CN101385270A - 反向链路功率控制的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了反向链路功率控制的方法。第一种示例性方法包括对第一类型干扰进行第一测量(S600)、对第二类型干扰进行第二测量(S605)、确定第一和第二测量之间的比值(S610)和将所确定的比值广播到多个移动单元(S615)。第二种示例性方法包括接收所广播的指示两种不同类型的干扰之比的比值(S650)和根据接收到的所广播的比值计算反向链路传输的功率电平(S655)。第三种示例性方法包括在OFDMA传输期间根据第一反馈信号对OFDMA传输功率进行第一调节(S725)和在OFDMA传输之间的时间段期间根据第二反馈信号对OFDMA传输功率进行第二调节(S745)。第四种示例性方法包括接收来自于不同基站的多个干扰指示信号(S805)和根据所述多个干扰指示信号确定是否要调节最大发射功率阈值，所述最大发射功率阈值指示最大允许传输功率电平，低于该最大允许传输功率电平，传输就会受到约束(S810)。

Description

反向链路功率控制的方法
技术领域
本发明的示例性实施例大体上涉及通信系统，更特别地，涉及无线通信系统。
背景技术
传统的无线通信系统包括一个或多个基站或基站路由器(也可以被称为接入点、节点B或接入网络)，用于为一个或多个移动单元提供无线连接，所述一个或多个移动单元也可以使用诸如用户设备、订户设备和接入终端之类的术语来称谓。移动单元的例子包括蜂窝电话、个人数据助理、智能电话、文本消息传递(messaging)装置、膝上型/笔记本计算机、台式计算机等等。每个基站可以为一个或多个移动单元提供无线连接，例如位于与基站相关联的地理区域或小区中的移动单元。可替换地，可以使用基站路由器来为移动单元提供无线连接。
从基站或基站路由器发送到一个或多个移动单元的消息传递一般称为“前向链路”或“下行链路”消息传递。从移动单元发送到基站或基站路由器的消息传递一般称为“反向链路(reverse link)”或“上行链路”消息传递。
正交频分复用(OFDM)是一种针对频率选择性信道上的信号传输的高效调制方案。在OFDM中，将较宽的带宽划分成多个窄带子载波，将这些子载波安排成彼此正交。在这些子载波上调制的信号被并行传送。
OFDM可以用来通过时分多址(TDMA)支持多订户的多路接入(multiple access)，其中，每个订户在分配给它的时隙内使用所有的子载波。正交频分多址(OFDMA)是另一种多路接入的方法，它使用OFDM的基本格式。在OFDMA中，多个订户采用与频分多址(FDMA)类似的方式同时使用不同的子载波(例如，对于每个“共享”的子载波，使用频率划分来实现多路接入)。
OFDMA将信号划分成子信道(即，载波组)，其中每个子信道被分配给不同的订户。于是可以从各种载波组合出不同的子信道。可以单独地对待每个订户，而不管位置、与基站的距离、干扰和功率需求如何。在该系统中，针对每个载波能够使用各种不同的调制，以提供改进的覆盖和吞吐量。OFDMA增强的子信道结构实现更加高效的双工技术，例如频分双工(FDD)和时分双工(TDD)，并且产生了干扰减少且能够实现更高数据吞吐量的信号。在FDD系统中，前向链路和反向链路传输这二者在不同的载波上同时进行。
图1图示出传统的OFDMA系统100。如图1中所示，OFDMA系统100包括通过空中接口与一个或多个服务节点B120/125通信的多个用户设备(UE)105。利用有线接口将多个节点B连接到无线电网络控制器(RNC)130。可替换地，虽然未在图1中示出，但是可以将RNC 130和节点B120/125(可替换地称为“基站”)这二者的功能整合成(collapse into)单个实体，称为“基站路由器”。RNC 130通过网关支持节点(GSN)150接入因特网160和/或通过移动交换中心(MSC)140接入公用交换电话网(PSTN)170。
图2图示出传统OFDMA系统中的发射机200。在一个例子中，在图1的传统OFDMA系统100内的发射实体(例如，节点B120/125、UE 105/110等)内采用图2的发射机200。
如图2所示，发射机200包括调制器210、串并(S2P)转换器220、逆向快速傅里叶变换器(IFFT)模块230、循环前缀插入器240和时域滤波器250。IFFT模块230包括N个端口，用于接收调制符号。N个端口中的每个端口都与正交子载波相关联。IFFT模块230可操作来使用NxN IFFT矩阵对其输入执行变换操作，其中矩阵项Fj，k被定义为Fj，k＝e-2πijk/n，j，k＝0，1，2，...，n-1并且 i = - 1 。
