JP2009527197A - リバースリンク電力制御の方法 - Google Patents

Abstract

リバースリンク電力制御の方法が提供される。第１の例示の方法は、最初に第１のタイプの干渉を測定するステップ（Ｓ６００）、次に第２のタイプの干渉を測定するステップ（Ｓ６０５）、第１及び第２の測定値の比を特定するステップ（Ｓ６１０）、及び特定された比を複数の移動体装置にブロードキャストするステップ（Ｓ６１５）を含む。第２の例示の方法は、２つの異なるタイプの干渉間の比を示すブロードキャストされた比を受信するステップ（Ｓ６５０）、及び受信したブロードキャストされた比に基づいてリバースリンク送信の電力レベルを計算するステップ（Ｓ６５５）を含む。第３の例示の方法は、最初にＯＦＤＭＡ送信中に第１のフィードバック信号に基づいてＯＦＤＭＡ送信電力を調整するステップ（Ｓ７２５）、及び次にＯＦＤＭＡ送信間の期間中に第２のフィードバック信号に基づいてＯＦＤＭＡ送信電力を調整するステップ（Ｓ７４５）を含む。

Description

本発明の実施例は概略として通信システムに関し、より具体的にはワイヤレス通信システムに関する。

従来のワイヤレス通信システムは、ワイヤレス接続を１以上の移動体装置（ユーザ機器、加入者機器、アクセス端末等の用語を用いて表現されることもある）に提供するための１以上の基地局又は基地局ルータ（アクセスポイント、ノードＢ又はアクセスネットワークとも言われる）を含む。移動体装置の例として、携帯電話、パーソナルデータアシスタント、スマートフォン、テキストメッセージング装置、ラップトップ／ノートブック型コンピュータ、デスクトップコンピュータ等がある。各基地局は基地局に関連する地理的エリア、即ち、セル内の移動体装置等の１以上の移動体装置にワイヤレス接続を提供する。あるいは、基地局ルータはワイヤレス接続を移動体装置に提供するために使用される。

基地局又は基地局ルータから１以上の移動体装置に送信されるメッセージングは一般に「フォワードリンク」又は「ダウンリンク」メッセージングと言われる。移動体装置から基地局又は基地局ルータに送信されるメッセージングは一般に「リバースリンク」又は「アップリンク」メッセージングと言われる。

直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）は周波数選択性のチャネルを介した信号伝送における効率的な変調手法である。ＯＦＤＭでは、広い帯域幅が複数の狭帯域サブキャリアに分割され、それらは互いに直交するよう編成される。サブキャリア上で変調された信号は並列に送信される。

ＯＦＤＭは時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）によって複数の加入者に対する多重アクセスをサポートするために使用され、ここでは各加入者が割り当てられたタイムスロット内の全てのサブキャリアを使用する。直交周波数分割多重アクセス（ＯＦＤＭＡ）は多重アクセスのための他の方法であり、ＯＦＤＭの基本フォーマットを用いる。ＯＦＤＭＡにおいて、複数の加入者が周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）と同様のやり方で異なるサブキャリアを同時に使用する（例えば、各「共有」サブキャリアに対して周波数分割が使用されて多重アクセスが可能となる）。

ＯＦＤＭＡは、各サブチャネルを異なる加入者に割り当てつつ、信号をサブチャネル（即ち、キャリアのグループ）に分割する。そして、異なるサブチャネルが種々のキャリアから結合される。各加入者は、位置、基地局からの距離、干渉及び電力の要件に関係なく個別に扱われる。システムでは、改善されたカバレッジ及びスループットを提供するためにキャリア各々に対して様々な変調方式が用いられる。ＯＦＤＭＡのサブチャネル構造の改善によって、周波数分割二重化（ＦＤＤ）及び時分割二重化（ＴＤＤ）等のより効率的な二重化技術が可能となり、低減された干渉及びより高いデータスループットの信号が形成される。ＦＤＤシステムにおいて、フォワードリンク及びリバースリンク双方の送信は異なるキャリア上で同時に行われる。

図１に従来のＯＦＤＭＡシステム１００を示す。図１に示すように、ＯＦＤＭＡシステム１００は、１以上のサービングノードＢ１２０／１２５とエアインターフェイスを介して通信状態にある複数のユーザ機器（ＵＥ）１０５を含む。複数のノードＢは無線ネットワークコントローラ（ＲＮＣ）１３０に有線インターフェイスによって接続されている。また、図１には示していないが、ＲＮＣ１３０及びノードＢ１２０／１２５（別の言い方として「基地局」）の双方の機能は「基地局ルータ」と言われる単一のエンティティにまとめることもできる。ＲＮＣ１３０はインターネット１６０にゲートウェイサポートノード（ＧＳＮ）１５０によって、及び／又は公衆交換電話網（ＰＳＴＮ）１７０に移動交換センタ（ＭＳＣ）１４０によってアクセスする。

図２に従来のＯＦＤＭＡシステムにおける送信機２００を示す。一例として、図２の送信機２００は図１の従来のＯＦＤＭＡシステム１００内の送信エンティティ内（例えば、ノードＢ１２０／１２５、ＵＥ１０５／１１０等）で採用される。

図２に示すように、送信機２００は変調器２１０、直列−並列（Ｓ２Ｐ）変換器２２０、高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）モジュール２３０、サイクリックプレフィックス挿入器２４０及び時間領域フィルタ２５０を含む。ＩＦＦＴモジュール２３０は変調シンボルを受信するためにＮ個のポートを含む。Ｎ個のポートの各々は直交サブキャリアに関連する。ＩＦＦＴモジュール２３０はＮ×Ｎ個のＩＦＦＴマトリクスを用いてその入力における変換動作を実行するよう動作することができ、ここで、マトリクスＦ_ｊｋの入力は、Ｆ_ｊｋ＝ｅ^{−２πｊｋ／ｎ}、ｊ、ｋ＝０、１、２、・・・ｎ−１、ｉ＝√−１、で定義される。

コード化されたデータシンボルは変調器２１０への入力として供給される。変調器２１０はＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、１６ＱＡＭ及び６４ＱＡＭのような周知の変調技術を用いて、コード化されたデータシンボルを、Ｓ２Ｐ変換器２２０への入力として供給されるべきＫ個の変調シンボルＳｋに変換する。なお、Ｋ≦Ｎである。Ｓ２Ｐ変換器２２０は変調シンボルの並列ストリームを出力し、これらは直交サブキャリア（そのサブキャリアを介してコード化されたデータシンボルが送信される）に関連するＩＦＦＴモジュール２３０のＮ個のポートのうちの１以上の入力として供給される。ＩＦＦＴモジュール２３０において、高速逆フーリエ変換が変調シンボルＳｋに適用されてチップｃｎのブロックを生成する。なお、ｎ＝０、・・・Ｎ−１である。サイクリックプレフィックス挿入器２４０はＮ個のチップのブロックのうちの最後のＮｃｐチップを複製し、それらをＮ個のチップのブロックの先頭に付加し、先頭付加済みブロックを生成する。そして、先頭付加済みセットは時間領域フィルタ２５０を介してフィルタリングされ、その後、送信される前にキャリア上に変調される。

