JP2009239847A

JP2009239847A - Ａ／ｄ変換装置

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Publication number: JP2009239847A
Application number: JP2008086675A
Authority: JP
Inventors: Tadaaki Fuse; 匡章布施; Hitoshi Sekiya; 仁志関谷
Original assignee: Anritsu Corp
Current assignee: Anritsu Corp
Priority date: 2008-03-28
Filing date: 2008-03-28
Publication date: 2009-10-15
Anticipated expiration: 2028-03-28
Also published as: JP5039623B2

Abstract

【課題】Ａ／Ｄ変換器のサンプリングレートと同等な速度で補正処理を可能にして、その結果装置全体の動作を高速化できるようにする。
【解決手段】入力信号をサンプリングタイミングがずれた複数のＡ／Ｄ変換器に与えるインタリーブ方式のＡ／Ｄ変換装置において、各Ａ／Ｄ変換器２２（１）〜２２（Ｎ）に対応してそれぞれ設けられ、当該Ａ／Ｄ変換器の出力値およびその出力値の間を補間するＮ−１個の補間値を推定して並列に出力する複数Ｎの推定処理部３１（１）〜３１（Ｎ）と、各推定処理部３１（１）〜３１（Ｎ）からそれぞれ並列出力される出力値および補間値に対して、複数のＡ／Ｄ変換器間に生じる誤差を補正するための補正演算を並列に行い、該演算結果を加算して、Ａ／Ｄ変換器の出力値を基準のＡ／Ｄ変換器でサンプリングしたのと等価な値に補正する複数Ｎの等化処理部３５（１）〜３５（Ｎ）とを備えている。
【選択図】図１

Description

本発明は、入力信号を分配して複数のＡ／Ｄ変換器に入力し、各Ａ／Ｄ変換器が所定時間ずつずれたタイミングにサンプリングを行うようにサンプリングクロックを与えて、入力信号に対して等価的に高速なサンプリングを行うインタリーブ方式のＡ／Ｄ変換装置で、且つ複数のＡ／Ｄ変換器を用いることによって生じる誤差を補正するための補正処理部を有するものにおいて、その動作をより高速化するための技術に関する。

アナログ信号を一定時間毎にサンプリングし、そのサンプル値を数値化するために従来からＡ／Ｄ変換装置が用いられており、高速なアナログ信号を数値化する一つの方式として、インタリーブ方式のＡ／Ｄ変換装置が知られている。

インタリーブ方式のＡ／Ｄ変換装置は、一般的に図７に示すように、信号分配器１１と、複数Ｎ（図ではＮ＝４）のＡ／Ｄ変換器１２（１）〜１２（４）と、クロック信号発生器１３とを有している。

信号分配器１１は、例えば図８の（ａ）のようなアナログの入力信号ｘ（ｔ）を、各Ａ／Ｄ変換器１２（１）〜１２（４）に分配入力する。

クロック信号発生器１３から各Ａ／Ｄ変換器１２（１）〜１２（４）に対しては、図８の（ｂ１）〜（ｂ４）のように、それぞれの周期がＴｓで等しく、位相がＴｓ／４ずつシフトした４相のクロック信号Ｃ１〜Ｃ４がそれぞれ入力されている。

各Ａ／Ｄ変換器１２（１）〜１２（４）がそれぞれのクロック信号Ｃ１〜Ｃ４の立ち上がりタイミングに入力信号をサンプリングするとすれば、そのサンプリングタイミング毎の入力信号の瞬時値ｘ１、ｘ２、…、が、図８の（ｃ１）〜（ｃ４）のように、デジタル値Ｘ１、Ｘ２、……に変換されて出力されることになる。

つまり、上記構成のＡ／Ｄ変換装置では、各Ａ／Ｄ変換器１２（１）〜１２（４）のサンプリング速度（１／Ｔｓ）のＮ（＝４）倍の速度でサンプリングを行っているのと等価な結果が得られることになり、低速なＡ／Ｄ変換器で高い周波数の信号のサンプリングが行える。

ところが、入力信号の周波数が高くなってくると、複数のＡ／Ｄ変換器に分配入力するための各信号経路の遅延特性差、各Ａ／Ｄ変換器の特性差、サンプリング用のクロック信号の位相誤差等が無視できなくなり、それらに起因して、得られたデジタル値に無視できない誤差が生じる。

この問題を解決するための技術として、図９に示すように、前記した信号分配器１１、Ａ／Ｄ変換器１２（１）〜１２（４）、クロック信号発生器１３の他に、推定器１５（１）〜１５（４）とイコライザ１６（１）〜１６（４）とを含む補正処理部１４およびセレクタ１７を設け、各Ａ／Ｄ変換器の出力値が、基準となるＡ／Ｄ変換器でサンプリングして得られる値となるように補正処理を行う方式が提案されている（特許文献１）。

