JP2010136547A - インバータ制御回路、このインバータ制御回路を備えた系統連系インバータシステム - Google Patents

Abstract

【課題】各相のＰＷＭ信号に周期的にパルスの生じない期間を設け、これによりスイッチング素子のスイッチング動作を周期的に停止させてスイッチングロスを低減することができるインバータ制御回路を提供する。
【解決手段】ＰＷＭ信号により三相インバータ回路の出力を三相平衡出力に制御するインバータ制御回路において、１周期の波形が、１／３周期の期間でゼロとなり、続く１／３周期の期間で位相が０から２π／３の区間の正弦波の波形となり、残りの１／３周期の期間で正弦波の位相がπ／３からπの区間の波形となる第１の指令値信号と、この第１の指令値信号に対して、位相が２π／３だけ進んだ第２の指令値信号と、位相が２π／３だけ遅れた第３の指令値信号とを生成する指令値信号生成手段６１と、指令値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段６２とを設けた。
【選択図】図６

Description

本発明は、三相インバータ回路をＰＷＭ信号で制御するインバータ制御回路、このインバータ制御回路を備えた系統連系インバータシステム、このインバータ制御回路を実現するためのプログラム、及びこのプログラムを記録した記録媒体に関する。

従来、太陽電池などによって生成される直流電力を交流電力に変換して三相電力系統に供給する系統連系インバータシステムが開発されている。系統連系インバータシステムにおいては、一般に、フルブリッジ形三相インバータ回路が用いられている。フルブリッジ形三相インバータ回路は、２つのスイッチング素子の直列接続（以下、この直列接続を「アーム」という。）を３個並列に接続し、各アームのスイッチング素子同士の接続点からＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対応した３個の出力が取り出されるブリッジ回路を含む。そして、各相の出力制御目標である相電圧信号（互いに位相が２π／３ずつずれた正弦波電圧信号）をそれぞれＰＷＭ信号に変換し、各ＰＷＭ信号を用いて三相インバータ回路の各アームのスイッチング素子のオン・オフ動作を制御することにより、当該三相インバータ回路からＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に出力する交流電圧信号を制御している。

図１７は、従来のインバータ制御回路を備えた系統連系インバータシステムの一例を説明するためのブロック図である。

同図において、インバータシステムＡ'内のインバータ回路２はフルブリッジ形三相インバータ回路で構成されている。インバータ回路２内のブリッジ回路の各アームには直流電源１から入力される直流電圧が印加される一方、各アームに２個ずつ設けられた合計６個のスイッチング素子にはインバータ制御回路６'から入力される６個のＰＷＭ信号がそれぞれ入力されており、各スイッチング素子のオン・オフ動作がそれぞれＰＷＭ信号によって制御されることによりインバータ回路２からＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対応したパルス状の交流電圧信号が出力される。

なお、インバータ制御回路６'からインバータ回路２に入力される信号線には６本の斜線が付されているが、その斜線の数はその信号線の数を示している。従って、図１７は、インバータ回路２にインバータ制御回路６'から６個のスイッチング素子に対応して６個のＰＷＭ信号が入力されていることを示している。

インバータ回路２から出力される３つのパルス状の交流電圧信号はそれぞれフィルタ回路３によってスイッチングノイズを含む高周波成分が除去され、正弦波状の交流電圧信号に変換される。そして、３つの正弦波状の交流電圧信号（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対応した交流電圧信号）は変圧回路４で振幅が調整されて系統５の対応する相に出力される。インバータシステムＡ'では、変圧回路４から系統５に出力される３個の相電圧信号は、系統５の対応する相の交流電圧信号に連系しなければならない。そのため、インバータ制御回路６'は、基本的に系統５の各相の相電圧信号に基づいて、出力制御目標である各相の相電圧制御信号を生成し、図１８に示すように、その相電圧制御信号を所定のキャリア信号（三角波信号）と比較してＰＷＭ信号を生成する構成となっている。

なお、図１８は、Ｕ相の位相を基準とした場合、当該Ｕ相の相電圧制御信号Ｓuとキャリア信号Ｓcを比較してインバータ回路２のＵ相に対応するアームのスイッチング素子に対するＰＷＭ信号ＰＳuを生成する原理を示したものである。インバータ回路２のＵ相に対応するアームに２つのスイッチング素子が直列に接続されているので、同図に示すＰＷＭ信号ＰＳuが一方のスイッチング素子に対するＰＷＭ信号となり、当該ＰＷＭ信号ＰＳuのレベルを反転したＰＷＭ信号が他方のスイッチング素子に対するＰＷＭ信号となる。

また、Ｖ相の相電圧制御信号がＵ相の相電圧制御信号Ｓuより位相が２π／３だけ進んでおり、Ｗ相の相電圧制御信号がＵ相の相電圧制御信号Ｓuより位相が４π／３だけ進んでいるとすると、Ｖ相に対応するアームのスイッチング素子に対するＰＷＭ信号ＰＳvのパターン波形は、ＰＷＭ信号ＰＳuの位相を２π／３だけ進ませたものとなり、Ｗ相に対応するアームのスイッチング素子に対するＰＷＭ信号ＰＳwのパターン波形は、ＰＷＭ信号ＰＳuの位相を４π／３だけ進ませたものとなる。

図１８は、いわゆる三角波比較方式によるＰＷＭ信号の生成原理を示すもので、キャリア信号Ｓcのレベル範囲（振幅のピークトゥピーク値）Ｄcを相電圧制御信号Ｓuのレベル範囲（振幅のピークトゥピーク値）Ｄuより大きくし、キャリア信号Ｓcと相電圧制御信号Ｓuのレベルを比較することによって、パルス信号のデューティ比を相電圧制御信号Ｓuの正負の振幅値に応じて変化させたＰＷＭ信号ＰＳuに変換する方式である。

周知のように、ブリッジ形インバータ回路に対するＰＷＭ信号では各アームの一対のスイッチング素子が同時にオンにならないように（各アームが短絡しないように）デッドタイムを設ける必要上、キャリア信号Ｓcのレベル範囲Ｄcに余裕を設ける必要がある。このため、キャリア信号Ｓcのレベル範囲Ｄcに変調可能な範囲Ｄumが設けられ、相電圧制御信号Ｓuはその変調可能な範囲Ｄum内で変化させるようにしなければならない。

相電圧制御信号に三次高調波を重畳すると、図１９に示すように、その相電圧制御信号のピークトゥピーク値Ｐu0は、三次高調波を重畳しない場合（Ｐu）よりも小さくなる（図１９では、波形Ｘuが三次高調波を重畳しない相電圧制御信号、波形Ｘu0が三次高調波を重畳した相電圧制御信号）。Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の各相の相電圧信号が平衡している場合、各相電圧信号に三次高調波が含まれていてもその三次高調波はＵ−Ｖ、Ｖ−Ｗ及びＷ−Ｕの各線間の線間電圧信号(図１９の波形Ｘuv参照)には含まれず、系統５に出力されることはない。従って、インバータ制御回路６'では、各相の出力制御目標として三次高調波を重畳した相電圧制御信号を用いることによって三角波比較方式によるＰＷＭ信号生成におけるキャリア信号Ｓcの電圧利用率を高めるようにしている。

図１７において、インバータ制御回路６'は、指令値信号生成回路６１'およびＰＷＭ信号生成回路６２'を備えているが、指令値信号生成回路６１'は、上述した各相の三次高調波を重畳した相電圧制御信号を出力制御目標の信号（以下、「指令値信号」という。）として生成する回路であり、ＰＷＭ信号生成回路６２'は、指令値信号生成回路６１'から入力される各相の指令値信号Ｘu0，Ｘv0，Ｘw0を用いて三角波比較方式により６個のＰＷＭ信号を生成する回路である。

また、指令値信号生成回路６１'内の相電圧制御信号生成回路６１１'は、上述した各相の相電圧制御信号を生成する回路であり、三次高調波重畳回路６１２'は、相電圧制御信号生成回路６１１'から出力される各相の相電圧制御信号Ｘu，Ｘv，Ｘwのそれぞれ三次高調波を重畳して指令値信号Ｘu0，Ｘv0，Ｘw0を生成する回路である。なお、相電圧制御信号生成回路６１１'は、出力制御目標を系統５の実際の各相の相電圧信号とするために、直流電圧センサ７により検出される直流電源１の出力電圧（直流）と、電流センサ８により検出される系統５の各相に流れる相電流（交流）と、線間電圧センサ９により検出される系統５の線間電圧（交流）とを用いて各相の相電圧制御信号Ｘu，Ｘv，Ｘwを生成する。

系統連系インバータシステムでは、インバータ回路２のスイッチング素子をオン・オフ動作させて直流電力を交流電力に変換するので、スイッチング素子のオン・オフ動作のための電力消費が電力変換のロス（一般に「スイッチングロス」と呼ばれる。）となる。このため、従来、インバータ回路２における電力変換効率を上げるためには、例えば、ＰＷＭ信号生成回路６２’におけるキャリア信号の周波数を小さくする方法や、周波数を切り替える方法によってスイッチングロスを低減することが提案されている。

