KR20080101899A - 역방향 링크 전력 제어의 방법 - Google Patents

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Abstract

역방향 링크 전력 제어 방법들이 제공된다. 제1 방법 예시적인 방법은 제1 유형의 간섭을 1차 측정하는 단계(S600); 제2 유형의 간섭을 2차 측정하는 단계(S605); 제1차 및 제2차 측정치들 사이의 비율을 결정하는 단계(S610); 및 상기 결정된 비율을 다수의 모바일 유닛들에 방송하는 단계(S615)를 포함한다. 제2 예시적 방법은 두 상이한 유형의 간섭 사이의 비율을 나타내는 방송된 비율을 수신하는 단계(S650); 및 상기 수신된 방송된 비율에 기초하여 역방향 링크 전송들에 대한 전력 레벨을 계산하는 단계(S655)를 포함한다. 제3 예시적 방법은 OFDMA 전송 동안 제1 피드백 신호들에 기초하여 OFDMA 전송 전력을 1차 조정하는 단계(S725); 및 OFDMA 전송들 사이의 기간들 동안 제2 피드백 신호들에 기초하여 OFDMA 전송 전력을 2차 조정하는 단계(S745)를 포함한다. 제4 예시적 방법은 상이한 기지국들로부터 다수의 간섭 표시 신호들을 수신하는 단계(S805); 및 상기 다수의 간섭 표시 신호들에 기초하여 최대 전송 전력 문턱값을 조정할지를 결정하는 단계로서, 상기 최대 전송 전력 문턱값은 그 밑으로는 전송들이 제한되는 상기 최대 허용 전송 전력 레벨을 나타내는, 상기 결정하는 단계(S810)를 포함한다.
전력 제어, OFDMA 전송, 역방향 링크 전송, 피드백 신호, 간섭 표시 신호

Description

역방향 링크 전력 제어의 방법{METHODS OF REVERSE LINK POWER CONTROL}
본 발명의 예시적인 실시예들은 일반적으로 통신 시스템에 관한 것이고, 특히, 무선 통신 시스템에 관한 것이다.
종래의 무선 통신 시스템은 사용자 장비, 가입자 장비, 및 액세스 단말기와 같은 사용 용어들로 참조되는 하나 이상의 모바일 유닛들에 무선 접속을 제공하기 위해 액세스 포인트, 노드-B 또는 액세스 네트워크로 참조되는 하나 이상의 기지국 라우터 또는 기지국을 포함한다. 모바일 유닛들의 예들은 셀룰러 폰, PDA(personal data assistant), 스마트 폰, 문자 메시지 디바이스, 랩톱/노트북 컴퓨터, 데스크톱 컴퓨터 등을 포함한다. 각각의 기지국은 기지국과 연관된, 지리적 영역 또는 셀 내의 모바일 유닛들과 같은 하나 이상의 모바일 유닛들에 무선 접속을 제공한다. 택일적으로, 기지국 라우터는 모바일 유닛들에 무선 접속을 제공하는데 이용될 수 있다.
기지국 또는 기지국 라우터로부터 하나 이상의 모바일 유닛에 전송된 메시징은 일반적으로 "순방향 링크" 또는 "다운 링크" 메시징이라 한다. 모바일 유닛으로부터 기지국 또는 기지국 라우터로 전송된 메시징은 일반적으로 "역방향 링크" 또는 "업링크" 메시징이라 한다.
직교 주파수 분할 다중(OFDM)은 주파수-선택성 채널들을 통한 신호 전송에 효율적인 변조 기법이다. OFDM에서, 광대역폭은 서로 수직하게 배치되는 다수의 협대역 서브-캐리어들로 분할된다. 서브-캐리어들 상의 변조된 신호들은 병렬적으로 전송된다.
OFDM은 시간 분할 다중 접속(TDMA)을 통해 다수의 가입자들에게 각각의 가입자가 그것의 할당된 시간 슬롯들 내에서 모든 서브-캐리어들을 이용하는 다중 접속을 지원하는데 이용될 수 있다. 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA)은 OFDM의 기본적인 포맷을 이용하는, 다중 접속을 위한 또다른 방법이다. OFDMA에서, 다수의 가입자는 주파수 분할 다중 접속(FDMA)과 유사한 방식으로 동시에 상이한 서브-캐리어들을 이용한다(예컨대, 각각의 "공유된" 서브-캐리어에 대해, 주파수 분할들은 다중 접속이 가능하도록 이용된다).
OFDMA는 신호를 서브-채널들(즉, 캐리어들의 그룹들)로 분할하는데, 각각의 서브채널은 상이한 가입자에게 할당된다. 상이한 서브-채널들은 다음으로 다양한 캐리어들로부터 결합될 수 있다. 각각의 가입자는 위치, 기지국으로부터 거리, 간섭 및 전력 요건에 독립적으로 개별적으로 처리될 수 있다. 다양한 변조들이 향상된 커버리지 및 쓰루풋(throughput)을 제공하기 위해 시스템 내의 각각의 캐리어들에 대해 이용될 수 있다. OFDMA 인핸스먼트의 서브-채널 구조는 더욱 효과적인 듀플렉스 기술들 예컨대, 주파수 분할 듀플렉싱(FDD) 및 시간 분할 듀플렉싱(TDD)을 가능하게 하고, 감소된 간섭을 갖고 더 높은 데이터 쓰루풋이 가능한 신호를 생성한다. FDD 시스템들에서, 순방향 링크 및 역방향 링크 전송들 모두 상이한 캐리어 들 상에서 동시에 일어난다.
도1은 종래 OFDMA 시스템(100)을 도시한다. 도1에 도시된 바와 같이, OFDMA 시스템(100)은 무선 인터페이스를 통해 하나 이상의 서비스 노드 B들(120/125)과 통신하는 복수의 사용자 장비(UE)들(105)을 포함한다. 복수의 노드 B가 무선 네트워크 컨트롤러(RNC)(130)와 유선 인터페이스로 접속된다. 택일적으로, 도1에 도시되어 있지 않지만, RNC(130)와 노드 B들(120/125)(택일적으로 "기지국"이라 부름) 모두의 기능성은 "기지국 라우터"로 참조되는 단일 엔티티로 통합될 수 있다. RNC(130)는 게이트웨이 지원 노드(GSN)(150)를 통해 인터넷(160)에 액세스하고, 및/또는 모바일 스위칭 센터(MSC)(140)를 통해 공중 전화 교환망(PSTN)(170)에 액세스한다.
도2는 종래 OFDMA 시스템 내의 전송기(200)를 도시한다. 예에서, 도2의 전송기(200)는 도1의 종래 OFDMA 시스템(100) 내의 전송 엔티티(예컨대, 노드 B(120/125), UE(105/110) 등) 내에 이용된다.
도2에 도시된 바와 같이, 전송기(200)는 변조기(210), 직-병렬(S2P) 변환기(220), 역 고속 푸리에 변환기(IFFT) 모듈(230), 순환 프리픽스 삽입기(cyclic prefix inserter)(240) 및 시간 영역 필터(250)를 포함한다. IFFT 모듈(230)은 변조 심볼들을 수신하기 위한 N개의 포트를 포함한다. N개의 포트들 각각은 직교 서브-캐리어와 연관된다. IFFT 모듈(230)은 그것의 입력들에 대해 변환 동작들을 수행하기 위해 NxN IFFT 매트릭스를 이용하도록 동작가능하다. 여기에서, 매트릭스 Fj,k의 항목들은 Fj,k=e-2πijk/n, j,k=0,1,2,....,n-1 및 i=
Figure 112008057408455-PCT00001
로 정의된다.