特許第３７５２２３７号公報

この方式は、基準となる（あるいは理想的な）Ａ／Ｄ変換器の伝達特性に対する各Ａ／Ｄ変換器の伝達特性の差を無くすためにデジタルフィルタからなるイコライザ１６による等化演算処理を行い、出力値の補正処理を行うものであるが、実際にＡ／Ｄ変換器からは周期Ｔｓの間隔でしか値が得られないのでイコライザ１６による等化演算処理ができない。そこで、推定器１５によりＡ／Ｄ変換器の出力値の間を補間する値を、そのＡ／Ｄ変換器とサンプリングタイミングが前後するＡ／Ｄ変換器の出力値を用いて推定し、本来の出力値と、推定によって得られた値とをイコライザ１６に時系列に入力して等化演算処理を行い、その演算で時系列に得られた値から対応するＡ／Ｄ変換器の出力値を用いて演算された誤差の少ない値をセレクタ１７により選択する方法を採用している。

しかしながら、上記特許文献１のように、Ａ／Ｄ変換器の出力値の間を補間する値を時系列に生成出力するためには、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周期ＴｓのＮ倍の速度が要求される。例えば、Ｎ＝８で、Ａ／Ｄ変換器のサンプリングレートが２００ＭＨｚでリアルタイム処理が必要な場合、推定処理および等化処理として１．６Ｇｓｐｓの速度が要求され、現状技術では実現が極めて困難である。

本発明は、上記問題を解決し、Ａ／Ｄ変換器のサンプリングレートと同等な速度で補正処理を可能にして、その結果装置全体の動作を高速化できるＡ／Ｄ変換装置を提供することを目的としている。

前記目的を達成するために、本発明のＡ／Ｄ変換装置は、
アナログの入力信号を複数Ｎの経路に分配する信号分配器（２１）と、
前記複数Ｎの経路に分配された信号をそれぞれ受ける複数ＮのＡ／Ｄ変換器（２２（１）〜２２（Ｎ））と、
所定周期で、該所定周期の複数Ｎ分の１ずつ位相がシフトしたＮ相のクロック信号を前記複数ＮのＡ／Ｄ変換器にそれぞれ与えてサンプリングさせるクロック信号発生器（２３）と、
前記各Ａ／Ｄ変換器の出力値の間を補間する値をそれぞれ推定し、前記各Ａ／Ｄ変換器の出力値と前記推定された値とを用いて前記出力値の補正処理を行う補正処理部（３０）とを有するＡ／Ｄ変換装置において、
前記補正処理部は、
前記各Ａ／Ｄ変換器に対応してそれぞれ設けられ、当該Ａ／Ｄ変換器の出力値およびその出力値の間を補間するＮ−１個の補間値を推定して並列に出力する複数Ｎの推定処理部（３１（１）〜３１（Ｎ））と、
前記各推定処理部からそれぞれ並列出力される出力値および補間値に対して、複数のＡ／Ｄ変換器間に生じる誤差を補正するための補正演算を並列に行い、該演算結果を加算して、前記Ａ／Ｄ変換器の出力値を基準のＡ／Ｄ変換器でサンプリングしたのと等価な値に補正する複数Ｎの等化処理部（３５（１）〜３５（Ｎ））とを備えていることを特徴とする。

このように、本発明のＡ／Ｄ変換装置は、各推定処理部が対応するＡ／Ｄ変換器の出力値およびその間を補間する値を並列出力し、その並列出力された値に対する等化演算処理を並列に行う等化処理部を有しているため、Ａ／Ｄ変換器のサンプリングレートと同等な速度で補正処理が可能となり、その結果装置全体の動作を高速化できる。

以下、図面に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
図１は、本発明を適用したＡ／Ｄ変換装置２０の構成を示している。

このＡ／Ｄ変換装置２０では、アナログの入力信号ｘ（ｔ）が信号分配器２１に入力されて、複数Ｎ（この例では構成、動作を理解しやすいようにＮ＝４とする）のＡ／Ｄ変換器２２（１）〜２２（４）に分配入力される。

各Ａ／Ｄ変換器２２（１）〜２２（４）には、クロック信号発生器２３から周期がＴｓで等しく、位相がＴｓ／４ずつシフトした４相のクロック信号Ｃ１〜Ｃ４がそれぞれ入力されている。

