TWI478522B - 反向連結功率控制的方法 - Google Patents

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Description

反向連結功率控制的方法
本發明的數個示範實施例一般相關於通訊系統，尤其相關於無線通訊系統。
傳統無線通訊系統包括一或多個基地台或基地台路由器，其亦可稱為存取點、節點B或存取網路，用以提供無線連接到一或多個行動單元，其亦可稱為使用項，如使用者設備、用戶設備及存取端。行動單元的數個範例包括行動電話、個人資料助理器、智慧型話機、文字傳訊裝置、膝上型/筆記型電腦、桌上型電腦等。各基地台可提供無線連接到一或多個行動單元，如與該基地台相關聯的一地理區域或單元中的該等行動單元。或者，一基地台路由器可用以提供無線連接到該等行動單元。
自一基地台或基地台路由器傳送到一或多個行動單元的傳訊通常稱為"順向連結"或"向下連結"傳訊。自一行動單元傳送到一基地台或基地台路由器的傳訊通常稱為"反向連結"或"向上連結"傳訊。
正交分頻多工(OFDM)是一有效率調變體系，其用於透過數個選頻頻道的信號傳輸。在OFDM中，一寬頻分成多個窄頻子載波，其配置成互相正交。在該等子載波上調變的該等信號平行地傳輸。
可使用OFDM透過分時多工存取(TDMA)以支援用於多個用戶的多向近接，其中各用戶使用其指派時隙內的所有子載波。正交分頻多 工存取(OFDMA)是用於多向近接的另一方法，其使用OFDM的基本格式。在OFDMA中，在一類似分頻多向近接(FDMA)的一方式中，多個用戶同時使用不同子載波(如用於各"共享"子載波，使用分頻以容許多向近接)。
OFDMA將一信號分成數個子頻道(即數個載波群)，各子頻道分配給一不同用戶。接著可自各種載波合併不同子頻道。可分開地對待各用戶，無關於位置、與該基地台的距離、干擾及功率要求。各種調變可用於該系統中的各該等載波以提供提升的覆蓋範圍及產量。該OFDMA增強的子頻道結構有助於更有效率的雙工技術，如分頻雙工(FDD)及分時雙工(TDD)，及產生具有減低干擾且能達成較高資料產量的一信號。在FDD系統中，在不同載波上同時發生順向連結及反向連結傳輸兩者。
圖1說明一傳統OFDMA系統100。如圖1所示，OFDMA系統100包括複數個使用者設備(UE)105，其透過一空中介面與一或多個伺服節點B 120/125通訊。該複數個節點B以一線路介面連接到一無線網路控制器(RNC)130。或者，雖然圖1中未顯示，RNC 130與節點B 120/125(或稱為"基地台")兩者的功能可折疊成一單一實體，其稱為一"基地台路由器"。RNC 130透過一閘道支援節點(GSN)150以近接一網際網路160，及/或透過一行動交換中心(MSC)140以近接一公眾交換電話網路(PSTN)170。
圖2說明一傳統OFDMA系統中的一發射器200。在一範例中，圖2的發射器200利用在圖1傳統OFDMA系統100內的一傳輸實體(如節點B 120/125、UE 105/110等)內。
如圖2所示，發射器200包括：一調變器210、一串列至並列(S2P)轉換器220、一快速傅立葉逆變換(IFFT)模組230、一循環字首插入器240，及一時域濾波器250。IFFT模組230包括N個埠，其用以接收數個 調變符號。該N個埠各與一正交子載波相關聯。IFFT模組230可用以使用一NxN IFFT矩陣以執行有關其數個輸入的數個變換運算，其中矩陣的該等元Fj,k 定義為Fj,k =e-2πijk/n ，j,k=0,1,2,...,n-1，及。
提供數個編碼資料符號作為到調變器210的輸入。調變器210使用習知調變技術，如二進位移相鍵控(BPSK)、正交移相鍵控(QPSK)、8-移相鍵控(8PSK)、16-正交調幅(16QAM)及64-正交調幅(64QAM)，以轉換該等編碼資料符號成K個調變符號Sk，其接著提供作為到S2P轉換器220的輸入，其中K≦N。S2P轉換器220輸出數個並列串流調變符號，其作為輸入提供到IFFT模組230的該N個埠的至少一者，其與傳輸該等編碼資料符號的數個正交子載波相關聯。在IFFT模組230中，應用一快速傅立葉逆變換到該等調變符號Sk，用以產生一片碼區塊cn，其中n=0,...,N-1。循環字首插入器240複製該N個片碼的區塊的最後Ncp個片碼，及預先考慮它們到該N個片碼的區塊，其產生一預先考慮區塊。接著，該預先考慮組通過時域濾波器250濾波，及後續在傳輸前調變到一載波上。