特開２００７−２２８７４５号公報

従来の三角波比較方式によるＰＷＭ信号の生成方法は、図１８に示すように、キャリア信号Ｓcのレベル範囲Ｄcの変調可能な範囲Ｄum内で指令値信号Ｘu0，Ｘv0，Ｘw0を変化させるようにしているので、ＰＷＭ信号は、各周期に必ずパルスを有することになる。特に、指令値信号Ｘu0，Ｘv0，Ｘw0として相電圧制御信号Ｘu，Ｘv，Ｘwに三次高調波を重畳させた場合は、系統５に出力されるＵ−Ｖ、Ｖ−Ｗ及びＷ−Ｕの各線間の線間電圧信号に三次高調波が含まれないようにするために、キャリア信号Ｓcのレベル範囲Ｄcの両端に余裕をもうけ、当該レベル範囲Ｄcの中央部で指令値信号Ｘu0，Ｘv0，Ｘw0を変化させる必要があるので、ＰＷＭ信号の各周期には必ずパルスが含まれることになる。

従って、従来は、キャリア信号の周波数を小さくすることによりＰＷＭ信号の周期を長くして、一定期間内におけるパルス数（スイッチング素子のスイッチング回数）を低減するとの考え方でスイッチングロスを低減するようにしている。

しかしながら、キャリア信号の周波数を全ての期間で小さくすると、インバータ回路２の出力電流値の変化量が大きい期間において、適切にＰＷＭ変調が行われず、出力電流値の安定性が低下するという不都合がある。また、キャリア信号の周波数を特定の期間で切り替えると、その切替えに応じてＰＷＭ信号の周波数が変化することになり、除去すべきスイッチングノイズの周波数帯域が変動することになるので、フィルタ回路３を、変動する周波数帯域の全範囲のスイッチングノイズを除去できるものに設計する必要があるという不都合が生じる。

本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、各相のＰＷＭ信号に周期的にパルスの生じない期間を設け、これによりスイッチング素子のスイッチング動作を周期的に停止させてスイッチングロスを低減することができるインバータ制御回路を提供することをその目的としている。

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明の第１の側面によって提供されるインバータ制御回路は、ＰＷＭ信号により三相インバータ回路内の複数のスイッチング手段の駆動を制御して前記三相インバータ回路の出力を三相平衡出力に制御するインバータ制御回路であって、１周期の波形が、１／３周期の期間でゼロとなり、続く１／３周期の期間で位相が０から２π／３の区間の正弦波の波形となり、残りの１／３周期の期間で前記正弦波の位相がπ／３からπの区間の波形となる第１の指令値信号と、この第１の指令値信号に対して位相が２π／３だけ進んだ第２の指令値信号と、前記第１の指令値信号に対して位相が２π／３だけ遅れた第３の指令値信号とを生成する指令値信号生成手段と、前記指令値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、を備えていることを特徴とする。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記第１乃至第３の指令値信号の波形を形成する正弦波信号は、前記三相インバータ回路から出力すべき平衡した三相の線間電圧信号と同一の波形を有する線間電圧制御信号である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記指令値信号生成手段は、前記三相インバータ回路から出力される三相の出力電圧を制御するための３つの相電圧制御信号を生成する相電圧制御信号生成手段と、前記３つの相電圧制御信号を前記線間電圧制御信号に変換する制御信号変換手段と、前記線間電圧制御信号から前記三相インバータ回路の各相に対して前記第１乃至第３の指令値信号を生成する信号生成手段と、を備えている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記信号生成手段は、各相の前記指令値信号を、当該相の相電圧制御信号から当該相より相順が一つ前の相電圧制御信号と当該相の一つ後の相電圧制御信号をそれぞれ差し引いて得られる２つの線間電圧制御信号と常に値がゼロであるゼロ信号とから、これらの信号のうち最大値を取るように合成された信号として生成する。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記信号生成手段は、各相の前記指令値信号を、１／３周期の期間をゼロとし、続く１／３周期の期間を当該相の相電圧制御信号から当該相より相順が一つ前の相電圧制御信号を差し引いて得られる線間電圧制御信号とし、残りの１／３周期の期間を当該相の相電圧制御信号から当該相より相順が一つ後の相電圧制御信号を差し引いて得られる線間電圧制御信号として生成する。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記指令値信号生成手段は、前記三相インバータ回路から出力される三相の出力電圧を制御するための３つの相電圧制御信号を生成する相電圧制御信号生成手段と、前記３つの相電圧制御信号から前記三相インバータ回路の各相に対して前記第１乃至第３の指令値信号を生成する信号生成手段とを備え、前記信号生成手段は、前記第１の指令値信号のゼロとなる期間においては、前記第１の指令値信号に対応する相の第１の相電圧制御信号から当該第１の相電圧制御信号を差し引いて前記第１の指令値信号とし、前記第２の指令値信号に対応する相の第２の相電圧制御信号から第１の相電圧制御信号を差し引いて前記第２の指令値信号とし、前記第３の指令値信号に対応する相の第３の相電圧制御信号から前記１の相電圧制御信号を差し引いて前記第３の指令値信号とし、当該ゼロ期間に続く１／３周期の期間においては、前記第１の相電圧制御信号から前記第３の相電圧制御信号を差し引いて前記第１の指令値信号とし、前記第２の相電圧制御信号から前記第３の相電圧制御信号を差し引いて前記第２の指令値信号とし、前記第３の相電圧制御信号から前記第３の相電圧制御信号を差し引いて前記第３の指令値信号とし、残りの１／３周期の期間においては、前記第１の相電圧制御信号から前記第２の相電圧制御信号を差し引いて前記第１の指令値信号とし、前記第２の相電圧制御信号から前記第２の相電圧制御信号を差し引いて前記第２の指令値信号とし、前記第３の相電圧制御信号から前記第２の相電圧制御信号を差し引いて前記第３の指令値信号とする。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記３つの指令値信号をそれぞれ所定のキャリア信号と、各指令値信号のゼロレベルを前記キャリア信号の振幅の最小レベルに合わせるようにして比較することにより前記ＰＷＭ信号を生成する。

本発明の第２の側面によって提供される系統連系インバータシステムは、本発明の第１の側面によって提供されるインバータ制御回路を備えている。

本発明の第３の側面によって提供されるプログラムは、コンピュータを、ＰＷＭ信号により三相インバータ回路内の複数のスイッチング手段の駆動を制御して前記三相インバータ回路の出力を三相平衡出力に制御するインバータ制御回路として機能させるためのプログラムであって、前記コンピュータを、１周期の波形が、１／３周期の期間でゼロとなり、続く１／３周期の期間で位相が０から２π／３の区間の正弦波の波形となり、残りの１／３周期の期間で前記正弦波の位相がπ／３からπの区間の波形となる第１の指令値信号と、この第１の指令値信号に対して位相が２π／３だけ進んだ第２の指令値信号と、前記第１の指令値信号に対して位相が２π／３だけ遅れた第３の指令値信号とを生成する指令値信号生成手段と、前記指令値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、して機能させる。

本発明の第４の側面によって提供される記録媒体は、本発明の第３の側面によって提供されるプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体であることを特徴とする。

本発明によれば、前記指令値信号が周期の３分の１の期間ゼロとなるので、前記指令値信号に基づいて生成されるＰＷＭ信号は、同期間ローレベルが継続する。したがって、前記三相インバータ回路のスイッチング手段は、当該期間においてスイッチングを行わない。これにより、スイッチング回数を低減することができ、前記三相インバータ回路の電力変換効率を向上することができる。

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

以下、本発明の好ましい実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。

まず、三相インバータ回路のスイッチングロスを低減するための本願発明の基本的な考え方について説明する。

図１７に示した従来のインバータシステムＡ'では、系統５に出力されるＵ−Ｖ、Ｖ−Ｗ及びＷ−Ｕの各線間の線間電圧信号が平衡になるように、指令値信号Ｘu0，Ｘv0，Ｘw0を設定している。具体的には、系統５のＵ相、Ｖ相及びＷ相の各相に出力すべき相電圧信号Ｖu，Ｖv，ＶwをそれぞれＶu＝Ａ・sin(ωt)、Ｖv＝Ａ・sin(ωt＋2π/3)、Ｖw＝Ａ・sin(ωt＋4π/3)、とすると、それらの相電圧信号Ｖu，Ｖv，Ｖwに三次高調波を重畳した相電圧信号と同じ波形となる信号を指令値信号Ｘu0，Ｘv0，Ｘw0に設定している。そして、指令値信号Ｘu0，Ｘv0，Ｘw0を三角波のキャリア信号と比較してＰＷＭ信号を生成している。

上述したように、インバータシステムＡ'のＰＷＭ信号生成回路６２’では、指令値信号Ｘu0，Ｘv0，Ｘw0のレベル範囲の中心と三角波のキャリア信号のレベル範囲の中心を合わせて両信号のレベルを比較しているので、ＰＷＭ信号の各周期に必ずパルスが生じる。仮に、指令値信号Ｘu0，Ｘv0，Ｘw0のレベル範囲の最小値を三角波のキャリア信号のレベル範囲の最小値に合わせて両信号のレベルを比較したとしても、指令値信号Ｘu0，Ｘv0，Ｘw0は正弦波信号であるので、ＰＷＭ信号にパルスのない周期は生じない。

本発明は、各相の指令値信号を正弦波信号のように０［ｖ］を基準に正方向と負方向に対称的に変化する信号とせず、
（１）系統５に出力されるＵ−Ｖ、Ｖ−Ｗ及びＷ−Ｕの各線間の線間電圧信号が平衡信号となる
（２）０［ｖ］を基準に正方向にだけ変化する非対称な周期的信号で、かつ、各周期の一部に０［ｖ］の期間を含む
という条件を満たす信号に設定し、その指令値信号のレベル範囲の最小値（０［ｖ］）を三角波のキャリア信号のレベル範囲の最小値に合わせて両信号のレベルを比較することにより各相のＰＷＭ信号を生成することに特徴を有する。