各Ａ／Ｄ変換器２２（１）〜２２（４）の出力Ｘａ〜Ｘｄは、補正処理部３０に入力される。

補正処理部３０は、各Ａ／Ｄ変換器２２（１）〜２２（４）の出力値の間をそれぞれ補間する値をそれぞれ推定し、その出力値と推定値とを用いて出力値の補正処理を行うためのものであるが、前記した特許文献１のものとは構成が異なる。

補正処理部３０は、Ａ／Ｄ変換器毎にその出力値およびそれを補間する補間値を並列に出力する４（＝Ｎ）組の推定処理部３１（１）〜３１（４）と、各推定処理部３１（１）〜３１（４）からそれぞれ並列出力される出力値および補間値に対して、それぞれ信号分配器１１から各Ａ／Ｄ変換器までの信号経路差等によって生じる誤差を補正するための補正演算を並列に行い、その演算結果を加算して、各Ａ／Ｄ変換器の出力値を基準（理想）のＡ／Ｄ変換器でサンプリングしたのと等価な値に補正する４（＝Ｎ）組の等化処理部３５（１）〜３５（４）とを備えている。

各推定処理部３１（１）〜３１（４）のそれぞれは、対応するＡ／Ｄ変換器の出力値と、そのＡ／Ｄ変換器に対してサンプリングタイミングが前後する２つのＡ／Ｄ変換器の出力値とに基づいて、Ａ／Ｄ変換器の出力の補間値を推定するために、例えば図２に示すように構成されている。

即ち、各Ａ／Ｄ変換器の出力Ｘａ〜Ｘｄに対して、それぞれ２段のデータ遅延器３２で遅延処理を行い、最新のデータと遅延した２つのデータに対してそれぞれ乗算器３３により係数を乗算する。そして、前記したように、当該Ａ／Ｄ変換器の出力値と、そのＡ／Ｄ変換器に対してサンプリングタイミングが前後するＡ／Ｄ変換器の出力値に係数を乗算した値同士を加算器３４で加算することにより補間値を推定している。

なお、図２では推定処理部３１（１）のみを記載しているが、他の推定処理部３１（２）〜３１（４）の構成も同等である。また、４個の加算器３４の一つからは、対応するＡ／Ｄ変換器の出力値（図ではＸａ）そのもの（サンプリングタイミングが前後のＡ／Ｄ変換器の出力値に対する乗算係数を０とする）を出力しているので、実質的にはＮ−１個（この例では３個）の加算器で構成することができ、図２の破線内を省略することができる。

推定処理部３１（１）の実際の推定処理は、図３に示しているように、Ａ／Ｄ変換器２２（１）のあるサンプリングタイミングで得られた値Ｘａ（ｋ）と、その次のサンプリングタイミングで得られた値Ｘａ（ｋ＋１）との間を、Ｔｓ／４の間隔で補間する各値Ｘａｈ１〜Ｘａｈ３を求めるものである。

例えば、値Ｘａｈ１を推定する場合には、その直前のタイミングに得られたサンプル値Ｘａ（ｋ）、実際にその補間値のタイミングでサンプリングを行ったＡ／Ｄ変換器２２（２）のサンプル値Ｘｂ（ｋ）およびその直後のタイミングでサンプリングを行ったＡ／Ｄ変換器２２（３）のサンプル値Ｘｃ（ｋ）を用いた演算によって求める。

同様に、値Ｘａｈ２を推定する場合には、その直前のタイミングに得られた値Ｘｂ（ｋ）、実際にその補間値のタイミングでサンプリングを行ったＡ／Ｄ変換器２２（３）のサンプル値Ｘｃ（ｋ）およびその直後のタイミングでサンプリングを行ったＡ／Ｄ変換器２２（４）のサンプル値Ｘｄ（ｋ）を用いた演算によって求める。以下同様にして、サンプル値の間を補間する値が推定される。この処理は他の推定処理部３１（２）〜３１（４）についても同様である。

各推定処理部３１（１）〜３１（４）の出力は、等化処理部３５（１）〜３５（４）にそれぞれ入力される。

各等化処理部３５（１）〜３５（４）のそれぞれは、図２に示しているように、信号分配器１１から各Ａ／Ｄ変換器までの信号経路差等によって生じる誤差を補正するために必要な伝達特性Ｈ（ω）１〜Ｈ（ω）４を有するフィルタ３６（１）〜３６（４）と、その出力の総和を求める加算器３７とにより構成されている。なお、図２では等化処理部３５（１）のみ記載しているが、他の等化処理部３５（２）〜３５（４）の構成も同等である。

この加算器３７から出力される値は、対応するＡ／Ｄ変換器の出力値に対して、信号分配器１１から各Ａ／Ｄ変換器までの信号経路差等によって生じる誤差が補正された値となっている。