编码数据符号被作为输入提供给调制器210。调制器210使用公知的调制技术(例如BPSK、QPSK、8PSK、16QAM和64QAM)将编码数据符号转换成K个调制符号Sk，然后将这些调制符号Sk作为输入提供给S2P转换器120，其中K<＝N。S2P转换器220输出调制符号的并行流，这些并行流被作为输入提供给与正交子载波相关联的IFFT模块230的N个端口中的一个或多个端口，其中编码数据符号将会通过这些正交子载波而被传送。在IFFT模块230中，对调制符号Sk应用逆向快速傅里叶变换以产生码片(chip)块cn，其中n＝0，...，N-1。循环前缀插入器240拷贝N个码片的块的最后Ncp个码片并且将它们前挂(prepend)于N个码片的块，从而产生加前挂块(prepended block)。然后通过时域滤波器250对加前挂的集合进行滤波，并且随后在传送之前将其调制到载波上。
由于OFDMA传输具有小区内正交特性，因此与传统码分多址(CDMA)相比，OFDMA系统在反向链路上提供了减少的干扰和更高的数据速率。不过，OFDMA的实现基于以下代价：信令增加并且无法为以较低数据速率传送和/或需要快速接入载波的用户提供带宽共享。相比而言，CDMA系统在没有传统OFDMA中存在的显式请求和准许(request-and-grant)机制的情况下就能够实现多订户接入，并且这可以增加用户对用于进行传输的载波的接入。
功率控制是CDMA系统中反向链路的关键问题，这是因为CDMA系统可能会经历明显的小区内(in-cell)和小区外(outer-cell)干扰。由于OFDMA具有正交特性，所以与CDMA系统相比，OFDMA系统通常会经历较少的小区内干扰，从而OFDMA系统可以采用“更宽松”的功率控制要求，这是因为OFDMA系统中存在的干扰可能基本上限于小区外干扰。然而，OFDMA系统中的反向链路功率控制仍然存在传统OFDMA系统中经不起较少小区内干扰的问题。例如，在没有反向链路传输功率到反向链路数据速率的映射的情况下，可能难以实现OFDMA系统中反向链路上的有效速率控制。
由于是由基站通过向不同用户给予可用带宽的不同部分来调度OFDMA传输的，因此每个用户的传输通常本来就是“突发的”。因此，保持由所有用户传送的用于执行闭环OFDMA功率控制的恒定导频，是效率低下的。另一方面，单纯的开环功率控制技术在效率方面具有局限性，这是因为开环功率控制技术通常不会保持对小区外干扰的严格(tight)控制，并且对于给定发射功率(transmit power)，对接收的信号干扰噪声比(SINR)的预测不甚准确。因此，由于OFDMA系统没有传送连续的导频信号传输，所以针对小区内的所有用户控制反向链路传输功率更加困难，这是因为反向链路功率控制必须针对每个用户单独执行。
发明内容
本发明的示例性实施例涉及一种控制无线通信网络中的反向链路传输功率的方法，包括对第一类型干扰进行第一测量、对第二类型干扰进行第二测量、确定第一和第二测量之间的比值和将所确定的比值广播到多个移动单元。
本发明的另一示例性实施例涉及一种控制无线通信网络中的反向链路传输功率的方法，包括接收所广播的指示两种不同类型的干扰之比的比值和根据接收到的所广播的比值计算反向链路传输的功率电平(powerlevel)。
本发明的另一示例性实施例涉及一种控制无线通信网络中的反向链路传输功率的方法，包括在OFDMA传输期间根据第一反馈信号对OFDMA传输功率进行第一调节和在OFDMA传输之间的时间段期间根据第二反馈信号对OFDMA传输功率进行第二调节。
本发明的另一示例性实施例涉及一种确定最大允许(permitted)传输功率电平的方法，包括接收来自于不同基站的多个干扰指示信号和根据所述多个干扰指示信号确定是否要调节最大发射功率阈值，所述最大发射功率阈值指示最大允许传输功率电平，低于该最大允许传输功率电平，传输就会受到约束(constrained)。
附图说明
根据下面给出的详细描述和仅仅为了图解说明而给出的附图，将会对本发明有更加充分地理解，其中同样的附图标记指代各附图中的相应部分，并且其中：
图1图示出传统OFDMA系统。
图2图示出图1的传统OFDMA系统中的发射机。
图3图示出根据本发明的示例性实施例的混合OFDMA/CDMA系统。
图4图示出根据本发明的示例性实施例的针对图3的混合OFDMA/CDMA系统的带宽分配。
图5图示出根据本发明的示例性实施例的图3的混合OFDMA/CDMA系统中的发射机的示意图。
图6A和6B图示出根据本发明的另一示例性实施例的OFDMA反向链路功率控制过程。
图7图示出根据本发明的另一示例性实施例的OFDMA反向链路功率控制过程。
图8图示出根据本发明的示例性实施例的为移动站的传输确定每音调(per tone)最大发射功率阈值的过程。
具体实施方式
