィードバック信号Ｖ_ＦＢと比較する相手の信号が、大きな乖離をもつ基準電圧Ｖｒｅｆではなくフィードバック信号Ｖ_ＦＢと同じくゼロを初期値とするソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴとなる。電源の起動時、スイッチング電源装置は、徐々に大きくなるソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴに出力電圧Ｖｏｕｔを追従させるため（フィードバック信号Ｖ_ＦＢがソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴに等しくなるよう動作するため）、スイッチング素子のオンデューティが過大なものになることを避けることができ、インダクタやスイッチング素子に大電流が流れることを防止できる。その後、ソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴが基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなると、フィードバック信号Ｖ_ＦＢに対する比較相手が基準電圧Ｖｒｅｆに変化する。これにより、フィードバック信号Ｖ_ＦＢが基準電圧Ｖｒｅｆに等しくなるよう、出力電圧Ｖｏｕｔが定電圧制御される。

ここで、一時的に過負荷状態が発生し、出力電圧Ｖｏｕｔが大きく低下した場合を考える。図５はその様子を示すタイミングチャートである。同図（ｂ），（ｃ）には誤差信号ＥｒｒｏｒＳｉｇｎａｌからＰＷＭ信号を生成する様子を示す。上記のように、ＰＷＭコンパレータ４は誤差信号ＥｒｒｏｒＳｉｇｎａｌと発振器３からの三角波Ｖｏｓｃを比較して、誤差信号ＥｒｒｏｒＳｉｇｎａｌがＶｏｓｃより大きければＨ、そうでなければＬとなるＰＷＭ信号を生成する。ＰＷＭ信号はドライブ回路７に入力され、ドライブ回路７は、ＰＷＭ信号がＨであればＰチャネルＭＯＳトランジスタ５をオン，ＮチャネルＭＯＳトランジスタ６をオフとし、ＬであればＰチャネルＭＯＳトランジスタ５をオフ，ＮチャネルＭＯＳトランジスタ６をオンとする。すなわち、三角波Ｖｏｓｃの周期に対するＰＷＭ信号がＨとなっている期間の比が、スイッチング素子のオンデューティとなる。誤差信号ＥｒｒｏｒＳｉｇｎａｌは、誤差増幅回路１が図６（ａ）に示すフィードバック信号Ｖ_ＦＢと基準電圧Ｖｒｅｆとの差を増幅して生成され、過負荷が発生する時刻Ｔ_０までは一定の値となっている。

時刻Ｔ_０で過負荷が発生して出力コンデンサ９から負荷に大量の電荷が流れ出すと出力電圧Ｖｏが低下し、Ｖｏを分圧したフィードバック信号Ｖ_ＦＢも低下する。すると、フィードバック信号Ｖ_ＦＢと基準電圧Ｖｒｅｆとの差が増大するので、図５（ｂ）に示すように誤差信号ＥｒｒｏｒＳｉｇｎａｌも増大する。ここで、位相補償素子が遅れ要素としてはたらくため、誤差増幅回路１の出力である誤差信号ＥｒｒｏｒＳｉｇｎａｌは入力のフィードバック信号Ｖ_ＦＢより遅れて変化する。図５（ｃ）に示すように、誤差信号ＥｒｒｏｒＳｉｇｎａｌが増大するとＰＷＭ信号のＨ期間が長くなり、すなわちオンデューティが大きくなり、出力電圧Ｖｏｕｔを上げるよう機能する。しかしながら、上記のように誤差増幅回路１が基本的に遅れ要素（積分要素）を含むこと、および出力電圧Ｖｏｕｔが大きく低下したときに誤差増幅回路１への２つの入力信号の差が大きく広がったことにより、その後出力電圧Ｖｏｕｔが上昇して目標値に達しても、すなわちフィードバック信号Ｖ_ＦＢが基準電圧Ｖｒｅｆに達しても、誤差信号ＥｒｒｏｒＳｉｇｎａｌはまだ大きな値を保持していて定常値に戻るまで時間を要し、出力電圧Ｖｏｕｔがさらに上昇を続けてオーバーシュートを生じてしまう。従い、過負荷により出力電圧Ｖｏｕｔが低下すると、その後にオーバーシュートが生じてしまうという問題がある。

このような問題に対し、特許文献２に示すスイッチングレギュレータでは、出力電圧が目標値に達しない場合はソフトスタート回路をリセットして、ソフトスタート信号を再度ゼロから立ち上げることにより出力電圧のオーバーシュートが生じないようにしている。
特開平１１−７５３６５号公報特開２００８−７２７８９号公報