上記の方法によれば、指令値信号Ｘu0，Ｘv0，Ｘw0の０［ｖ］の期間ではＰＷＭ信号にパルスが生じないので、その期間は三相インバータ回路内のスイッチング素子のオン・オフ動作を停止させることができる。従って、三相インバータ回路内のスイッチング素子は周期的にオン・オフ動作を停止するので、その分、スイッチングロスを低減させることができる。

次に、上記の（１），（２）の条件を満たす信号について、説明する。

相電圧信号Ｖu，Ｖv，ＶwをそれぞれＶu＝Ａ・sin(ωt)、Ｖv＝Ａ・sin(ωt＋２π/３)、Ｖw＝Ａ・sin(ωt+４π/３)とした場合、線間電圧信号Ｖuv，Ｖvw，Ｖwuは、Ｖuv＝Ｖu−Ｖv＝√（３）・Ａ・sin(ωt−π/６)、Ｖvw＝Ｖv−Ｖw＝√（３）・Ａ・sin(ωt＋３π/６)、wu＝Ｖw−Ｖu＝√（３）・Ａ・sin(ωt＋７π/６)となる。相電圧信号Ｖu，Ｖv，Ｖw及び線間電圧信号Ｖuv，Ｖvw，Ｖwuの関係を示すベクトル図は図１のようになる。

同図は、Ｘ軸を位相の基準（θ＝０°）とし、Ｕ相の相電圧信号Ｖuに対応するベクトルＰuがＸ軸に一致したときの状態を示している。ベクトルＰu，Ｐv，Ｐwは、それぞれ相電圧信号Ｖu，Ｖv，Ｖwに対応するベクトルであり、ベクトルＰuv，Ｐvw，Ｐwuは、それぞれ相電圧信号Ｖuv，Ｖvw，Ｖwuに対応するベクトルである。また、ベクトルＰvu，Ｐwv，Ｐuwは、それぞれベクトルＰuv，Ｐvw，Ｐwuの向きを逆にしたものである。従って、ベクトルＰvu，Ｐwv，Ｐuwに対応する線間電圧信号Ｖvu，Ｖwv，Ｖuwは、それぞれ線間電圧信号Ｖuv，Ｖvw，Ｖwuの位相がπだけずれたものとなり、Ｖvu＝−Ｖuv＝√（３）・Ａ・sin(ωt＋５π/６)、Ｖwv＝−Ｖvw＝√（３）・Ａ・sin(ωt＋９π/６)、Ｖuw＝−Ｖwu＝√（３）・Ａ・sin(ωt＋π/６)となる。

上記（１）の条件は、図１において、ベクトルＰu，Ｐv，Ｐwが相互に２π／３の位相差を保持して中性点Ｎを中心に反時計回りに角速度ωで回転している状態に相当する。一般に、中性点Ｎは０［ｖ］の基準電圧に設定されるので、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の各相電圧信号Ｖu，Ｖv，ＶwはベクトルＰu，Ｐv，ＰwのＹ軸上への正射影となり、上記のように互いに位相が２π／３だけずれた正弦波信号となっている。

上記（２）の条件について検討すると、相電圧信号Ｖu，Ｖv，Ｖwを０［ｖ］を基準に正方向にだけ変化させる方法として、ベクトルＰu，Ｐv，Ｐwの先端が周回する円Ｃの最下点ｄ３（Ｙ軸上の−Ａの位置）を０［ｖ］の基準電圧に設定する方法が考えられる。しかしながら、この方法では、相電圧信号Ｖu，Ｖv，Ｖwが０［ｖ］になるのは、ベクトルＰu，Ｐv，Ｐwの先端が点ｄ３を通過する瞬間だけであるから、単に０［ｖ］基準の位置を変更しただけでは、相電圧信号Ｖu，Ｖv，Ｖwを周期的に一定期間だけ０［ｖ］に保持することはできない。

従って、相電圧信号Ｖu，Ｖv，Ｖwを周期的に一定期間だけ０［ｖ］に保持するには、円Ｃ上の一部の領域を０［ｖ］の基準領域Ｒとし、ベクトルＰu，Ｐv，Ｐwの先端がその基準領域Ｒを追加する期間に相電圧信号Ｖu，Ｖv，Ｖwが０［ｖ］に保持されるようにしなればならない。

そして、相電圧信号Ｖu，Ｖv，Ｖwは正方向にだけ変化させるとの条件から、０［ｖ］の基準領域Ｒは、図１において、３つのベクトルＰu，Ｐv，Ｐwのいずれかが基準領域Ｒを通過しているときには、他の２つのベクトルはＹ方向でその基準領域Ｒよりも上側を通過するように設定しなければならない。また、基準領域Ｒを通過しているベクトルがその基準領域Ｒを抜ける瞬間に他のベクトルが基準領域Ｒに入り、３つのベクトルＰu，Ｐv，Ｐwのいずれかが常に基準領域Ｒを移動するようにしなければならない。

そこで、円Ｃに対して当該円Ｃを横切るようにＸ軸と平行な０［ｖ］の基準ラインＬを設け、上記の条件を満たす基準ラインＬの位置を求めると、図１に示すように、点ｄ１と点ｄ２を通る位置となる。点ｄ１，ｄ２は、同図において、円Ｃを反時計回りにπ／２だけ回転させたときのベクトルＰvとベクトルＰwの先端位置に相当する。ベクトルＰuの回転位置で言えば、点ｄ１はθ＝７π／６まで回転させた位置であり、点ｄ２はθ＝１１π／６まで回転させた位置である。従って、本発明では、０［ｖ］の基準領域Ｒを円Ｃの点ｄ１からｄ２までの領域に設定している。

上記（１）の条件は、図１に示すように、例えば、ベクトルＰuが中性点Ｎを回転中心として回転する場合は、ベクトルＰvは常にベクトルＰuに対して開き角＋２π／３の位置を保持するように移動し、ベクトルＰwは常にベクトルＰuに対して開き角−２π／３の位置を保持するように移動すること、すなわち、ベクトルＰu，Ｐv，Ｐwの先端が常に正三角形Ｔを構成するように移動することである。

ベクトルＰuの中性点Ｎに対する回転は相対的なものであるから、中性点ＮをベクトルＰuの先端を中心に回転させた場合にベクトルＰｖ，ＰwのベクトルＰuに対する位置関係がベクトルＰu，Ｐv，Ｐwの先端によって正三角形Ｔが形成される位置関係を保持する限り、上記（１）の条件は満たされる。従来のベクトルＰu，Ｐv，Ｐwの回転は、正三角形Ｔを重心位置（中性点Ｎ）を中心にωｔの速度で回転したときのベクトルＰu，Ｐv，Ｐwの先端位置の回転として理解できるが、本発明に係るベクトルＰu，Ｐv，Ｐwの回転は、図２に示すように、正三角形Ｔを基準ラインＬ上にωｔの速度で回転させたときのベクトルＰu，Ｐv，Ｐwの先端位置の回転として理解することができる。

図２は、正三角形Ｔをθ＝−π／６の位置から１回転したときのベクトルＰu，Ｐv，Ｐwの回転位置を示したもので、（ａ）〜（ｄ）はそれぞれθ＝−π／６、θ＝３π／６、θ＝７π／６、θ＝１１π／６の回転位置を示している。なお、θ＝０の位置は、図１に示すように、ベクトルＰuがＸ軸に一致している位置である。

同図に示すように、（ａ）から（ｂ）の間は、正三角形ＴはベクトルＰwの先端ｗを中心に回転し、（ｂ）から（ｃ）の間は、正三角形ＴはベクトルＰvの先端ｖを中心に回転し、（ｃ）から（ｄ）の間は、正三角形ＴはベクトルＰuの先端ｕを中心に回転する。図２では、正三角形Ｔは、円Ｃを転がすように滑らかには回転しないが、常に正三角形Ｔが保持され、しかも３つのベクトルＰu，Ｐv，Ｐwは常に基準電圧０［ｖ］以上の領域を移動するので、上記（１），（２）の条件は満たされる。従って、ベクトルＰu，Ｐv，Ｐwを図２のように回転させることによって得られる相電圧信号(以下、「相電圧信号Ｖu1,Ｖv1，Ｖw1」とする。)の波形を指令値信号に設定しても、系統５に平衡した線間電圧信号Ｖuv，Ｖvw，Ｖwuを出力することができる。

次に、図１乃至図３を用いて、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の各相電圧信号Ｖu1,Ｖv1，Ｖw1の波形について説明する。

Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の各相の相電圧信号の波形は、それぞれベクトルＰu，Ｐv，Ｐwの先端の位置によって決定される。図１の場合、中性点Ｎが基準電圧０［ｖ］に固定され、ベクトルＰu，Ｐv，Ｐwの先端はそれぞれ中性点Ｎを中心に回転するので、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の各相の相電圧信号Ｖu，Ｖv，Ｖwの波形は、それぞれベクトルＰu，Ｐv，Ｐwの大きさＡと位相θによってＡ・sin（θ）の式によって算出される。