由於OFDMA傳輸的單元內正交特性，相較於傳統分碼多工存取(CDMA)，OFDMA系統在該反向連結上提供減低的干擾及較高資料傳輸率。然而，OFDMA會増加信號技術成本，及無法提供頻寬共享以用於以較低資料傳輸率傳輸的使用者，及/或需要對一載波快速存取。對照下，在無傳統OFDMA中存在的明確要求及保證機構下，CDMA系統容許多個用戶存取，及此CDMA系統可增加使用者對傳輸載波的存取。
因CDMA系統可經歷重大的單元內及單元外干擾，因此對於CDMA中的反向連結，功率控制是一重要問題。由於OFDMA的正交特性，OFDMA系統通常比CDMA系統經歷較少單元內干擾，及由於一OFDMA系統中存在的干擾大體上可侷限於單元外干擾，藉此OFDMA系統可利用"較寬鬆的"功率控制要求。然而，在經不住較少單元內干 擾的傳統OFDMA系統中，OFDMA系統中的反向連結功率控制仍然是一問題。例如，在無反向連結傳輸功率至反向連結資料傳輸率映射下，難以達成OFDMA系統中有關反向連結的有效速率控制。
由於OFDMA傳輸是由該基地台藉由提供可動頻寬的不同部分給不用使用者而定出排程，因此每使用者的傳輸通常是天生"脈衝式"。因此，維持所有使用者傳輸的一常數導向用以執行閉合迴路OFDMA功率控制是無效率的。另一方面，由於開放迴路功率控制技術通常不維持單元外干擾的緊密控制，因此純開放迴路功率控制技術受限於其效率，及一收到以用於一已知傳輸功率的信號至干擾及雜訊比(SINR)的預測較不準確。因此，因OFDMA系統不傳輸連續導向信號傳輸，因此因必須個別地執行反向連結功率控制以用於各使用者，較難控制在該單元內所有使用者的反向連結傳輸功率。
本發明的一示範實施例指向一種在一無線通訊網路中控制反向連結傳輸功率的方法，包括：首先，測量一第一類型干擾；第二，測量一第二類型干擾；判定該等第一與第二測量之間的一比值；及傳播該判定比值到複數個行動單元。
本發明的另一示範實施例指向一種在一無線通訊網路中控制反向連結傳輸功率的方法，包括：接收一傳播的比值，其指明二不同類型干擾之間的一比值；及基於該收到的傳播比值而計算一功率位準以用於數個反向連結傳輸。
本發明的另一示範實施例指向一種在一無線通訊網路中控制反向連結傳輸功率的方法，包括：首先，基於一OFDMA傳輸期間的數個第一回饋信號而調整OFDMA傳輸功率；及第二，基於數個OFDMA傳輸之間的數個週期期間的數個第二回饋信號而調整OFDMA傳輸功率。
本發明的另一示範實施例指向一種判定一最大容許傳輸功率位 準的方法，包括：接收來自不同基地台的複數個干擾指示信號；及基於該複數個干擾指示信號而判定是否調整一最大傳輸功率臨限值，該最大傳輸功率臨限值指明該最大容許傳輸功率位準，在低於該最大容許傳輸功率位準下限制數個傳輸。
100‧‧‧傳統正交分頻多工存取(OFDMA)系統
105、110、305、310‧‧‧使用者設備(UE)
120、125、320、325‧‧‧節點或基地台(BS)
130、330‧‧‧無線網路控制器(RNC)
140、340‧‧‧行動交換中心(MSC)
150、350‧‧‧閘道支援節點(GSN)
160、360‧‧‧網際網路
170、370‧‧‧公眾交換電話網路(PSTN)
200、500‧‧‧發射器
210、540‧‧‧調變器
220、530‧‧‧串列至並列(S2P)轉換器
230、550‧‧‧快速傅立葉逆變換(IFFT)模組
240、560‧‧‧循環字首插入器
250、570‧‧‧時域濾波器
300‧‧‧混合式CDMA/OFDMA系統
400‧‧‧頻寬分配
580、590‧‧‧發射器的一部分
505、510、515、520‧‧‧乘法器
525‧‧‧加法器
535‧‧‧預編碼器
由以上本文中提供的詳細說明及僅藉由繪示方式提供的附圖，應更完全了解本發明，其中相同參考數字表示各種圖中的對應零件，及其中：圖1說明一傳統OFDMA系統；圖2說明圖1傳統OFDMA系統中的一發射器；圖3根據本發明的一示範實施例說明混合式OFDMA/CDMA系統；圖4根據本發明的一示範實施例說明一頻寬分配，其用於圖3的混合式OFDMA/CDMA系統；圖5根據本發明的一示範實施例以示意圖說明圖3混合式OFDMA/CDMA系統中的一發射器；圖6A及6B根據本發明的另一示範實施例說明一OFDMA反向連結功率控制過程；圖7根據本發明的另一示範實施例說明一OFDMA反向連結功率控制過程；及圖8根據本發明的一示範實施例說明建立每頻調最大傳輸功率臨限值以用於一行動台傳輸的過程。