ＯＦＤＭＡシステムはＯＦＤＭＡ伝送のセル内直交特性によって、従来の符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）に比べて、より低い干渉及びより高いデータレートをリバースリンク上に与える。しかし、ＯＦＤＭＡは、低いデータレートで送信し及び／又はキャリアへの高速アクセスを要するユーザについて、シグナリングが増加すること及び帯域の共有化を与えることができないことという犠牲を払って成り立つものである。これに対して、ＣＤＭＡシステムは、従来のＯＦＤＭＡにおいてみられるような明示的な要求及び許可メカニズムなしに複数の加入者アクセスを可能とし、これによって送信のためのキャリアへのユーザアクセスを増加させることができる。

ＣＤＭＡシステムは大きなセル内及び他セル干渉を受けるので、電力制御はＣＤＭＡシステムのリバースリンクにおける重大な問題となる。ＯＦＤＭＡシステムは通常、ＯＦＤＭＡの直交特性のためにＣＤＭＡシステムよりも小さいセル内干渉しか受けず、それによってＯＦＤＭＡシステムでみられる干渉は実質的に他セル干渉に限られるので、ＯＦＤＭＡシステムは「より緩い」電力制御要件を採用する。しかし、ＯＦＤＭＡシステムにおけるリバースリンク電力制御は、より小さいセル内干渉に耐性のない従来のＯＦＤＭＡシステムにおいて問題を残している。例えば、ＯＦＤＭＡシステムのリバースリンク上の効率的なレート制御は、リバースリンクデータレートに対するリバースリンク送信電力のマッピングなしには実現することが難しい。

ＯＦＤＭＡ送信は基地局によって利用可能な帯域幅の異なる部分を異なるユーザに与えることによってスケジューリングされ、ユーザ当りの送信は通常はその性質上「バースト的」である。従って、閉ループＯＦＤＭＡ電力制御を実行するために全てのユーザによって送信された一定のパイロットを維持するのは効率的でない。一方、開ループ電力制御技術は通常は他セル干渉の厳密な制御を維持しないので、純粋な開ループ電力制御技術は効率において限度があるとともに、所与の送信電力についての受信信号対干渉＋ノイズ比（ＳＩＮＲ）の予測があまり正確でない。従って、ＯＦＤＭＡシステムは連続パイロット信号送信を行わないことから、リバースリンク電力制御は各ユーザに対して個々に行われなければならず、セル内の全ユーザにおけるリバースリンク送信電力を制御するのはさらに難しいものとなる。

本発明の実施例はワイヤレス通信ネットワークにおけるリバースリンクの送信電力を制御する方法に向けられ、第１のタイプの干渉の第１の測定をするステップ、第２のタイプの干渉の第２の測定をするステップ、第１の測定値と第２の測定値の比を特定するステップ、及び特定された比を複数の移動体装置にブロードキャストするステップを含む。

本発明の他の実施例はワイヤレス通信ネットワークにおけるリバースリンクの送信電力を制御する方法に向けられ、２つの異なるタイプの干渉の比を示すブロードキャスト比を受信するステップ、及び受信されたブロードキャスト比に基づいてリバースリンク送信についての電力レベルを計算するステップを含む。

本発明の他の実施例はワイヤレス通信ネットワークにおけるリバースリンクの送信電力を制御する方法に向けられ、ＯＦＤＭＡ送信中に第１のフィードバック信号に基づいてＯＦＤＭＡ送信電力の第１の調整を行うステップ、及びＯＦＤＭＡ送信とＯＦＤＭＡ送信の間の期間に第２のフィードバック信号に基づいてＯＦＤＭＡ送信電力の第２の調整を行うステップを含む。

本発明の他の実施例は最大許容送信電力レベルを特定する方法に向けられ、異なる基地局からの信号を示す複数の干渉を受信するステップ、その信号を示す複数の干渉に基づいて最大送信電力しきい値を調整するか否かを判断するステップを含み、ここで、最大送信電力しきい値は、それより低いレベルでの送信が阻止される最大許容送信電力レベルを示す。

本発明は、以下の例示目的のみで提供される詳細な説明及び添付図面からより完全に理解され、種々の図面において同様の符号は対応の部分を指す。

本発明をより良く理解するために、本発明の実施例によるハイブリッド符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）／直交周波数分割多重アクセス（ＯＦＤＭＡ）システムをまず説明する。そして、例示のハイブリッドＣＤＭＡ／ＯＦＤＭＡシステムにおけるＯＦＤＭＡリバースリンク電力の制御例を説明し、さらに、移動局がハイブリッドＯＦＤＭＡ／ＣＤＭＡシステム内で送信する最大電力レベルを設定する方法へと続く。

＜ハイブリッドＣＤＭＡ／ＯＦＤＭＡシステム＞
図３は本発明の実施例によるワイヤレス通信システム（以下、「ハイブリッドＯＦＤＭＡ／ＣＤＭＡシステム」という）３００を示すものである。図３に示すように、ＯＦＤＭＡシステム３００は、１以上のサービングノードＢ３２０／３２５とエアインターフェイスを介して通信状態にある複数のユーザ機器（ＵＥ）３０５を含む。複数のノードＢは無線ネットワークコントローラ（ＲＮＣ）３３０に有線インターフェイスによって接続されている。また、図３には示していないが、ＲＮＣ３３０及びノードＢ３２０／３２５（別の言い方として「基地局」）の双方の機能は「基地局ルータ」と言われる単一のエンティティにまとめることもできる。ＲＮＣ３３０はインターネット３６０にゲートウェイサポートノード（ＧＳＮ）３５０を介してアクセスし、及び／又は公衆交換電話網（ＰＳＴＮ）３７０に移動交換センタ（ＭＳＣ）３４０を介してアクセスする。

