JP2009225469A - 低ノイズ且つ高安定性を実現するクリスタルオシレータ - Google Patents
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Abstract
【課題】振幅が制御された差分信号を出力すると共にDCレベルを制御する、低ノイズ且つ高安定なクリスタルオシレータを実現する回路、方法および装置を提供する。
【解決手段】クリスタルオシレータ回路であって、フィードバックループを2つ有する。一方はクリスタルオシレータ信号のDCレベルを設定するために用いられ、他方はクリスタルオシレータ信号の振幅を調整するために使用される。DCレベル設定フィードバックループは、オシレータ信号のDC成分を2つの供給電圧の間に収まるように設定することができる。振幅制御ループは、クリスタルオシレータの出力信号の振幅を一定の範囲内に収める。振幅は、供給電圧をクリッピングすることなく安定性を高めジッタを低減することができる範囲内でスイングが最大となるように設定することができる。振幅制御回路は、ノイズ性能を改善するべくデジタル回路としてもよい。上記2つのループの時定数は、不安定化を避けるために分離してもよい。
【選択図】図1
【解決手段】クリスタルオシレータ回路であって、フィードバックループを2つ有する。一方はクリスタルオシレータ信号のDCレベルを設定するために用いられ、他方はクリスタルオシレータ信号の振幅を調整するために使用される。DCレベル設定フィードバックループは、オシレータ信号のDC成分を2つの供給電圧の間に収まるように設定することができる。振幅制御ループは、クリスタルオシレータの出力信号の振幅を一定の範囲内に収める。振幅は、供給電圧をクリッピングすることなく安定性を高めジッタを低減することができる範囲内でスイングが最大となるように設定することができる。振幅制御回路は、ノイズ性能を改善するべくデジタル回路としてもよい。上記2つのループの時定数は、不安定化を避けるために分離してもよい。
【選択図】図1
Description
本発明は、クリスタルオシレータに関するもので、特に低ノイズ且つ高安定性を実現するクリスタルオシレータに関する。本願は、米国仮出願第60/704,525号(出願日:2005年8月1日)、および米国仮出願第60/722,734号(出願日:2005年9月30日)の恩恵を請求する。当該仮出願に記載された内容はすべて参照により本願に組み込まれる。本願はまた、米国出願第11/242,621号(出願日:2005年10月3日)の恩恵を請求し、当該出願に記載された内容はすべて参照により本願に組み込まれる。
クリスタルオシレータは有用性が非常に高い回路である。電気通信や有線/無線ネットワークを初めとした多数の電子技術分野において、クロックなどの周期信号の供給源として利用されている。一般的な例を挙げると、集積回路間で行われるデータ転送のタイミングを設定するために用いられる。このように使用されるクリスタルオシレータには、位相ノイズや位相ジッタが発生すると性能が低下、データ通信エラーが発生、データスループットが限られてしまうという問題がある。このため、低ノイズ且つ高安定性を実現するクリスタルオシレータの開発が期待されている。
クリスタルオシレータの信号ノイズ(S/N)比は、信号強度を上げることによって改善することができる。信号強度/振幅を大きくする方法の1つとして、シングルエンド信号ではなく差分信号を生成する方法が挙げられる。差分信号の場合、シングルエンド信号に比べると名目上の振幅が倍になるだけでなく、共通モードの除去率が一定の水準を達成することができるため、ノイズをさらに減少させることができる。また、このように振幅が大きいオシレータ信号を受信するバッファは、ゲインが小さくても動作することができ、ノイズを低減することができる。
しかし、クリスタルオシレータ信号の振幅が過度に大きくすると、オシレータ回路においてジッタの発生または回路の不安定化などの問題が生じる。振幅が過度に大きくなると、クリスタルオシレータに印加される一対の供給電圧のうち片方あるいは両方によって信号が制限されてしまう可能性がある。具体的には、供給電圧に対する静電放電(ESD)ダイオードが電流を通せるようになるので、オシレータ信号がクリッピングされ、本来ならシングルトーン信号である信号に対して高調波/不要波周波数成分が加わってしまう。このような高調波によってオシレータの動作周波数が移動/シフトし、中心周波数が正確でなくなってしまう。
また、クリスタルオシレータ信号は通常、当該オシレータを使用する集積回路に対してAC接続しなければならない。クリスタルオシレータ信号のDCレベルを適切に制御することができれば、入力バッファは、AC接続コンデンサを用いることなくクリスタルに直接接続が可能な構成とすることができる。このようにすることで、部品数の低減、ボードスペースの節約およびコスト削減を達成できる。さらに、ESDダイオードによるオシレータ信号のクリッピングを減らすこともできる。
以上より、振幅が大きく且つ制御された差分信号を出力し、出力信号のDCレベルを制御する機構を備えるクリスタルオシレータを提供する回路、方法および装置の開発が期待されている。
上述の目的を実現するため、本発明の実施形態は、振幅が大きい差分信号を出力しDCレベルの制御を行う低ノイズ且つ高安定なクリスタルオシレータを提供する回路、方法および装置を提供する。本発明の一実施形態の例を挙げると、フィードバックループを2つ有するクリスタルオシレータを提供する。このうち一方のフィードバックループは、クリスタルオシレータ信号のDCレベルを設定するためのもので、他方は該信号の振幅を調整するためのものである。本発明のさまざまな実施形態は、上記のフィードバックループのうち一方もしくは両方を備え、以下で説明する特徴の一部またはすべてを含んでもよい。
本発明の一実施形態によると、クリスタルオシレータ信号のDCレベルを制御するフィードバックループを提供する。DCレベルは、2つの供給電圧の間に収まるように設定してもよいし、参照電圧もしくはその他適切な電圧に一致するように設定してもよい。例えば、オシレータ回路に対する最小供給電圧の2分の1に等しいグラウンド参照電圧に一致するようにDCレベルを設定してもよい。また、電源もしくは温度など別の条件の関数である電圧に一致させてもよいし、上述のパラメータとは無関係に設定してもよい。
上記の実施形態はさらに、振幅を制御するフィードバックループを提供する。このフィードバックループは、クリスタルオシレータ出力信号の振幅を一定の範囲内となるように設定する。この振幅は、供給電圧をクリッピングすることなく安定性を高め且つジッタを低減することができる範囲内でスイングが最大となるように設定してもよい。このような振幅制御回路は、ノイズ性能を改善すべくデジタル形式であってもよい。振幅制御ループがデジタル形式の場合、起動回路を備えるとしてもよい。一実施形態によると、このような起動回路はアナログ制御ループで、クリスタルオシレータ回路が起動すると、デジタル制御ループに取って代わられて無効となる。