인코딩된 데이터 심볼들은 변조기(210)에 입력으로 제공된다. 변조기(210)는 BPSK, QPSK, 8PSK, 16QAM, 및 64QAM과 같은 주지의 변조 기법들을 이용하여, 인코딩된 데이터 심볼들을 K개의 변조 심볼들(Sk)로 변환하며, 이것들은 S2P 변환기(120)에 입력으로 제공되는데, 여기에서 K≤N이다. S2P 변환기(220)는 변조 심볼들의 병렬 스트림들을 출력하는데, 이것들은 인코딩된 데이터 심볼들이 전송될 직교 서브-캐리어들과 연관된 IFFT 모듈(230)의 N개의 포트들 중 하나 이상에 입력으로 제공된다. IFFT 모듈(230)에서, 역 고속 푸리에 변환이 변조 심볼들(Sk)에 적용되어, 칩들(cn, n=0,...,N-1)의 블록을 생성한다. 순환 프리픽스 삽입기(240)는 N개의 칩들의 블록 중 마지막 Ncp 칩들을 복사하고, 그것들을 N개의 칩들의 블록에 프리펜드하여(prepend), 프리펜드 블록을 생성한다. 프리펜드된 세트는 다음으로 시간 영역 필터(250)를 통해 필터링되고, 이어서 전송되기 전에 캐리어로 변조된다.
OFDMA 시스템은 OFDMA 전송들의 내부-셀 직교 특성에 기인하여 종래의 코드 분할 다중 액세스(CDMA)에 비해 역방향 링크 상에 감소된 간섭 및 더 높은 데이터율을 제공한다. 그러나, OFDMA는 낮은 데이터 율로 전송하고 및/또는 한 캐리어에 대한 고속 액세스를 요구하는 사용자들에게 대역폭 공유 실패 및 증가된 시그널링을 대가로 얻어진다. 반대로, CDMA 시스템들은 종래의 OFDMA에서 나타나는 바와 같이, 분명한 요구-및-허용 메카니즘 없이 다수의 가입자 접속을 허용하며, 이것은 전송을 위해 캐리어에 대한 사용자 액세스를 증가시킬 수 있다.
전력 제어는 CDMA 시스템에 있어 역방향 링크에 대해 중요한 문제인데, 왜냐하면 CDMA 시스템들은 상당한 내부-셀 및 외부-셀 간섭을 겪을 수 있기 때문이다. OFDMA 시스템들은 전형적으로 OFDMA의 직교 특성에 기인하여 CDMA 시스템들보다 적은 내부-셀 간섭을 겪고, 이에 의해 OFDMA 시스템들은 "더 완화된" 전력 제어 요건들을 채용할 수 있는데, 왜냐하면 OFDMA 시스템 내에 존재하는 간섭은 실질적으로 외부-셀 간섭에 국한될 수 있기 때문이다. 그러나, OFDMA 시스템들에서의 역방향 링크 전력 제어는 더 낮은 내부-셀 간섭을 이겨내지 못하는 종래의 OFDMA 시스템들의 문제로 남아 있다. 예를 들어, OFDMA 시스템들에서 역방향 링크 상의 효과적인 속도 제어는 역방향 링크 전송 전력 대 역방향 링크 데이터율의 맵핑없이 달성하기가 어려울 수 있다.
OFDMA 전송들은 상이한 사용자들에게 가용한 대역폭 중 서로 다른 부분들을 줌으로써, 기지국에 의해 스케줄링되기 때문에, 사용자당 전송들은 속성상 전형적으로 "버스트(bursty)"이다. 따라서, 폐루프 OFDMA 전력 제어를 수행하기 위해 모든 사용자들에 의해 전송되는 일정한 파일롯을 유지하는 것은 비효율적이다. 반면, 순수한 개방 루프 전력 제어 기법들은 그것들의 효율에 있어 제한적인데, 왜냐하면 개방 루프 전력 제어 기법들은 전형적으로 외부-셀 간섭의 철저한 제어를 유지하지 못하고, 주어진 전송 전력에 대한 수신된 신호-대-간섭+잡음 비(SINR)의 예측이 덜 정확하다. 따라서, OFDMA 시스템들은 연속적인 파일롯 신호 전송들을 전송하지 않기 때문에, 셀 내부의 모든 사용자들에서 역방향 링크 전송 전력을 제어하는 것이 더욱 어려운데, 왜냐하면 역방향 링크 전력 제어는 각각의 사용자에 대해 개별적으로 수행되어야 하기 때문이다.
본 발명의 예시적인 실시예는 무선 통신 네트워크에서 역방향 링크 전송 전력을 제어하는 방법에 관한 것으로서, 제1 유형의 간섭을 1차 측정하는 단계; 제2 유형의 간섭을 2차 측정하는 단계; 제1차 및 제2차 측정치들 사이의 비율을 결정하는 단계; 및 상기 결정된 비율을 다수의 모바일 유닛들에 방송하는 단계를 포함한다.
본 발명의 다른 예시적인 실시예는 무선 통신 네트워크에서 역방향 링크 전송 전력을 제어하는 방법에 관한 것으로서, 두 상이한 유형의 간섭 사이의 비율을 나타내는 방송된 비율을 수신하는 단계; 및 상기 수신된 방송된 비율에 기초하여 역방향 링크 전송들에 대한 전력 레벨을 계산하는 단계를 포함한다.
본 발명의 또다른 예시적인 실시예는 무선 통신 네트워크에서 역방향 링크 전송 전력을 제어하는 방법에 관한 것으로서, OFDMA 전송 동안 제1 피드백 신호들에 기초하여 OFDMA 전송 전력을 1차 조정하는 단계; 및 OFDMA 전송들 사이의 기간들 동안 제2 피드백 신호들에 기초하여 OFDMA 전송 전력을 2차 조정하는 단계를 포함한다.
본 발명의 또다른 예시적인 실시예는 최대 허용 전송 전력 레벨을 결정하는 방법에 관한 것으로서, 상이한 기지국들로부터 다수의 간섭 표시 신호들을 수신하는 단계; 및 상기 다수의 간섭 표시 신호들에 기초하여 최대 전송 전력 문턱값을 조정할지를 결정하는 단계로서, 상기 최대 전송 전력 문턱값은 그 밑으로는 전송들이 제한되는 상기 최대 허용 전송 전력 레벨을 나타내는, 상기 결정하는 단계를 포함한다.
본 발명은 이하에서 주어진 상세한 설명들과 첨부된 도면들로부터 더욱 완전히 이해될 것이다. 도면들은 단지 예시로서 주어진 것이고, 여기에서 동일한 참조 번호들은 다양한 도면들에서 대응하는 부분들을 지칭한다.
도1은 종래 OFDMA 시스템을 도시한 도면.
도2는 도1의 종래 OFDMA 시스템 내의 전송기를 도시한 도면.
도3은 본 발명의 예시적인 실시예에 따라 하이브리드 OFDMA/CDMA 시스템을 도시한 도면.