図３のハイブリッドＣＤＭＡ／ＯＦＤＭＡシステム３００は図１のＯＦＤＭＡシステム１００と見た目は似ているが、図３のハイブリッドＣＤＭＡ／ＯＦＤＭＡシステム３００はさらに、動的に割り当てられた直交サブキャリアのセットを介してＯＦＤＭＡタイプの信号を、予め割り当てられた直交サブキャリアのセットを介してＣＤＭＡタイプの信号を通信するよう動作することができる。ここで、ＯＦＤＭＡタイプの信号は公知のＯＦＤＭＡ技術によって生成された信号であり、ＣＤＭＡタイプの信号は公知のＣＤＭＡ技術によって生成された信号である。

例示において、ＣＤＭＡタイプの信号は予め割り当てられた直交サブキャリアを介して送信され、従って、直交リソース（例えば、サブキャリア）の動的な割当てを必要としない。ＣＤＭＡタイプの信号はバースト的で周期的なトラフィックパターンでユーザに関連する信号となる。ここでは、ハイブリッドＯＦＤＭＡ／ＣＤＭＡシステム３００は、利用可能な帯域が直交サブキャリアのセットに分割されたマルチキャリアシステムであればよい。

図４に本発明の実施例による図３のハイブリッドＯＦＤＭＡ／ＣＤＭＡシステム３００に対する帯域幅割当て４００を示す。図４の実施例では、利用可能帯域幅は直交サブキャリアのセットに分割される。直交サブキャリアのセットは２つのグループに分類される。第１のグループ（ここではＯＦＤＭＡグループという）はＯＦＤＭＡ信号の送信のために使用される直交サブキャリアを含む。第２のグループ（ここではＣＤＭＡグループという）はＣＤＭＡタイプの信号の送信のために使用される直交サブキャリアを含む。ＯＦＤＭＡグループ及びＣＤＭＡグループは１以上のサブグループ（ここではＯＦＤＭＡゾーン及びＣＤＭＡゾーンという）をそれぞれ含む。各ゾーンは少なくとも１つのサブキャリアを含む。一例として、ＣＤＭＡゾーンは互いに隣接せず、ＯＦＤＭＡゾーンを挟みつつ帯域幅割当て４００の中を均等間隔で分布している。他の例では、２以上のＣＤＭＡゾーンは互いに隣接する。さらに他の例では、ＣＤＭＡゾーンは、いずれの帯域幅もＯＦＤＭＡゾーンに確保されないように全帯域幅（例えば、帯域幅割当て４００の全域）を占める。

図４の実施例では、ＯＦＤＭＡグループにおける直交サブキャリアを含むトラフィックチャネルを、以下、ＯＦＤＭＡトラフィックチャネルといい、ＣＤＭＡグループにおける直交サブキャリアを含むトラフィックチャネルを、以下、ＣＤＭＡトラフィックチャネルという。先述したように、ＯＦＤＭＡタイプの信号は公知のＯＦＤＭＡ技術によって生成された信号であり、ＣＤＭＡタイプの信号は公知のＣＤＭＡ技術によって生成された信号である。他の例として、ＯＦＤＭＡタイプの信号は公知のインタリーブド周波数分割多重アクセス（ＩＦＤＭＡ）技術、及び／又は周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）システムを介して信号を生成するための何らかのタイプの技術によって生成された信号であってもよい。同様に、ＣＤＭＡタイプの信号はＣＤＭＡ技術のみによって、及び／又はＣＤＭＡ及びＩＦＤＭＡ技術によって生成されるものであってもよい。

図５に本発明の実施例による送信機５００を示す。一例として、図５の送信機５００は図３のハイブリッドＣＤＭＡ／ＯＦＤＭＡシステム３００内の送信エンティティ（例えば、ノードＢ３２０／３２５、ＵＥ３０５／３１０等）内で採用される。

図５の実施例において、送信機５００はＣＤＭＡタイプの信号を処理するための第１の部分５８０及びＯＦＤＭＡタイプの信号を処理するための第２の部分５９０を含む。第１の部分５８０は乗算器５０５、５１０、５１５、５２０、加算器５２５、直列−並列（Ｓ２Ｐ）変換器５３０、Ｋ個のプレコーダ５３５、高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）モジュール５５０、サイクリックプレフィクス挿入器５６０、及び時間領域フィルタ５７０を含む。第２の部分５９０は変調器５４０、Ｓ２Ｐ変換器５４５、ＩＦＦＴモジュール５５０、サイクリックプレフィクス挿入器５６０、及び時間領域フィルタ５７０を含む。プレコーダ５３５は離散フーリエ変換（ＤＦＴ）マトリクス及び／又は周波数領域チャネルに基づくマトリクスを用いてその入力に変換動作を実行するように構成されている。各プレコーダ５３５はＮｚ個の出力ポートを含む。ＩＦＦＴモジュール５５０はＩＦＦＴマトリクスを用いてその入力に変換動作を実行するように構成されている。ＩＦＦＴモジュール５５０はＮＦＦＴ個の入力ポートを含み、ここで、ＮＦＦＴ個の入力ポートは、ＣＤＭＡゾーンに属する直交サブキャリアに関連するＫ×Ｎｚ個のポート、及びＯＦＤＭＡゾーンに属する直交サブキャリアに関連するＮＦＦＴ−Ｋ×Ｎｚ個の入力ポートを含む。

図５の実施例では、第１の部分５８０において、パイロットシンボル及びコード化されたデータシンボルが乗算器５０５、５１０への入力として供給される。パイロットシンボル及びコード化データシンボルはウォルシュコード等の拡散コードを用いて拡散ファクタＮｃｐ及びＮｃｄでそれぞれ拡散される。一例として、拡散ファクタＮｃｐはＮｚに等しく、ハイブリッドＯＦＤＭＡ／ＣＤＭＡシステム３００の帯域幅割当て４００におけるＣＤＭＡゾーン数である。続いて、拡散されたパイロットシンボル及びデータシンボルは擬似ランダムノイズ（ＰＮ）コード等のパイロット及びデータスクランブリングコードを用いて乗算器５１５、５２０においてスクランブルされてパイロット及びデータのチップを生成する。なお、スクランブリングコードは期間Ｎを有し、Ｎ>>Ｎｃｐ、Ｎｃｄである。一例として、スクランブリングコードはＣＤＭＡゾーン特有のものであってもよい。他の例として、スクランブリングコードは第１の部分５８０のパイロット及びデータのブランチのための異なるオフセットであってもよい。

図５の実施例において、パイロット及びデータのチップのストリームは加算器５２５においてコード多重化されてコード多重化信号を生成し、ここで、コード多重化信号はＫ×Ｎｚ個のコード多重化されたチップを含む。他の例では、パイロット及びデータのチップのストリームが時間多重化される。ＣＤＭＡタイプの信号はコード若しくは時間多重化されたチップの信号又はコード若しくは時間多重化されたチップの信号から導出された何らかの信号と考えることができる。