為較佳了解本發明，首先將根據本發明的一示範實施例說明一種混合式分碼多工存取(CDMA)/正交分頻多工存取(OFDMA)系統。接著，將提供在該示範混合式CDMA/OFDMA系統中控制OFDMA反向連結功率的一範例，之後是一種建立一最大功率位準的方法，以該最大 功率位準數個行動台可在該混合式CDMA/OFDMA系統內傳輸。
混合式CDMA/OFDMA系統
圖3根據本發明的一示範實施例說明一無線通訊系統(以下稱為"混合式OFDMA/CDMA系統")300。如圖3所示，OFDMA系統300包括複數個使用者設備(UE)305，其透過一空中介面與一或多個伺服節點B 320/325通訊。該複數個節點B以一線路介面連接到一無線網路控制器(RNC)330。或者，雖然圖3中未顯示，RNC 330及節點B 320/325(或稱為"基地台")兩者的功能可折疊成一單一實體，其稱為一"基地台路由器"。RNC 330透過一閘道支援節點(GSN)350以近接一網際網路360，及/或透過一行動交換中心(MSC)340以近接一公眾交換電話網路(PSTN)370。
雖然圖3的混合式CDMA/OFDMA系統300表面上很像圖1的OFDMA系統100，但圖3的混合式CDMA/OFDMA系統300尚可用以透過一組動態指派的正交子載波以通訊OFDMA類型信號，及透過一組預先分配的正交子載波以通訊CDMA類型信號，其中OFDMA類型信號是根據熟知的OFDMA技術所產生的信號，及CDMA類型信號是根據熟知的CDMA技術所產生的信號。
在一範例中，該等CDMA類型信號透過數個預先分配的正交子載波而傳輸，因此不需要數個正交資源(如數個子載波)的動態指派。該等CDMA類型信號可為與使用者相關聯的信號，其具有脈衝式及週期的流量圖案。如以下說明，混合式CDMA/OFDMA系統300可為多載波系統，其中可用頻寬分成一組正交子載波。
圖4根據本發明的一示範實施例說明一頻寬分配400以用於圖3的混合式CDMA/OFDMA系統300。在圖4的示範實施例中，可用頻寬分成一組正交子載波。該組正交子載波分類成二群。本文中稱為OFDMA群的第一群包括用於OFDMA信號傳輸的數個正交子載波。本文中稱為 CDMA群的第二群包括用於CDMA類型信號傳輸的數個正交子載波。該等OFDMA及CDMA群包括一或多個子群，其在本文中分別稱為OFDMA區及CDMA區。各區包括至少一正交子載波。在一範例中，該等CDMA區並非互相毗鄰，及利用數個插入的OFDMA區以均勻間隔分布在頻寬分配400之中。在另一範例中，該等CDMA區中的二或多區互相毗鄰。在又一範例中，該等CDMA區佔據整個頻寬(如整個頻寬分配400)，以致未保留頻寬以用於OFDMA區。
在圖4的示範實施例中，包括有該OFDMA群中數個正交子載波的一流量頻道以下稱為一OFDMA流量頻道，反而，包括有該CDMA群中數個正交子載波的一流量頻道以下稱為一CDMA流量頻道。如上述，該等OFDMA類型信號是根據熟知的OFDMA技術所產生的信號，及CDMA類型信號是根據熟知的CDMA技術所產生的信號。在另一範例中，OFDMA類型信號可為根據熟知的交錯式分頻多向近接(IFDMA)技術所產生的信號，及/或透過一分頻多向近接(FDMA)系統以產生信號的任何類型技術所產生的信號。同樣地，該等CDMA類型信號可僅根據CDMA技術而產生，及/或根據CDMA及IFDMA技術而產生。
圖5根據本發明的一示範實施例以示意圖說明一發射器500。在一範例中，圖5的發射器500可利用在圖3混合式CDMA/OFDMA系統300內的一傳輸實體(如節點B 320/325,UE 305/310等)內。