为了更好地理解本发明，将首先描述根据本发明的示例性实施例的混合码分多址(CDMA)/正交频分多址(OFDMA)系统。然后，将会给出在示例性混合CDMA/OFDMA系统中控制OFDMA反向链路功率的例子，随后是确定在混合OFDMA/CDMA系统内移动站发射可以采用的最大功率电平的方法。
混合CDMA/OFDMA系统
图3图示出根据本发明的示例性实施例的无线通信系统(下文中称为“混合OFDMA/CDMA系统”)300。如图3中所示，OFDMA系统300包括通过空中接口与一个或多个服务节点B 320/325通信的多个用户设备(UE)305。利用有线接口将多个节点B连接到无线电网络控制器(RNC)330。可替换地，虽然未在图3中示出，可以将RNC 330和节点B 320/325(可替换地称为“基站”)这二者的功能整合成单个实体，称为“基站路由器”。RNC330通过网关支持节点(GSN)350接入因特网360和/或通过移动交换中心(MSC)340接入公用交换电话网(PSTN)370。
虽然图3的混合CDMA/OFDMA系统300从表面上看类似于图1的OFDMA系统100，但是图3的混合CDMA/OFDMA系统300还可操作来通过一组动态分配的正交子载波传送OFDMA类型信号和通过一组预先分配的正交子载波传送CDMA类型信号，其中OFDMA类型信号是根据公知的OFDMA技术生成的信号，而CDMA类型信号是根据公知的CDMA技术生成的信号。
在一个例子中，CDMA类型信号是通过预先分配的正交子载波来发射的，因此不需要动态分配正交资源(例如子载波)。CDMA类型信号可以是与具有突发性和周期性业务模式(traffic pattern)的用户相关联的信号。现在将会描述，混合OFDMA/CDMA系统300可以是将可用带宽划分为一组正交子载波的多载波系统。
图4图示出根据本发明的示例性实施例的图3的混合OFDMA/CDMA系统300的带宽分配400。在图4的示例性实施例中，将可用带宽划分成一组正交子载波。将这一组正交子载波分类成两个群(group)。第一群(本文称为OFDMA群)包括用于传输OFDMA信号的正交子载波。第二群(本文称为CDMA群)包括用于传输CDMA类型信号的正交子载波。OFDMA和CDMA群分别包括在此称为OFDMA和CDMA区段(zone)的一个或多个子群。每个区段包括至少一个正交子载波。在一个例子中，CDMA区段彼此不相邻并且以均匀的间隔分布在带宽分配400当中，其间穿插着OFDMA区段。在另一个例子中，两个或更多CDMA区段彼此相邻。在又一个例子中，CDMA区段占据整个带宽(例如，整个带宽分配400)，以至于没有为OFDMA区段保留带宽。
在图4的示例性实施例中，包括OFDMA群中的正交子载波的业务信道在下文中称为OFDMA业务信道，而包括CDMA群中的正交子载波的业务信道在下文中称为CDMA业务信道。如前所述，OFDMA类型信号是根据公知的OFDMA技术生成的信号，而CDMA类型信号是根据公知的CDMA技术生成的信号。在另一个例子中，OFDMA类型信号可以是根据公知的交织频分多址(IFDMA)技术和/或用于在频分多址(FDMA)系统上生成信号的任何类型的技术生成的信号。类似地，CDMA类型信号可以是仅根据CDMA技术生成的信号，和/或根据CDMA和IFDMA技术生成的信号。
图5图示出根据本发明的示例性实施例的发射机500的示意图。在一个例子中，在图3的混合CDMA/OFDMA系统300内的发射实体(例如，节点B 320/325、UE 305/310等)内可以采用图5的发射机500。
在图5的示例性实施例中，发射机500包括用于处理CDMA类型信号的第一部分580和用于处理OFDMA类型信号的第二部分590。第一部分580包括乘法器505，510，515，520、加法器525、串并(S2P)转换器530、K个预编码器535、逆向快速傅里叶变换(IFFT)模块550、循环前缀插入器560和时域滤波器570。第二部分590包括调制器540、S2P转换器545、IFFT模块550、循环前缀插入器560和时域滤波器570。预编码器535被配置成使用离散傅里叶变换(DFT)矩阵和/或根据频域信道的矩阵来对其输入执行变换操作。每个预编码器535包括Nz个输出端口。IFFT模块550被配置成使用IFFT矩阵来对其输入执行变换操作。IFFT模块550包括NFFT个输入端口，其中NFFT个输入端口包括与属于CDMA区段的正交子载波相关联的KxNz个端口和与属于OFDMA区段的正交子载波相关联的NFFT-KxNz个输入端口。