特許文献２に開示されているスイッチングレギュレータのようにソフトスタート信号を再度ゼロから立ち上げるようにすると、出力電圧が目標値より大きいことに相当してしまうので誤差信号ＥｒｒｏｒＳｉｇｎａｌが減少し、これによりスイッチング素子のオンデューティが減少して出力電圧Ｖｏｕｔが益々低下してしまい、負荷の増大に対応できない。すなわち、スイッチング電源装置としての応答に問題があることになる。

本発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、その目的は上記の課題を解決して、過負荷状態が発生して出力電圧Ｖｏｕｔが低下しても素早くリカバーし、しかもその後出力電圧のオーバーシュートを対策することのできる電源供給装置を提供することにある。

そこで、上記課題を解決するために、請求項１に係る発明は、スイッチング電源装置から負荷に対して出力される電圧値を検出してフィードバック信号を生成し、ソフトスタート信号および基準電圧信号のうち値の小さい方の信号と前記フィードバック信号との比較結果に基づきスイッチング手段のオン・オフを制御することにより前記負荷に一定の電圧を印加するようにしたスイッチング電源装置において、前記ソフトスタート信号の上限を前記フィードバック信号より所定値だけ高い値に制限するクランプ回路を有するスイッチング電源装置であることを特徴とする。

請求項２に係る発明は、請求項１に係る発明において、前記ソフトスタート信号は、前記クランプ回路による制限がなければ単調増加する信号であることを特徴とする。
請求項３に係る発明は、請求項１または２に係る発明において、積分コンデンサと該積分コンデンサを充電する電流源を備えて前記ソフトスタート信号を生成するソフトスタート回路、および前記クランプ回路として前記積分コンデンサを放電させる放電電流を生成する放電電流生成回路を有し、該放電電流生成回路は前記フィードバック信号および前記ソフトスタート信号を入力とし、前記ソフトスタート信号が小さいほど前記放電電流は小さく、前記ソフト信号が前記フィードバック電圧より前記所定値だけ高いときに前記放電電流が前記充電電流と等しくなることを特徴とする。

請求項４に係る発明は、請求項３に係る発明において、前記放電電流生成回路は、一対のトランジスタからなる差動対および該差動対に接続される第１のカレントミラー回路を備える差動増幅回路と、第２のカレントミラー回路とを有し、該第２のカレントミラーの入力側のトランジスタは前記差動対の前記フィードバック信号が入力されるトラジスタのドレインと接続され、前記第２のカレントミラーが前記入力側のトランジスタに流れる電流をコピーすることにより前記放電電流を生成することを特徴とする。

この発明のスイッチング電源装置は、出力電圧を検出してフィードバック信号を生成し、ソフトスタート信号および基準電圧信号のうち値の小さい方の信号とフィードバック信号とを比較して誤差信号を生成し、誤差信号に基づきスイッチング手段のオン・オフを制御することにより前記負荷に一定の電圧を印加するようにし、ソフトスタート信号の上限を前記フィードバック信号より所定値だけ高い値に制限するクランプ手段を有するよう構成される。これにより、過負荷により出力電圧およびフィードバック信号が低下してもソフトスタート信号がフィードバック信号に応じて低下し、誤差信号がフィードバック信号および値がそれと大きな差のないソフトスタート信号との差分に基づいて生成されるため、誤差信号が過大となることがなく、従いオーバーシュートも生じにくくなる。また、ソフトスタート信号がゼロリセットされず、出力電圧が低下すれば誤差信号を増大させるので、負荷の増大に適切に対応することができる。

本発明の実施の形態について、図１および図２を用いて説明する。スイッチング電源装置の全体構成は、図３に示す回路にクランプ回路を付加したものになる。図１に付加されるクランプ回路１００およびソフトスタート回路２の構成例を示す。ソフトスタート回路２は図３のものと同じである。なお、クランプ回路１００とソフトスタート回路２を合わせたものを新たなソフトスタート回路とみなしてもよい。図１に示されるソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴを、図３のソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴに置き換えて本発明の実施の形態が構成される。また、クランプ回路１００には図３に示されるフィードバック信号Ｖ_ＦＢが入力される。