在圖5的示範實施例中，發射器500包括一第一部分580，其用以處理CDMA類型信號，及一第二部分590，其用以處理OFDMA類型信號。第一部分580包括數個乘法器505,510,515,520、一加法器525、一串列至並列(S2P)轉換器530、K個預編碼器535、一快速傅立葉逆變換(IFFT)模組550、一循環字首插入器560，及一時域濾波器570。第二部分590包括一調變器540、一S2P轉換器545、一IFFT模組550、一循環字首插入器560，及一時域濾波器570。該等預編碼器535配置成使用 一離散傅立葉變換(DFT)矩陣及/或基於一頻域頻道的一矩陣，以執行有關其數個輸入的一變換運算。各預編碼器535包括Nz個輸出埠。IFFT模組550配置成使用一IFFT矩陣以執行有關其數個輸入的一變換運算。IFFT模組550包括NFFT個輸入埠，其中該NFFT個輸入埠包括KxNz個埠，其與屬於數個CDMA區的數個正交子載波相關聯，及NFFT-KxNz個輸入埠，其與屬於數個OFDMA區的數個正交子載波相關聯。
在圖5的示範實施例中，在第一部分580中，提供數個導向符號及編碼資料符號作為到乘法器505,510中的輸入。分別以傳布因子Ncp及Ncd，使用數個傳布碼如沃爾許(Walsh)碼以傳布該等導向及編碼資料符號。在一範例中，傳布因子Ncp等於Nz，其是混合式CDMA/OFDMA系統300的頻寬分配400中的數個CDMA區。該等傳布導向及資料符號後續在乘法器515,520中使用一導向及一資料保密碼如虛擬隨機雜訊(PN)碼加以保密，以分別產生導向及資料片碼，其中該等保密碼具有一週期N，及N>>Ncp,Ncd。在一範例中，該等保密碼可為CDMA區特有。在另一範例中，該等保密碼可具有不同偏離以用於第一部分580的該等導向及資料分支。
在圖5的示範實施例中，在加法器525中碼多工該等導向及資料片碼串流以產生一碼多工信號，其中該碼多工信號包括KxNz個碼多工片碼。在另一範例中，時間多工該等導向及資料片碼串流。一CDMA類型信號可解釋成該碼多工或時間多工片碼信號，或得自該碼多工或時間多工片碼信號的任一信號。
在圖5的示範實施例中，提供該碼多工信號作為到S2P轉換器530的一輸入。S2P轉換器530平均分布該等碼多工片碼在該K個預編碼器535的各個中。在一範例中，可提供該等碼多工片碼作為Nz個碼多工片碼的一區塊。例如，提供第一Nz個碼多工片碼作為到第一預編碼器535的一輸入，提供次Nz個碼多工片碼作為到第二預編碼器535的一輸 入，依此類推。在另一範例中，S2P轉換器530可不均勻地或不平均地分布該等碼多工片碼在K個或更少預編碼器535之中，及該碼多工片碼區塊可為不同於Nz的一大小。
在圖5的示範實施例中，該等預編碼器535可使用一矩陣以執行一變換運算，用以變換該時域中的一輸入向量成該頻域中的一輸出向量。在一範例中，該等預編碼器535的該等輸入及輸出向量兩者包括相同(如Nz個)元素或片碼。在另一範例中，該等預編碼器535是離散傅立葉變換器(DFT)，其使用大小為NzxNz的一DFT矩陣F，以變換包括有Nz個碼多工片碼的輸入向量從該時域到該頻域。用於矩陣F的該等元可表示為
其中j,k=0,1,2,...,n-1，及。若在DFT預編碼器的輸入的該等碼多工片碼定義為向量s，其中s=[s1,s2,s3,...,sNz]T ，及T表示該轉置運算，則DFT預編碼器的輸出可定義為向量x，其表示為
其中Nz表示預編碼元素或片碼的數目。
在本發明的另一示範實施例中，參照至圖5，該等預編碼器535可使用同一矩陣以變換該等碼多工片碼從該時域到該頻域中。此外，該等預編碼器535可使用對頻道靈敏的一矩陣，其容許數個預等化技術應用到該變換。
在圖5的示範實施例中，該K個預編碼器535的Nz個輸出埠各分開地映射到IFFT 550的數個埠，其與屬於數個CDMA區的數個正交子載波相關聯。在一範例中，可基於該等正交子載波何者是該等CDMA類型信號定排程以用於傳輸，而重新配置該Nz個輸出埠至IFFT模組550的該等輸入埠的映射。
在圖5的示範實施例中，在第二部分590中，由調變器540使用熟知的調變技術，如BPSK、QPSK、8PSK、16QAM、64QAM等，以調變數個編碼資料符號，用以轉換該等資料符號成K個調變符號Sk，其接著傳遞到S2P轉換器545，其中K≦N。S2P轉換器545輸出數個並列串流的調變符號，其提供以作為到IFFT模組550與數個正交子載波相關聯的一或多個埠的輸入，透過該等正交子載波將傳輸該等編碼資料符號。
在圖5的示範實施例中，在IFFT模組550中，一快速傅立葉逆變換應用到該等調變符號Sk及應用到數個預編碼片碼(如預編碼器535的輸出)，用以產生一片碼區塊cn，其中n=0,...,NFFT-1。循環字首插入器560複製NFFT個片碼的該區塊的最後Ncp個片碼，及預先考慮它們到NFFT個片碼的該區塊，其產生一預先考慮區塊。接著該預先考慮組通過時域濾波器570濾波，及後續在傳輸前調變到一載波上。