上述の2つのループの時定数および帯域幅は、不安定化を防ぐために互いに分離してもよい。具体的に言うと、振幅制御ループの帯域幅をDCレベル制御ループの帯域幅より大幅に小さく設定し、ループ間の相互作用を最低限とする。
本発明の実施形態は例えば、集積回路を提供する。当該集積回路は、共振素子を駆動して第1オシレータ信号を生成する手段、第1オシレータ信号のDCレベルを調整する手段、ならびに第1オシレータ信号の振幅を調整する手段を備える。
上記またはほかの実施形態によると、共振素子に駆動信号を供給することによって共振素子を駆動する手段を備え、駆動信号は共振素子に基づいて決まるとしてもよい。上記またはほかの実施形態によると、駆動信号をゲイン回路に供給する手段をさらに備えてもよい。上記またはほかの実施形態によると、ゲイン回路はMOSトランジスタであってもよい。上記またはほかの実施形態によると、第1オシレータ信号とバイアス電圧を比較し、比較の結果に基づいて出力を行うことによって、第1オシレータ信号のDCレベルを調整する手段をさらに備えてもよい。上記またはほかの実施形態によると、ゲイン素子は、増幅器の出力を受信するMOSトランジスタであってもよい。上記またはほかの実施形態によると、第1オシレータ信号のDCレベルを調整して、集積回路が受信する2つの供給電圧の間に収まるようにする手段をさらに備えてもよい。上記またはほかの実施形態によると、第1オシレータ信号の振幅を測定する手段および第1オシレータ信号の振幅の測定値を供給する手段をさらに備えてもよい。上記またはほかの実施形態によると、ピーク検出器を用いて第1オシレータ信号の振幅を測定する手段をさらに備えてもよい。上記またはほかの実施形態によると、第1オシレータ信号の振幅はダイオードおよびキャパシタンスを用いて測定してもよい。上記またはほかの実施形態によると、第1オシレータ信号の振幅の測定値を高しきい値および低しきい値と比較する手段および比較の結果に応じた信号を供給する手段をさらに備えてもよい。上記またはほかの実施形態によると、第1オシレータ信号の振幅が高しきい値よりも大きい場合出力値を減少させる手段、第1オシレータ信号の振幅が高しきい値未満で低しきい値より大きい場合出力値をそのままとする手段、および第1オシレータ信号の振幅が低しきい値未満の場合、出力値を増加させる手段をさらに備えてもよい。上記またはほかの実施形態によると、出力値に応じてバイアス電流を生成する手段をさらに備えてもよい。上記またはほかの実施形態によると、バイアス電流を、共振素子を駆動するゲイン回路に供給する手段をさらに備えてもよい。上記またはほかの実施形態によると、第1オシレータ信号のDCレベルに基づき第2オシレータ信号のDCレベルを設定する手段をさらに含んでもよい。上記またはほかの実施形態によると、第1オシレータ信号のDCレベルをDC接続して第2オシレータ信号のDCレベルを生成する手段をさらに含んでもよい。
本発明の内容および効果については、添付の図面を参照して以下で詳細に説明する。
図1は、本発明の一実施形態に係る、低ノイズ且つ高安定を実現するクリスタルオシレータを示すブロック図である。同図には、クリスタルX1 110、ゲイン素子A1 120、増幅器A2 130、振幅検出回路140、レジスタR1 150およびR2 160、ならびにコンデンサC1 170を示す。本明細書に添付された図面は当図も含め、説明のために用いられ、本発明の実施可能な実施形態または請求項を限定するものではない。
クリスタルX1 110は、ゲイン素子A1 120によって駆動される。本発明の実施形態において、クリスタルX1 110はクリスタルであってもよいし、その他の共振素子または共振回路であってもよい。例えば、LCタンク回路であってもよい。ゲイン素子A1 120は実質的に反転処理を行い、単一のトランジスタから成る単純な構成としてもよい。または、実質的に信号の反転を行う限り、直列に接続されたインバータまたはバッファで構成してもよい。ゲイン素子A1 120は、クリスタルX1 110を駆動するために必要なゲインを供給する。
動作を説明すると、ライン114の信号V2、つまりゲイン素子A1 120の出力端末は、DC電圧の上下にまたがって発振する。このDC電圧はライン114の信号V2のDC成分で、発振はAC成分である。レジスタR1 150は、ライン112の信号V1のDC成分とライン114の信号V2のDC成分を均一にするために用いられる。ライン112の信号V1とライン114の信号V2は、名目上位相が180度ずれており、基本的には理想的な正弦波を描く。
増幅器A2 130は、ライン114の信号V2のDC成分とライン132のバイアス電圧を比較する。実施形態によって、ライン132のバイアス電圧と比較する電圧を変えてもよい。例えば、ライン112の信号V1のDC成分を比較対象としてもよい。これ以外の実施形態においては、レジスタR1 150が直列に接続された複数のレジスタから構成されるとし、これらのレジスタのうち2つの間にあるノードの電圧をライン132のバイアス電圧と比較してもよい。本発明の一実施形態によると、ライン132のバイアス電圧は、オシレータに対する最小供給電圧の2分の1に等しいグラウンド参照電圧と等しくなるように設定される。本発明の別の実施形態によると、このバイアス電圧は参照電圧と等しくなるように設定してもよい。例えば、バンドギャップ電圧と等しくなるように設定してもよい。ほかの実施形態においては、VCCや温度といった条件の関数としてもよいし、このようなパラメータとは無関係に変化させてもよい。
増幅器A2 130は、ライン114の信号V2を受信し、この信号V2のDC成分とライン132のバイアス電圧を比較する。比較の結果に基づいて増幅器A2 130の出力信号が生成され、この電圧に基づいてライン112の信号V1のDC成分を設定する。
DC成分制御フィードバックループの動作を以下に説明する。ライン114の信号V2のDC成分が増加すると、増幅器A2 130が出力する電圧を下げる。この結果、ライン112の信号V1のDC成分が減少する。ここで、ライン114の信号V2とライン112の信号V1はDC接続されているので、ライン114の信号V2のDC成分も同様に減少する。このようにして、最初の増加分が補正される。
振幅検出回路140は、ライン112の信号V1を受信し、ゲイン素子A1 120に対してバイアス電流またはバイアス電圧を供給する。振幅検出回路140はライン112の信号V1の発振振幅をしきい値と比較する。ライン112の信号V1の振幅が増加すると、振幅検出回路140はゲイン素子A1 120のゲインを減少させ、クリスタルX1 110に対する駆動信号を減少させる。この結果、ライン114の信号V2の電圧スイングの振幅が小さくなる。逆に、ライン112の信号V1の振幅が減少すると、振幅検出回路140はゲイン素子A1 120のゲインを増加させる。この結果、ライン114の信号V2の振幅が大きくなる。このようにフィードバックが行われ、ライン114の信号V2の振幅が一定レベルに維持される(実施例によっては、一定範囲内に維持される)。