도4는 본 발명의 예시적인 실시예에 따라, 도3의 하이브리드 OFDMA/CDMA 시스템에 대한 대역폭 할당을 도시한 도면.
도5는 본 발명의 예시적인 실시예에 따라, 도3의 하이브리드 OFDMA/CDMA 시스템 내의 전송기의 개략도를 도시한 도면.
도6A 및 도6B는 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 OFDMA 역방향 링크 전력 제어 프로세스를 도시한 도면.
도7은 본 발명의 또다른 예시적인 실시예에 따른 OFDMA 역방향 링크 전력 제어 프로세스를 도시한 도면.
도8은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 이동국의 전송들에 대한 톤(tone) 당 최대 전송 전력 문턱값의 확립 프로세스를 도시한 도면.
본 발명을 더욱 이해하기 위하여, 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 하이브리드 코드 분할 다중 접속(CDMA)/직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA) 시스템이 먼저 설명될 것이다. 다음, 예시적인 하이브리드 CDMA/OFDMA 시스템에서 OFDMA 역방향 링크 전력을 제어하는 예가 주어질 것이고, 그리고 하이브리드 OFDMA/CDMA 시스템 내에서 이동국이 전송할 수 있는 최대 전력 수준을 확립하는 방법이 이어진다.
하이브리드 CDMA/OFDMA 시스템
도3은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 무선 통신 시스템(이하 "하이브리드 OFDMA/CDMA 시스템"이라 한다)(300)을 도시한다. 도3에 도시된 바와 같이, OFDMA 시스템(300)은 무선 인터페이스를 통해 하나 이상의 서비스 노드 B들(320/325)과 통신하는 다수의 사용자 장비들(UEs)(305)을 포함한다. 다수의 노드 B들은 유선 인터페이스를 통해 무선 네트워크 컨트롤러(RNC)(330)에 접속된다. 택일적으로, 도3에 도시되지 않았지만, RNC(330) 및 노드 B들(320/325)(택일적으로 "기지국"이라 함)은 모두 "기지국 라우터"로 참조되는 단일 엔티티로 통합될 수 있다. RNC(330)는 게이트웨이 지원 노드(GSN)(350)를 통해 인터넷(360)에 액세스하고 및/또는 모바일 스위칭 센터(MSC)(340)를 통해 공중 전화 교환망(PSTN)(370)에 액세스한다.
도3의 하이브리드 CDMA/OFDMA 시스템(300)은 피상적으로 도1의 OFDMA 시스템(100)과 닮았지만, 도3의 하이브리드 CDMA/OFDMA 시스템(300)은 동적으로 할당되 는 직교 서브-캐리어들의 세트를 통해 OFDMA 유형의 신호들을 통신하고, 미리-할당된 직교 서브-캐리어들의 세트를 통해 CDMA 유형의 신호들을 통신하도록 동작가능한데, 여기에서 OFDMA 유형의 신호들은 주지의 OFDMA 기법들에 따라 생성된 신호들이고, CDMA 유형의 신호들은 주지의 CDMA 기법들에 따라 생성된 신호들이다.
예에서, CDMA 유형 신호들은 미리-할당된 직교 서브-캐리어들을 통해 전송되고, 따라서 직교 자원들(예컨대, 서브-캐리어들)의 동적 할당을 요하지 않는다. CDMA 유형 신호들은 버스트 타입 및 주기적인 트래픽 패턴들을 갖는 사용자들과 연관된 신호들일 수 있다. 이제 설명할 바와 같이, 하이브리드 OFDMA/CDMA 시스템(300)은 가용한 대역폭이 직교 서브-캐리어들의 세트로 분할되는 멀티-캐리어 시스템일 수 있다.
도4는 본 발명의 예시적인 실시예에 따라, 도3의 하이브리드 OFDMA/CDMA 시스템(300)에 대한 대역폭 할당(400)을 도시한다. 도4의 예시적인 실시예에서, 가용한 대역폭이 직교 서브-캐리어들로 분할된다. 직교 서브-캐리어들의 세트는 2개의 그룹들로 분류된다. 여기에서 OFDMA 그룹으로 참조되는 제1 그룹은 OFDMA 신호들을 전송하는데 이용되는 직교 서브-캐리어들을 포함한다. 여기에서 CDMA 그룹으로 참조되는 제2 그룹은 CDMA 유형 신호들의 전송에 이용되는 직교 서브-캐리어들을 포함한다. OFDMA 및 CDMA 그룹들은 여기에서 OFDMA 및 CDMA ZONE들로 각각 참조되는 하나 이상의 서브-그룹들을 포함한다. 각각의 ZONE은 적어도 하나의 직교 서브-캐리어를 포함한다. 일 예에서, CDMA ZONE들은 서로 인접하지 않고, OFDMA ZONE들을 사이에 두고 대역폭 할당(400) 중에 균일한 간격들로 분포된다. 다른 예에서, 둘 이상의 CDMA ZONE들은 서로 인접한다. 다른 실시예에서, CDMA ZONE들은 전체 대역폭(예컨대, 대역폭 할당(400)의 전체)을 차지하여, OFDMA ZONE들에 대해 대역폭이 예비되지 않는다.
도4의 예시적인 실시예에서, OFDMA 그룹에서 직교 서브-캐리어들을 포함하는 트래픽 채널은 이하, OFDMA 트래픽 채널로 참조되고, 반면 CDMA 그룹에서 직교 서브-캐리어들을 포함하는 트래픽 채널은 이하 CDMA 트래픽 채널로 참조된다. 앞서 언급한 바와 같이, OFDMA 유형 신호들은 주지의 OFDMA 기법에 의해 생성된 신호들이고, CDMA 유형 신호들은 주지의 CDMA 기법에 의해 생성된 신호들이다. 다른 예에서, OFDMA 유형 신호들은 주지의 인터리브 주파수 분할 다중 액세스(IFDMA) 기법 및/또는 주파수 분할 다중 접속(FDMA) 시스템을 통해 신호들을 생성하는 임의 유형의 기법들에 따라 생성된 신호들이다. 유사하게, CDMA 유형 신호들은 오직 CDMA 기법 및/또는 CDMA 및 IFDMA 기법에 따라 생성된 것일 수 있다.
도5는 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 전송기(500)의 개략도를 도시한다. 일 예에서, 도5의 전송기(500)는 도3의 하이브리드 CDMA/OFDMA(300) 내의 전송 엔티티(예컨대, 노드 B(320/325), UE(305/310) 등) 내에 채용될 수 있다.
도5의 예시적인 실시예에서, 전송기(500)는 CDMA 유형 신호들을 처리하기 위한 제1 부분(580)과 OFDMA 유형 신호들을 처리하기 위한 제2 부분(590)을 포함한다. 제1 부분(580)은 곱셈기들(505,510,515,520), 덧셈기(525), 직-병렬(S2P) 변환기(530), K 프리-코더들(535), 역 고속 푸리에 변환기(IFFT) 모듈(550), 순환 프리픽스 삽입기(560), 및 시간 영역 필터(570)를 포함한다. 제2 부분(590)은 변조 기(540), S2P 변환기(545), IFFT 모듈(550), 순환 프리픽스 삽입기(560), 및 시간 영역 필터(570)를 포함한다. 프리-코더들(535)은 이산 푸리에 변환(DFT) 매트릭스 및/또는 주파수 영역 채널에 기초한 매트릭스를 이용하여 그것의 입력에 대한 변환 동작을 수행하도록 구성된다. 각각의 프리-코더(535)는 Nz 출력 포트들을 포함한다. IFFT 모듈(550)은 IFFT 매트릭스를 이용하여 그것의 입력에 대한 변환 동작을 수행하도록 구성된다. IFFT 모듈(550)은 NFFT 입력 포트들을 포함하고, 여기에서 NFFT 입력 포트들은 CDMA ZONE들에 속하는 직교 서브-캐리어들에 연관된 KxNz 포트과, OFDMA ZONE들에 속하는 직교 서브-캐리어들에 연관된 NFFT-KxNz 입력 포트들을 포함한다.