クランプ回路１００は、ソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴの上限を前記フィードバック信号Ｖ_ＦＢより所定値だけ高い値に制限するものであり、バイアス電流Ｉｂを供給する定電流源１０１，ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ２，およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１，ＭＮ２，ＭＮ３，ＭＮ４により構成されている。このうち、定電流源１０１，ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ２，およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１，ＭＮ２は、ソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴおよびフィードバック信号Ｖ_ＦＢを入力とする差動増幅器の構成となっている。ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ２は差動増幅器の差動対を構成している。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１，ＭＮ２は差動対に接続され、ミラー比（ＭＮ２に流れる電流／ＭＮ１に流れる電流）がαの第１のカレントミラーを構成している。また、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ３，ＭＮ４はミラー比（ＭＮ４に流れる電流／ＭＮ３に流れる電流）がβの第２のカレントミラーを構成していて、カレントミラー回路の入力端子となるＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ３のドレインは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ２とＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ２との接続点に接続されている。そして、第２のカレントミラー回路の出力端子となるＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ４のドレインは、ソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴを生成するコンデンサＣｓに接続されている。

クランプ回路１００は、上記の構成によりコンデンサＣｓの電荷を放電させる放電電流を生成する放電電流生成回路として機能するものである。クランプ回路１００において、（入力電圧フィードバック信号Ｖ_ＦＢ）＞＞（ソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴ）であると、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１はＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ２より電流が流れやすい状況となり、このためＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１にはＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ２より大きな電流が流れようとする。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１，ＭＮ２はカレントミラーを構成しているため、両者に流れる電流はミラー比αで釣り合おうとするが、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１の方に大きな電流が流れようとするので、それに対抗するためにＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ２に流れる電流はほとんど全てＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ２に流れ、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ３にはほとんど電流は流れない。

この状態から、入力電圧フィードバック信号Ｖ_ＦＢに対するソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴの大きさが相対的に大きくなっていくと、ある時点で、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１，ＭＮ２がカレントミラーを構成していなくても両者に流れる電流の比がαとなる状況になる。例えば、α＝１ならば、Ｖ_ＳＯＦＴ＝Ｖ_ＦＢのとき両者の電流比がα＝１となる。α＞１であれば、Ｖ_ＳＯＦＴ＝Ｖ_ＦＢ＋△Ｖ１のとき両者の電流比がαとなる（△Ｖ１＞０）。さらにソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴが相対的に大きくなっていくと、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ２にミラー比αを超えた電流が流れようとし、そのミラー比αを超えた分の電流はＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ３に分流される。第２のカレントミラーにより、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ３に流れる電流のβ倍の電流がＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ４に流れる。このＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ４に流れる電流は、コンデンサＣｓの電荷を放電させる電流となり、Ｖ_ＳＯＦＴ＝Ｖ_ＦＢ＋△ＶとなったときにＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ４に流れる電流と定電流源２０からの電流Ｉｓが等しくなると、コンデンサＣｓへの充電電流がなくなるためソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴはそれ以上大きくならない。すなわち、ソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴは当初単調増加する信号であるが、（Ｖ_ＦＢ＋△Ｖ）でクランプされる。

△Ｖの大きさは、ミラー比α，β、バイアス電流Ｉｓ，差動対を構成するＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ２のサイズによって調整することができる。例えば、第１のカレントミラーのミラー比αが大きい（小さい）ほど△Ｖは大きく（小さく）なる。また、第２のカレントミラーのミラー比βが大きい（小さい）ほど△Ｖは小さく（大きく）なる。

また、ソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴがクランプされている状態でフィードバック信号Ｖ_ＦＢが変動すると、フィードバック信号Ｖ_ＦＢが減少する場合、ソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴは差分△Ｖを保ちながらフィードバック信号Ｖ_ＦＢに追従する形で変化する。また、フィードバック信号Ｖ_ＦＢが増加する場合、増加のスピードが定電流ＩｓによるコンデンサＣｓの積分電圧の上昇スピードより早ければ、ソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴはコンデンサＣｓの積分電圧の上昇スピードで上昇する。また、フィードバック信号Ｖ_ＦＢの増加スピードが定電流ＩｓによるコンデンサＣｓの積分電圧の上昇スピードより遅ければ、ソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴは差分△Ｖを保ちながらフィードバック信号Ｖ_ＦＢに追従する形で変化する。