CDMA反向連結功率控制
CDMA反向連結控制過程的數個範例揭示在美國專利申請案(案號未知)，名稱"反向連結功率控制的方法"，其由本發明的發明人與本發明同時提出申請，該文件全文以引用方式併入本文中。因此，除非相關OFDMA反向連結功率控制過程，CDMA反向連結功率控制過程的進一步說明已省略，以下將更詳細說明OFDMA反向連結功率控制過程。
第一OFDMA反向連結功率控制範例
圖6A及6B根據本發明的另一示範實施例說明一OFDMA反向連結功率控制過程。以下相關圖3的混合式CDMA/OFDMA系統300說明圖6A及6B的OFDMA反向連結功率控制過程。更特定地，說明圖6A過程的該等步驟是在節點B 320執行，及說明圖6B過程的該等步驟是在UE 305執行。
如圖6A所示，在步驟S600中，節點N 320分析一收到信號頻諎以 得到"總"OFDMA干擾的一測度。通常，因OFDMA的特徵為具有一較低單元內干擾測度，因此步驟S600可解釋為一單元外干擾測量。在一範例中，該測得OFDMA干擾大部分存在於圖4的頻寬分配400的該等OFDMA區內。
在步驟S605中，節點B 320再分析收到的信號頻譜以得到該CDMA干擾的一測度。應了解該測得CDMA干擾可為一干擾前或干擾後取消(IC)測量。在一範例中，若以干擾後取消執行該CDMA干擾的測量，則節點B 320在干擾取消前測量該CDMA信號頻譜，及接著在該干擾取消後測量剩餘的干擾至總干擾比。此二數量的比值是該干擾後取消CDMA干擾的一測度。
在步驟S610中，節點B 320使用測得的OFDMA干擾(步驟S600)及CDMA干擾(步驟S605)以計算一濾波干擾比(FIR)，其是測得OFDMA干擾至測得CDMA干擾的一比值。FIR計算為此藝所熟知，為求簡明，不再贅述。計算該FIR後，在步驟S615中，節點B 320使用一順向連結或向下連結共用頻道以傳播算出的FIR到其單元內的所有UE。步驟S615的傳播可用各式各樣方式執行。例如，節點B 320可利用一差分傳播架構，其中一初始算出的FIR傳送到數個正聆聽的行動台。之後，傳送數個較小值，其代表先前數個FIR之間的差。然而，週期性地重播該完整FIR，用以說明新使用者，其進入與節點B 320的通訊，及/或用以減低信號技術誤差效應。
在一替代範例中，在步驟S615中，節點B 320可在CDMA及OFDMA上分開地傳播該FIR。在又一替代範例中，數個干擾活動位元(IAB)傳播到數個行動台。測得的CDMA干擾及測得的OFDMA干擾與個別干擾臨限值比較。若該比較指明一測得干擾高於或等於該臨限值，則數個個別IAB設成一第一邏輯位準(如一較高邏輯位準或"1")，及若該比較指明一測得干擾低於該臨限值，則該等個別IAB設成一第二邏輯位準 (如一較低邏輯位準或"0")。在此範例中，由節點B 320傳送二分開的IAB，以相當於指明測得的CDMA干擾(步驟S605)及測得的OFDMA干擾(步驟S600)是否分別超過一CDMA干擾臨限值及一OFDMA干擾臨限值。
以下參照至圖6B，在步驟S650中，UE 305接收該傳播的FIR。在步驟S655中，UE 305基於該傳播的FIR而計算一功率位準，在該功率位準傳輸以用於數個OFDMA反向連結傳輸。以下將詳細說明步驟S655的計算。
在步驟S655的示範計算中使用以下術語："Γo"是用於數個OFDMA導向信號的目標SINR；"Γc"是用於數個CDMA導向信號的目標SINR；"Pc(t)"是在時隙t，自UE 305傳送出的CDMA導向傳輸功率頻譜密度；"Po(t)"是在時隙t，每頻調未限制的OFDMA額定導向功率；"△I(t)"是在時隙t，由節點B 320在步驟S615傳送及由UE 305在步驟S650接收的週期性傳播FIR；"I_OFDMA(t)"是在時隙t，在步驟S600中測得的OFDMA干擾；及"I_CDMA(t)"是在時隙t，在步驟S650中測得的CDMA干擾。
利用以上假定，由節點B 320在步驟S615傳送及由UE 305接收的濾波FIR表示為△I(t)=10 log 10[I_OFDMA(t)/I_CDMA(t)] 公式3
目標SINR比值△Γ規定成：△Γ=Γo/Γc 公式4