도5의 예시적인 실시예에서, 제1 부분(580)에서, 파일롯 심볼들 및 인코딩된 데이터 심볼들이 입력들로서 곱셈기(505,510)에 제공된다. 파일롯 및 인코딩된 데이터 심볼들은 확산 인자들 Ncp 및 Ncd을 각각 갖는, Walsh 코드들과 같은 확산 코드들을 이용하여 확산된다. 일 예에서, 확산 인자 Ncp는 Nz와 같고, 이는 하이브리드 OFDMA/CDMA 시스템(300)의 대역폭 할당(400) 내의 다수의 CDMA ZONE들이다. 이어서, 확산된 파일롯 및 데이터 심볼들은 의사 난수 노이즈(pseudo-random noise; PN) 코드들과 같은 데이터 스크램블 코드와 파일롯을 이용하여 곱셈기들(515,520) 내에서 실질적으로 스크램블되어, 파일롯 및 데이터 칩들을 생성하는데, 여기에서 스크램블 코드들은 주기 N을 가지며, N>>Ncp,Ncd이다. 일 예에서, 스크램블 코드들은 CDMA ZONE에 특정한 것일 수 있다. 다른 예에서, 스크램블 코드들은 제1 부분(580)의 파일롯 및 데이터 브랜치들에 대한 상이한 오프셋들을 가질 수 있다.
도5의 예시적인 실시예에서, 파일롯 및 데이터 칩 스트림들은 코드 다중화된 신호를 생성하는 덧셈기(525)에서 코드 다중화되고, 여기에서 코드 다중화된 신호는 KxNz 코드 다중화된 칩들을 포함한다. 다른 예에서, 파일롯 및 데이터 칩 스트림들은 시간 다중화된다. CDMA 유형 신호는 코드 또는 시간 다중화된 칩 신호, 또는 코드 또는 시간 다중화된 칩 신호로부터 파생된 임의의 신호로 이해될 수 있다.
도5의 예시적 실시예에서, 코드 다중화된 신호가 S2P 변환기(530)에 입력으로서 제공된다. S2P 변환기(530)는 코드 다중화된 칩들을 K개의 프리-코더들(535) 각각 중에 균등하게 분포시킨다. 일 예에서, 코드 다중화된 칩들은 Nz개의 코드 다중화된 칩들의 블록으로서 제공될 수 있다. 예를 들어, 첫 번째 Nz개의 코드 다중화된 칩들이 첫 번째 프리-코더(535)에 입력으로서 제공되고, 다음 Nz개의 코드 다중화된 칩들이 두 번째 프리-코더(535)에 입력으로서 제공된다. 다른 예에서, S2P 변환기(530)는 코드 다중화된 칩들을 K 또는 그 이하 개수의 프리-코더들(535) 사이에 불균일하게 분포시키고, 코드 다중화된 칩들의 블록은 Nz와 다른 크기를 가질 수 있다.
도5의 예시적인 실시예에서, 프리-코더들(535)은 매트릭스를 사용하여 시간 영역의 입력 벡터를 주파수 영역의 출력 벡터로 변환하는 변환 동작을 수행할 수 있다. 일 예에서, 프리-코더들(535)의 입력 및 출력 벡터들은 모두 동일한(예컨대, Nz) 구성요소들 또는 칩들을 포함한다. 또다른 예에서, 프리-코더들(535)은 NzxNz 크기의 DFT 매트릭스(F)를 이용하여 Nz 코드 다중화된 칩들을 포함하는 입력 벡터를 시간 영역으로부터 주파수 영역으로 변환하는 이산 푸리에 변환기들(DFT)이다. 매트릭스(F)의 항목들은 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112008057408455-PCT00002
<수식 1>
여기에서, j,k=0,1,2,....,n-1이고 i=
Figure 112008057408455-PCT00003
이다. DFT 프리-코더의 입력에서 코드 다중화된 칩들이 벡터(s)로 정의되고, s=[s1,s2,s3,...sNz]T이고, T가 전치됨을 나타내는 경우, DFT 프리-코더의 출력은 벡터(x)로 정의될 수 있고, 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112008057408455-PCT00004
<수식 2>
여기에서, Nz는 프리-코딩된 원자들 또는 칩들의 수를 나타낸다.
본 발명의 또다른 예시적인 실시예에서, 도5를 참조하면, 프리-코더들(535)은 식별 매트릭스를 이용하여 코드 다중화된 칩들을 시간 영역으로부터 주파수 영역으로 변환할 수 있다. 덧붙여, 프리-코더들(535)은 프리-이퀄라이제이션(pre-equalization) 기법들이 변환에 적용될 수 있도록 하는 채널 센서티브 매트릭스를 이용할 수 있다.
도5의 예시적인 실시예에서, K개의 프리-코더들(535)의 Nz개 출력 포트들 각각은 개별적으로, CDMA ZONE들에 속하는 직교 서브-채널들에 연관된 IFFT(550)의 포트들에 매핑된다. 일 예에서, IFFT 모듈(550)의 입력 포트들에 대한 Nz 출력 포트들의 매핑은 CDMA 유형 신호들이 전송을 위해 스케줄링되는 직교 서브-캐리어들에 기초하여 재구성될 수 있다.
도5의 예시적인 실시예에서, 제2 부분(590)에서, 인코딩된 데이터 심볼들은 BPSK, QPSK, 8PSK, 16QAM, 64QAM 등과 같은 주지의 변조 기법들을 이용하여 데이터 심볼들을 K 변조 심볼들(Sk)로 변환하는 변조기(540)에 의해 변조된다. 그리고, 이 K 변조 심볼들은 S2P 변환기(545)로 전송되며, 여기에서 K≤N이다. S2P 변환기(545)는, 인코딩된 데이터 심볼들이 전송될 직교 서브-캐리어들과 연관된 IFFT 모듈(550)의 하나 이상의 포트들에 입력들로서 제공되는 변조 심볼들의 병렬 스트림들을 출력한다.
도5의 예시적인 실시예에서, IFFT 모듈(550)에서, 역 고속 푸리에 변환이 변조 심볼들(Sk) 및 전-코딩된 칩들(예컨대, 프리-코더(535)의 출력)에 적용되어, 칩들(cn, n=0,....,NFFT-1)의 블록을 생성한다. 순환 프리픽스 삽입기(560)는 NFFT 칩들의 블록 중 마지막 Ncp 칩들을 복사하여, 그것들을 NFFT 칩들의 블록에 프리펜드하여, 프리펜드된 블록을 생성한다. 프리펜드된 세트는 다음으로 시간 영역 필터(570)를 통해 필터링되고, 이어서 전송되기에 앞서 캐리어로 변조된다.