上述したが、本発明の実施形態によると、ゲイン素子A1 120はトランジスタ1つから成る単純な構成としてもよい。ゲイン素子A1 120が1つのトランジスタ、例えばMOSトランジスタによって構成されるオシレータを、ピアス(Pierce)型オシレータと呼んでもよい。このような構成の場合、クリスタルX1 110は並列共振モードで発振を行う。本発明の実施形態を用いて、上記以外のオシレータ、例えばピアス型、Colpitts型、Hartley型、Armstrong型、Clapp型などのオシレータを改良してもよい。ピアス型オシレータの例を、次の図2に示す。
図2は、本発明の一実施形態に係る、低ノイズ且つ高安定を実現するピアス型クリスタルオシレータを示すブロック図である。同図には、クリスタルX1 210、トランジスタM1 220、バイアス電流源230、増幅器A1 240、振幅検出回路250、レジスタR1 245およびR2 215、コンデンサC1 225、C2 255およびC3 247を示す。
図2に示す構成によると、トランジスタM1 220はクリスタルX1 210を駆動するために必要なゲインを供給する。クリスタルX1 210は、コンデンサC1 225を介してトランジスタM1 220のベースにAC接続されている。このような構成とすることで、ライン222のクリスタルオシレータ信号V1のDC成分とトランジスタM1 220のゲートにおけるバイアス電圧が分離される。レジスタR2 215は供給する抵抗が大きく、ライン224の信号V2のDC電圧と等しくなるようにライン222の信号V1のDC電圧をバイアスする。レジスタR2 215が供給する抵抗が大きいため、例えば、コンデンサC1 225やその他の見やすくするために図2には示していないコンデンサを用いるなどして、リーク電流が発生しないように注意する必要がある。
増幅器A1 240は、ライン224の信号V2のDC成分とライン242のバイアス電圧を比較する。上述したが、ライン242のバイアス電圧と比較する電圧はほかの電圧であってもよい。例えば、レジスタR2 215が直列に接続された複数のレジスタから成る構成として、これらのレジスタのうち2つの間にあるノードの電圧をライン242のバイアス電圧と比較してもよい。増幅器A1 240は、コンデンサC3 247全体に対して電圧を出力する。コンデンサC3 247はレジスタR1 245を介してトランジスタM1 220のゲートに接続されている。一実施形態によると、増幅器A1 240は、コンデンサC3 247全体に対して電圧を生成する電流を供給する、相互コンダクタンス(gm)増幅器である。この出力電圧によってトランジスタM1 220の動作基点が決まり、結果としてライン224の信号V2のDC成分が設定される。レジスタR1 245とコンデンサC3 247によって、増幅器A1 240の出力は、トランジスタM1 220のゲートにおけるACの大きいスイングから逆隔離される。
具体的には、ライン224の信号V2のDC成分がライン242のバイアス信号のレベルより高い場合、増幅器A1 240の出力電圧は下げられる。この結果、トランジスタM1 220のゲート−ソース間電圧が減少し、ライン224の信号V2のDC電圧が増加する。
ライン222の信号V1は、コンデンサC2 255を介して振幅検出回路250にAC接続されている。ここで、振幅検出回路250は電流源IBIAS230が供給するバイアス電流を調整する。ライン222の信号V1の振幅が増加すると、バイアス電流源230が供給する電流は減らされ、ライン224の信号V2およびライン222の信号V1の振幅が小さくなる。逆に、ライン222の信号V1の振幅が減少すると、バイアス電流源230が供給する電流は増やされ、ライン224の信号V2とライン222の信号V1の振幅は増加する。
オシレータの電圧信号のDC成分を設定または制御する方法は数多くある。このDC成分制御動作をフィードバックループを用いて行う場合、フィードバックループはアナログ、デジタル、またはその組み合わせのうちどれであってもよい。次の図3に示すアナログ回路を、DC成分制御動作に使用してもよい。図4には、DC成分を設定する方法を示す。この方法はアナログ形式またはデジタル形式のどちらを用いて行ってもよい。
図3は、本発明の一実施形態に係る、クリスタルオシレータのDCバイアスループを示す概略図である。同図には、クリスタルX1 310、トランジスタM1 320、電流源IBIAS330、増幅器A1 340、レジスタR1 315、R2 317およびR3 350ならびにコンデンサC1 360、C2 365、C3 370、C4 345およびC5 375を示す。振幅検出回路を用いて電流源IBIAS330が供給する電流を調整してもよいが、図を見やすくするために図示は省略している。
クリスタルX1 310はトランジスタM1 320によって駆動される。ライン322の信号V1は、コンデンサC1 360を介してトランジスタM1 320のゲートにAC接続されている。直列に接続されているレジスタR1 315およびR2 317によって、ライン344の信号V4のDCレベルと等しくなるように、ライン322の信号V1とライン324の信号V2のDCレベルを設定する。コンデンサC3 370とC5 375は、クリスタルの周波数を調整するために使用される。本発明の実施形態によると、コンデンサC3 370とC5 375は、スイッチングが可能なコンデンサアレイを備えることによって、例えばFM変調器の一部として構成され、クリスタルの周波数を調整または変調してもよい。
トランジスタM1 320はクリスタルX1 310に対して駆動電流を供給する。ここで、トランジスタM1 320は、ゲート電圧が増大するとドレイン電流が急増する構成となっている。このため、トランジスタM1 320のDCバイアス電圧は通常ほぼグラウンドで、トランジスタM1 320のしきい値未満となるようにバイアスされ、通常はオフになっている。発振周期毎にトランジスタM1 320はオン状態になり、電流を1パルス分クリスタルX1 310に供給する。
ライン322の信号V1の振幅は大きくするのが望ましい。しかし、そのように大きな振幅を持つ信号をトランジスタM1 320のゲートに直接AC接続すると、トランジスタM1 320のゲートのDCバイアス電圧は、クリスタルX1 310に供給される駆動電流が大きくなり過ぎないように、グラウンドより低くしなければならない。しかし、増幅器A1 340はグラウンドより低い電圧では動作できない。この問題を解決するため、例えば、電荷ポンプなどを用いて増幅器A1 340に印加する供給電圧を不電圧とすることが挙げられる。この方法によれば、素晴らしいノイズ性能を実現することができる。別の方法としては、ライン322の信号V1の振幅を小さくすることが挙げられる。