図２の場合は、基準電圧０［ｖ］が基準ラインＬに設定され、正三角形Ｔの頂点（ベクトルＰu，Ｐv，Ｐwの先端）が基準ラインＬに接すると、その頂点を中心に正三角形Ｔが回転するので、正三角形Ｔが２π／３回転するごとに基準電圧０［ｖ］の位置が変化する。このため、ベクトルＰu，Ｐv，Ｐwの先端の移動軌跡を求める場合、正三角形Ｔが２π／３回転するごとに基準電圧０［ｖ］の位置を変化させ、変化後の基準電圧０［ｖ］の位置に対して移動軌跡を求める必要がある。

例えば、Ｕ相の相電圧信号Ｖu1の波形は、基準電圧０［ｖ］の位置に対するベクトルＰuの先端の位置によって決定されるが、図２によれば、（ａ）から（ｂ）の期間（θが−π／６〜３π／６の期間）では、ベクトルＰwの先端が基準電圧０［ｖ］に設定されるから、Ｕ相の相電圧信号Ｖu1の波形は、ｗ点からｕ点に向かうベクトルＥ１を（ａ）の位置から（ｂ）の位置まで回転したときの当該ベクトルＥ１の先端の波形（図２の太線Ｂ１参照）となる。また、（ｂ）から（ｃ）の期間（θが３π／６〜７π／６の期間）では、ベクトルＰvの先端が基準電圧０［ｖ］に設定されるから、Ｕ相の相電圧信号Ｖu1の波形は、ｖ点からｕ点に向かうベクトルＥ２を（ｂ）の位置から（ｃ）の位置まで回転したときの当該ベクトルＥ２の先端の波形（図２の一点鎖線Ｂ２参照）となる。また、（ｃ）から（ｄ）の期間（θが７π／６〜１１π／６の期間）では、ベクトルＰuの先端が基準電圧０［ｖ］に設定されるから、Ｕ相の相電圧信号Ｖu1の波形は基準電圧０［ｖ］に固定される。

図３は、図１のベクトル図を−π／６だけ回転し、図２（ａ）の状態にしたものである。図２の太線Ｂ１の波形は、ベクトルＥ１をベクトルＰwの先端の周りに０〜２π／３まで回転させた波形であるが、この波形は、図３において、ベクトルＥ１と同一の位相（θ＝０）を有するベクトルＰuwが０から２π／３まで回転したときの波形と同一である。すなわち、線間電圧信号Ｖuwの−π／６〜３π／６における波形と同一になる。また、図２の一点鎖線Ｂ２の波形は、ベクトルＥ２を当該ベクトルＰvの先端の周りにπ／３〜πまで回転させた波形であるが、この波形は、図３に示すベクトル図を反時計回りに２π／３だけ回転させた状態において、ベクトルＥ２と同一の位相（θ＝π／３）を有するベクトル、すなわち、図３においてθ＝−π／３のベクトルＰuvがπ／３〜πまで回転したときの波形と同一である。すなわち、線間電圧信号Ｖuvの３π／６〜７π／６における波形と同一になる。

従って、Ｕ相の相電圧信号Ｖu１の１周期の波形は、線間電圧信号Ｖuw（−π／６〜３π／６）、線間電圧信号Ｖuv（３π／６〜７π／６）及び０［ｖ］(７π／６〜１１π／６）の合成波として与えられる。

そして、Ｖ相，Ｗ相の相電圧信号Ｖv1，Ｖw1の１周期の波形も同様の方法で求めることができる。その詳細は省略するが、Ｖ相の相電圧信号Ｖv１の１周期の波形は、−π／６〜３π／６では線間電圧信号Ｖvw、３π／６〜７π／６では０［ｖ］、７π／６〜１１π／６では線間電圧信号Ｖvuの合成波として与えられる。また、Ｗ相の相電圧信号Ｖw1の１周期の波形は、−π／６〜３π／６では０［ｖ］、３π／６〜７π／６では線間電圧信号Ｖwv、７π／６〜１１π／６では線間電圧信号Ｖwuの合成波として与えられる。

以上を整理すると、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の各相の相電圧信号Ｖu1，Ｖv1，Ｖw1の波形は、図４に示す表のようになり、具体的な波形は図５に示すようになる。なお、図５（ａ）は線間電圧信号Ｖuv，Ｖvw，Ｖwuの波形を示し、同図（ｂ)は線間電圧信号Ｖvu（＝−Ｖuv），Ｖwv（＝−Ｖvw），Ｖuw（＝−Ｖwu）を示し、（ｃ）は、相電圧信号Ｖu1，Ｖv1，Ｖw1の波形を示している。

図４，図５によれば、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相にそれぞれ対応するベクトルＰu，Ｐv，Ｐwが、図１に示すように、反時計回りにＵ、Ｖ、Ｗの相順に配置される場合、Ｕ相の相電圧信号Ｖu1の波形を形成するために利用される線間電圧信号は、Ｕ−Ｗの線間電圧信号ＶuwとＵ−Ｖの線間電圧信号Ｖuvである。これらの線間電圧信号は、Ｕ相の相電圧信号Ｖuから当該Ｕ相の一つ前のＷ相の相電圧信号Ｖwと当該Ｕ相の一つ後のＶ相の相電圧信号Ｖvをそれぞれ差し引いて得られる線間電圧信号である。

また、Ｖ相の相電圧信号Ｖv1の波形を形成するために利用される線間電圧信号は、Ｖ−Ｕの線間電圧信号ＶvuとＶ−Ｗの線間電圧信号Ｖvwである。これらの線間電圧信号は、Ｖ相の相電圧信号Ｖvから当該Ｖ相の一つ前のＵ相の相電圧信号Ｖuと当該Ｖ相の一つ後のＷ相の相電圧信号Ｖwをそれぞれ差し引いて得られる線間電圧信号である。また、Ｗ相の相電圧信号Ｖw1の波形を形成するために利用される線間電圧信号は、Ｗ−Ｖの線間電圧信号ＶwvとＷ−Ｕの線間電圧信号Ｖwuである。これらの線間電圧信号は、Ｗ相の相電圧信号Ｖwから当該Ｗ相の一つ前のＶ相の相電圧信号Ｖvと当該Ｗ相の一つ後のＵ相の相電圧信号Ｖuをそれぞれ差し引いて得られる線間電圧信号である。

すなわち、各相の相電圧信号の波形を形成するために利用される線間電圧信号は、その相の相電圧信号から当該相の一つ前の相電圧信号と当該相の一つ後の相電圧信号をそれぞれ差し引いて得られる２つの線間電圧信号ということができる。

図５（ｃ）に示す相電圧信号Ｖu1，Ｖv1，Ｖw1の波形を指令値信号に設定した場合、例えば、系統５に出力されるＵ−Ｖ間の線間電圧信号Ｖuvの波形は、Ｖuv＝Ｖu1−Ｖv1より図５（ｃ）の相電圧信号Ｖu1の波形と相電圧信号Ｖv1を反転した波形を加算することよって求められる。

３π／６〜７π／６の期間では、相電圧信号Ｖv1は０レベルであるから、線間電圧信号Ｖuvの波形は相電圧信号Ｖu1の波形と同一となる。すなわち、線間電圧信号Ｖuvの波形と同一となる。また、７π／６〜１１π／６の期間では、相電圧信号Ｖu1は０レベルであるから、線間電圧信号Ｖuvの波形は相電圧信号Ｖv1の波形を反転した波形と同一となる。すなわち、線間電圧信号Ｖvuの波形を反転した波形（線間電圧信号Ｖuvの波形）と同一となる。図１によれば、線間電圧信号ＶuvはベクトルＰuvのＹ軸への正射影であるから、√（３）・Ａ・sin（ωt−π/６）で表されるから、３π／６〜１１π／６の期間では、線間電圧信号Ｖuvの波形は√（３）・Ａ・sin（ωt−π/６）となる。

一方、−π／６〜３π／６の期間では、線間電圧信号Ｖuvの波形は、Ｖuw−Ｖvwによって求められる。図１によれば、Ｖuw＝√（３）・Ａ・sin（ωt＋π/６）、Ｖvw＝√（３）・Ａ・sin（ωt＋３π／６）であるから、線間電圧信号Ｖuvの波形は、Ｖuw−Ｖvw＝√（３）・Ａ・｛sin（ωt＋π/６）−sin（ωt＋３π/６）｝となる。sin（ωt＋π/６）−sin（ωt＋３π/６）の部分は、ωt＝θとすると、下記の（１）式のように変形される。

従って、−π／６〜７π／６の期間でも線間電圧信号Ｖuvの波形は、３π／６〜１１π／６の期間と同様に√（３）・Ａ・sin（ωt−π/６）となり、−π／６〜１１π／６の全期間で線間電圧信号Ｖuvの波形は、√（３）・Ａ・sin（ωt−π/６）で与えられる。なお、線間電圧信号Ｖvw，Ｖwuの波形についても同様に求められ、線間電圧信号Ｖvw，Ｖwuに対応するベクトルはそれぞれベクトルＰvwとベクトルＰwuとなる。従って、線間電圧信号Ｖvwは√（３）・Ａ・sin（ωt＋π／２）となり、線間電圧信号Ｖwuは√（３）・Ａ・sin（ωt＋７π／６）となる。

上記のように、指令値信号として、図５（ｃ）に示す相電圧信号Ｖu１，Ｖv１，Ｖw１の波形を設定しても系統５に平衡した線間電圧信号Ｖuv，Ｖvw，Ｖwuを出力することができる。