図５の実施例において、コード多重化信号はＳ２Ｐ変換器５３０への入力として供給される。Ｓ２Ｐ変換器５３０はコード多重化チップをＫ個のプレコーダ５３５の各々に等しく分配する。一例において、コード多重化チップはＮｚ個のコード多重化チップのブロックとして供給される。例えば、最初のＮｚ個のコード多重化チップは第１のプレコーダ５３５への入力として供給され、次のＮｚ個のコード多重化チップは第２のプレコーダ５３５への入力として供給される等となる。他の例において、Ｓ２Ｐ変換器５３０はコード多重化チップをＫ個以下のプレコーダ５３５に不均一又は不均等に分配し、コード多重化チップのブロックはＮｚとは異なるサイズであってもよい。

図５の実施例において、プレコーダ５３５はマトリクスを用いて変換動作を実行して時間領域の入力ベクトルを周波数領域の出力ベクトルに変換する。一例において、プレコーダ５３５の入力及び出力ベクトル双方は同じ（例えば、Ｎｚ個の）要素又はチップを含む。他の例として、プレコーダ５３５はＮｚ×Ｎｚの大きさのＤＦＴマトリクスＦを用いてＮｚ個のコード多重化チップを含む入力ベクトルを時間領域から周波数領域に変換する離散フーリエ変換（ＤＦＴ）である。マトリクスＦへの入力は以下のように表される。

なお、ｊ、ｋ＝０、１、２、・・・ｎ−１であり、ｉ＝√−１（ルート−１）である。ＤＦＴプレコーダの入力におけるコード多重化チップがベクトルｓで定義される場合、ｓ＝［ｓ１、ｓ２、ｓ３、・・・ｓＮｚ］^Ｔであり、Ｔは転置操作を表し、ＤＦＴプレコーダの出力はベクトルｘとして定義され、それは以下のように表される。

なお、Ｎｚはプレコードされる要素又はチップの数を表す。

本発明の他の実施例として、図５を参照して、プレコーダ５３５はアイデンティティマトリクスを用いてコード多重化チップを時間領域から周波数領域に変換してもよい。さらに、プレコーダ５３５はチャネルに影響を受けるマトリクスを用いて、変換に適用されるべき事前等価技術を可能とすることもできる。

図５の実施例において、Ｋ個のプレコーダ５３５のＮｚ個の出力ポートの各々はＣＤＭＡゾーンに属する直交サブキャリアに関連するＩＦＦＴ５５０のポートに個別にマッピングされる。一例として、Ｎｚ個の出力ポートを持つＩＦＦＴモジュール５５０の入力ポートへのマッピングは、ＣＤＭＡタイプ信号が送信用にスケジューリングされる直交サブキャリアに基づいて再構成可能なものであってもよい。

図５の実施例では、第２の部分５９０において、コード化されたデータシンボルは変調器５４０によってＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ等の公知の変調技術を用いて変調されて、データシンボルを、その後Ｓ２Ｐ変換器５４５に転送されるＫ個の変調シンボルＳｋに変換する。なお、Ｋ≦Ｎである。Ｓ２Ｐ変換器５４５は、コード化されたデータシンボルが送信される直交サブキャリアに関連するＩＦＦＴモジュール５５０の１以上のポートへの入力として供給される変調シンボルの並列ストリームを出力する。

図５の実施例では、ＩＦＦＴモジュール５５０において、高速逆フーリエ変換が変調シンボルＳｋ及びプレコード化チップ（例えば、プレコーダ５３５の出力）に適用されてチップｃ_ｎのブロックを生成する。なお、ｎ＝０、・・・ＮＦＦＴ−１である。サイクリックプレフィクス挿入器５６０はＮＦＦＴ個のチップのブロックの最後のＮｃｐチップを複製し、それらをＮＦＦＴ個のチップのブロックの先頭に付加して先頭付加ブロックを生成する。そして、先頭付加されたセットは時間領域フィルタ５７０を介してフィルタリングされ、その後送信される前にキャリア上に変調される。

＜ＣＤＭＡリバースリンク電力制御＞
ＣＤＭＡリバースリンク電力制御の処理の例は、本出願と同時に出願された本願の発明者による米国特許出願番号 発明の名称「Method of reverse link power control」に開示され、ここにその全部が参照として取り込まれる。従って、ＣＤＭＡリバースリンク電力制御の処理についてのこれ以上の説明は、以下により詳しく説明するＯＦＤＭＡリバースリンク電力制御の処理に関連するものを除いて省略する。

＜ＯＦＤＭＡリバースリンク電力制御の第１の例＞
図６Ａ及び６Ｂに本発明の他の実施例によるＯＦＤＭＡリバースリンク電力制御処理を示す。図６Ａ及び６ＢのＯＦＤＭＡリバースリンク電力制御処理は図３のハイブリッドＣＤＭＡ／ＯＦＤＭＡシステム３００に関して以下に記載される。より具体的には、図６Ａの処理のステップはノードＢ３２０で実行されるものとして記載され、図６Ｂの処理のステップはＵＥ３０５で実行されるものとして記載される。

図６Ａに示すように、ステップＳ６００において、ノードＢ３２０は受信信号スペクトルを解析してＯＦＤＭＡ干渉の「合計の」測定値を取得する。概略として、ＯＦＤＭＡは比較的低いセル内干渉測定値を有するものとして特徴付けられるので、ステップＳ６００は他セル干渉の測定として考えることができる。一例において、測定されたＯＦＤＭＡ干渉の大部分は図４の帯域幅割当て４００のＯＦＤＭＡゾーン内にある。

ステップＳ６０５において、ノードＢ３２０は再び受信信号スペクトルを解析してＣＤＭＡ干渉の測定値を取得する。測定されたＣＤＭＡ干渉は事前又は事後どちらかの干渉相殺（ＩＣ）測定値となり得ることが分かる。一例において、ＣＤＭＡ干渉の測定が事後干渉相殺で実行される場合には、ノードＢ３２０は干渉相殺の前にＣＤＭＡ信号スペクトルを測定し、干渉相殺の後に干渉の合計に対する残留干渉の比を測定する。これらの２つの量の比は事後干渉相殺のＣＤＭＡ干渉の測定値である。