以上の問題を鑑み、この実施形態においては、コンデンサC2 365がトランジスタM1 320のゲートとグラウンドの間に接続されている。このような構成とすることによって、コンデンサC1 360およびC2 365は容量分圧器を構成し、トランジスタM1 320のゲートから見た信号の振幅を小さくする。この結果、トランジスタM1 320のゲートのDCバイアス電圧はグラウンドより高くなる。具体的な実施例を挙げると、トランジスタM1 320のゲートのDCバイアス電圧は約200mVとなり、このDCバイアス電圧は増幅器A1 340が供給することができる。このため、増幅器A1 340に負電圧を供給する必要はない。
ライン344の信号V4のDC成分は、増幅器A1 340、レジスタR3 350およびトランジスタM1 320から構成されるフィードバックループによって設定される。具体的に言うと、増幅器A1 340がライン344の電圧信号V4とライン342で受信するバイアス信号を比較する。ここで、ライン324の信号V2とライン322の信号V1は各々振幅が大きい発振信号で、位相が互いに180度ずれている。このため、レジスタR1 315およびR2 317が等しいと仮定すると、ライン344の信号V4のDCレベルはライン322の信号V1とライン324の信号V2のDCレベルとほぼ同じとなる一方、AC成分はほとんどまたは全く持っていない。従って、増幅器A1 340がライン342のバイアス電圧と比較するものとして、ライン344の信号V4は望ましい。
増幅器A1 340はコンデンサC4 345全体に対して電圧を出力する。コンデンサC4 345は、上記ループの帯域幅、時定数または周波数応答を限定するために用いることができる。具体的に実施例を挙げると、増幅器A1 340は電流を出力し、コンデンサC4 345がこの電流を電圧に変換する。増幅器A1 340の出力電圧によって、トランジスタM1 320のDCバイアス電圧が決まる。トランジスタM1 320のゲート−ソース間電圧によって、トランジスタM1 320の動作基点であるドレイン電圧、つまりライン324の信号V2などが決まる。
図4は、DCバイアスループ、例えば図3に示したDCバイアスループの動作を説明するフローチャートである。同図に示した方法によると、オシレータが出力する信号とバイアス電圧が比較される。この比較の結果に基づき、トランジスタに対するバイアス条件を決定する。そして、トランジスタによってオシレータ信号のDCレベルが決まる。
具体的に説明する。動作410で、クリスタルから第1信号を受信する。動作420で、クリスタル信号のDCレベルまたはDC成分をバイアスレベルと比較する。同じ説明の繰り返しになるが、バイアスレベルは、2つの供給電圧の間に収まるように設定されてもよいし、バンドギャップ電圧などほかのバイアス電圧に設定してもよい。また、供給電圧、温度や処理といった条件に応じて変化してもよいし、無関係としてもよい。例えば、オシレータ回路に対する最小供給電圧の約2分の1であるグラウンド参照電圧としてもよい。または、上述したパラメータの一部またはすべてとは無関係に設定してもよい。
動作430で、比較の結果に基づき訂正信号が生成される。この訂正信号に基づき、第1クリスタル信号のDCレベルを設定する。このようなDCレベル制御処理を実施する方法は数多くあり、使用回路のトポロジーに応じて選んでもよい。例を挙げると、比較処理はデジタル形式に準拠して行ってもよい。この場合、第1クリスタル信号はフィルタ処理およびデジタル化の後、第2デジタル値と比較される。本発明のほかの実施形態によれば、このループはアナログ形式である。
図4に示す具体例においては、動作440で、訂正信号に基づきトランジスタのバイアス電圧を設定する。動作450で、トランジスタを用いて第1クリスタル信号のDCレベルを設定する。動作460で、レジスタを用いて第2クリスタル信号のDCレベルを設定する。さらに、別のレジスタを用いて、上記以外のクリスタル信号の設定を行うこともできる。
本発明の実施形態は振幅検出回路を備えるとしてもよい。振幅検出回路を用いて、クリスタルオシレータ回路のクリスタルにゲインを供給するトランジスタなどの回路に対する駆動信号のレベルを設定することができる。このループはアナログ形式でもデジタル形式でもよいし、両者の組み合わせであってもよい。上記で説明したが、DCレベル制御ループとの間で相互作用が発生しないように、振幅検出回路の帯域幅をDCレベル制御ループの帯域幅より低く設定してもよい。ほかの実施形態では上記以外の構成としてもよい。例えば、振幅検出回路の帯域幅をDCレベル制御ループの帯域幅より高く設定してもよい。具体的な実施例を挙げると、振幅検出回路はほぼデジタルで、ループの帯域幅は加算器またはカウンタの値が測定または更新される周波数によって決まる。振幅を検出して検出した振幅を基に振幅のレベルを調整する回路の具体例を次の図5に示し、図6に振幅検出方法の具体例を示す。
図5は、本発明の一実施形態に係る、クリスタルオシレータのデジタル振幅制御ループを示す概略図である。デジタル振幅制御ループは、AC接続コンデンサC1 510、DC回復レジスタ515、ダイオードD1 520およびコンデンサC2 530から構成される負ピーク検出器、ウィンドウ比較器540、加算器550、電流デジタル/アナログコンバータ(DAC)560、およびローパスフィルタ570を含む。AC接続コンデンサC1 510がライン512でオシレータ信号V1を受信する。電流DAC560はバイアス電流を生成し、このバイアス電流はローパスフィルタ570でフィルタにかけられ、ライン562で電流IBIASとして供給される。具体的な実施例を挙げると、ライン562のバイアス電流はトランジスタ、例えば図3のトランジスタM1 320に対して電流を供給する。
AC接続コンデンサC1 510は、オシレータ信号V1をライン512で受信し、ライン517で信号V2としてAC接続する。ライン512の入力信号V1は、少なくとも2つの信号のうちの1つ、例えば図3に示したライン322の信号V1またはライン324の信号V2に対応してもよい。ライン512の信号V1の振幅を検出することによって、振幅検出器への入力とライン562で出力される電流IBIASを分離することができる。コンデンサC1 510のサイズは、容量分圧器が原因となる信号損失が生じないようにするために、ダイオードD1 520およびレジスタR1 515の寄生容量に対して、大きく設定する必要がある。レジスタR1 515は、ライン517の信号V2のDC成分を適切なバイアス電圧、本例ではライン516のBIASに設定する。本発明の一実施形態において、レジスタR1 515は、VCCとグラウンドのように2つの供給電圧の中間に位置するバイアスラインに接続されるとしてもよい。本発明の実施形態において、レジスタR1 515は、図3のライン342のBIAS電圧と同じまたは類似のバイアスラインに接続される。