このように、実施形態のＡ／Ｄ変換装置２０は、各推定処理部３１（１）〜３１（４）が、それぞれ対応するＡ／Ｄ変換器２２（１）〜２２（４）の出力値およびその間を補間する値を並列出力し、その並列出力された値に対する等化演算処理をそのまま並列に行う等化処理部を有しているため、Ａ／Ｄ変換器のサンプリングレートと同等な速度で補正処理が可能となり、その結果装置全体の動作を高速化できる。

例えば、Ｎ＝８で、各Ａ／Ｄ変換器のサンプリングレートが２００ＭＨｚでリアルタイム処理が必要な場合であっても、補正処理部３０における推定処理および等化処理としてはサンプリングレートと同等の２００Ｍｓｐｓの速度で済み、現状技術で実現可能となる。

なお、前記実施形態の補正処理部３０の構成は、従来装置における等化処理（イコライザ）をポリフェーズフィルタの構成に置き換え、さらに、ノーブル恒等変換により、等化処理されたデータから誤差の少ない値を選択的に出力するセレクタの機能と等価の機能であるデシメーションを前処理に移行させ、それに合わせて推定処理部を並列化して実現したものである。

以下、簡単にその構成の展開を説明する。
図９に示した従来装置でセレクタ１７は、イコライザ１６（１）〜１６（４）の出力から補正された出力値を選択的に出力するものであるから、各イコライザ１６（１）〜１６（４）の出力をそれぞれ４間引きするものと考えられる。

したがって、図９の補正処理部１４の構成は、図４のように４間引き手段（デシメーション）５０（１）〜５０（４）を用いて表すことができる。

そして、イコライザをポリフェーズ展開すると、図５のように３つの遅延器５１と、４つのフィルタ５２（１）〜５２（４）と、その出力を加算する加算器３７とで構成される。

さらにノーブル恒等変換により４間引き手段５０を前処理に移行させることで、図６の構成が得られる。

図６の構成において、３つの遅延器５１と４つの４間引き手段５０との組合せにより得られるのは推定結果の並列出力であるから、前記した実施形態のように、推定値を並列出力する推定処理部３１（１）〜３１（４）を用いることで、遅延器５１と４間引き手段５０を省略することができ、従来装置と実質的に等価な処理を、１／Ｎの低速処理で実現することができる。

本発明の実施形態の構成図実施形態の要部の構成図推定処理の動作を説明するための図図９の構成を間引き処理を用いて展開した図図４の構成の一部にポリフェーズ展開を施して得られた図図５の構成にノーブル恒等変換を施して得られた図インタリーブ方式のＡ／Ｄ変換装置の基本構成図インタリーブ方式のＡ／Ｄ変換装置の動作説明図補正処理部を設けたＡ／Ｄ変換装置の構成図

符号の説明

２０……Ａ／Ｄ変換装置、２１……信号分配器、２２……Ａ／Ｄ変換器、３０……補正処理部、３１……推定処理部、３５……等化処理部

Claims

アナログの入力信号を複数Ｎの経路に分配する信号分配器（２１）と、
前記複数Ｎの経路に分配された信号をそれぞれ受ける複数ＮのＡ／Ｄ変換器（２２（１）〜２２（Ｎ））と、
所定周期で、該所定周期の複数Ｎ分の１ずつ位相がシフトしたＮ相のクロック信号を前記複数ＮのＡ／Ｄ変換器にそれぞれ与えてサンプリングさせるクロック信号発生器（２３）と、
前記各Ａ／Ｄ変換器の出力値の間を補間する値をそれぞれ推定し、前記各Ａ／Ｄ変換器の出力値と前記推定された値とを用いて前記出力値の補正処理を行う補正処理部（３０）とを有するＡ／Ｄ変換装置において、
前記補正処理部は、
前記各Ａ／Ｄ変換器に対応してそれぞれ設けられ、当該Ａ／Ｄ変換器の出力値およびその出力値の間を補間するＮ−１個の補間値を推定して並列に出力する複数Ｎの推定処理部（３１（１）〜３１（Ｎ））と、
前記各推定処理部からそれぞれ並列出力される出力値および補間値に対して、複数のＡ／Ｄ変換器間に生じる誤差を補正するための補正演算を並列に行い、該演算結果を加算して、前記Ａ／Ｄ変換器の出力値を基準のＡ／Ｄ変換器でサンプリングしたのと等価な値に補正する複数Ｎの等化処理部（３５（１）〜３５（Ｎ））とを備えていることを特徴とするＡ／Ｄ変換装置。