CDMA 역방향 링크 전력 제어
CDMA 역방향 링크 제어 프로세스들의 예들이 동일한 발명자들에 의해 이 출원과 동시에 출원된, 미국 특허 출원번호 미상인, "역방향 링크 전력 제어 방법"이란 제목의 미국 특허 출원에 설명되어 있으며, 그것의 전부가 참조로서 여기에 포함되어 있다. 따라서, CDMA 역방향 링크 전력 제어 프로세스들의 더 자세한 설명은 이하에서 더욱 상세히 논의될 OFDMA 역방향 링크 전력 제어 프로세스들에 관련된 것을 제외하고 생략되었다.
제1 OFDMA 역방향 링크 전력 제어의 예
도6A 및 도6B는 본 발명의 다른 예시적인 실시예에 따른 OFDMA 역방향 링크 전력 제어 프로세스를 도시한다. 도6A 및 도6B의 OFDMA 역방향 링크 전력 제어 프로세스는 도3의 하이브리드 CDMA/OFDMA 시스템(300)을 참조하여 이하에서 설명된다. 더욱 상세하게는, 도6A의 프로세스의 단계들이 노드 B(320)에서 수행되는 것으로 설명되고, 도6B의 프로세스의 단계들은 UE(305)에서 수행되는 것으로 설명된다.
도6A에 도시된 바와 같이, 노드 B(320)는 수신된 신호 스펙트럼을 분석하여, "전체" OFDMA 간섭의 측정치를 단계 S600에서 얻는다. 일반적으로, 단계 S600은 외부-셀 간섭 측정치로 번역될 수 있는데, 왜냐하면 OFDMA는 비교적 낮은 내부-셀 간섭 측정치를 갖는 특성이 있기 때문이다. 일 예에서, 대부분의 측정된 OFDMA 간섭은 도4의 대역폭 할당(400)의 OFDMA ZONE들 내에 있다.
단계 S605에서, 노드 B(320)는 다시 수신된 신호 스펙트럼을 분석하여 CDMA 간섭의 측정치를 얻는다. 측정된 CDMA 간섭은 전- 또는 후-간섭 소거(interference cancellation; IC) 측정치일 수 있다는 것을 이해할 것이다. 일 예에서, CDMA 간섭의 측정이 후-간섭 소거로 수행되는 경우, 노드 B(320)는 간섭 소거에 앞서 CDMA 신호 스펙트럼을 측정할 것이고, 다음 간섭 소거 후 잔존하는 간섭-대-전체 간섭의 비를 측정한다. 이 두 양의 비는 후-간섭 소거 CDMA 간섭의 측정치이다.
노드 B(320)는 단계 S610에서, 측정된 OFDMA 간섭(단계 S600) 및 CDMA 간섭(단계 S605)을 이용하여, 필터링된 간섭 비(FIR)를 계산하는데, 이는 측정된 OFDMA 간섭 대 측정된 CDMA 간섭의 비이다. FIR 계산은 기술 분야에서 주지되어 있고, 간략화를 위해 더 이상 설명하지 않을 것이다. FIR이 계산된 후, 단계 S615에서 노드 B(320)는 계산된 FIR을 순방향 링크 또는 다운링크 공통 채널을 이용하여 그것의 셀 내에 있는 모든 UE들에게 방송한다. 단계 S615의 방송은 다양한 방법으로 수행될 수 있다. 예를 들어, 상이한 방송 기법이 노드 B에 의해 이용될 수 있고, 여기에서 초기 계산된 FIR은 듣고 있는 이동국들(listening mobile stations)에게 전송된다. 그 후에, 이전 FIR들 사이의 차들을 나타내는 더 작은 값들이 전송된다. 그러나, 완전한 FIR이 노드 B(320)와 통신을 시작하는 새로운 사용자들을 위해 및/또는 시그널링 에러들의 영향들을 줄이기 위해 주기적으로 재-방송된다.
택일적인 실시예에서, 노드 B(320)는 단계 S615에서 CDMA 및 OFDMA 상의 FIR을 개별적으로 방송할 수 있다. 다른 택일적인 예에서, 간섭 활동 비트들(IABs)이 이동국들에게 방송된다. 측정된 CDMA 간섭 및 측정된 OFDMA 간섭은 각각의 간섭 문턱값들에 비교된다. 각각의 IAB들은 상기 비교가 측정된 간섭이 문턱값 이상이라고 나타낼 때 제1 논리 레벨(예컨대, "1" 또는 더 큰 논리 레벨)로 설정되고, 상기 비교가 측정된 간섭이 문턱값 이하라고 나타낼 때 제2 논리 레벨(예컨대, 더 낮은 논리 레벨 또는 "0")로 설정된다. 이 예에서, 두 개별적인 IAB들은, 측정된 CDMA 간섭(단계 S605) 및 측정된 OFDMA 간섭(단계 S600)이 CDMA 간섭 문턱값 및 OFDMA 간섭 문턱값을 각각 초과하는지를 나타내도록 대응하도록 노드 B(320)에 의해 전송된다.
이제 도6B를 참조하면, UE(305)는 단계 S650에서, 방송된 FIR을 수신한다. 단계 S655에서, UE(305)는 방송된 FIR에 기초하여 OFDMA 역방향 링크 전송들에 대해 전송한 전력 레벨을 계산한다. 단계 S655의 계산이 더 자세히 이제 설명될 것이다.
다음의 용어들은 단계 S655의 예시적인 계산에 이용된다:
"Γo"는 OFDMA 파일롯 신호들에 대한 타겟 SINR이다;
"Γc"는 CDMA 파일롯 신호들에 대한 타겟 SINR이다;
"Pc(t)"는 슬롯 t에서 UE(305)로부터 전송된, CDMA 파일롯 전송 전력 스펙트럼 밀도이다;
"Po(t)"는 슬롯 t에서 톤(tone) 당 비억제된 OFDMA 공칭(nominal) 파일롯 전력이다;
"△I(t)"는 단계 S615에서 노드 B(320)에 의해 주기적으로 방송되고, 시간 슬롯 t에서 단계 S650에서 UE(305)에 의해 수신된 FIR이다;
"I_OFDMA(t)"는 단계 S600에서, 슬롯 t에서 측정된 OFDMA 간섭이다; 및
"I_CDMA(t)"는 단계 S605에서, 슬롯 t에서 측정된 CDMA 간섭이다.
상기 가정과 함께, 단계 S615에서 노드 B(320)에 의해 전송되고, UE(305)에 의해 수신된 필터링된 FIR은 다음과 같이 표현된다:
Figure 112008057408455-PCT00005
<수식 3>
타겟 SINR 비율 △Γ은 다음과 같이 주어진다:
Figure 112008057408455-PCT00006
<수식 4>
이에 의해 UE(305)는 톤 당 OFDMA 파일롯 전력 Po(t)을 다음과 같이 조정할 수 있다:
<수식 5>
여기에서, α(t)는 계산된 전력 비율로서 다음과 같이 주어진다:
Figure 112008057408455-PCT00008
<수식 6>
도6B로 돌아가면, UE(305)는 단계 S660에서, 계산된 전력 레벨 또는 Po(t)에 따라 OFDMA ZONE들 내에서 OFDMA 신호들을 전송한다.