在图5的示例性实施例中，在第一部分580中，将导频符号和编码数据符号作为输入提供到乘法器505、510中。使用扩展系数为Ncp和Ncd的诸如沃尔什(Walsh)码之类的扩展码(spreading code)分别对导频和编码数据符号进行扩展。在一个例子中，扩展系数Ncp等于Nz，Nz是混合OFDMA/CDMA系统300的带宽分配400中的CDMA区段的数量。之后在乘法器515、520中使用导频和数据加扰(scrambling)码(例如伪随机噪声(PN)码)分别对扩展导频和数据符号进行加扰，以产生导频和数据码片，其中加扰码具有周期N并且N>>Ncp，Ncd。在一个例子中，加扰码可以是CDMA区段特定的。在另一个例子中，对于第一部分580的导频和数据支路(branch)，加扰码可以具有不同偏移。
在图5的示例性实施例中，在加法器525中对导频和数据码片流进行码复用，以产生码复用信号，其中码复用信号包括KxNz个码复用码片。在另一个例子中，对导频和数据码片流进行时间复用。可以将CDMA类型信号构造成码或时间复用码片信号或者从码或时间复用码片信号得到的任何信号。
在图5的示例性实施例中，将码复用信号作为输入提供给S2P转换器530。S2P转换器530在K个预编码器535中的每个预编码器间均等地分配码复用码片。在一个例子中，可以将码复用码片作为Nz个码复用码片的块来提供。例如，将最初Nz个码复用码片作为输入提供给第一预编码器535，将接下来的Nz个码复用码片作为输入提供给第二预编码器535，依此类推。在另一个例子中，S2P转换器530可以在K个或少于K个预编码器535间不均匀地或不均等地分配码复用码片，并且码复用码片块的大小可以不同于Nz。
在图5的示例性实施例中，预编码器535可以使用矩阵来执行变换操作，以将时域内的输入向量转换为频域内的输出向量。在一个例子中，预编码器535的输入和输出向量这二者都包括相同的(例如，Nz个)元素或码片。在另一个例子中，预编码器535是离散傅里叶变换器(DFT)，该离散傅里叶变换器使用大小为NzxNz的DFT矩阵F来将包括Nz个码复用码片的输入向量从时域变换到频域。矩阵F的项可以被表示为
Fj，k＝e-i2πjk/Nz         等式1
其中j，k＝0，1，2，...，n-1且 i = - 1 . 如果将DFT预编码器的输入处的码复用码片定义为向量s，其中s＝[s1，s2，s3，...，sNz]T并且T表示转置操作，则能够将DFT预编码器的输出定义为向量x，该向量x被表示为
x = 1 N z Fs = [ x 1 , . . . , x N z ] T          等式2
其中Nz表示预编码的元素或码片的数量。
在本发明的另一示例性实施例中，参照图5，预编码器535可以使用单位矩阵来将码复用码片从时域变换到频域。此外，预编码器535可以使用信道敏感的矩阵，以使得预均衡技术得以应用于变换。
在图5的示例性实施例中，K个预编码器535的Nz个输出端口中的每个输出端口被单独映射到与属于CDMA区段的正交子载波相关联的IFFT 550的端口。在一个例子中，Nz个输出端口到IFFT模块550的输入端口的映射能够根据将CDMA类型信号调度在哪些正交子载波上进行传输而被重新配置。
在图5的示例性实施例中，在第二部分590中，由调制器540使用公知的调制技术(例如BPSK、QPSK、8PSK、16QAM、64QAM等)对编码数据符号进行调制，以将数据符号转换成K个调制符号Sk，然后所述调制符号Sk被转移到S2P转换器545，其中K≤N。S2P转换器545输出调制符号的并行流，这些并行流被作为输入提供给与正交子载波相关联的IFFT模块550的一个或多个端口，其中编码数据符号是通过所述正交子载波来传送的。
在图5的示例性实施例中，在IFFT模块550中，对调制符号Sk和预编码码片(例如，预编码器535的输出)应用逆向快速傅里叶变换，以产生码片块cn，其中n＝0，...，NFFT-1。循环前缀插入器560拷贝NFFT个码片的块的最后Ncp个码片并且将它们前挂于NFFT个码片的块，从而产生加前挂块。然后通过时域滤波器570对加前挂的集合进行滤波，并且之后在传送之前将其调制到载波上。
CDMA反向链路功率控制
在由本申请的发明人与本申请同时提交的名称为“METHODS OFREVERSE LINKPOWER CONTROL”的美国专利申请(申请号未知)中描述了CDMA反向链路控制过程的例子，在此将其全部内容引入作为参考。因此，除了与OFDMA反向链路功率控制过程有关的内容之外，省略了CDMA反向链路功率控制过程的进一步描述，在下文中将更加详细地讨论与OFDMA反向链路功率控制过程有关的内容。
第一OFDMA反向链路功率控制实例
图6A和6B图示出根据本发明的另一示例性实施例的OFDMA反向链路功率控制过程。下面参照图3的混合CDMA/OFDMA系统300来描述图6A和6B的OFDMA反向链路功率控制过程。更具体地说，图6A的过程的步骤被描述为在节点B 320处执行，图6B的过程的步骤被描述为在UE 305处执行。