次に、上述した指令値信号を生成して、これに基づくＰＷＭ信号をインバータ２に出力するインバータ制御装置について説明する。

図６は、本発明に係るインバータ制御装置の第１実施形態を備えた系統連系インバータシステムの一例を説明するためのブロック図である。

系統連系インバータシステムＡ１は、直流電源１、インバータ回路２、フィルタ回路３、変圧回路４、商用電力系統５、インバータ制御回路６、直流電圧センサ７、電流センサ８、線間電圧センサ９を備えている。直流電源１は、インバータ回路２と接続している。インバータ回路２は三相インバータであり、インバータ回路２、フィルタ回路３、変圧回路４、及び、商用電力系統５は、この順で、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の出力電圧の出力ラインにより、直列に接続されている。インバータ回路２にはインバータ制御回路６が接続されている。系統連系インバータシステムＡ１は、直流電源１により生成された直流電力を、インバータ回路２で交流電力に変換し、商用電力系統５に供給するものである。

直流電源１は、直流電力を生成するものであり、太陽光エネルギーを電気エネルギーに変換する太陽電池を備えている。

インバータ回路２は、フルブリッジ形三相インバータであり、インバータ制御回路６から入力されるＰＷＭ信号に基づいて有するスイッチング素子をオン・オフ動作させることにより、直流電源１から入力される直流電力を交流電力に変換する。

図７は、インバータ回路２を説明するための図である。

インバータ回路２は、６個のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６がブリッジ接続されたものである。各スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３，Ｔｒ４，Ｔｒ５，Ｔｒ６にはそれぞれ帰還ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６が並列に接続されている。スイッチング素子としては、例えば、バイポーラトランジスタ、電界効果形トランジスタ、サイリスタなどの半導体スイッチング素子が用いられ、図７は、トランジスタを用いた例を示している。

スイッチング素子Ｔｒ１とスイッチング素子Ｔｒ２の直列接続（以下、「第１アーム」という。）、スイッチング素子Ｔｒ３とスイッチング素子Ｔｒ４の直列接続（以下、「第２アーム」という。）及びスイッチング素子Ｔｒ５とスイッチング素子Ｔｒ６の直列接続（以下、「第３アーム」という。）の両端に直流電源１から出力される直流電圧Ｖdcが供給され第１アーム、第２アーム及び第３アームの各接続点ａ，ｂ，ｃからＵ相、Ｖ相、Ｗ相の相電圧信号が出力されるようになっている。

６個のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６は、インバータ制御回路６から出力されるＰＷＭ信号によってそれぞれオン・オフ動作が制御される。具体的には、インバータ制御回路６からは相互に位相が反転した２つのＰＷＭ信号を１組として、パルス幅の異なる３組のＰＷＭ信号が出力される。各組のＰＷＭ信号を（ＰＳ１１，ＰＳ１２）、（ＰＳ２１，ＰＳ２２）、（ＰＳ３１，ＰＳ３２）とすると、ＰＷＭ信号ＰＳ１１，ＰＳ１２はそれぞれスイッチング素子Ｔｒ１とスイッチング素子Ｔｒ２の制御端子（図７では、トランジスタのベース）に入力され、ＰＷＭ信号ＰＳ２１，ＰＳ２２はそれぞれスイッチング素子Ｔｒ３とスイッチング素子Ｔｒ４の制御端子に入力され、ＰＷＭ信号ＰＳ３１，ＰＳ３２はそれぞれスイッチング素子Ｔｒ５とスイッチング素子Ｔｒ６の制御端子に入力される。

フィルタ回路３は、リアクトルとキャパシタとを備えたローパスフィルタである。フィルタ回路３は、インバータ回路２から出力される交流電圧に含まれるスイッチングノイズを除去する。変圧回路４は、フィルタ回路３から出力される交流電圧を商用電力系統５の電圧（以下、「系統電圧」という。）とほぼ同一のレベルに昇圧または降圧する。

直流電圧センサ７は、直流電源１から出力される直流電圧を検出するものである。検出された直流電圧信号は、インバータ制御回路６に入力される。電流センサ８は、変圧回路４から出力される各相の電流を検出するものである。検出された電流信号は、インバータ制御回路６に入力される。線間電圧センサ９は、商用電力系統５の各相の線間電圧信号を検出するものである。検出された線間電圧信号は、インバータ制御回路６に入力される。

インバータ制御回路６は、インバータ回路２のスイッチング素子のオン・オフ動作を制御するＰＷＭ信号を生成するものである。インバータ制御回路６は、直流電圧センサ７から直流電圧信号を、電流センサ８から電流信号を、線間電圧センサ９から線間電圧信号を入力され、インバータ回路２にＰＷＭ信号を出力する。

インバータ制御回路６は、指令値信号生成回路６１およびＰＷＭ信号生成回路６２を備えている。指令値信号生成回路６１は、先述した指令値信号を生成して、ＰＷＭ信号生成回路６２に出力するものである。本実施形態において指令値信号生成回路６１で生成される指令値信号をＸu1，Ｘv1，Ｘw1とする。

指令値信号生成回路６１は、相電圧制御信号生成回路６１１、制御信号変換回路６１２、および信号生成回路６１３を備えている。

相電圧制御信号生成回路６１１は、直流電圧センサ７から入力される直流電圧信号、電流センサ８から入力される電流信号、線間電圧センサ９から入力される線間電圧信号、および、予め設定されている目標直流電圧と目標無効分電流に基づいて、各相の相電圧を制御するための相電圧制御信号Ｘu，Ｘv，Ｘwを生成して、制御信号変換回路６１２に出力する。

相電圧制御信号生成回路６１１は、位相検出回路６１１ａ、ＰＩ制御回路６１１ｂ、三相/二相変換回路６１１ｃ、静止座標変換回路６１１ｄ、ＰＩ制御回路６１１ｅ、回転座標変換回路６１１ｆ、および二相/三相変換回路６１１ｇを備えている。

位相検出回路６１１ａは、線間電圧センサ９から入力される線間電圧信号から系統電圧の位相を検出し、静止座標変換回路６１１ｄ、回転座標変換回路６１１ｆ、および信号生成回路６１３に出力する。ＰＩ制御回路６１１ｂは、ＰＩ制御を行ない、直流電圧センサ７から入力される直流電圧信号と目標直流電圧との差分の補正値信号Ｘdを出力する。三相/二相変換回路６１１ｃは、電流センサ８から入力される三相の電流信号を、二相の電流信号に変換して出力する。静止座標変換回路６１１ｄは、三相/二相変換回路６１１ｃから二相の電流信号を入力され、位相検出回路６１１ａから系統電圧の位相を入力される。静止座標変換回路６１１ｄは、二相の電流信号を系統電圧の位相に対する位相差成分と同相成分とに変換して出力する。三相を二相に変換する、いわゆるαβ変換、および、回転座標を静止座標に変換する、いわゆるｄｑ変換は周知であるので、その詳細説明については省略する。

ＰＩ制御回路６１１ｅは、ＰＩ制御を行ない、静止座標変換回路６１１ｄから出力される位相差成分である無効分電流信号と目標無効分電流との差分の補正値信号Ｘqを出力する。回転座標変換回路６１１ｆは、ＰＩ制御回路６１１ｂが出力する補正値信号Ｘdを同相成分として入力され、ＰＩ制御回路６１１ｅが出力する補正値信号Ｘqを位相差成分として入力され、位相検出回路６１１ａから系統電圧の位相を入力される。回転座標変換回路６１１ｆは、補正値信号Ｘdおよび補正値信号Ｘqを二相の制御信号ＸαおよびＸβに変換して出力する。二相/三相変換回路６１１ｇは、回転座標変換回路６１１ｆから入力される制御信号Ｘα，Ｘβを三相の相電圧制御信号Ｘu，Ｘv，Ｘwに変換して出力する。二相を三相に変換する、いわゆる逆αβ変換、および、静止座標を回転座標に変換する、いわゆる逆ｄｑ変換も周知であるので、その詳細説明については省略する。

なお、相電圧制御信号生成回路６１１の構成はこれに限定されず、相電圧制御信号Ｘu，Ｘv，Ｘwを生成する構成であればよい。たとえば、静止座標変換を行うことなく、二相の電流信号を制御するように相電圧制御信号を生成するようにしてもよいし、三相を二相に変換することなく三相の電流信号のまま制御するように相電圧制御信号を生成するようにしてもよい。

制御信号変換回路６１２は、相電圧制御信号生成回路６１１から入力される相電圧制御信号Ｘu，Ｘv，Ｘwを線間電圧制御信号Ｘuv，Ｘvw，Ｘwuに変換して、信号生成回路６１３に出力する。制御信号変換回路６１２は、ＸuとＸvの差分信号をＸuvとし、ＸvとＸwの差分信号をＸvwとし、ＸwとＸuの差分信号をＸwuとして生成することで制御信号の変換を行っている。

なお、線間電圧制御信号を生成するために、必ずしも相電圧制御信号を生成する必要はない。相電圧制御信号生成回路６１１と制御信号変換回路６１２に代えて、線間電圧制御信号を直接生成する回路を設けて、直接、線間電圧制御信号を生成するようにしてもよい。