ステップＳ６１０において、ノードＢ３２０は測定されたＯＦＤＭＡ干渉（ステップＳ６００）及びＣＤＭＡ干渉（ステップＳ６０５）を用いてフィルタリングされた干渉比（ＦＩＲ）、即ち、測定されたＣＤＭＡ干渉に対する測定されたＯＦＤＭＡ干渉の比を計算する。ＦＩＲ計算は本分野では周知であり、説明の便宜のためこれ以上説明しない。ＦＩＲが計算された後に、ステップＳ６１５において、ノードＢ３２０は計算されたＦＩＲをそのセル内の全てのＵＥにフォワードリンク即ちダウンリンク共通チャネルを用いてブロードキャストする。ステップＳ６１５のブロードキャストは種々の方法で実行される。例えば、差分ブロードキャスト手法がノードＢ３２０によって採用されてもよく、初期計算済みＦＩＲがリスニング中の移動局に送られる。その後、以前のＦＩＲ間の差を表す、より小さい値が送られる。しかし、ノードＢ３２０との通信に加わる新たなユーザの分のために、及び／又はシグナリングエラーの効果を低減するために、完了したＦＩＲが周期的に再ブロードキャストされる。

代替例として、ステップＳ６１５においてノードＢ３２０がＦＩＲをＣＤＭＡとＯＦＤＭＡで個別にブロードキャストするようにしてもよい。さらに他の代替例として、干渉アクティビティビット（ＩＡＢ）が移動局にブロードキャストされる。測定されたＣＤＭＡ干渉及び測定されたＯＦＤＭＡ干渉がそれぞれの干渉しきい値と比較される。比較結果がしきい値以上の測定干渉値を示す場合は、それぞれのＩＡＢは第１のロジックレベル（例えば、高い方のロジックレベル、即ち「１」）に設定され、比較結果がしきい値より低い測定干渉値を示す場合は、第２のロジックレベル（例えば、低い方のロジックレベル、即ち「０」）に設定される。本例では、測定されたＣＤＭＡ干渉（ステップＳ６０５）及び測定されたＯＦＤＭＡ干渉（ステップＳ６００）がそれぞれＣＤＭＡ干渉しきい値及びＯＦＤＭＡ干渉しきい値を超えたか否かを示すことに対応するために、２つの個別のＩＡＢがノードＢ３２０によって送信される。

図６Ｂに戻り、ステップＳ６５０において、ＵＥ３０５がブロードキャストされたＦＩＲを受信する。ステップＳ６５５において、ＵＥ３０５はブロードキャストされたＦＩＲに基づいて、ＯＦＤＭＡリバースリンク送信のために送信する電力レベルを計算する。ステップＳ６５５の計算をより詳しく説明する。

以下の用語がステップＳ６５５における計算例で使用される。
「Γｏ」はＯＦＤＭＡパイロット信号に対する目標ＳＩＮＲである。
「Γｃ」はＣＤＭＡパイロット信号に対する目標ＳＩＮＲである。
「Ｐｃ(t）」はスロットｔについてのＣＤＭＡパイロット送信電力スペクトル密度であり、ＵＥ３０５から送信される。
「Ｐｏ(t）」はスロットｔについてのトーン当りの阻止されないＯＦＤＭＡ公称パイロット電力である。
「ΔＩ(t）」は、ステップＳ６１５でノードＢ３２０によって送信され、ステップＳ６５０でＵＥ３０５によって受信される、周期的にブロードキャストされるスロットｔについてのＦＩＲである。
「Ｉ＿ＯＦＤＭＡ(t）」はスロットｔについてのステップＳ６００における測定ＯＦＤＭＡ干渉である。
「Ｉ＿ＣＤＭＡ(t）」はスロットｔについてのステップＳ６０５における測定ＣＤＭＡ干渉である。

上記の前提において、ステップＳ６１５でノードＢ３２０によって送信され、ＵＥ３０５によって受信されたフィルタリング済みＦＩＲは、
ΔＩ(t)＝１０log１０［Ｉ＿ＯＦＤＭＡ(t)／Ｉ＿ＣＤＭＡ(t)］ ＜式３＞
で表される。
目標ＳＩＮＲ比ΔΓは、
ΔΓ＝Γｏ／Γｃ ＜式４＞
で与えられる。
ＵＥ３０５はこれによりトーン当りのＯＦＤＭＡパイロット電力Ｐｏ(ｔ)を以下のように調整することができる。
Ｐｏ(t)＝α(t)^＊Ｐｃ(t) ＜式５＞
なお、α(t)は計算された電力比であり、以下のように表される。
α(t)＝ΔΓ^＊１０^{ΔＩ(t)／１０} ＜式６＞

図６Ｂに戻り、ステップＳ６６０において、ＵＥ３０５はＯＦＤＭＡゾーン内のＯＦＤＭＡ信号を計算済み電力レベル即ちＰｏ(t)に従って送信する。

上述した図６Ａ／６ＢのＯＦＤＭＡリバースリンク電力制御処理の直ちに分かる有利な効果は、専用制御ビットが特定のＵＥに送られる従来の「速い」ＯＦＤＭＡ電力制御が例示のアプローチの「ブロードキャスト」の性質によって回避されることである。これによって、ＯＦＤＭＡリバースリンク電力調整を計算するための処理がノードＢからＵＥに移転・軽減され、これによってシステムリソースを節約できる。

＜ＯＦＤＭＡリバースリンク電力制御の第２の例＞
一般に、図３のハイブリッドＣＤＭＡ／ＯＦＤＭＡシステム３００の帯域幅割当て４００のＣＤＭＡゾーン内のＣＤＭＡ送信は「連続的」と言える一方、対応するＯＦＤＭＡゾーンでのＯＦＤＭＡ送信は「バースト的」（例えば、頻繁でない、非連続である、周期的である、等）と言える。従来のＯＦＤＭＡ電力制御はＯＦＤＭＡ送信バースト間の「ギャップ」中にＯＦＤＭＡ電力設定を調整しない。以下に、ＣＤＭＡシグナリング（大なり小なり連続的なもの）が使用されてＯＦＤＭＡバースト間で送信が途切れた間にＯＦＤＭＡ電力制御を調整する例を説明する。

以下の例では、図６ＢのステップＳ６５５の計算に関して上記で説明した定義がここに参照として取り込まれる。

図７に本発明の他の実施例によるＯＦＤＭＡリバースリンク電力制御の処理を示す。
ステップＳ７００において、ＵＥ３０５はノードＢ１２０との接続を確立しており、データを図３のハイブリッドＣＤＭＡ／ＯＦＤＭＡシステム３００の帯域幅割当て４００のＣＤＭＡゾーン内でＣＤＭＡプロトコルを介して転送している。ステップＳ７００では、まだＯＦＤＭＡバーストは発生していないものとする。ステップＳ７０５において、「初期」ＯＦＤＭＡパイロット送信電力、即ち、最初のＯＦＤＭＡバーストで使用するために最初のＯＦＤＭＡの前に確立されたＯＦＤＭＡパイロット送信電力レベルがＵＥ３０５で確立され、以下のように表される。
Ｐｏ(t)＝α(t)^＊Ｐｃ(t) ＜式７＞
なお、初期電力比α(t)はシステムエンジニアによって決定されたデフォルトレベルに設定される。