如图6A所示，在步骤S600中，节点B 320分析接收信号的频谱来获得“总的”OFDMA干扰的度量(measure)。通常可以将步骤S600解释为小区外干扰测量，这是因为OFDMA的特征在于具有相对低的小区内干扰度量。在一个例子中，所测量的OFDMA干扰的大部分存在于图4的带宽分配400的OFDMA区段内。
在步骤S605中，节点B320再次分析接收信号的频谱以获得CDMA干扰的度量。将会意识到，所测量的CDMA干扰可以是前干扰消除(IC)测量或后干扰消除(IC)测量。在一个例子中，如果CDMA干扰的测量是在后干扰消除的情况下执行的，则节点B 320在干扰消除之前测量CDMA信号频谱，然后在干扰消除之后测量残余干扰与总干扰比。这两个量之比是后干扰消除CDMA干扰的度量。
在步骤S610中，节点B 320使用所测量的OFDMA干扰(步骤S600)和CDMA干扰(步骤S605)来计算滤波干扰比(filtered interference ratio FIR)，所述滤波干扰比是所测量的OFDMA干扰与所测量的CDMA干扰之比。FIR计算是本领域公知的，为了简明起见，将不对其进行进一步描述。在计算出FIR之后，在步骤S615中，节点B 320使用前向链路或下行链路公共信道将计算出的FIR广播给其小区内的所有UE。步骤S615的广播可以以多种方式执行。例如，节点B320可以采用差值(differential)广播方案，其中将最初计算出的FIR发送给正在监听的移动站。此后，发送表示先前FIR之间差别的较小值。然而，会周期性地重新广播完整的FIR，以兼顾与节点B 320进入通信状态的新用户和/或减小信令(signaling)误差的影响。
在可替换的例子中，在步骤S615中，节点B 320可以单独在CDMA和OFDMA上广播FIR。在又一个可替换的例子中，将干扰活动性比特(interference activitybit IAB)广播到移动站。将所测量的CDMA干扰和所测量的OFDMA干扰与相应的干扰阈值进行比较。如果该比较表明所测量的干扰高于或等于该阈值，则将各IAB设置为第一逻辑电平(例如，较高逻辑电平或＂1＂)，并且如果该比较表明所测量的干扰低于该阈值，则将各IAB设置为第二逻辑电平(例如，较低的逻辑电平或＂0＂)。在该例子中，由节点B 320发送两个单独的IAB，相当于表明所测量的CDMA干扰(步骤S605)和所测量的OFDMA干扰(步骤S600)是否分别超出了CDMA干扰阈值和OFDMA干扰阈值。
现在参照图6B，在步骤S650中，UE 305接收所广播的FIR。在步骤S655中，UE 305根据所广播的FIR计算针对OFDMA反向链路传输进行发射所用的功率电平。现在将更加详细地描述步骤S655的计算。
在步骤S655的示例性计算中使用了下列术语：
“Γo”是OFDMA导频信号的目标SINR；
“Γc”是CDMA导频信号的目标SINR；
“Pc(t)”是在时隙t从UE 305发射的CDMA导频发射功率谱密度；
“Po(t)”是在时隙t处每音调的无约束(unconstrained)OFDMA标称导频功率；
“ΔI(t)”是在时隙t处在步骤S615中由节点B 320发送并且在步骤S650中由UE 305接收的周期性广播的FIR；
“I_OFDMA(t)”是在时隙t处在步骤S600中测量的OFDMA干扰；和
“I_CDMA(t)”是在时隙t处在步骤S605中测量的CDMA干扰。
通过上述假定，由节点B 320在步骤S615发送并且由UE 305接收的经滤波的FIR被表示为
ΔI(t)＝10log10(I_OFDMA(t)/I_CDMA(t))     等式3
目标SINR比ΔΓ由下式给出：
ΔΓ＝Γo/Γc                                等式4
UE 305从而可以按照如下方式调节每音调OFDMA导频功率Po(t)：
Po(t)＝α(t)*Pc(t)                         等式5
其中α(t)是计算出的功率比，表示为
α(t)＝ΔΓ*10ΔI(t)/10                     等式6
回到图6B，在步骤S660中，UE 305根据计算出的功率电平或Po(t)在OFDMA区段内发射OFDMA信号。
上述图6A/6B的OFDMA反向链路功率控制过程的明显优点是，利用示例性方法的“广播”性质，避免了其中向特定UE发送专用控制比特的传统“快速”OFDMA功率控制。由此，将计算OFDMA反向链路功率调节的处理从节点B下放到(offload)UE，这节省了系统资源。
第二OFDMA反向链路功率控制实例