従来のスイッチング電源装置に対する図５のタイミングチャートに対応する、本発明の実施の形態のタイミングチャートを図２に示す。図２は、ソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴが（Ｖ_ＦＢ＋△Ｖ）でクランプされている定常状態から始まるもので、時刻ｔ０で過負荷が発生し、これにより出力電圧Ｖｏおよびフィードバック信号Ｖ_ＦＢが減少する。誤差信号ＥｒｒｏｒＳｉｇｎａｌは、基準電圧Ｖｒｅｆおよびソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴのうち値の小さい方の信号とフィードバック信号Ｖ_ＦＢとを比較して生成されるので、時刻ｔ０以降の暫くの期間は、基準電圧Ｖｒｅｆとフィードバック信号Ｖ_ＦＢとの差分に基づいて誤差信号ＥｒｒｏｒＳｉｇｎａｌが生成される。時刻ｔ０以降はソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴもクランプ回路（放電電流生成回路）１００の働きにより減少していき、（基準電圧Ｖｒｅｆ）≧（ソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴ）となる時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間は、ソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴとフィードバック信号Ｖ_ＦＢとの差分に基づいて誤差信号ＥｒｒｏｒＳｉｇｎａｌが生成される。従い、誤差信号ＥｒｒｏｒＳｉｇｎａｌを生成するための、フィードバック信号Ｖ_ＦＢとその比較相手の差分は△Ｖ以上に大きくならないから、誤差信号ＥｒｒｏｒＳｉｇｎａｌおよびスイッチング素子のオンデューティが過大になることを防ぐことができ、これにより出力電圧回復時のオーバーシュートを抑制することができる。

なお、図１に示すクランプ回路の構成は一例であり、これに限定するものではない。ソフトスタート信号Ｖ_ＳＯＦＴを（Ｖ_ＦＢ＋△Ｖ）でクランプできるものなら、他の方式であってもよい。
また、本発明の実施の形態は、スイッチング電源装置として図３に示すＰＷＭ方式の降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータを例として挙げたが、これに限定するものではなく、ソフトスタート電圧が基準電圧より低い場合に、ソフトスタート信号が出力電圧の目標値を指示する形の全てのスイッチング電源装置を対象とすることができる。

本発明の実施の形態におけるクランプ回路の構成を説明する図である。本発明の実施の形態のスイッチング電源装置において、一時的に過負荷状態が発生して出力電圧Ｖｏｕｔが大きく低下した場合について説明するためのタイミングチャートである。スイッチング電源装置の構成例を示す図である。ソフトスタート信号および誤差増幅回路の動作について説明するための図である。従来のスイッチング電源装置において、一時的に過負荷状態が発生して出力電圧Ｖｏｕｔが大きく低下した場合について説明するためのタイミングチャートである。

符号の説明

１誤差増幅回路
２ソフトスタート回路
３発振器
４ＰＷＭコンパレータ
５ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
６ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
７ドライブ回路
８インダクタ
９，１６コンデンサ
１０，１１，１５抵抗
１２基準電圧源
１３出力端子
１４入力電圧Ｖｉｎが供給される電源供給ライン
１７負荷
２０，１０１定電流源
１００クランプ回路（放電電流生成回路）
Ｃｓコンデンサ
ＭＰ１，ＭＰ２ＰチャネルＭＯＳトランジスタ
ＭＮ１，ＭＮ２，ＭＮ３，ＭＮ４ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
Ｍｓリセットトランジスタ
Ｖ_ＦＢフィードバック信号
Ｖ_ＳＯＦＴソフトスタート信号

Claims

スイッチング電源装置から負荷に対して出力される電圧値を検出してフィードバック信号を生成し、ソフトスタート信号および基準電圧信号のうち値の小さい方の信号と前記フィードバック信号との比較結果に基づきスイッチング手段のオン・オフを制御することにより前記負荷に一定の電圧を印加するようにしたスイッチング電源装置において、前記ソフトスタート信号の上限を前記フィードバック信号より所定値だけ高い値に制限するクランプ回路を有することを特徴とするスイッチング電源装置。
前記ソフトスタート信号は、前記クランプ回路による制限がなければ単調増加する信号であることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
積分コンデンサと該積分コンデンサを充電する電流源を備えて前記ソフトスタート信号を生成するソフトスタート回路、および前記クランプ回路として前記積分コンデンサを放電させる放電電流を生成する放電電流生成回路を有し、該放電電流生成回路は前記フィードバック信号および前記ソフトスタート信号を入力とし、前記ソフトスタート信号が小さいほど前記放電電流は小さく、前記ソフト信号が前記フィードバック電圧より前記所定値だけ高いときに前記放電電流が前記充電電流と等しくなることを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
前記放電電流生成回路は、一対のトランジスタからなる差動対および該差動対に接続される第１のカレントミラー回路を備える差動増幅回路と、第２のカレントミラー回路とを有し、該第２のカレントミラーの入力側のトランジスタは前記差動対の前記フィードバック信号が入力されるトラジスタのドレインと接続され、前記第２のカレントミラーが前記入力側のトランジスタに流れる電流をコピーすることにより前記放電電流を生成することを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源装置。