「初期」ＯＦＤＭＡトラフィックレベルに対する送信電力レベルは、レートに依存するトラフィック対パイロット比（ＴＰＲ）をＰｏ(t)に乗ずるか、あるいはレートに依存するパイロットブースト値を定義することによって確立される。ここで、「レートに依存する」とは、ＴＰＲ又はパイロットブースト値が異なる送信レートに関連する異なるＳＩＮＲ要件に基づくことを意味する。

ステップＳ７１０において、ＵＥ３０５はＯＦＤＭＡデータを１以上のＯＦＤＭＡゾーンに送信する。ステップＳ７１５において、ノードＢは受信したＯＦＤＭＡバーストに対するＳＩＮＲを測定し、ステップＳ７２０において、測定されたＯＦＤＭＡ＿ＳＩＮＲを目標ＯＦＤＭＡ＿ＳＩＮＲと比較する。目標ＯＦＤＭＡ＿ＳＩＮＲは固定の値であってもよいし、適応的な可変値等であってもよい。

ハイブリッドＣＤＭＡ／ＯＦＤＭＡシステム３００が電力調整のための独立したＯＦＤＭＡビットを許可している場合、ステップＳ７２５において、ノードＢ３２０は独立したＯＦＤＭＡビットを送る。代替的に、ハイブリッドＣＤＭＡ／ＯＦＤＭＡシステム３００においてそのような独立したＯＦＤＭＡビットが設けられていない場合、ステップＳ７２５において、ＳＩＮＲが同時に推定される。言い換えると、単一の電力制御ビット又は共通ビットがＵＥ３０５におけるＣＤＭＡ及びＯＦＤＭＡ送信双方を調整するために使用される。共通ビットはＯＦＤＭＡ及びＣＤＭＡのＳＩＮＲ双方に基づいて決定される。

ステップＳ７１０で始まるＯＦＤＭＡバーストはステップＳ７３０で終わる。ステップＳ７３５において、ノードＢ３２０はＯＦＤＭＡバースト間のギャップ中に以下の式を用いてＯＦＤＭＡ＿ＳＩＮＲを推定する。
Γｏ,ｅｓｔ(t)＝Γｃ(t)^＊α_est(t)^＊β(t) ＜式８＞
なお、Γｏ,ｅｓｔ(t)はスロットｔについて推定されたＯＦＤＭＡ＿ＳＩＮＲであり、α_est(t)はスロットｔについての推定電力比であり、β(t)はスロットｔについての修正ファクタである。

ステップＳ７４０において、推定ＯＦＤＭＡ＿ＳＩＮＲ＿Γｏ,ｅｓｔ(t)が目標ＯＦＤＭＡ＿ＳＩＮＲ＿Γｏと比較され、ステップＳ７４５において、その比較結果に基づいてノードＢ３２０がＯＦＤＭＡ送信電力制御（ＴＰＣ）ビットをＵＥ３０５に送る。ＴＰＣビットは単一ビット二進インジケータであり、ＵＥ（例えばＵＥ３０５）に送信電力を一定量だけ上昇させるために第１のロジックレベル（例えば、高い方のロジックレベル、即ち「１」）に設定され、ＵＥ（例えばＵＥ１０５）に送信電力を一定量だけ低下させるために第２のロジックレベル（例えば、低い方のロジックレベル、即ち「０」）に設定される。一例において、ステップＳ７４５の比較結果が、推定ＯＦＤＭＡ＿ＳＩＮＲが目標ＯＦＤＭＡ＿ＳＩＮＲよりも低いことを示した場合、ノードＢ３２０は第１のロジックレベル（例えば、高い方のロジックレベル、即ち「１」）のＴＰＣビットをＵＥ３０５に送る。それ以外の場合、ノードＢ３２０は第２のロジックレベル（例えば、低い方のロジックレベル、即ち「０」）のＴＰＣビットをＵＥ３０５に送る。

実際の測定ＯＦＤＭＡ＿ＳＩＮＲ値は入手可能であるので推定ＯＦＤＭＡ＿ＳＩＮＲ＿Γｏ,ｅｓｔ(t)はＯＦＤＭＡバースト中に使用されないが、ＯＦＤＭＡバーストのギャップ中に使用される修正ファクタβ(t)は、推定ＯＦＤＭＡ＿ＳＩＮＲ＿Γｏ,ｅｓｔ(t)をＯＦＤＭＡギャップ中により正確なものとするために、ＯＦＤＭＡバースト中に更新される。従って、ステップＳ７５０において、修正ファクタβ(t)はＯＦＤＭＡバースト中に以下の式を用いて更新される。
β(t)＝（１−λ）^＊β(t-1)＋λ^＊Γｏ(t)/（Γｃ(t)^＊α_est(t)） ＜式９＞
なお、λは０と１の間の忘却ファクタである。忘却ファクタはシステムエンジニアによって決定される一定値である。

＜最大移動局送信電力＞
ＵＥ３０５の送信についてのトーン当りの最大電力しきい値の確立の例を以下に説明する。一例において、セルの縁又は境界の近く（例えば、ノードＢ１２０とノードＢ１２５の間）に位置するＵＥは、サービングノードＢ（例えば、セルの中心位置付近）の近傍に位置するＵＥよりも隣接セルの干渉の影響を受けやすい。所与のＵＥが送信するピーク電力について何ら制御がなされないと、システム干渉全体が上昇する。図３のハイブリッドＣＤＭＡ／ＯＦＤＭＡシステム３００内のＵＥに対するトーン当りのピーク電力又は最大送信電力レベルを確立する以下の例は、複数のセルに関するＵＥ位置に関連して与えられる。さらに、以下の実施例は、サービングノードＢとしてノードＢ３２０を、隣接ノードＢとして隣接ノードＢ３２０を有するＵＥ３０５に関して記載される。なお、この特定の構成は例示目的のために与えられたものであり、以下の最大送信電力制御の処理がハイブリッドＣＤＭＡ／ＯＦＤＭＡシステム３００内のあらゆるＵＥに適用できることは容易に分かるはずである。