UE 305可藉此調整每頻調的OFDMA導向功率Po(t)如下：Po(t)=α(t)＊ Pc(t) 公式5
其中α(t)是一算出的功率比，表示為α(t)=△Γ＊ 10△I(t)/10 公式6
再參照至圖6B，UE 305根據算出的功率位準或步驟S660中的Po(t)而傳輸該等OFDMA區內的數個OFDMA信號。
圖6A/6B的上述OFDMA反向連結功率控制過程的一立即可見優點在於，以該範例方法的"傳播"天性避開傳統"快速"OFDMA功率控制，其中數個專用控制位元傳送到數個特殊UE。藉此，處理從該等節點B卸給該等UE，用以計算數個OFDMA反向連結功率調整，其節約系統資源。
第二OFDMA反向連結功率控制範例
通常，在圖3混合式CDMA/OFDMA系統300的頻寬分配400的該等CDMA區內，數個CDMA傳輸可說成"連續式"，而在該等對應OFDMA區內的OFDMA傳輸可說成是"脈衝式"(如不頻發、不連續、週期的等)。在數個OFDMA傳輸脈衝之間的該等"間隙"期間，傳統OFDMA功率控制不調整OFDMA功率設定。以下將提供一範例，其中使用或多或少連續的CDMA信號技術，在數個OFDMA脈衝之間的傳輸過程期間用以調整OFDMA功率控制。
在以下範例中，相關圖6B的步驟S655的計算在說明中提出的以上該等定義，以引用方式併入以下範例說明中。
圖7根據本發明的另一示範實施例說明一OFDMA反向連結功率控制過程。
在步驟S700中，UE 305已建立與節點B 320的連接，及在圖3混合式CDMA/OFDMA系統300的頻寬分配400的該等CDMA區內，正透過CDMA協定傳遞資料。在步驟S700中，假定尚未發生OFDMA脈衝。在步驟S705中，在UE 305建立一"初始"OFDMA導向傳輸功率，意即在一第一OFDMA用於該第一OFDMA脈衝中前建立的一OFDMA導向傳輸功率位準，及表示成Po(t)=α(t)＊ Pc(t) 公式7
其中初始功率比α(t)設成一預設位準，其由一系統工程師判定。
建立用於"初始" OFDMA流量位準的傳輸功率位準是藉由Po(t)乘上一速率依存流量至導向比(TPR)，或藉由定義一速率依存的導向增加值。在此，"速率依存"表示該TPR或導向升壓值是基於不同SINR要求，其與不同傳輸速率相關聯。
在步驟S710中，UE 305在一或多個該等OFDMA區上傳輸OFDMA資料。節點B在步驟S715中測量用於收到OFDMA脈衝的SINR，及在步驟S720中比較測得的OFDMA SINR與一目標OFDMA SINR。該目標OFDMA SINR可為一固定值、一適應值等。
若混合式CDMA/OFDMA系統300容許一獨立OFDMA位元用於數個功率調整，則節點B 320在步驟S725中傳送該獨立OFDMA位元。或者，若在混合式CDMA/OFDMA系統300中未提供此類獨立OFDMA位元供應，則在步驟S725中同時估計該等SINR。換言之，一單一功率控制位元或共用位元用以調整在UE 305的CDMA及OFDMA傳輸兩者。基於該等OFDMA及CDMA SINR兩者而判定該共用位元。
在步驟S710中開始的OFDMA脈衝在步驟S730結束。在OFDMA脈衝之間的間隙期間，節點B 320在步驟S735使用表示式Γo,est(t)=Γc(t)＊ αest (t)＊ β(t) 公式8
以估計該OFDMA SINR，其中Γo,est(t)是用於一時隙t的一估計OFDMA SINR，αest (t)是用於時隙t的一估計功率比，及β(t)是用於時隙t的一相關聯因子。
在步驟S740中，估計的OFDMA SINR Γo,est(t)與目標OFDMA SINR Γo比較，及在步驟S745中，節點B 320基於該比較而傳送一OFDMA傳輸功率控制(TPC)位元到UE 305。一TPC位元是一單位元二進位指標，其設成一第一邏輯位準(如一較高邏輯位準或"1")以指示一UE(如UE 305)增加一固定量傳輸功率，及設成一第二邏輯位準(如一較 低邏輯位準或"0")以指示一UE(如UE 305)減低該固定量傳輸功率。在一範例中，若步驟S745的比較指明估計的OFDMA SINR小於目標OFDMA SINR，則節點B 320傳送具有該第一邏輯位準(如一較高邏輯位準或"1")的一TPC位元到UE 305。否則，節點B 320傳送具有該第二邏輯位準(如一較低邏輯位準或"0")的一TPC位元到UE 305。