通常，可以将图3的混合CDMA/OFDMA系统300的带宽分配400的CDMA区段内的CDMA传输说成是“连续的”，而可以将利用相应的OFDMA区段的OFDMA传输说成是“突发的”(例如，很少发生的、不连续的、周期性的等等)。传统OFDMA功率控制并不在OFDMA传输突发之间的“间隙”期间调节OFDMA功率设置。现在将给出这样一个例子：其中使用大体上连续的CDMA信令来在OFDMA突发之间的传输的流逝期间调节OFDMA功率控制。
在下面的例子中，以引用的方式并入了前面针对图6B的步骤S655的计算给出的描述中提出的定义。
图7图示出根据本发明的另一示例性实施例的OFDMA反向链路功率控制过程。
在步骤S700中，UE305已经与节点B 120建立了连接并且正在图3的混合CDMA/OFDMA系统300的带宽分配400的CDMA区段内借助CDMA协议传送数据。在步骤S700中，假设尚未出现OFDMA突发。在步骤S705中，在UE 305处确定“初始”的OFDMA导频发射功率(也就是，在用于第一OFDMA突发的第一OFDMA之前确定的OFDMA导频发射功率电平)，并且该“初始”OFDMA导频发射功率由下式表达
Po(t)＝α(t)*Pc(t)                   等式7
其中将初始功率比α(t)设置为由系统工程师确定的缺省等级。
“初始”OFDMA业务等级的发射功率电平是通过将Po(t)与速率相关(dependent)业务与导频比(TPR)相乘或者通过定义速率相关的导频提升值(boost value)来确定的。这里，“速率相关”指的是TPR或导频提升值基于与不同传输速率相关联的不同SINR要求。
在步骤S710中，UE 305在OFDMA区段中的一个或多个上传送OFDMA数据。在步骤S715中，节点B针对所接收的OFDMA突发测量SINR，并且在步骤S720中，将所测量的OFDMA SINR与目标OFDMA SINR进行比较。目标OFDMASINR可以是固定值、适应值等等。
如果混合CDMA/OFDMA系统300允许使用独立OFDMA比特来进行功率调节，则在步骤S725中，节点B320发送该独立OFDMA比特。可替换地，如果在混合CDMA/OFDMA系统300中没有提供这种独立OFDMA比特的供应，则在步骤S725中同时估计这些SINR。换句话说，在UE305处使用单个功率控制比特或公共比特来调节CDMA和OFDMA传输这二者。公共比特是根据OFDMA和CDMA SINR这二者来确定的。
在步骤S710中开始的OFDMA突发在步骤S730中结束。在OFDMA突发之间的间隙期间，在步骤S735中，节点B 320使用下列表达式来估计OFDMA SINR
Γo，est(t)＝Γc(t)*αest(t)*β(t)             等式8
其中Γo，est(t)是时隙t的估计OFDMA SINR，αest(t)是时隙t的估计功率比，而β(t)是时隙t的相关因子。
在步骤S740中将估计的OFDMASINRΓo，est(t)与目标OFDMASINRΓo进行比较，并且节点B320根据该比较在步骤S745中向UE 305发送OFDMA发射功率控制(TPC)比特。TPC比特是单比特二进制指示器，其被设置为第一逻辑电平(例如，较高的逻辑电平或＂1＂)以指示UE(例如，UE305)将传输功率增加固定量，并且其被设置为第二逻辑电平(例如，较低逻辑电平或＂0＂)以指示UE(例如，UE 105)来将传输功率减少固定量。在一个例子中，如果步骤S745的比较表明估计的OFDMA SINR小于目标OFDMA SINR，则节点B 320向UE 305发送具有第一逻辑电平(例如，较高逻辑电平或＂1＂)的TPC比特。否则，节点B 320向UE 305发送具有第二逻辑电平(例如，较低逻辑电平或＂0＂)的TPC比特。
虽然因为实际测量的OFDMASINR值可获得而在OFDMA突发期间没有使用估计的OFDMA SINRΓo，est(t)，但是在OFDMA突发期间对OFDMA突发间隙期间使用的相关因子β(t)进行更新，以使得在OFDMA间隙期间估计的OFDMA SINR Γo，est(t)更加准确。相应地，利用下列表达式在OFDMA突发期间在步骤S750中更新相关因子β(t)
β(t)＝(1-λ)*β(t-1)+λ*Γo(t)/(Γc(t)*αest(t))           等式9
其中λ是介于0和1之间的遗忘因子。遗忘因子是由系统工程师确定的恒定值。
最大移动站发射功率