ライン517の信号V2の負ピークがダイオードD1 520およびコンデンサC2 530によって検出され、ライン532のピーク検出済出力信号V3が生成される。別の実施形態では、例えばダイオードD1 520を反転させることによって、正ピーク検出器を使用してもよいし、上記以外のピーク検出器またはエンベロープ検出器を使用してもよい。ライン517の信号V2の電圧が下降すると、ライン532の信号V3の電圧も同じく下降する。ライン517の信号V2の電圧が最小値またはピークに至ると、ライン532の信号V3の電圧は、ダイオードD1 520によって生じたダイオードドロップを加味した対応するレベルとなる。本発明の実施形態によると、このようなダイオードドロップを相殺するまたは含まないピーク検出器が使用される。ライン517の信号V2のレベルが上昇すると、ダイオードD1 520は逆バイアスをかけ、コンデンサC2 530から切り離される。この結果、コンデンサC2 530は負ピーク電圧を保持する。
ウィンドウ比較器540は、ライン532の信号V3を2つのしきい値、つまり高しきい値および低しきい値と比較する。ライン532の信号V3の電圧が低しきい値未満であれば、ライン546の信号VLがアクティブとなる。ライン532の信号V3の電圧が高しきい値と低しきい値の間にあれば、ライン544の信号VMがアクティブとなる。ライン532の信号V3の電圧が高しきい値より高ければ、ライン542の信号VHがアクティブとなる。本発明の実施形態において、ライン544の信号VMは必要とされない。また実施形態によっては、ウィンドウ比較器540は2つの比較器であってもよい。この場合、一方がライン532の信号V3と高しきい値を比較し、他方がライン532の信号V3と低しきい値を比較する。
加算器550は、値を増加/減少させていくカウンタであってもよい。加算器550は電流DAC560に対してデジタル形式のワードを供給する。ライン546の信号VLがアクティブの場合、加算器550は1ビット単位で値を減らしていく。ライン542の信号VHがアクティブの場合、加算器550は1ビット単位で値を増やしていく。ライン544の信号VMがアクティブの場合、加算器550の値は変化しない。別の実施形態においては、ピーク検出器、加算器550およびDAC560が共にオシレータ信号の振幅を適切に制御するために動作する限り、加算器550が用いる計算方法は上記以外であってもよい。
加算器550の計時は、加算器の出力状態が変化する速度を制御する信号によって行ってもよい。このようなクロック信号の周波数によって、振幅検出回路の帯域幅を制御する。本発明の一実施形態によると、DCレベル制御ループとの間で相互作用が生じないように、振幅検出回路の帯域幅はDCレベル制御ループの帯域幅より小さく設定される。加算器550は、フラッシュコンバータのようなA/Dコンバータによって構成してもよい。また、上述した内容より複雑な機能を実現してもよい。例えば、振幅検出回路の周波数応答をより正確に設定するために、ポールおよびゼロを備える転送機能を実現してもよい。このようなポールおよびゼロの位置は、プログラム可能または調整可能であってもよい。
電流DAC560は、加算器550からデジタル形式のワードを受信する。このワードは2進法に従って重み付けされていてもよいし、熱的にデコードされてもよい。重み付け方法は、2進法以外であってもよいし、複数の方法の組み合わせによって行ってもよい。電流DAC560は通常複数のスイッチから構成され、各スイッチは電流源のオン/オフを切り替えることができる。電流DAC560が生成する電流はフィルタにかけられた後、ゲイン素子またはトランジスタ、例えば図3のトランジスタM1 320に供給される。この実施例の場合、フィルタ処理はローパスフィルタ570によって行われる。ローパスフィルタ570によって、電流DAC560の出力から高周波数成分が除去される。このようにして、過渡電流からオシレータのゲイン素子を保護する。電流源は供給電圧、温度、処理とは無関係に動作してもよい。本発明の一実施形態においては、デジタル形式のワードの値が増加すれば、電流DAC560もゲイン素子に供給する電流を増加させる。別の実施形態においては、デジタル形式のワードの値が増加すると、電流DAC560は供給する電流を減少させてもよい。
別の実施形態によると、ライン532の信号V3の電圧と比較されるしきい値は1つだけである。この場合、ライン532の信号V3の電圧としきい値の大小関係を示す出力は1つだけである。このような構成の場合、動作中に比較の結果を示す信号がある状態と別の状態の間で交互に切り替わることが多い。すると、加算器550の値が2つのレベルの間で切り替わり、電流DAC560が2つのバイアス電流レベルの間で切り替わることになる。この結果、オシレータ回路でデジタルスイッチングノイズが生じる可能性がある。しきい値を2つ使用することによって、オシレータ回路の動作中に、加算器550の出力やひいては電流DAC560が供給するバイアス電流レベルを変更しないウィンドウを提供することができる。
図6は、振幅制御ループ、例えば図5に示した振幅制御ループの動作を説明するフローチャートである。同図に示した本発明の実施形態によると、クリスタルから出力される発振信号は、ピークが検出され、高しきい値および低しきい値と比較される。比較の結果に基づいて加算器を制御し、この結果得られる出力はバイアス電流に変換される。バイアス電流を用いてオシレータのゲイン素子またはゲイン回路を駆動する。ここでは検出するピークを正ピークとするが、代わりに負ピークを検出してもよい。
以下で具体的に説明する。動作610で、クリスタルから発振信号を受信する。動作620で、発振信号をAC接続してDC成分を除去する。動作630で、発振信号のDC成分のピークを検出する。
動作640で、検出したピークを高しきい値および低しきい値と比較する。動作650で、ピークレベルが高しきい値より大きいかどうか確認する。高い場合は、動作660で加算器の値を減らす。ピークレベルが高しきい値以下である場合は、動作670で、低しきい値より小さいかどうか確認する。小さい場合は、動作680で、加算器の値を増やす。ピークレベルが高しきい値より小さく低しきい値より大きい場合は、動作690で、加算器の値をそのままとする。本発明のさまざまな実施形態においては、加算器の値の増減方法は実施例に応じて変えてもよい。
動作695で、加算器が示す値を電流に変換する。上述したが、この電流を用いて、発振信号を生成するクリスタルに対してゲインを供給するトランジスタなどの回路を駆動してもよい。
既述の図に示した振幅検出回路には、クリスタルが発振していない、または図5の加算器550を適切に計時する為に必要な振幅を持つ出力信号を供給していないという定常状態があってもよい。上述したオシレータは通常ノイズがあることによって起動されるが、起動処理を確実且つ迅速に行うために、アナログ振幅検出回路を使用してもよい。このようなアナログ振幅検出回路は、オシレータが動作し始めると、無効となりデジタル振幅検出回路、例えば図5に示した回路に取って代わられる。起動時に用いられるアナログ振幅制御回路を次の図7に示す。