도6A/6B의 전술한 OFDMA 역방향 링크 전력 제어 프로세스에서 쉽게 알 수 있는 장점은 전용 제어 비트들이 특정 UE들에게 전송되는 종래의 "고속" OFDMA 전력 제어가 예시된 방법의 "방송" 속성으로 회피된다는 것이다. 이에 의해, OFDMA 역방향 링크 전력 조정들을 계산하기 위한 노드 B들로부터 UE들로의 프로세싱이 경감되어, 시스템 자원들을 아낄 수 있다.
제2 OFDMA 역방향 링크 전력 제어의 예
일반적으로, 도3의 하이브리드 CDMA/OFDMA 시스템(300)의 대역폭 할당(400)의 CDMA ZONE들 내의 CDMA 전송들은 "연속적"이라고 말할 수 있는 반면, 대응하는 OFDMA ZONE들의 OFDMA 전송들은 "버스트"(예컨대, 불연속적인, 주기적인, 이따금 있는 등)하다고 말할 수 있다. 종래 OFDMA 전력 제어들은 OFDMA 전송 버스트들간의 "갭(gap)" 동안 OFDMA 전력 설정들을 조정하지 않는다. 거의 연속적인 CDMA 시그널링이 OFDMA 버스트들 사이의 전송들의 공백들 동안 OFDMA 전력 제어들을 조정하는 데 이용되는 일 예가 이제 설명될 것이다.
다음 예에서, 도6B의 단계 S655의 계산에 대해 전술된 설명에서의 규정들이 여기에서 참조로 포함된다.
도7은 본 발명의 또다른 예시적인 실시예에 따른 OFDMA 역방향 링크 전력 제어 프로세스를 도시한다.
단계 S700에서, UE(305)는 노드 B(120)와의 접속을 확립하였고, 도3의 하이브리드 CDMA/OFDMA 시스템(300)의 대역폭 할당(400)의 CDMA ZONE들 내에서 CDMA 프로토콜들을 통해 데이터를 전송하고 있다. 단계 S700에서, OFDMA 버스트들이 아직 발생하지 않았다고 가정한다. "초기" OFDMA 파일롯 전송 전력 즉, 첫 번째 OFDMA 버스트에 이용되기 위해 첫 번째 OFDMA 이전에 확립된 DMA 파일롯 전송 전력 레벨이 단계 S705에서, UE(305)에서 확립되고, 다음에 의해 표현된다:
Figure 112008057408455-PCT00009
<수식 7>
여기에서, 초기 전력 비율 α(t)는 시스템 엔지니어에 의해 결정되는 디폴트 레벨로 설정된다.
"초기" OFDMA 트래픽 레벨들에 대한 전송 전력 레벨은 Po(t)에 비율-의존적인 트래픽-대-파일롯 비율(TPR)을 곱함으로써 또는 비율-의존적인 파일롯 부스트 값을 규정함으로써 확립된다. 여기에서, "비율 의존적인(rate-dependent)"은 TPR 또는 파일롯 부스트 값들이 상이한 전송 속도들에 연관된 상이한 SINR 요건들에 기초한다는 것을 의미한다.
단계 S710에서, UE(305)는 OFDMA 데이터를 하나 이상의 OFDMA ZONE들 상으로 전송한다. 노드 B는 단계 S715에서, 수신된 OFDMA 버스트에 대한 SINR을 측정하고, 단계 S720에서 측정된 OFDMA SINR을 타겟 OFDMA SINR과 비교한다. 타겟 OFDMA SINR은 고정된 값, 적응성 값 등일 수 있다.
하이브리드 CDMA/OFDMA 시스템(300)이 전력 조정들에 대해 독립적인 OFDMA 비트를 허용한다면, 노드 B(320)는 단계 S725에서 독립적인 OFDMA 비트를 전송한다. 택일적으로, 그러한 독립적인 OFDMA 비트 제공이 하이브리드 CDMA/OFDMA 시스템(300)에서 주어지지 않는다면, SINR들은 단계 S725에서 동시에 추정된다. 즉, 단일의 전력 제어 비트 또는 공통 비트가 UE(305)에서 CDMA 및 OFDMA 전송들을 모두 조정하는데 이용된다. 공통 비트는 OFDMA 및 CDMA SINR들에 기초하여 결정된다.
단계 S710에서 시작하는 OFDMA 버스트는 단계 S730에서 끝난다. OFDMA 버스트들간의 갭 동안, 노드 B(320)는 단계 S735에서 다음을 이용하여 OFDMA SINR을 추정한다:
Figure 112008057408455-PCT00010
<수식 8>
여기에서, Γo, est(t)는 슬롯 t 동안 추정된 OFDMA SINR이고, α(t)는 슬롯 t동안 추정된 전력 비율이고, β(t)는 슬롯 t에 대한 상관관계 인자이다.
추정된 OFDMA SINR Γo, est(t)는 단계 S740에서 타겟 OFDMA SINR Γo와 비교되고, 노드 B(320)는 단계 S745에서 상기 비교에 기초하여 OFDMA 전송 전력 제어(TPC) 비트를 UE(305)로 전송한다. TPC 비트는 단일의 2진 비트 표시자이고, 이 것은 제1 논리 레벨(예컨대, "1" 또는 더 큰 논리 레벨)로 설정되어 UE(예컨대, UE(305))에게 고정된 양만큼 전송 전력을 증가시키라고 나타내고, 제2 논리 레벨(예컨대, "0" 또는 "더 낮은 레벨")로 설정되어 UE(예컨대 UE(105))에게 고정된 양만큼 전송 전력을 감소시키라고 지시한다. 일 예에서, 단계 S745의 비교가 추정된 OFDMA SINR이 목적 OFDMA SINR 이하임을 나타내면, 노드 B(320)는 제1 논리 레벨(예컨대, 더 높은 논리 레벨 또는 "1")을 갖는 TPC 비트를 UE(305)로 전송한다. 그렇지 않으면, 노드 B(320)는 제2 논리 레벨(예컨대, 더 낮은 논리 레벨 또는 "0")을 갖는 TPC 비트를 UE(305)로 전송한다.
실제 측정된 OFDMA SINR 값들이 가용하기 때문에 추정된 OFDMA SINR Γo, est(t)가 OFDMA 버스트들 동안 이용되지 않는 반면, OFDMA 버스트 갭 동안 이용된 상관관계 인자 β(t)가 OFDMA 버스트들 동안 업데이트되어 OFDMA 갭 동안 추정된 OFDMA SINR Γo, est(t)를 더욱 정확하게 한다. 따라서, 상관관계 인자 β(t)는 OFDMA 버스트들 동안 단계 S750에서 다음의 수식으로 업데이트된다:
Figure 112008057408455-PCT00011
<수식 9>
여기에서, λ는 0과 1 사이의 망각 인자(forgetting factor)이다. 망각 인자는 시스템 엔지니어에 의해 결정되는 상수 값이다.