现在将描述针对UE 305的传输确定每音调最大功率阈值的例子。在一个例子中，与处于接近于服务节点B的位置(例如，在小区的中心位置附近)的UE相比，位于接近小区边缘或边界(例如，节点B 120和节点B 125之间)的UE对邻近小区的干扰具有更大的影响。如果没有对给定UE可以用来进行发射的峰值功率保持控制，则整体系统干扰可能会增加。下面根据UE相对于多个小区的位置给出了为图3的混合CDMA/OFDMA系统内的UE确定每音调峰值功率或最大发射功率电平的例子。此外，虽然下面的示例性实施例是针对以节点B 320为服务节点B并且以节点B325作为邻近节点B的UE 305来描述的，但是这种特定安排仅仅是为了举例而给出的，并且很明显的是，下面的最大发射功率控制过程可替换地可以应用于混合CDMA/OFDMA系统300内的任何UE。
混合CDMA/OFDMA系统300内的每个节点B(例如，节点B 120、125等)周期性地测量所接收到的小区外干扰量(例如，来自于除了节点B本身的小区之外的小区的干扰)。每个节点B将所测量的小区外干扰与小区外干扰阈值Iothresh进行比较。在一个例子中，RNC 330可以为节点B 320/325设置小区外干扰阈值Iothresh。k个节点B中的每个节点B根据该比较传送(例如，向范围内的所有UE，例如UE 305)干扰活动性比特(IAB)。在一个例子中，参见节点B＂p＂，如果该比较表明所测量的小区外干扰大于小区外干扰阈值Iothresh，则IAB(p)＝1，其中节点Bp代表混合CDMA/OFDMA系统300内的节点B之一。否则，如果该比较表明所测量的小区外干扰不大于小区外干扰阈值Iothresh，则IAB(p)＝0。应当理解，可以同时从一个或多个节点B传送IAB，以使得可以由混合CDMA/OFDMA系统300内的UE部分地根据UE相对于混合CDMA/OFDMA系统300内的相邻或服务节点B的位置来接收多个IAB。现在将在下面针对图8中的代表性UE 305描述在CDMA系统100内的UE处执行的、考虑了由节点B传送的IAB的、每音调最大发射功率阈值调节过程。
图8图示出根据本发明的示例性实施例的为UE的传输确定每音调最大发射功率阈值的过程。下文中图8的示例性实施例是针对混合CDMA/OFDMA系统300内的代表性UE(例如，UE 305)和k个节点B(例如，节点B 120、125等)来描述的，其中k是大于或等于1的整数。图8中图示的并且将在下文中描述的步骤是在例如图3的UE 305处执行的。代表性UE 305不必与k个节点B中的多于一个节点B进行活动(active)通信(例如，虽然其可以处于例如软切换模式)，但是代表性UE 305能够“监听”或接收来自于所有k个节点B的信号。因此，应当理解，数量k可以根据UE 305在混合CDMA/OFDMA系统300内的位置而变化。例如，如果UE305与服务节点B(例如节点B 120)非常接近，则k通常等于1。随着UE 305越来越接近小区的边缘，k通常大于1。
在图8的示例性实施例中，在步骤S800中，通过UE 305将正在由节点B320服务的UE 305的每音调最大发射功率阈值初始化为
Pmax(1)＝Iothresh/max(G(d))，d＝1，...，k        等式10
其中Pmax(1)表示初始时间段的最大功率，Iothresh表示小区外干扰阈值(例如，能够容忍的小区外干扰量)，而G(d)表示从UE 305到k个节点B当中的第d个节点B的平均信道增益，其中d是从1到k的整数。在一个例子中，G(d)测量基于对公共导频和前同步码(preamble)的SINR测量，并且小区外干扰阈值Iothresh是由设计工程师确定的。
UE 305在步骤S805中接收来自k个节点B中的每个节点B的IAB(在图8之前讨论的)，并且在步骤S810中确定是否需要对每音调最大发射功率阈值进行调节。如果步骤S810确定需要进行调节，则在步骤S815中为UE 305计算功率调节。否则，过程返回到步骤S805。在步骤S815中，UE 305为传输功率资源建立令牌桶(token bucket)，称为Pcbucket(t)，它表示基于所接收的IAB的发射功率资源的瞬时更新值，如果UE 305所接收到的IAB中的任何一个被设置为＂1＂，则其被表示为
Pcbucket(t)＝Pcbucket(t-1)-ΔPdown          等式11
其中ΔPdown＝w*max(G(y))，其中y表示k个节点B当中有y个节点B在时刻t发送了等于＂1＂的IAB，并且w是由设计工程师确定的固定加权因子。
如果UE 305所接收到的所有IAB都被设置为＂O＂，则可替换地将Pcbucket(t)表示为、
Pcbucket(t)＝Pcbucket(t-1)+ΔPup         等式12
其中＂t＂表示当前时间段，而＂t-1＂表示前一时间段，并且ΔPup由下式表示
ΔPup＝[x/(1-x)]ΔPdown
其中x等于由给定节点B测量的小区外干扰大于小区外干扰阈值Iothresh的概率。在一个例子中，概率＂x＂基于给定节点B(例如，节点B 320)的覆盖要求。在另一个例子中，概率＂x＂是在部署或安装混合OFDMA/CDMA系统300期间确定的。