図7は、本発明の一実施形態に係る、クリスタルオシレータを起動するために用いられるアナログ振幅制御ループを示す概略図である。同図には、gm増幅器710およびPチャネルカレントミラーを示す。Pチャネルカレントミラーは、トランジスタM1 720およびM2 730ならびに分離コンデンサC3 725を備える。
gm増幅器710は、ライン702で入力信号V1を受信する。gm増幅器710は電流を出力し、この出力電流はPチャネルカレントミラーのトランジスタM1 720およびM2 730によって同じものが供給される。トランジスタM2 730は、デジタル振幅検出回路の電流DACと並列に接続されてもよい。具体的な実施例を挙げると、ライン702の信号V1は、図5に示すライン532の負ピーク検出済み信号V3であるが、実施形態によっては別の信号としてもよい。クリスタルオシレータ信号の振幅が大きくなると、ライン702の電圧V1は低下し、gm増幅器710がPチャネルカレントミラーに供給する電流も減少する。
上述したが、オシレータが動作を開始すると、図7に例示した振幅検出回路は無効にされ、図5に示した振幅検出回路または本発明の実施形態に係る別の振幅検出回路に取って代わられてもよい。クリスタルオシレータ信号の振幅が加算器回路を適切に計時するために十分な大きさになると、図7の回路は無効とされてデジタル振幅検出回路に取って代わられてもよい。また、振幅制御回路のオン/オフ状態が何度も切り替わらないように、ヒステリシス機能を備えるとしてもよい。
上述したさまざまな実施例で使用したトランジスタはMOSトランジスタである。本発明の別の実施形態において使用するトランジスタは、バイポーラ型、HBT,MESFETおよびHFETなどであってもよい。使用したコンデンサは、金属同士のコンタクトを持つコンデンサや薄膜酸化コンデンサなどであってもよいし、MOSトランジスタのゲートであってもよい。使用したレジスタは、ポリシリコンレジスタ、ベースレジスタまたは埋め込みレジスタなどであってもよい。使用したクリスタルは、並列共振モードまたは直列共振モードで動作するクリスタルであってもよいし、これ以外の共振デバイスであってもよい。
図8Aから図8Gに本発明のさまざまな実施例を示す。図8Aに示すように、本発明の実施形態はハードディスクドライブ(HDD)800の一部であってもよい。本発明の実施例は、図8Aにまとめて参照番号802で示す信号処理回路および制御回路の一方または両方としてもよい。実施例によっては、HDD800の信号処理回路および/または制御回路802および/またはほかの回路(不図示)は、データ処理、符号化および/または暗号化、演算などを行ったり、磁気記録媒体806との間で入出力が行われるデータをフォーマットしてもよい。
HDD800は、有線/無線通信リンク808を介して、コンピュータ、携帯情報端末(PDA)などの携帯コンピュータデバイス、携帯電話、メディアプレーヤー、MP3プレーヤーを初めとするホストデバイス(不図示)と通信を行ってもよい。HDD800は、メモリ809に接続されるとしてもよい。メモリ1009の例としては、RAM(Random Access Memory)、フラッシュメモリなどの低レイテンシ型不揮発性メモリ、ROM(Read Only Memory)といった電子データストレージが挙げられる。
図8Bに示すように、本発明の実施形態はDVD(Digital Versatile Disc)ドライブ810の一部であってもよい。本発明の実施例は、図8Bにまとめて参照番号812で示す信号処理回路および制御回路の一方または両方、および/またはDVDドライブ810の大容量データストレージ818であってもよい。実施例によっては、DVD810の信号処理回路および/または制御回路812および/またはほかの回路(不図示)は、データ処理、符号化および/または暗号化、演算などを行ったり、光学記録媒体816との間で読み書きされるデータをフォーマットしてもよい。DVD810の信号処理回路および/または制御回路812やほかの回路(不図示)は、上記以外の機能、例えば、符号化および/または復号化を初めとするDVDドライブに関連した信号処理機能も有してもよい。
DVDドライブ810は、有線/無線通信リンク817を介して、コンピュータやテレビなどの出力デバイス(不図示)と通信を行ってもよい。また、DVDドライブ810は、不揮発性メモリである大容量データストレージ818と通信を行ってもよい。大容量データストレージ818は、図8Aに示したようなHDDを含んでもよい。そのようなHDDは、直径が約1.8インチ未満のプラッタから成るミニHDDであってもよい。DVD810は、メモリ819に接続されるとしてもよい。メモリ1019の例としては、RAM、フラッシュメモリなどの低レイテンシ型不揮発性メモリ、ROMといった電子データストレージが挙げられる。
図8Cに示すように、本発明の実施形態はHDTV(High Definition Television)820の一部であってもよい。本発明の実施例は、図8Cにまとめて参照番号822で示す信号処理回路および制御回路の一方または両方、HDTV820のWLANインターフェースおよび/または大容量データストレージであってもよい。HDTV820は、有線/無線形式に従って、HDTV入力信号を受信し、ディスプレイ826用にHDTV出力信号を生成する。実施例によっては、HDTV820の信号処理回路および/または制御回路822および/またはほかの回路(不図示)は、データ処理、符号化および/または暗号化、演算、データのフォーマットなどの必要とされるHDTV関連処理を行ってもよい。
HDTV820は、光学および/または磁気記録装置などの不揮発性メモリである大容量データストレージ827と通信を行ってもよい。少なくとも1つのHDDは図8Aに示す構成を持ち、および/または、少なくとも1つのDVDは図8Bに示す構成を持つとしてもよい。HDDは、直径が約1.8インチ未満のプラッタから成るミニHDDであってもよい。HDTV820は、メモリ828に接続されるとしてもよい。メモリ828の例としては、RAM、フラッシュメモリなどの低レイテンシ型不揮発性メモリ、ROMといった電子データストレージが挙げられる。HDTV820はまた、WLANネットワークインターフェース829を介してWLANとの接続を支持してもよい。
図8Dに示すように、本発明の実施例は、車両830の制御システム、車両制御システムのWLANインターフェースおよび/または大容量データストレージであってもよい。本発明の実施例は、温度センサ、圧力センサ、回転センサ、気流センサといったセンサから入力を受信、および/または、エンジン動作パラメータ、トランスミッション動作パラメータなどの出力制御信号を生成するパワートレイン制御システム832である。