ハイブリッドＣＤＭＡ／ＯＦＤＭＡシステム３００内のノードＢ（例えば、ノードＢ１２０、１２５等）の各々は受信した他セル干渉（例えば、ノードＢ自身のセル以外の他のセルからの干渉）の量を周期的に測定する。ノードＢの各々は測定された他セル干渉を他セル干渉しきい値Ｉｏ_threshと比較する。一例において、ＲＮＣ３３０がノードＢ３２０／３２５に対する他セル干渉しきい値Ｉｏ_threshを設定するようにしてもよい。ｋ個のノードＢの各々は比較結果に基づいて干渉アクティビティビット（ＩＡＢ）を（例えば、ＵＥ３０５のような範囲内の全ＵＥに）送信する。一例として、ノードＢ「ｐ」を参照すると、比較結果が、測定他セル干渉が他セル干渉しきい値Ｉｏ_threshよりも大きいことを示す場合には、ＩＡＢ(p)＝１となる。なお、ノードＢｐはハイブリッドＣＤＭＡ／ＯＦＤＭＡシステム３００内のノードＢのうちの１つを表している。上記以外として、比較結果が、測定他セル干渉が他セル干渉しきい値Ｉｏ_threshよりも大きくないことを示す場合には、ＩＡＢ(p)＝０となる。ハイブリッドＣＤＭＡ／ＯＦＤＭＡシステム３００内の隣接又はサービングノードＢに対するＵＥの位置にある程度基づいて複数のＩＡＢがハイブリッドＣＤＭＡ／ＯＦＤＭＡシステム３００内のＵＥによって受信されるように、ＩＡＢが１以上のノードＢから一時に送信されることが分かる。ノードＢによって送信されたＩＡＢを考慮に入れた上で、ＣＤＭＡシステム１００内のＵＥで実行されるトーン当りの最大送信電力しきい値調整の処理を図８の代表ＵＥ３０５に関して以下に説明する。

図８に本発明の実施例によるＵＥの送信のためのトーン当りの最大送信電力しきい値を確立する処理を示す。図８の実施例をハイブリッドＣＤＭＡ／ＯＦＤＭＡシステム３００内の代表ＵＥ（例えばＵＥ３０５）及びｋ個のノードＢ（例えば、ノードＢ１２０、１２５等）に関して説明する。なお、ｋは０以上の整数である。図８に示し、以下に説明するステップは、例えば、図３のＵＥ３０５で実行される。代表ＵＥ３０５は必ずしもｋ個のノードＢのうちの２以上と（ソフトハンドオフモード等にあるかもしれないが）アクティブな通信状態にある必要はないが、代表ＵＥ３０５はｋ個のノードＢ全てからの信号を「リスニング」するか受信することができる。従って、数値ｋはハイブリッドＣＤＭＡ／ＯＦＤＭＡシステム３００内のＵＥ３０５の位置に基づいて変動し得ることが分かる。例えば、ＵＥ３０５がノードＢ１２０のようなサービングノードＢに非常に近い場合、通常ｋは１に等しくなる。ＵＥ３０５がセルの縁に近づくにつれて、通常ｋは１より大きくなる。

図８の実施例では、ステップＳ８００において、ノードＢ３２０によってサービングされているＵＥ３０５のトーン当りの最大送信電力しきい値は、ＵＥ３０５によって以下のように初期化される。
Ｐ_max(1)＝Ｉｏ_thresh／ｍａｘ(Ｇ(d))、ｄ＝１、・・・ｋ ＜式１０＞
なお、Ｐ_max(1)は初期期間に対する最大電力であり、Ｉｏ_threshは他セル干渉しきい値（例えば、許容され得る他セル干渉の量）であり、Ｇ(d)はＵＥ３０５からｋ個のノードＢのうちのｄ番目のノードＢへの平均チャネルゲインであり、ｄは１からｋまでの整数である。一例において、Ｇ(d)測定値は共通パイロット及びプリアンブルにおけるＳＩＮＲ測定値に基づき、他セル干渉しきい値Ｉｏ_threshは設計エンジニアによって決定される。

ステップＳ８０５において、ＵＥ３０５はｋ個のノードＢの各々から（図８の前に説明した）ＩＡＢを受信し、ステップＳ８１０において、トーン当りの最大送信電力しきい値の調整が必要か否かを判断する。ステップＳ８１０で調整が必要であると判断した場合、ステップＳ８１５においてＵＥ３０５に対して電力調整値が計算される。それ以外の場合は、処理はステップＳ８０５に戻る。ステップＳ８１５において、ＵＥ３０５はＰｃ_bucket(t)という送信電力リソースに対するトークンバケットを確立する。これは受信されたＩＡＢに基づいて送信電力リソースの瞬間の更新値を示し、ＵＥ３０５によって受信されたＩＡＢの幾つかが「１」にセットされる場合に、
Ｐｃ_bucket(t)＝Ｐｃ_bucket(t-1)−ΔＰ_down ＜式１１＞
で表される。なお、ΔＰ_down＝ｗ^＊ｍａｘ(Ｇ(y))であり、ｙは時間ｔにおいて「１」に等しいＩＡＢを送信するｋ個のノードＢのうちのｙ個のノードＢを示し、ｗは設計エンジニアによって決定される固定の重み付けファクタである。

あるいは、ＵＥ３０５によって受信されたＩＡＢの全てが「０」にセットされる場合に、Ｐｃ_bucket(t)は、
Ｐｃ_bucket(t)＝Ｐｃ_bucket(t-1)−ΔＰ_up ＜式１２＞
で表される。なお、「ｔ」は現在の期間であり、「ｔ−１」は以前の期間であり、ΔＰ_upは、
ΔＰ_up＝［ｘ／（１−ｘ）］ΔＰ_down
で表される。なお、ｘは所与のノードＢによって測定された他セル干渉が外部干渉しきい値Ｉｏ_threshよりも大きい確率に等しい。一例において、確率「ｘ」は所与のノードＢ（例えば、ノードＢ３２０）に対するカバレッジ要件に基づく。他の例では、確率「ｘ」はハイブリッドＯＦＤＭＡ／ＣＤＭＡシステム３００の配備又は実装中に決定される。

Ｐ_bucket(t)はＰｃ_bucket(t)の平均バージョンであり、
Ｐ_bucket(t)＝Ｐ_bucket(t-1)＋ Ｐｃ_bucket(t)− Ｐ_max(t-1) ＜式１３＞
で表される。
Ｐ_max(t)は、新たなエンコーダパケットがＵＥ３０５からノードＢ３２０への送信にスケジュールされる場合には、
Ｐ_max(t)＝ｍｉｎ（Ｐ_max(t)、Ｐ_bucket(t)） ＜式１４＞
で表され、新たなエンコーダパケットがＵＥ３０５からノードＢ３２０への送信にスケジュールされない場合には、
Ｐ_max(t)＝Ｐ_bucket(t)− Ｐ_margin ＜式１５＞
で表される。なお、Ｐ_marginはエンコーダパケットの送信中にバケットが空にならないことを確実にするための０以上のオフセット値である。例えば、Ｐ_max(t)がスペクトル効率のしきい値レベルを達成できる充分な電力レベルに設定されるように、新たなエンコーダパケットに対するデータレートが選択される。