Pbucket(t)是Pcbucket(t)的平均形式，并且被表示为
Pbucket(t)＝Pbucket(t-1)+Pcbucket(t)-Pmax(t-1)       等式13
如果新的编码器分组被调度来进行从UE 305到节点B 320的传输，则利用下式来求Pmax(t)的值：
Pmax(t)＝min(Pmax(t-1)，Pbucket(t))          等式14，而
如果没有调度新的编码器分组进行传输，则利用下式
Pmax(t)＝Pbucket(t)-Pmargin               等式15，
其中Pmargin是大于或等于0的偏移值，用以确保在编码器分组的传输期间桶不会变空。在一个例子中，将新的编码器分组的数据速率选择成使得Pmax(t)被设置为足够高的功率电平，以便达到谱效率的阈值电平。
一旦在步骤S815中根据等式14和15之一设定了每音调最大发射功率阈值Pmax(t)，则该过程就返回到步骤S605。
由此，利用前面参照图8所描述的示例性方法，本领域普通技术人员将会意识到，UE越接近更大数量的节点B(例如，进一步远离服务节点B并且更为接近小区边缘)则调节每音调最大发射功率阈值的步长越大，而越接近于服务节点B的UE对IAB比特的反应越慢。根据UE的请求，可以在谱效率的计算中使用导频参考功率(Po(t))和最大允许数据/导频功率的组合。
此外，在由本申请的发明人与本申请同时提交的名称为《METHODSOF REVERSE LINK POWER CONTROL》的美国专利申请(申请号未知)中描述了另外一种确定和调节CDMA每码片最大发射功率阈值的可替换例子，在此将其全部内容引入作为参考。
因此，描述了本发明的示例性实施例，很明显的是，可以在很多方面对其进行改变。例如，应当理解，节点B和UE可替换地被分别称为基站(BS)或接入网络(AN)和移动站(MS)、接入终端(AT)或移动单元(MU)。此外，虽然针对CDMA/OFDMA系统进行了以上描述，但是很明显的是，本发明也适合用在UMTS系统中。
不应将这样的变化视为偏离了本发明的示例性实施例，并且所有这样的修改都旨在被包含在本发明的范围之内。

Claims (10)

1.一种控制无线通信网络(300)中的反向链路传输功率的方法，包括:
对第一类型干扰进行第一测量(S600)；
对第二类型干扰进行第二测量(S605)；
确定第一和第二测量之间的比值(S610)；和
将所确定的比值广播到多个移动单元(S615)。
2.如权利要求1所述的方法，其中第一类型干扰是OFDMA干扰，而第二类型干扰是CDMA干扰。
3.一种控制无线通信网络(100)中的反向链路传输功率的方法，包括:
接收所广播的指示两种不同类型的干扰之比的比值(S650)；和
根据接收到的所广播的比值计算反向链路传输的功率电平(S655)。
4.一种控制无线通信网络(100)中的反向链路传输功率的方法，包括:
在OFDMA传输期间根据第一反馈信号对OFDMA传输功率进行第一调节(S725)；和
在OFDMA传输之间的时间段期间根据第二反馈信号对OFDMA传输功率进行第二调节(S745)。
5.如权利要求4所述的方法，其中第一反馈信号基于测量的OFDMASINR，而第二反馈信号基于估计的OFDMA SINR。
6.一种控制无线通信网络(100)中的反向链路传输功率的方法，包括:
在从移动站接收OFDMA传输时发送基于测量的OFDMA SINR的第一功率调节指示器(S725)；和
在没有从移动站接收到OFDMA传输时发送基于估计的OFDM SINR的第二功率调节指示器(S745)。
7.如权利要求6所述的方法，其中估计的OFDMA SINR基于(i)先前的OFDMA传输和(ii)在(i)之后接收的CDMA传输。
8.一种确定最大允许传输功率电平的方法，包括:
接收来自于不同基站的多个干扰指示信号(S805)；和
根据所述多个干扰指示信号确定是否要调节最大发射功率阈值，所述最大发射功率阈值指示最大允许传输功率电平，低于所述最大允许传输功率电平，传输就会受到约束(S810)。
9.如权利要求8所述的方法，进一步包括:
如果所述多个干扰指示信号中的至少一个指示小区外干扰超出小区外干扰阈值，则增大最大发射功率阈值(S815)；和
如果所述多个干扰指示信号不包括指示小区外干扰超出小区外干扰阈值的至少一个干扰指示信号，则减小最大发射功率阈值(S815)。
10.如权利要求8所述的方法，其中所述最大发射功率阈值与每音调功率和每码片功率之一相关联。
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