本発明の実施形態はまた、車両830内の別の制御システム840の一部であってもよい。制御システム840も同様に、入力センサ842から信号を受信、および/または、出力デバイス844に制御信号を出力してもよい。実施例によっては、制御システム840は、ABS(アンチロックブレーキングシステム)、ナビゲーションシステム、テレマティクスシステム、車両用テレマティクスシステム、車線逸脱対策システム、適応走行制御システム、ステレオやDVD、CDなどの車内エンターテインメントシステムの一部であってもよい。このほかにもさまざまな実施例が可能である。
パワートレイン制御システム832は、不揮発性メモリである大容量データストレージ846と通信を行ってもよい。大容量データストレージ846は、光学および/または磁気記録装置、例えばHDDおよび/またはDVDであってもよい。少なくとも1つのHDDは図8Aに示す構成を持ち、および/または、少なくとも1つのDVDは図8Bに示す構成を持つとしてもよい。HDDは、直径が約1.8インチ未満のプラッタから成るミニHDDであってもよい。パワートレイン制御システム832は、メモリ847に接続されるとしてもよい。メモリ847の例としては、RAM、フラッシュメモリなどの低レイテンシ型不揮発性メモリ、ROMといった電子データストレージが挙げられる。パワートレイン制御システム832はまた、WLANネットワークインターフェース848を介してWLANとの接続を支持してもよい。制御システム840もまた、大容量データストレージ、メモリおよび/またはWLANインターフェース(すべて不図示)を含んでもよい。
図8Eに示すように、本発明の実施形態は携帯電話用アンテナ851を有する携帯電話850の一部であってもよい。本発明の実施例は、図8Eにまとめて参照番号852で示す信号処理回路および制御回路の一方または両方、携帯電話850のWLANインターフェースおよび/または大容量データストレージであってもよい。実施例によっては、携帯電話850は、マイクロフォン856、スピーカーおよび/または音声出力ジャックといった音声出力部858、ディスプレイ860および/またはキーパッド、ポインティングデバイス、音声駆動装置などの入力装置862から構成されるとしてもよい。携帯電話850の信号処理回路および/または制御回路852やほかの回路(不図示)は、データ処理、符号化および/または暗号化、演算、データのフォーマットやその他携帯電話に関連する処理を行ってもよい。
携帯電話850は、不揮発性メモリである大容量データストレージ864と通信を行ってもよい。大容量データストレージ864は、光学および/または磁気記録憶装置、例えばHDDおよび/またはDVDであってもよい。少なくとも1つのHDDは図8Aに示す構成を持ち、および/または、少なくとも1つのDVDは図8Bに示す構成を持つとしてもよい。HDDは、直径が約1.8インチ未満のプラッタから成るミニHDDであってもよい。携帯電話850は、メモリ866に接続されるとしてもよい。メモリ866の例としては、RAM、フラッシュメモリなどの低レイテンシ型不揮発性メモリ、ROMといった電子データストレージが挙げられる。また、携帯電話850は、WLANネットワークインターフェース868を介してWLANとの接続を支持してもよい。
図8Fに示すように、本発明の実施形態はセットトップボックス880の一部であってもよい。本発明の実施例は、図8Fにまとめて参照番号884で示す信号処理回路および制御回路の一方または両方、セットトップボックス880のWLANインターフェースおよび/または大容量データストレージであってもよい。セットトップボックス880は、ブロードバンドを一例とするソースから信号を受信し、ディスプレイ888に適切な標準および/または高精細な音声/動画信号を出力する。ディスプレイ888の例は、テレビ、モニタなどの動画および/または音声出力装置である。セットトップボックス880の信号処理回路および/または制御回路884やほかの回路(不図示)は、データ処理、符号化および/または暗号化、演算、データのフォーマットやその他のセットトップボックスに関連した処理を行ってもよい。
セットトップボックス880は、不揮発性メモリである大容量データストレージ890と通信を行ってもよい。大容量データストレージ890は、光学および/または磁気記録装置、例えばHDDおよび/またはDVDであってもよい。少なくとも1つのHDDは図8Aに示す構成を持ち、および/または、少なくとも1つのDVDは図8Bに示す構成を持つとしてもよい。HDDは、直径が約1.8インチ未満のプラッタから成るミニHDDであってもよい。セットトップボックス880は、メモリ894に接続されるとしてもよい。メモリ894の例としては、RAM、フラッシュメモリなどの低レイテンシ型不揮発性メモリ、ROMといった電子データストレージが挙げられる。セットトップボックス880はまた、WLANネットワークインターフェース896を介してWLANとの接続を支持してもよい。
図8Gに示すように、本発明の実施形態はメディアプレーヤー872の一部であってもよい。本発明の実施例は、図8Gにまとめて参照番号871で示す信号処理回路および制御回路の一方または両方、メディアプレーヤー872のWLANインターフェースおよび/または大容量データストレージであってもよい。実施例によっては、メディアプレーヤー872は、ディスプレイ876および/またはキーパッドやタッチパッドといったユーザ入力部877を備えるとしてもよい。実施例によっては、メディアプレーヤー872は、ディスプレイ876および/またはユーザ入力部877を介して、メニュー、ドロップダウンメニュー、アイコンおよび/またはポイントアンドクリックのインターフェースを利用するGUI(グラフィカル・ユーザ・インターフェース)を用いてもよい。メディアプレーヤー872はさらに、スピーカーおよび/または音声出力ジャックなどの音声出力部875を含む。メディアプレーヤー872の信号処理回路および/または制御回路871やほかの回路(不図示)は、データ処理、符号化および/または暗号化、演算、データのフォーマットやその他のメディアプレーヤーに関連した処理を行ってもよい。
メディアプレーヤー872は、大容量データストレージ870と通信を行ってもよい。大容量データストレージ870は、圧縮された音声および/または動画コンテンツなどのデータを格納する不揮発性メモリである。実施例によっては、圧縮音声ファイルは、MP3フォーマットなどの適切な音声および/または動画圧縮フォーマットに準拠したファイルであってもよい。大容量データストレージは、光学および/または磁気記録装置、例えばHDDおよび/またはDVDであってもよい。少なくとも1つのHDDは図8Aに示す構成を持ち、および/または、少なくとも1つのDVDは図8Bに示す構成を持つとしてもよい。HDDは、直径が約1.8インチ未満のプラッタから成るミニHDDであってもよい。メディアプレーヤー872は、メモリ873に接続されるとしてもよい。メモリ873の例としては、RAM、フラッシュメモリなどの低レイテンシ型不揮発性メモリ、ROMといった電子データストレージが挙げられる。また、メディアプレーヤー872は、WLANネットワークインターフェース874を介してWLANとの接続を支持してもよい。