최대 이동국 전송 전력
UE(305)의 전송들에 대한 톤(tone) 당 최대 전력 문턱값을 확립하는 예가 이제 설명될 것이다. 일 예에서, 셀들의 경계들(예컨대, 노드 B(120)와 노드 B(125) 사이) 또는 에지 근처에 위치한 UE들은 서비스 노드 B에 인접(예컨대, 셀의 중심 위치 근처)하여 위치한 UE들에 비해 이웃하는 셀의 간섭에 더 큰 영향을 갖는다. 주어진 UE가 전송하는 피크 전력에 어떠한 제어도 유지되지 않는다면, 전체 시스템 간섭은 증가될 것이다. 도3의 하이브리드 CDMA/OFDMA 시스템(300) 내의 UE에 대한 최대 전력 레벨 또는 톤 당 피크 전력을 확립하는 다음 예는, 다수의 셀들에 대한 UE의 위치의 함수로서 주어진다. 또한, 아래 예시적인 실시예들이 서비스 노드 B로서 노드 B(320)를 갖고 이웃하는 노드 B로서 노드 B(325)를 갖는 UE(305)에 대해 설명되지만, 이 특정한 구성은 오직 예시적인 용도로 주어진 것이고, 이하의 최대 전송 전력 제어 프로세스는 택일적으로 하이브리드 CDMA/OFDMA 시스템(300) 내의 임의의 UE에 적용될 수 있다는 것을 쉽게 이해할 것이다.
하이브리드 CDMA/OFDMA 시스템(300) 내의 각각의 노드 B들(예컨대, 노드 B들(120,125) 등)은 수신되는 외부-셀의 간섭(예컨대, 노드 B의 자신의 셀 이외의 셀들로부터의 간섭)의 양을 주기적으로 측정한다. 노드 B들 각각은 측정된 외부-셀 간섭과 외부-셀 간섭 문턱값(Iothresh)을 비교한다. 일 예에서, RNC(330)는 노드 B들(320/325)에 대한 외부-셀 간섭 문턱값(Iothresh)을 설정할 수 있다. k개의 노드 B들 각각은 상기 비교에 기초하여 간섭 활동 비트(IAB)를 (예컨대, UE(305)와 같은 범위 내의 모든 UE들에게) 전송한다. 일 예에서, 노드 B를 "p"라 하면, 비교 결과 측정된 외부-셀 간섭이 외부-셀 간섭 문턱값(Iothresh)보다 큰 경우, IAP(p)=1 이다. 여기에서, 노드 B(p)는 하이브리드 CDMA/OFDMA 시스템(300) 내의 노드 B들 중 하나를 대표한다. 그렇지 않고, 비교 결과 측정된 외부-셀 간섭이 외부-셀 간섭 문턱 값(Iothresh)보다 크지 않으면, IAP(p)=0이다. IAB들은 한 번에 하나 이상의 노드 B로부터 전송되어, 부분적으로, 하이브리드 CDMA/OFDMA 시스템(300) 내의 이웃하는 또는 서비스 노드 B들에 대한 상대적인 UE의 위치에 기초하여, 다수의 IAB들이 하이브리드 CDMA/OFDMA 시스템(300) 내의 UE에 의해 수신될 수 있다는 것을 이해해야 한다. 노드 B들에 의해 전송되는 IAB들을 고려하는, CDMA 시스템(100) 내의 UE들에서 수행되는, 톤 당 최대 전송 전력 문턱값 조정 프로세스가 도8의 대표적인 UE(305)에 대해 아래에서 설명될 것이다.
도8은 본 발명의 예시적인 실시예에 따라 UE의 전송들에 대해 톤 당 최대 전송 전력 문턱값을 확립하는 프로세스를 도시한다. 도8의 예시적인 실시예는 하이브리드 CDMA/OFDMA 시스템(300) 내의 대표적인 UE(예컨대, UE(305)) 및 k개의 노드 B들(예컨대, 노드 B(120,125 등))에 대해 아래에서 설명되며, 여기에서 k는 1 이상의 정수이다. 도8에 도시되고, 아래에서 설명되는 단계들은 예컨대, 도3의 UE(305)에서 수행된다. 대표적인 UE(305)는 k개의 노드 B 중 하나 이상(예컨대, 소프트 핸드오프 모드에 있더라도)과 반드시 통신 중일 필요는 없으나, 대표적인 UE(305)는 k개의 노드 B 모두로부터의 신호들을 수신 또는 "듣기"가 가능하다. 따라서, 숫자 k는 하이브리드 CDMA/OFDMA 시스템(300) 내의 UE(305)의 위치에 기초하여 변할 수 있는 것임을 이해할 수 있다. 예를 들어, UE(305)가 노드 B(120)과 같은 서비스 노드 B에 매우 인접해 있다면, k는 전형적으로 1이다. UE(305)가 셀의 에지에 더욱 가까워질수록, k는 전형적으로 1보다 더 크다.
도8의 예시적인 실시예에서, 단계 S800에서, 노드 B(320)에 의해 서비스되는 UE(305)의 톤 당 최대 전송 전력 문턱값은 UE(305)에 의해 다음과 같이 초기화된다:
Figure 112008057408455-PCT00012
<수식 10>
여기에서, Pmax(1)은 초기 시간 주기 동안 최대 전력을 나타내고, Iothresh는 외부-셀 간섭 문턱값(예컨대, 용인될 수 있는 외부-셀 간섭의 양)을 나타내고, 및 G(d)는 UE(305)로부터 k개의 노드 B 중에서 d번째 노드 B까지의 평균 채널 이득을 나타내고, 여기에서 d는 1~k의 정수이다. 일 예에서, G(d) 측정치들은 공통 파일롯 및 프리앰블(preamble) 상의 SINR 측정치들에 기초하고, 외부-셀 문턱값(Iothresh)은 설계 엔지니어에 의해 결정된다.
UE(305)는 단계 S805에서 (도8 이전에 앞서 논의된) k개의 노드 B들 각각으로부터 IAB들을 수신하고, 단계 S810에서 톤 당 최대 전송 전력 문턱값의 조정이 요구되는지 결정한다. 단계 S810에서 조정이 필요하다고 결정하면, 전력 조정은 단계 S815에서 UE(305)에 대해 계산된다. 조정이 필요하지 않으면, 프로세스는 단계 S805로 돌아간다. 단계 S815에서, UE(305)는 수신된 IAB들에 기초한 전송 전력 자원의 동시적인 업데이트된 값을 나타내는, 전송 전력 자원에 대한 토큰 버켓(Pcbucket(t))을 UE(305)에 의해 수신된 IAB들 중 "1"로 설정된 것이 있다면 다음과 같이 확립한다:
Figure 112008057408455-PCT00013
<수식 11>
여기에서 △Pdown=w*max(G(y))이고, y는 k개의 노드 B 중 시간 t에서 "1"과 같은 IAB를 전송하고 있는 y개의 노드 B를 나타내고, 및 w는 설계 엔지니어에 의해 결정되는 고정된 가중 인자이다.
Pcbucket(t)은 UE(305)에 의해 수신된 모든 IAB가 "0"으로 설정되어 있다면, 택일적으로 다음과 같이 표현된다:
Figure 112008057408455-PCT00014
<수식 12>
여기에서, "t"는 현재 시간 주기를 나타내고, "t-1"은 이전의 시간 주기를 나타내고, 및 △Pup=[x/(1-x)]△Pdown으로 표현된다.
여기에서, x는 주어진 노드 B에 의해 측정된 외부-셀 간섭이 외부-셀 간섭 문턱값(Iothresh)보다 큰 확률과 같다. 일 예에서, 확률 "x"는 주어진 노드 B(예컨대 노드 B(320))에 대한 커버리지 요건에 기초한다. 다른 실시예에서, 확률 "x"는 하이브리드 OFDMA/CDMA 시스템(300)의 이용 또는 설치 동안 결정된다.