信号生成回路６１３は、制御信号変換回路６１２から入力される線間電圧制御信号Ｘuv，Ｘvw，Ｘwuと、これらの極性を反転させた信号Ｘvu，Ｘwv，Ｘuwとから、指令値信号Ｘu1，Ｘv1，Ｘw1を生成して出力する。なお、制御信号変換回路６１２が線間電圧制御信号Ｘvu，Ｘwv，Ｘuwも生成して出力し、信号生成回路６１３が６つの線間電圧制御信号Ｘuv，Ｘvw，Ｘwu，Ｘvu，Ｘwv，Ｘuwを入力されるようにしてもよい。

信号生成回路６１３は、位相検出回路６１１ａから入力される系統電圧のＵ相の相電圧信号の位相に応じて、下記（２）式を用いて、Ｘu1，Ｘv1，Ｘw1を算出する。

図８は、信号生成回路６１３が出力する指令値信号Ｘu1の波形を説明するための図である。波形Ｘuは、相電圧制御信号Ｘuの波形であり、系統電圧のＵ相の目標とする相電圧信号の波形と一致する。波形Ｘuvは線間電圧制御信号Ｘuvの波形を示しており、波形Ｘuwは線間電圧制御信号Ｘwuの極性を反転した信号Ｘuwの波形を示している。

同図に示すように、指令値信号Ｘu1は、系統電圧のＵ相の相電圧信号の位相をθとすると、−π／６≦θ≦３π／６の期間は信号Ｘ￣wuとなり、３π／６≦θ≦７π／６の期間は線間電圧制御信号Ｘuvとなり、７π／６≦θ≦１１π／６の期間はゼロとなっている。すなわち、同図に示す波形Ｘu1は、図５（ｃ）に示すＶｕの波形と同一の波形となっている。同様に、指令値信号Ｘv1は、−π／６≦θ≦３π／６の期間は線間電圧制御信号Ｘvwとなり、３π／６≦θ≦７π／６の期間はゼロとなり、７π／６≦θ≦１１π／６の期間は線間電圧制御信号Ｘuvの極性を反転した信号Ｘvuとなっている。また、指令値信号Ｘu1は、−π／６≦θ≦３π／６の期間はゼロとなり、３π／６≦θ≦７π／６の期間は線間電圧制御信号Ｘvwの極性を反転した信号Ｘwvとなり、７π／６≦θ≦１１π／６の期間は線間電圧制御信号Ｘwuとなっている。

二相/三相変換回路６１１ｇは、下記（３）式を用いて、制御信号Ｘα，Ｘβから相電圧制御信号Ｘu，Ｘv，Ｘwを算出する。また、制御信号変換回路６１２は、下記（４）式を用いて、相電圧制御信号Ｘu，Ｘv，Ｘwから線間電圧制御信号Ｘuv，Ｘvw，Ｘwuを算出する。下記（３）式と下記（４）式とから下記（５）式が算出される。

上記（５）式と上記（２）式とから下記（６）式が算出される。したがって、二相/三相変換回路６１１ｇ、制御信号変換回路６１２、および信号生成回路６１３を一つにして、下記（６）式を用いて、制御信号Ｘα，Ｘβから指令値信号Ｘu1，Ｘv1，Ｘw1を直接算出して出力するようにしてもよい。

図６に戻って、ＰＷＭ信号生成回路６２は、その内部で生成されたキャリア信号と、指令値信号生成回路６１から入力される各相の指令値信号Ｘu1，Ｘv1，Ｘw1とからそれぞれ各相のＰＷＭ信号を生成して、インバータ回路２に出力する。

図９（ａ）は、指令値信号とキャリア信号からＰＷＭ信号を生成する方法を説明するための図である。同図（ａ）においては、指令値信号を波形Ｆ、キャリア信号を波形Ｃ、ＰＷＭ信号を波形Ｐで示している。ＰＷＭ信号生成回路６２は、指令値信号がキャリア信号より大きい期間にハイレベルとなり、指令値信号がキャリア信号以下となる期間にローレベルとなるパルス信号をＰＷＭ信号として生成する。したがって、同図（ａ）において、波形Ｆが波形Ｃより大きい期間に波形Ｐがハイレベルとなっており、波形Ｆが波形Ｃ以下となる期間に波形Ｐがローレベルとなっている。

本実施形態においては、指令値信号の最小値がキャリア信号の最小値に一致するように、キャリア信号は、指令値信号の０レベル以上の範囲で変化するように生成されている。

インバータ回路２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチング素子は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ信号に基づいてオン・オフ動作する。なお、ＰＷＭ信号生成回路６２は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のパルス信号を反転したパルス信号も生成し、逆相のＰＷＭ信号としてインバータ回路２に出力する。インバータ回路２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各スイッチング素子に直列接続されているスイッチング素子は、それぞれ逆相のＰＷＭ信号に基づいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各スイッチング素子とは反対にオン・オフ動作する。

なお、ＰＷＭ信号は、指令値信号とキャリア信号との比較による方法以外の方法で生成するようにしてもよい。例えば、ＰＷＭホールド法を用いて線間電圧制御信号からパルス幅を算出し、算出された線間電圧に対するパルス幅から変換された相電圧に対するパルス幅に基づいてＰＷＭ信号を生成することもできる。

次に、インバータ制御回路６の作用について説明する。

本実施形態において、指令値信号生成回路６１は図５（ｃ）に示す波形となる指令値信号Ｘu1，Ｘv1，Ｘw1を出力し、ＰＷＭ信号生成回路６２は当該指令値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成してインバータ回路２に出力する。インバータ回路２が出力する相電圧信号Ｖu1，Ｖv1，Ｖw1は図５（ｃ）に示す波形となるが、相電圧信号Ｖu1，Ｖv1，Ｖw1の差分信号である線間電圧信号は、図５（ａ）に示す系統５に平衡した線間電圧信号Ｖuv，Ｖvw，Ｖwuとなるので、系統電圧と同期することができる。したがって、インバータ回路２から出力される交流電力は、フィルタ回路３でスイッチングノイズが除去され、変圧回路４で昇圧されて、商業電力系統５に供給される。

また、本実施形態において、指令値信号は周期の３分の１の期間がゼロとなっている。この期間においては、指令値信号がキャリア信号以下の状態なので、ＰＷＭ信号はローレベルが継続している。したがって、このＰＷＭ信号を入力されたインバータ回路２のスイッチング素子は、当該期間においてスイッチングを行わない。これにより、インバータ回路２のスイッチング素子のスイッチング回数を低減することができ、スイッチングロスを低減してインバータ回路２の電力変換効率を向上することができる。また、キャリア信号の周波数が変更されないので、フィルタ回路３を当該周波数のスイッチングノイズが除去できるものとして設計すればよい。

本実施形態のインバータ制御回路６は、相電圧制御信号生成回路６１１およびＰＷＭ信号生成回路６２が従来のインバータ制御回路６’のものと共通するので、従来のインバータ制御回路６’において三次高調波重畳回路６１２'を制御信号変換回路６１２および信号生成回路６１３に置き換えるだけで実現することができる。

図９（ｂ）は、同図（ａ）と比較するためのものであり、従来のインバータ制御回路６'のＰＷＭ信号生成回路６２'に入力される指令値信号（相電圧制御信号に三次高調波を重畳したものである。図１９における波形Ｘu0参照）の波形Ｆ'、キャリア信号の波形Ｃ、および、ＰＷＭ信号の波形Ｐ’を示している。

同図（ａ）および（ｂ）において、左端の矢印Ｌは、その長さがキャリア信号Ｃの振幅であり、ＰＷＭ信号のハイレベル期間の長さの設定可能範囲を表している。しかし、ハイレベル期間が長すぎる場合および短すぎる場合には、ＰＷＭ信号生成時に付加するデッドタイムにより、ハイレベル期間の長さの精度が保てなくなる。したがって、これら精度が保てなくなる範囲を利用不可能範囲とするために裕度が設けられている。同図（ａ）および（ｂ）における右端の実線矢印Ｍ１，Ｍ２が裕度のための範囲を表している。同図（ａ）に示すように、本実施形態においては、指令値信号がゼロの期間にキャリア信号を上回らないようにするために、ハイレベル期間が短い場合の裕度（矢印Ｍ２の領域）を設けていない。このようにしても、デッドタイムによる精度の劣化は問題とならないレベルとなる。

同図（ａ）および（ｂ）における右端の点線矢印Ｎは、ハイレベル期間の長さの設定可能範囲から裕度のための範囲を除外した範囲である利用可能範囲を表している。すなわち、この範囲で、ＰＷＭ信号のハイレベル期間の長さを設定することができる。同図に示すように、（ａ）における矢印Ｎの範囲は、（ｂ）における矢印Ｎの範囲より矢印Ｍ２の範囲の分広くなっている。したがって、本実施形態においては、従来のものより電圧利用率が向上している。

また、従来のインバータ制御回路６’を用いた場合、インバータ回路２の三相全てがスイッチングされるため、三相の各電位を合算したコモン電位が直流電源１の出力電圧（以下、「ＤＣ電圧」という。）の３倍の電圧範囲で変動するが、本実施形態においては、常に１つの相の電位がゼロとなるので、コモン電位はＤＣ電圧の２倍の電圧範囲でのみの変動となる。したがって、本実施形態においては、コモン電位に比例して発生するＥＭＩによるノイズが従来のものより小さくなる。

上記実施形態ではデジタル信号処理を行う場合について説明したが、本発明はアナログ信号処理を行う場合にも適用することができる。

図１０は、本発明に係るインバータ制御装置の第２実施形態を備えた系統連系インバータシステムの一例を説明するためのブロック図である。なお、同図において、上記第１実施形態と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