図8Hに示すように、本発明の実施形態はアンテナ839を備えたVoIP(Voice over Internet Protocol)フォン883の一部であってもよい。本発明の実施例は、図8Hにまとめて参照番号882で示す信号処理回路および制御回路の一方または両方、VoIPフォン883の無線インターフェースおよび/または大容量データストレージであってもよい。実施例によっては、VoIPフォン883は、マイクロフォン887、スピーカーおよび/または音声出力ジャックなどの音声出力部889、ディスプレイモニタ891、キーパッド、ポインティングデバイス、音声駆動システムなどの入力デバイス892およびWi−Fi(Wireless Fidelity)通信モジュール886を備える。VoIPフォン883の信号処理回路および/または制御回路882やほかの回路(不図示)は、データ処理、符号化および/または暗号化、演算、データのフォーマットやその他のVoIPフォンに関連した処理を行ってもよい。
VoIPフォン883は、不揮発性メモリである大容量データストレージ881と通信を行ってもよい。大容量データストレージ881は、光学および/または磁気記録装置、例えばHDDおよび/またはDVDであってもよい。少なくとも1つのHDDは図8Aに示す構成を持ち、および/または、少なくとも1つのDVDは図8Bに示す構成を持つとしてもよい。HDDは、直径が約1.8インチ未満のプラッタから成るミニHDDであってもよい。VoIPフォン883は、メモリ885に接続されるとしてもよい。メモリ885の例としては、RAM、フラッシュメモリなどの低レイテンシ型不揮発性メモリ、ROMといった電子データストレージが挙げられる。また、VoIPフォン883は、Wi−Fi通信モジュール886を介して、VoIPネットワーク(不図示)と通信リンクを確立する。上記以外の実施例も可能である。
以上に本発明の実施形態を挙げたが、説明のための例にすぎない。上述の説明はすべての実施形態を網羅しているわけではなく、説明した実施形態に本発明を限定するものでもない。上記教示内容を基に多くの変形例を実施することができる。また、例として挙げた実施形態は本発明の内容を説明する上で最適なものが選ばれ、上記実施形態を実際に利用することによって、当業者は本発明の最良の実施形態および変形例を達成し、所望の方法で利用することができる。
Claims (22)
- 集積回路であって、
クリスタルを駆動するゲイン素子、
前記ゲイン素子の出力部における信号のDCレベルを調整するDC制御ループ、
前記ゲイン素子の前記出力部における前記信号の振幅を調整する振幅制御ループ
を含む集積回路。 - 前記ゲイン素子の入力部は前記クリスタルの第1ノードに応答し、前記クリスタルの第2ノードは前記ゲイン素子の前記出力部に応答する
請求項1に記載の集積回路。 - 前記DC制御ループは増幅器を有し、当該増幅器は前記ゲイン素子の前記出力部が生成する信号とバイアス電圧を比較し、前記比較の結果に基づいて出力を行う
請求項1に記載の集積回路。 - 前記ゲイン素子の前記出力部における前記信号の前記DCレベルは、当該集積回路が受信する2つの供給電圧の間に収まるように調整される
請求項3に記載の集積回路。 - 前記振幅制御ループは振幅測定回路を備え、当該振幅測定回路は前記ゲイン素子の前記入力部での前記信号の振幅を測定する
請求項1に記載の集積回路。 - 前記振幅制御ループはさらに比較器を備え、当該比較器は前記ゲイン素子の前記出力部における前記信号の前記振幅の前記測定結果と高しきい値および低しきい値を比較し、当該比較の結果に応じた信号を供給する
請求項5に記載の集積回路。 - 前記振幅制御ループはさらにカウンタを備え、当該カウンタは前記比較器が供給する前記信号に応じて出力値を増加、減少または維持する
請求項6に記載の集積回路。 - 前記ゲイン素子の前記出力部が生成する信号の前記DCレベルに基づいて、前記ゲイン素子の入力部における信号のDCレベルが決まる
請求項1に記載の集積回路。 - 前記ゲイン素子の前記出力部における前記信号の前記DCレベルは、少なくとも1つのレジスタを用いて前記ゲイン素子の前記入力部にDC接続されている
請求項8に記載の集積回路。 - 第1オシレータ信号を生成する方法であって、
共振素子を駆動して前記第1オシレータ信号を生成すること、
前記第1オシレータ信号のDCレベルを調整すること、
前記第1オシレータ信号の振幅を調整すること
を含む方法。 - 前記共振素子に駆動信号を供給することによって前記共振素子を駆動し、当該駆動信号は前記共振素子に基づいて決まる
請求項10に記載の方法。 - 前記駆動信号をゲイン回路に供給すること
をさらに含む請求項11に記載の方法。 - 前記第1オシレータ信号とバイアス電圧を比較し、前記比較の結果に基づいて出力を行うことによって、前記第1オシレータ信号の前記DCレベルを調整すること
をさらに含む請求項10に記載の方法。 - 前記第1オシレータ信号の前記DCレベルを調整して、前記集積回路が受信する2つの供給電圧の間に収まるようにすること
をさらに含む請求項13に記載の方法。 - 第2オシレータ信号の振幅を測定すること、
前記第2オシレータ信号の前記振幅の測定値を供給すること
をさらに含む請求項10に記載の方法。 - 前記第2オシレータ信号の前記振幅の前記測定値を高しきい値および低しきい値と比較すること、
前記比較の結果に応じた信号を供給すること
をさらに含む請求項15に記載の方法。 - 前記第2オシレータ信号の前記振幅が前記高しきい値よりも大きい場合、出力値を減少させること、
前記第2オシレータ信号の前記振幅が前記高しきい値未満且つ前記低しきい値より大きい場合、前記出力値を維持すること、
前記第2オシレータ信号の前記振幅が前記低しきい値未満の場合、前記出力値を増加させること
をさらに含む請求項16に記載の方法。 - 前記出力値に応じてバイアス電流を生成すること
をさらに含む請求項17に記載の方法。 - 前記バイアス電流を、前記共振素子を駆動するゲイン回路に供給すること
をさらに含む請求項18に記載の方法。 - 前記第1オシレータ信号の前記DCレベルに基づき、前記第2オシレータ信号の前記DCレベルを設定すること
をさらに含む請求項10に記載の方法。 - 前記第1オシレータ信号の前記DCレベルをDC接続して前記第2オシレータ信号の前記DCレベルを生成すること
をさらに含む請求項20に記載の方法。 - 集積回路であって、
共振素子を駆動するゲイン素子、
前記ゲイン素子の出力部における信号のDCレベルを調整するDC制御ループ、
前記ゲイン素子の前記出力部における前記信号の振幅を調整する振幅制御ループ
を備える集積回路。
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