Pbucket(t)은 Pcbucket(t)의 평균된 버전이고, 다음과 같이 표현된다:
Figure 112008057408455-PCT00015
<수식 13>
새로운 인코더 패킷이 UE(305)으로부터 노드 B(320)로의 전송을 위해 스케줄된다면, Pmax(t)는 다음과 같고:
Figure 112008057408455-PCT00016
<수식 14>
새로운 인코더 패킷이 전송을 위해 스케줄되지 않는다면 다음과 같다:
Figure 112008057408455-PCT00017
<수식 15>
여기에서, Pmargin은 0 이상의 오프셋 값으로 버켓이 인코더 패킷의 전송 동안 비워지게 되지 않는다는 것을 보장한다. 일 예에서, 새로운 인코더 패킷에 대한 데이터율은 스펙트럼 효율의 문턱값 레벨을 달성하기 위해 Pmax(t)가 충분한 전력 레벨로 설정되도록 선택된다.
톤 당 최대 전송 전력 문턱값 Pmax(t)이 단계 S815에서 수식 14 및 15 중 하나에 따라 설정되면, 프로세스는 단계 S605로 돌아간다.
따라서, 도8을 참조로 설명된 상기 예시적인 방법론으로, 대단히 많은 수의 노드 B들에 인접한 (예컨대, 서비스 노드 B로부터 멀어지고, 셀의 에지에 근접하는) UE들은 더 많은 단계들을 통해 톤 당 최대 전송 전력 문턱값을 조정하는 반면, 서비스 노드 B에 더 인접한 UE들은 IAB 비트들에 더 천천히 반응한다는 것을 당업자는 이해할 수 있을 것이다. 파일롯 참조 전력(Po(t)) 및 최대 허용된 데이터/파일롯 전력의 조합이 UE에 의해 요청되는 스펙트럼 효율의 계산에 이용될 수 있다.
또한, 칩 당 CDMA 최대 전송 전력 문턱값을 확립하고 조정하는 택일적인 실시예가, 동일한 발명자들에 의해 이 출원과 동시에 출원된, 미국 특허 출원번호는 미상인, "역방향 링크 전력 제어의 방법"이란 제목의 미국 특허 출원에 설명되어 있으며, 그것의 전부가 참조로서 여기에 포함되어 있다.
따라서 설명된 본 발명의 예시적인 실시예들에서, 동일한 것들이 많은 방법들로 변경될 수 있다는 것이 이해될 것이다. 예를 들어, 노드 B 및 UE는 택일적으로 기지국(BS) 또는 액세스 네트워크(AN) 및 이동국(MS), 액세스 단말(AT), 또는 모바일 유닛(MU)으로 각각 참조될 수 있다. 또한, CDMA/OFDMA 시스템들에 대해 전술되지만, UMTS 시스템들의 용도로 동일한 것들이 적용되는 방법이 쉽게 이해될 것이다.
그러한 변형들은 본 발명의 예시적인 실시예들로부터 벗어나는 것으로 간주되어서는 안 되며, 그러한 모든 수정들은 본 발명의 범위 내에 포함되는 것으로 보아야 한다.

Claims (10)

  1. 무선 통신 네트워크(300)에서 역방향 링크 전송 전력을 제어하는 방법에 있어서,
    제1 유형의 간섭을 1차 측정하는 단계(S600);
    제2 유형의 간섭을 2차 측정하는 단계(S605);
    제1차 및 제2차 측정치들 사이의 비율을 결정하는 단계(S610); 및
    상기 결정된 비율을 다수의 모바일 유닛들에 방송하는 단계(S615)를 포함하는, 역방향 링크 전송 전력 제어 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1 유형의 간섭은 OFDMA 간섭이고, 상기 제2 유형의 간섭은 CDMA 간섭인, 역방향 링크 전송 전력 제어 방법.
  3. 무선 통신 네트워크(100)에서 역방향 링크 전송 전력을 제어하는 방법에 있어서,
    두 상이한 유형의 간섭 사이의 비율을 나타내는 방송된 비율을 수신하는 단계(S650); 및
    상기 수신된 방송된 비율에 기초하여 역방향 링크 전송들에 대한 전력 레벨을 계산하는 단계(S655)를 포함하는, 역방향 링크 전송 전력 제어 방법.
  4. 무선 통신 네트워크(100)에서 역방향 링크 전송 전력을 제어하는 방법에 있어서,
    OFDMA 전송 동안 제1 피드백 신호들에 기초하여 OFDMA 전송 전력을 1차 조정하는 단계(S725); 및
    OFDMA 전송들 사이의 기간들 동안 제2 피드백 신호들에 기초하여 OFDMA 전송 전력을 2차 조정하는 단계(S745)를 포함하는, 역방향 링크 전송 전력 제어 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 제1 피드백 신호들은 측정된 OFDMA SINR에 기초하고, 상기 제2 피드백 신호들은 추정된 OFDMA SINR에 기초하는, 역방향 링크 전송 전력 제어 방법.
  6. 무선 통신 네트워크(100)에서 역방향 링크 전송 전력을 제어하는 방법에 있어서,
    이동국으로부터 OFDMA 전송들을 수신할 때, 측정된 OFDMA SINR들에 기초하여 제1 전력 조정 표시자들을 전송하는 단계(S725); 및
    상기 이동국으로부터 OFDMA 전송들을 수신하지 않을 때, 추정된 OFDMA SINR들에 기초하여 제2 전력 조정 표시자들을 전송하는 단계(S745)를 포함하는, 역방향 링크 전송 전력 제어 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 추정된 OFDMA SINR들은 (i) 이전의 OFDMA 전송들과 (ii) (i) 이후에 수신된 CDMA 전송들에 기초하는, 역방향 링크 전송 전력 제어 방법.
  8. 최대 허용 전송 전력 레벨을 결정하는 방법에 있어서,
    상이한 기지국들로부터 다수의 간섭 표시 신호들을 수신하는 단계(S805); 및
    상기 다수의 간섭 표시 신호들에 기초하여 최대 전송 전력 문턱값을 조정할지를 결정하는 단계로서, 상기 최대 전송 전력 문턱값은 그 밑으로는 전송들이 제한되는 상기 최대 허용 전송 전력 레벨을 나타내는, 상기 결정하는 단계(S810)를 포함하는, 최대 허용 전송 전력 레벨 결정 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 다수의 간섭 표시 신호들 중 적어도 하나가 외부-셀 간섭 문턱값을 초과하는 외부-셀 간섭을 나타내는 경우 상기 최대 전송 전력 문턱값을 증가시키는 단계(S815); 및
    상기 다수의 간섭 표시 신호들이 외부-셀 간섭 문턱값을 초과하는 외부-셀 간섭을 나타내는 적어도 하나의 간섭 표시 신호를 포함하지 않는 경우, 상기 최대 전송 전력 문턱값을 감소시키는 단계(S815)를 더 포함하는, 최대 허용 전송 전력 레벨 결정 방법.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 최대 전송 전력 문턱값은 톤(tone) 당 전력 및 칩(chip) 당 전력 중 하나와 연관되는, 최대 허용 전송 전력 레벨 결정 방법.
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