雖然因可使用數個實際測得的OFDMA SINR值，在數個OFDMA脈衝期間未使用估計的OFDMA SINR Γo,est(t)，但在該等OFDMA脈衝期間更新相關聯因子β(t)，其在數個OFDMA脈衝間隙期間使用，用以使估計的OFDMA SINR Γo,est(t)在數個OFDMA間隙期間更準確。因此，在步驟S750中，在數個OFDMA脈衝期間用以下表示式更新相關聯因子β(t)β(t)=(1-λ)＊ β(t-1)+λ＊ Γo(t)/(Γc(t)＊ αest (t)) 公式9
其中λ是0與1之間的一遺忘因子。該遺忘因子是一常數值，其由一系統工程師所判定。
最大行動台傳輸功率
以下將說明建立每頻調最大功率臨限值以用於UE 305的傳輸的一範例。在一範例中，相較於位置緊鄰一伺服節點B(如接近該單元的一中心位置)的數個UE，位置接近數個單元的邊緣或邊界(如在節點B 320與節點B 325之間)的數個UE較多受到鄰近單元的干擾影響。若在一已知UE可傳輸的最大功率上未維持控制，則總系統干擾會增加。用於圖3混合式CDMA/OFDMA系統300內的一UE，提供建立每頻調最大功率或最大傳輸功率位準的以下範例，作為該UE相關複數個單元的位置的函數。此外，雖然相關具有節點B 320作為一伺服節點B及節點B 325作為一鄰近節點B的UE 305以說明以下示範實施例，但僅為示範目的而提供此特殊配置，及應立即明白以下的最大傳輸功率控制過程或者可應用在混合式CDMA/OFDMA系統300內的任一UE。
混合式CDMA/OFDMA系統300內的各該等節點B(如節點B 320、325等)週期性地測量一收到單元外干擾量(例如來自一節點B的自己單元以外的數個單元的干擾)的量。各該等節點B比較測得的單元外干擾與一單元外干擾臨限值Iothresh 。在一範例中，RNC 330可設定單元外干擾臨限值Iothresh 以用於該等節點B 320/325。該k個節點B各基於該比較而傳送一干擾活動位元(IAB)(如到範圍內的所有UE，如UE 305)。在一範例中，參照至一節點B "p"，若該比較指明測得的單元外干擾大於單元外干擾臨限值Iothresh ，則IAB(p)=1，其中節點B p代表混合式CDMA/OFDMA系統300內的該等節點B之一。不然，若該比較指明測得的單元外干擾不大於單元外干擾臨限值Iothresh ，則IAB(p)=0。應了解，該等IAB可立即自一或多個節點B傳送出，以便部分基於該UE相對於混合式CDMA/OFDMA系統300內的數個鄰近或伺服節點B的位置，而可由混合式CDMA/OFDMA系統300內的一UE收到多個IAB。以下將相關圖8中的一代表UE 305，以說明在CDMA系統100內的該等UE執行的每頻調最大傳輸功率臨限值調整過程，其考量到該等節點B傳送的該等IAB。
圖8根據本發明的一示範實施例說明建立每頻調最大傳輸功率臨限值以用於一UE的傳輸的過程。以下相關混合式CDMA/OFDMA系統300內的一代表UE(如UE 305)及k個節點B(如節點B 320、325等)，說明圖8的示範實施例，其中k是大於或等於1的整數。圖8說明及以下說明的該等步驟例如在圖3的UE 305執行。代表UE 305不一定與該節點B中超過一者在主動通訊中(如雖然可能在軟性交遞模式中)，但代表UE 305能"聆聽"或接收來自所有k個節點B的信號。因此，應了解數字k可基於UE 305在混合式CDMA/OFDMA系統300內的位置而變化。例如，若UE 305極緊鄰一伺服節點B如節點B 320，則k通常等於1。當UE 305成為較靠近一單元的邊緣時，k通常大於1。
在圖8的示範實施例中，在步驟S800中，正由節點B伺服的UE 305的每頻調最大傳輸功率臨限值由UE 305初始化成Pmax (1)=Iothresh /max(G(d)),d=1,...,k 公式10
其中Pmax (1)表示用於一初始時間週期的一最大功率，Iothresh 表示一單元外干擾臨限值(如可容忍的一單元外干擾量)，及G(d)表示從UE 305到該k個節點B之中第d個節點B的一平均頻道增益，其中d是從1到k的整數。在一範例中，該等G(d)測量是基於該共用導向及開端上的數個SINR測量，及單元外干擾臨限值Iothresh 是由一設計工程師所判定。