トーン当りの最大送信電力しきい値Ｐ_max(t)がステップＳ８１５において式１４及び１５の一方によって設定され、処理はステップＳ６０５に戻る。

従って、図８に関して上記の例示の方法によって、より大きい数のノードＢに近いＵＥ（例えば、サービングノードＢから遠く離れている場合やセルの縁に近い場合）はトーン当りの最大送信電力しきい値をより大きいステップで調整する一方、サービングノードＢの近傍により近いＵＥはＩＡＢビットに対してより遅く反応する。パイロット基準電力（Ｐｏ(t)）及び最大許容データ／パイロット電力の組み合わせは、ＵＥによって要求されるスペクトル効率の算出において使用される。

さらに、チップ当りのＣＤＭＡ最大送信電力しきい値を設定及び調整する代替例が、本出願と同時に出願された本願の発明者による米国特許出願番号 発明の名称「Method of reverse link power control」に開示され、その全部がここに参照として取り込まれる。
従って、本発明の実施例がここに開示されているので、同じことが多くのやり方で変更実施できることは明らかである。例えば、ノードＢ及びＵＥが、それぞれ代替的に基地局（ＢＳ）又はアクセスネットワーク（ＡＮ）及び移動局（ＭＳ）、アクセス端末（ＡＴ）又は移動体装置（ＭＵ）であってもよいことが分かる。さらに、上記はＣＤＭＡ／ＯＦＤＭＡシステムに関して記載したが、同様のことがＵＭＴＳシステムでの使用に適用できることは容易に理解できるはずである。
そのような変形例は本発明の実施例から離れたものとは認められず、そのような修正例の全ては本発明の範囲に含まれる。

従来のＯＦＤＭＡシステムを示す図である。 図１の従来のＯＦＤＭＡシステム内の送信機を示す図である。 本発明の実施例によるハイブリッドＯＦＤＭＡ／ＣＤＭＡシステムを示す図である。 本発明の実施例による図３のハイブリッドＯＦＤＭＡ／ＣＤＭＡシステムのための帯域割当てを示す図である。 本発明の実施例による図３のハイブリッドＯＦＤＭＡ／ＣＤＭＡシステムにおける送信機の概略図である。 本発明の他の実施例によるＯＦＤＭＡリバースリンク電力制御処理を示す図である。 本発明の他の実施例によるＯＦＤＭＡリバースリンク電力制御処理を示す図である。 本発明の他の実施例による移動局の送信のためのトーン当りの最大送信電力しきい値を設定する処理を示す図である。

Claims (10)

1. ワイヤレス通信ネットワーク（３００）においてリバースリンク送信電力を制御する方法であって、
   第１のタイプの干渉を測定する第１の測定ステップ（Ｓ６００）、
   第２のタイプの干渉を測定する第２の測定ステップ（Ｓ６０５）、
   該第１及び第２の測定値の比を特定するステップ（Ｓ６１０）、及び
   特定された該比を複数の移動体装置にブロードキャストするステップ（Ｓ６１５）
   からなる方法。
2. 請求項１の方法において、該第１のタイプの干渉がＯＦＤＭＡ干渉であり、該第２のタイプの干渉がＣＤＭＡ干渉である方法。
3. ワイヤレス通信ネットワーク（１００）においてリバースリンク送信電力を制御する方法であって、
   ２つの異なるタイプの干渉間の比を示すブロードキャストされた比を受信するステップ（Ｓ６５０）、及び
   受信した該ブロードキャストされた比に基づいて、リバースリンク送信の電力レベルを計算するステップ（Ｓ６５５）
   からなる方法。
4. ワイヤレス通信ネットワーク（１００）においてリバースリンク送信電力を制御する方法であって、
   ＯＦＤＭＡ送信中に第１のフィードバック信号に基づいてＯＦＤＭＡ送信電力を調整する第１の調整ステップ（Ｓ７２５）、及び
   ＯＦＤＭＡ送信とＯＦＤＭＡ送信の間の期間中に第２のフィードバック信号に基づいてＯＦＤＭＡ送信電力を調整する第２の調整ステップ（Ｓ７４５）
   からなる方法。
5. 請求項４の方法において、該第１のフィードバック信号が、測定されたＯＦＤＭＡ＿ＳＩＮＲに基づき、該第２のフィードバック信号が、推定されたＯＦＤＭＡ＿ＳＩＮＲに基づく方法。
6. ワイヤレス通信ネットワーク（１００）においてリバースリンク送信電力を制御する方法であって、
   移動局からＯＦＤＭＡ送信を受信したときには、測定されたＯＦＤＭＡ＿ＳＩＮＲに基づいて第１の電力調整インジケータを送るステップ（Ｓ７２５）、及び
   該移動局からＯＦＤＭＡ送信を受信しなかったときには、推定されたＯＦＤＭＡ＿ＳＩＮＲに基づいて第２の電力調整インジケータを送るステップ（Ｓ７４５）
   からなる方法。
7. 請求項６の方法において、該ＯＦＤＭＡ＿ＳＩＮＲが（ｉ）以前のＯＦＤＭＡ送信、及び（ii）前記（ｉ）の後に受信されたＣＤＭＡ送信に基づく方法。
8. 最大許容送信電力レベルを決定する方法であって、
   異なる基地局からの複数の干渉表示信号を受信するステップ（Ｓ８０５）、及び
   該複数の干渉表示信号に基づいて最大送信電力しきい値を調整するか否かを判断するステップであって、該最大送信電力しきい値が、それより低いレベルでの送信が阻止される最大許容送信電力レベルである、ステップ（Ｓ８１０）
   からなる方法。
9. 請求項８の方法であって、さらに、
   他セル干渉が他セル干渉しきい値を超えていることを該複数の干渉表示信号の少なくとも１つが示す場合に、該最大送信電力しきい値を上昇させるステップ（Ｓ８１５）、及び
   該他セル干渉しきい値を超える他セル干渉を示す少なくとも１つの干渉表示信号を該複数の干渉表示信号の少なくとも１つが含まない場合に、該最大送信電力しきい値を低下させるステップ（Ｓ８１５）
   からなる方法。
10. 請求項８の方法において、該最大送信電力しきい値がトーン当りの電力及びチップ当りの電力のうちの１つに関連する方法。

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