系統連系インバータシステムＡ２においては、直流電圧センサ７、電流センサ８、および線間電圧センサ９はアナログセンサであって、計測されたアナログ信号がそのまま指令値信号生成回路６１に入力される。指令値信号生成回路６１は、アナログ処理装置である相電圧制御信号生成回路６１１、制御信号変換回路６１２、および信号生成回路６１３を備えており、アナログ信号である指令値信号Ｘu2，Ｘv2，Ｘw2を生成して、ＰＷＭ信号生成回路６２に出力する。ＰＷＭ信号生成回路６２は、指令値信号Ｘu2，Ｘv2，Ｘw2に基づいてＰＷＭ信号を生成して、インバータ回路２に出力する。

信号生成回路６１３は、入力される線間電圧制御信号Ｘuv，Ｘvw，Ｘwuと、これらの反転信号Ｘvu，Ｘwv，Ｘuwと、値が常にゼロであるゼロ信号とを用いて、指令値信号Ｘu2，Ｘv2，Ｘw2を生成する。例えば、Ｘu2は、ＸuvとＸuwとゼロ信号とをコンパレータに入力して最大となる信号を抽出することで生成される。生成された指令値信号Ｘu2は、図５（ｃ）に示す波形Ｖｕと同じ波形となる。同様に、Ｘv2は、ＸvwとＸvuとゼロ信号とから生成され、Ｘw2は、ＸwuとＸwvとゼロ信号とから生成される。

本実施形態においても、上記第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

なお、線間電圧制御信号Ｘuv，Ｘvw，Ｘwuの全波整流信号Ｘuv'，Ｘvw'，Ｘwu'を用いて指令値信号Ｘu2，Ｘv2，Ｘw2を生成するようにしてもよい。

図１１は、全波整流信号Ｘuv'，Ｘvw'，Ｘwu'を用いて指令値信号Ｘu2，Ｘv2，Ｘw2を生成する方法を説明するための図である。図１２は、この方法を用いるための信号生成回路６１３の構成を説明するための図である。

図１２に示すように、信号生成回路６１３は、全波整流回路６１３ａと信号選択回路６１３ｂを備えている。全波整流回路６１３ａは、入力される線間電圧制御信号Ｘuv，Ｘvw，Ｘwuを全波整流して、全波整流信号Ｘuv'，Ｘvw'，Ｘwu'を出力する。図１１（ａ）において、破線は線間電圧制御信号Ｘuvを示し、実線は線間電圧制御信号Ｘuvを全波整流した全波整流信号Ｘuv'を示している。また、図１１（ｂ）において、破線は線間電圧制御信号Ｘwuを示し、実線は線間電圧制御信号Ｘwuを全波整流した全波整流信号Ｘwu'を示している。

信号選択回路６１３ｂは、全波整流回路６１３ａから入力される全波整流信号Ｘuv'，Ｘvw'，Ｘwu'から指令値信号Ｘu2，Ｘv2，Ｘw2を生成し出力する。信号選択回路６１３ｂは、系統電圧の位相に応じて、出力する信号を切り替えることで、指令値信号を出力する。図１１（ｃ）は、信号選択回路６１３ｂが出力する指令値信号Ｘu2を示している。系統電圧のＵ相の位相を基準位相とすると、基準位相が−π／６からπ／２の間は全波整流信号Ｘwu'が出力され、基準位相がπ／２から７π／６の間は全波整流信号Ｘuv'が出力され、基準位相が７π／６から１１π／６の間はゼロ信号が出力される。このように出力された信号が指令値信号Ｘu2となる。同様に、指令値信号Ｘv2は全波整流信号Ｘvw'とＸuv'とゼロ信号とを切り替えて出力することで出力され、指令値信号Ｘw2は全波整流信号Ｘwu'とＸvw'とゼロ信号とを切り替えて出力することで出力される。

上記第１および第２実施形態においては、線間電圧制御信号を用いて指令値信号を生成しているが、これに限定されない。例えば、各相の相電圧が３分の１周期毎に直流電源１の負極側の電位（以下、「ＤＣ負極電位」という。）と一致するようにしてもよい。

図１３は、各相の相電圧が３分の１周期毎に直流電源１のＤＣ負極電位と一致するように制御するための制御方法を説明するためのフローチャートである。

この制御方法では、あらかじめ、基準位相を基にＤＣ負極電位に固定する相を決定しておく。例えば、基準位相が−π／３（＝−６０°）からπ／３（＝６０°）の間はＵ相をＤＣ負極電位に固定し、基準位相がπ／３（＝６０°）からπ（＝１８０°）の間はＷ相をＤＣ負極電位に固定し、基準位相がπ（＝１８０°）から５π／３（＝３００°）の間はＶ相をＤＣ負極電位に固定すると決めておく。

まず、各相の相電圧を決定し（Ｓ１）、基準位相を基にＤＣ負極電位に設定する相を決定する（Ｓ２）。次に、当該相をＤＣ負極電位に設定するための電圧量Ｖｎを算出し（Ｓ３）、他の二相にＶｎを加算する（Ｓ４）。算出された各相の相電圧を出力する（Ｓ５）。

Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧をそれぞれＶu，Ｖv，Ｖwとし、変更後の各相電圧をそれぞれＶu’、Ｖv’、Ｖw’とする。基準位相が−６０°から６０°の間は、Ｕ相をＤＣ負極電位に固定するので、Ｖｎ＝−Ｖuとなる。したがって、Ｖu’＝０、Ｖv’＝Ｖv−Ｖu、Ｖw’＝Ｖw−Ｖuとなる。基準位相が６０°から１８０°の間は、Ｗ相をＤＣ負極電位に固定するので、Ｖｎ＝−Ｖwとなる。したがって、Ｖu’＝Ｖu−Ｖw、Ｖv’＝Ｖv−Ｖw、Ｖw’＝０となる。基準位相が１８０°から３００°の間は、Ｖ相をＤＣ負極電位に固定するので、Ｖｎ＝−Ｖvとなる。したがって、Ｖu’＝Ｖu−Ｖv、Ｖv’＝０、Ｖw’＝Ｖw−Ｖvとなる。

Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各線間電圧をそれぞれＶuv，Ｖvw，Ｖwuとすると、Ｖuv＝Ｖu’−Ｖv’、Ｖvw＝Ｖv’−Ｖw’、Ｖwu＝Ｖw’−Ｖu’となる。基準位相が−６０°から６０°の間はＶuv＝Ｖu’−Ｖv’＝０−（Ｖv−Ｖu）＝Ｖu−Ｖvとなり、基準位相が６０°から１８０°の間はＶuv＝Ｖu’−Ｖv’＝（Ｖu−Ｖw）−（Ｖv−Ｖw）＝Ｖu−Ｖvとなり、基準位相が１８０°から３００°の間はＶuv＝Ｖu’−Ｖv’＝（Ｖu−Ｖv）−０＝Ｖu−Ｖvとなる。すなわち、全期間でＶuv＝Ｖu−Ｖvとなる。同様に、Ｖvw＝Ｖv−Ｖw、Ｖwu＝Ｖw−Ｖuとなり、変更後の各相電圧の差分である各線間電圧は、元の各相電圧の差分と一致する。したがって、インバータ回路２から出力される各線間電圧は系統電圧と同期することができる。

図１４は、当該制御方法をベクトル遷移図で表したものである。基準位相が−６０°から６０°の間は、Ｕ相の相電圧を示すベクトル（同図における太線矢印）の先端がＤＣ負極電位に固定されており、基準位相が６０°から１８０°の間は、Ｗ相の相電圧を示すベクトル（同図における細線矢印）の先端がＤＣ負極電位に固定されており、基準位相が１８０°から３００°の間は、Ｖ相の相電圧を示すベクトル（同図における点線矢印）の先端がＤＣ負極電位に固定されている。

当該制御方法を実現するためのインバータ制御装置について、以下に説明する。

図１５は、本発明に係るインバータ制御装置の第３実施形態を備えた系統連系インバータシステムの一例を説明するためのブロック図である。なお、同図において、上記第１実施形態と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

系統連系インバータシステムＡ３のインバータ制御回路６は、制御信号変換回路６１２と信号生成回路６１３に換えて信号生成回路６１４を備えている点で、第１実施形態のものと異なる。

信号生成回路６１４は、入力される相電圧制御信号Ｘu，Ｘv，Ｘwを用いて、指令値信号Ｘu3，Ｘv3，Ｘw3を生成する。信号生成回路６１４は、指令値信号Ｘu3，Ｘw3，Ｘv3を、この順に３分の１周期毎にゼロに設定し、ゼロに設定される相の相電圧制御信号を各相の相電圧制御信号から減じた信号を指令値信号とすることにより、図１３に示す制御方法を実現する。

図１６は、信号生成回路６１４で行われる処理を説明するためのフローチャートである。

まず、基準位相θが初期化される（Ｓ１１）。次に、各相の相電圧制御信号が入力され（Ｓ１２）、基準位相が判別される（Ｓ１３）。−π／３≦θ＜π／３の場合、指令値信号Ｘu3がゼロとされ、相電圧制御信号ＸvからＸuを減じて指令値信号Ｘv3とされ、相電圧制御信号ＸwからＸuを減じて指令値信号Ｘw3とされる（Ｓ１４）。π／３≦θ＜πの場合、Ｘw3がゼロとされ、ＸuからＸwを減じてＸu3とされ、ＸvからＸwを減じてＸv3とされる（Ｓ１５）。π≦θ＜５π／３の場合、Ｘv3がゼロとされ、ＸuからＸvを減じてＸu3とされ、ＸwからＸvを減じてＸw3とされる（Ｓ１６）。各指令値信号がＰＷＭ信号生成回路６２に出力され（Ｓ１７）、基準位相θが増加され（Ｓ１８）、ステップＳ１２に戻る。