UE 305在步驟S805中接收該等IAB(如圖8之前所論及)，其來自該k個節點B的各節點，及在步驟S810中判定是否需要調整每頻調最大傳輸功率臨限值。若步驟S810判定需要一調整，則在步驟S815中計算一功率調整以用於UE 305。否則，該過程返回到步驟S805。在步驟S815中，UE 305建立用於該傳輸功率資源的一記號桶，其稱為Pcbucket (t)，其表示該傳輸功率資訊基於該等收到的IAB的瞬間更新值，若UE 305收到的任何該等IAB設成"1"，則Pcbucket (t)表示為Pcbucket (t)=Pcbucket (t-1)-△Pdown 公式11
其中△Pdown =w＊ max(G(y))，其中y表示該k個節點B之中的y個節點B，其正在時間t傳送等於"1"的IAB，及w是一固定權重因子，其由一設計工程師判定。
若UE 305收到的任何該等IAB設成"0"，則Pcbucket (t)或表示為Pcbucket (t)=Pcbucket (t-1)-△Pup 公式12
其中"t"表示一目前時間週期，及"t-1"表示前一時間週期，及△Pup 表示成△Pup =[x/(1-x)]△Pdown
其中x等於一已知節點B測量的單元外干擾大於單元外干擾臨限值Iothresh 的機率。在一範例中，機率"x"是基於用於該已知節點B(如節 點B 320)的一覆蓋範圍要求。在又一範例中，在混合式CDMA/OFDMA系統300的布署或安裝期間判定機率"x"。
Pbucket (t)是Pcbucket (t)的一平均版本，及表示為Pbucket (t)=Pbucket (t-1)+Pcbucket (t)-Pmax (t-1) 公式13
若一新編碼器封包定出排程以用於從UE 305到節點B 320的傳輸，則Pmax (t)評估成Pmax (t)=min(Pmax (t-1),Pbucket (t)) 公式14
及若一新編碼器封包未定出排程以用於傳輸，則Pmax (t)=Pbucket (t)-Pmargin 公式15
其中Pmargin 是一偏離值，其大於或等於0以確保該桶在該編碼器封包傳輸期間不成為空的。在一範例中，選擇用於該新編碼器封包的一資料傳輸率，以便Pmax (t)設成一足夠功率位準，以便達成一頻譜效率臨限位準。
一旦在步驟S815中根據公式14及15而設定每頻調最大傳輸功率臨限值Pmax (t)，該過程即返回到步驟S805。
因此，利用相關圖8的上述範例方法，熟諳此藝者應了解，較靠近一較多數量節點B(如較遠離一伺服節點B及較靠近數個單元邊緣)的數個UE用較多步驟調整每頻調最大傳輸功率臨限值，反而較緊鄰該伺服節點B的數個UE對該等IAB位元反應較慢。導向參考功率(Po(t))及該最大容許資料/導向功率的組合可用在如該UE請求的頻譜效率計算中。
此外，建立及調整每片碼的CDMA最大傳輸功率臨限值的一替代範例揭示在一美國專利申請案中(案號未知)，名稱"反向連結功率控制的方法"，其由本發明的發明人與本發明同時提出申請，該文件全文以引用方式併入本文中。
因此說明本發明的數個示範實施例，應明顯看出該等示範實施例可用許多方式變化。例如，應了解一節點B及一UE可分別替代地稱為 一基地台(BS)或存取網路(AN)，及一行動台(MS)、存取端(AT)或行動單元(MU)。此外，雖然以上相關數個CDMA/OFDMA系統說明，但應立即明白本發明如何可適應地用於通用移動通信系統(UMTS)中。
此類變化不應視為背離本發明的該等示範實施例，及所有此類修改意欲包括在本發明的範圍內。

Claims (3)

  1. 一種判定一最大容許傳輸功率位準之方法，包括：接收來自不同基地台之複數個干擾指示信號(S805)；及基於該複數個干擾指示信號而判定是否調整一最大傳輸功率臨限值，該最大傳輸功率臨限值指明一最大容許傳輸功率位準，在低於該最大容許傳輸功率位準下數個傳輸會受限(S810)。
  2. 如請求項1之方法，尚包括：若該複數個干擾指示信號之至少一者指明一單元外干擾超過一單元外干擾臨限值，則增加該最大傳輸功率臨限值(S815)；及若該複數個干擾指示信號未包括至少一干擾指示信號，其指明一單元外干擾超過該單元外干擾臨限值，則減低該最大傳輸功率臨限值(S815)。
  3. 如請求項1之方法，其中該最大傳輸功率臨限值與每頻調功率及每片碼功率之一相關聯。
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