なお、本実施形態を実装する場合には、高調波制御に伴う位相の変化を考慮する必要がある。

本実施形態においても、上記第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

なお、上記実施形態では、系統連系インバータシステムに本発明のインバータ制御回路を用いた場合について説明したが、これに限られない。従来のインバータ制御回路に上述した方法でＰＷＭ信号を生成するプログラムをコンピュータ読み取り可能に記録したＲＯＭなどの記録媒体からコンピュータに読み込んで、そのプログラムを実行させることにより、本発明のインバータ制御回路を実現してもよい。

本発明に係るインバータ制御回路は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係るインバータ制御回路の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

相電圧信号Ｖu，Ｖv，Ｖw及び線間電圧信号Ｖwu，Ｖuv，Ｖvwの関係を示すベクトル図である。 相電圧信号Ｖu，Ｖv，Ｖwにそれぞれ対応するベクトルＰu，Ｐv，Ｐwによって形成される正三角形を基準ライン上で回転させることによって基準電圧の位置が変化する様子を示す図である。 図１に示すベクトル図を時計回りにπ／６だけ回転させた図である。 本発明に係るＵ相、Ｖ相及びＷ相の各相の相電圧信号と線間電圧信号との関係を示す図である。 線間電圧信号Ｖwu，Ｖuv，Ｖvw，Ｖuw，Ｖvu，Ｖwvと本発明に係るＵ相、Ｖ相及びＷ相の各相の相電圧信号Ｖu1、Ｖv1、Ｖw1の波形を示す図である。 本発明に係るインバータ制御装置の第１実施形態を備えた系統連系インバータシステムの一例を説明するためのブロック図である。 フルブリッジ形の三相インバータ回路の一例を示す図である。 信号生成回路が出力する指令値信号Ｘu1の波形を説明するための図である。 指令値信号とキャリア信号からＰＷＭ信号を生成する方法を説明するための図である。 本発明に係るインバータ制御装置の第２実施形態を備えた系統連系インバータシステムの一例を説明するためのブロック図である。 全波整流信号を用いて指令値信号を生成する方法を説明するための図である。 全波整流信号を用いて指令値信号を生成する方法を用いるための信号生成回路の構成を説明するための図である。 各相の相電圧が３分の１周期毎に直流電源のＤＣ負極電位と一致するように制御するための制御方法を説明するためのフローチャートである。 図１３に示す制御方法をベクトル遷移図で表したものである。 本発明に係るインバータ制御装置の第３実施形態を備えた系統連系インバータシステムの一例を説明するためのブロック図である。 信号生成回路で行われる処理を説明するためのフローチャートである。 、従来のインバータ制御回路を備えた系統連系三相インバータシステムの一例を説明するためのブロック図である。 三角波比較方式によるＰＷＭ信号の生成原理を示す図である。 相電圧制御信号の波形と、これに三次高調波を重畳した指令値信号の波形を示す図である。

符号の説明

Ａ１，Ａ２，Ａ３ 系統連系インバータシステム
１ 直流電源
２ インバータ回路
３ フィルタ回路
４ 変圧回路
５ 商用電力系統
６ インバータ制御回路
６１ 指令値信号生成回路
６１１相電圧制御信号生成回路
６１１ａ 位相検出回路
６１１ｂ ＰＩ制御回路
６１１ｃ 三相/二相変換回路
６１１ｄ 静止座標変換回路
６１１ｅ ＰＩ制御回路
６１１ｆ 回転座標変換回路
６１１ｇ 二相/三相変換回路
６１２ 制御信号変換回路
６１３，６１４ 信号生成回路
６２ ＰＷＭ信号生成回路
７ 直流電圧センサ
８ 電流センサ
９ 線間電圧センサ

Claims (10)

1. ＰＷＭ信号により三相インバータ回路内の複数のスイッチング手段の駆動を制御して前記三相インバータ回路の出力を三相平衡出力に制御するインバータ制御回路であって、
   １周期の波形が、１／３周期の期間でゼロとなり、続く１／３周期の期間で位相が０から２π／３の区間の正弦波の波形となり、残りの１／３周期の期間で前記正弦波の位相がπ／３からπの区間の波形となる第１の指令値信号と、この第１の指令値信号に対して位相が２π／３だけ進んだ第２の指令値信号と、前記第１の指令値信号に対して位相が２π／３だけ遅れた第３の指令値信号とを生成する指令値信号生成手段と、
   前記指令値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
   を備えていることを特徴とするインバータ制御回路。
2. 前記第１乃至第３の指令値信号の波形を形成する正弦波信号は、前記三相インバータ回路から出力すべき平衡した三相の線間電圧信号と同一の波形を有する線間電圧制御信号である、請求項１に記載のインバータ制御回路。
3. 前記指令値信号生成手段は、
   前記三相インバータ回路から出力される三相の出力電圧を制御するための３つの相電圧制御信号を生成する相電圧制御信号生成手段と、
   前記３つの相電圧制御信号を前記線間電圧制御信号に変換する制御信号変換手段と、
   前記線間電圧制御信号から前記三相インバータ回路の各相に対して前記第１乃至第３の指令値信号を生成する信号生成手段と、
   を備えている、請求項２に記載のインバータ制御装置。
4. 前記信号生成手段は、各相の前記指令値信号を、当該相の相電圧制御信号から当該相より相順が一つ前の相電圧制御信号と当該相の一つ後の相電圧制御信号をそれぞれ差し引いて得られる２つの線間電圧制御信号と常に値がゼロであるゼロ信号とから、これらの信号のうち最大値を取るように合成された信号として生成する、請求項３に記載のインバータ制御回路。
5. 前記信号生成手段は、各相の前記指令値信号を、１／３周期の期間をゼロとし、続く１／３周期の期間を当該相の相電圧制御信号から当該相より相順が一つ前の相電圧制御信号を差し引いて得られる線間電圧制御信号とし、残りの１／３周期の期間を当該相の相電圧制御信号から当該相より相順が一つ後の相電圧制御信号を差し引いて得られる線間電圧制御信号として生成する、請求項３に記載のインバータ制御回路。
6. 前記指令値信号生成手段は、
   前記三相インバータ回路から出力される三相の出力電圧を制御するための３つの相電圧制御信号を生成する相電圧制御信号生成手段と、
   前記３つの相電圧制御信号から前記三相インバータ回路の各相に対して前記第１乃至第３の指令値信号を生成する信号生成手段とを備え、
   前記信号生成手段は、
   前記第１の指令値信号のゼロとなる期間においては、
   前記第１の指令値信号に対応する相の第１の相電圧制御信号から当該第１の相電圧制御信号を差し引いて前記第１の指令値信号とし、
   前記第２の指令値信号に対応する相の第２の相電圧制御信号から第１の相電圧制御信号を差し引いて前記第２の指令値信号とし、
   前記第３の指令値信号に対応する相の第３の相電圧制御信号から前記１の相電圧制御信号を差し引いて前記第３の指令値信号とし、
   当該ゼロ期間に続く１／３周期の期間においては、
   前記第１の相電圧制御信号から前記第３の相電圧制御信号を差し引いて前記第１の指令値信号とし、
   前記第２の相電圧制御信号から前記第３の相電圧制御信号を差し引いて前記第２の指令値信号とし、
   前記第３の相電圧制御信号から前記第３の相電圧制御信号を差し引いて前記第３の指令値信号とし、
   残りの１／３周期の期間においては、
   前記第１の相電圧制御信号から前記第２の相電圧制御信号を差し引いて前記第１の指令値信号とし、
   前記第２の相電圧制御信号から前記第２の相電圧制御信号を差し引いて前記第２の指令値信号とし、
   前記第３の相電圧制御信号から前記第２の相電圧制御信号を差し引いて前記第３の指令値信号とする、
   請求項１に記載のインバータ制御回路。
7. 前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記３つの指令値信号をそれぞれ所定のキャリア信号と、各指令値信号のゼロレベルを前記キャリア信号の振幅の最小レベルに合わせるようにして比較することにより前記ＰＷＭ信号を生成する、請求項１ないし６のいずれかに記載のインバータ制御回路。
8. 請求項１ないし７のいずれかに記載のインバータ制御回路を備えている系統連系インバータシステム。
9. コンピュータを、
   ＰＷＭ信号により三相インバータ回路内の複数のスイッチング手段の駆動を制御して前記三相インバータ回路の出力を三相平衡出力に制御するインバータ制御回路として機能させるためのプログラムであって、
   前記コンピュータを、
   １周期の波形が、１／３周期の期間でゼロとなり、続く１／３周期の期間で位相が０から２π／３の区間の正弦波の波形となり、残りの１／３周期の期間で前記正弦波の位相がπ／３からπの区間の波形となる第１の指令値信号と、この第１の指令値信号に対して位相が２π／３だけ進んだ第２の指令値信号と、前記第１の指令値信号に対して位相が２π／３だけ遅れた第３の指令値信号とを生成する指令値信号生成手段と、
   前記指令値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
   して機能させるためのプログラム。
10. 請求項９に記載のプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体。

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