JP2009201281A - インバータ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】誘導性負荷の回生電流に起因する過大電圧を低減する。
【解決手段】動作停止時に誘導性負荷に起因して発生する平滑コンデンサ２の端子間電圧の跳ね上がりを低減する跳ね上がり低減回路３として、スイッチングトランジスタ４Ａ，４Ｃ，４Ｅと平滑コンデンサ２との間に備えられた帰還ダイオード３ｂ付のスイッチングトランジスタ３ａを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、インバータ回路に関する。

下記特許文献１には、電力変換回路として周知のインバータ回路が開示されている。このインバータ回路は、外部の直流電源から供給された直流電力を交互にＯＮ/ＯＦＦするスイッチング素子でスイッチングすることにより所定周波数の交流電力に変換する電力変換器であり、入力端に上記直流電力を充放電する平滑コンデンサが設けられている。すなわち、インバータ回路は、直流電源から供給される直流電力及び当該直流電力を補うように平滑コンデンサから供給される放電電力をスイッチングすることにより交流電力を出力する。
特開２００６−０４２４５９号公報

ところで、上記従来のインバータ回路は、平滑コンデンサの放電による感電を防止することを目的とするものであり、平滑コンデンサの保護について何ら配慮されていない。すなわち、インバータ回路は主にモータを駆動する用途に用いられるが、モータのような誘導性負荷をインバータで駆動した場合には、インバータ回路の動作を停止させて全てのスイッチング素子を開状態とすると、誘導性負荷から回生してきた電流が平滑コンデンサに流れ込むために、平滑コンデンサの端子間電圧が過渡的に大きくなり、この過大な端子間電圧によって平滑コンデンサが内部インピーダンスが増大する等の劣化あるいは破損する虞がある。

本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、誘導性負荷の回生電流に起因する平滑コンデンサの過大電圧を低減することを目的とするものである。

上記目的を達成するために、本発明では、第１の解決手段として、動作停止時に誘導性負荷に起因して発生する平滑コンデンサの端子間電圧の跳ね上がりを低減する跳ね上がり低減回路を備える、という手段を採用する。

第２の解決手段として、上記第１の手段において、跳ね上がり低減回路は、スイッチング素子と平滑コンデンサとの間に備えられた帰還ダイオード付のスイッチング素子である、という手段を採用する。

第３の解決手段として、上記第１の手段において、跳ね上がり低減回路は、前記跳ね上がり低減回路は、スイッチング素子と平滑コンデンサとの間に備えられたインダクタと抵抗との直列回路及び当該直列回路に並列接続されたスイッチング素子とからなる、という手段を採用する。

第４の解決手段として、上記第１の手段において、跳ね上がり低減回路は、前記跳ね上がり低減回路は、スイッチング素子と平滑コンデンサとの間に備えられたインダクタと抵抗との直列回路及び当該直列回路に並列接続されたダイオードからなる、という手段を採用する。

本発明によれば、跳ね上がり低減回路を設けたので、誘導性負荷の回生電流に起因する平滑コンデンサの過大電圧を低減することが可能である。そして、この結果として、インバータ回路の信頼性や耐久性を向上させることができる。
例えば跳ね上がり低減回路がスイッチング素子と平滑コンデンサとの間に備えられた帰還ダイオード付のスイッチング素子である場合は帰還ダイオードの電圧降下分だけ、跳ね上がり低減回路がスイッチング素子と平滑コンデンサとの間に備えられたインダクタと抵抗との直列回路及び当該直列回路に並列接続されたスイッチング素子あるいはダイオードとからなる場合は直列回路の電圧降下分だけ、誘導性負荷の回生電流に起因して平滑コンデンサの端子間に発生する電圧を低減することが可能である。

以下、図面を参照して、本発明の実施形態について説明する。
〔第１実施形態〕
図１は、第１実施形態に係るインバータ回路Ａの構成を示す回路図である。この図に示すように、本インバータ回路Ａは、一対の入力端子１Ａ，１Ｂ，平滑コンデンサ２、跳ね上がり低減回路３、６個のスイッチングトランジスタ４Ａ〜４Ｆ（スイッチング素子）、３つの出力端子５Ａ〜５Ｃを備えている。なお、この図では、スイッチングトランジスタ３Ａ〜３Ｆの制御系については周知のものであり、省略している。

入力端子１Ａ，１Ｂは、本インバータ回路Ａに直流電力を入力するための一対の接続端子であり、一方の入力端子１Ａは外部の直流電源Ｐの正極端に接続され、他方の入力端子１Ｂは上記直流電源Ｐの負極端に接続されている。平滑コンデンサ２は、一端が上記一方の入力端子１Ａに接続され、他端が他方の入力端子１Ｂに接続されている。

跳ね上がり低減回路３は、上記平滑コンデンサ２の一端とスイッチングトランジスタ４Ａ〜４Ｆとの間に備えられた回路であり、一端が平滑コンデンサ２の一端に、また他端がスイッチングトランジスタ４Ａ，４Ｃ，４Ｅのコレクタ端子に接続されている。すなわち、この跳ね上がり低減回路３は、スイッチングトランジスタ３ａのコレクタ端子に帰還ダイオード３ｂのカソード端子が接続され、かつ、スイッチングトランジスタ３ａのエミッタ端子に帰還ダイオード３ｂのアノード端子が接続された帰還ダイオード付のスイッチングトランジスタである。
なお、このような跳ね上がり低減回路３のスイッチングトランジスタ３ａは、図示しない制御系により本インバータ回路Ａが動作中にある場合はＯＮ状態とされ、動作を停止するとＯＦＦ状態とされる。

６個のスイッチングトランジスタ４Ａ〜４Ｆは、図示するように互いに並列接続されると共に直流電源Ｐに対して直列接続される第１〜第３のスイッチングアームを構成している。すなわち、６個のスイッチングトランジスタ４Ａ〜４Ｆのうち、スイッチングトランジスタ４Ａとスイッチングトランジスタ４Ｂとは第１のスッチングアームを、スイッチングトランジスタ４Ｃとスイッチングトランジスタ４Ｄとは第２のスッチングアームを、またスイッチングトランジスタ４Ｅとスイッチングトランジスタ４Ｆとは第３のスッチングアームをそれぞれ構成している。なお、このような６個のスイッチングトランジスタ４Ａ〜４Ｆは、跳ね上がり低減回路３のスイッチングトランジスタ３ａと同様に帰還ダイオード付のスイッチングトランジスタである。

第１のスッチングアームを構成するスイッチングトランジスタ４Ａ及びスイッチングトランジスタ４Ｂのうち、スイッチングトランジスタ４Ａは、コレクタ端子が上記跳ね上がり低減回路３の他端に、エミッタ端子がスイッチングトランジスタ４Ｂのコレクタ端子に、ベース端子が図示しない制御系の出力端にそれぞれ接続され、スイッチングトランジスタ４Ｂは、コレクタ端子が上述したようにスイッチングトランジスタ４Ａのエミッタ端子に、エミッタ端子が他方の入力端１Ｂに、ベース端子が図示しない制御系の出力端にそれぞれ接続されている。このような第１のスッチングアームにおいて、スイッチングトランジスタ４Ａのエミッタ端子とスイッチングトランジスタ４Ｂのコレクタ端子との接続点は、第１のスッチングアームの出力端である。

第２のスッチングアームを構成するスイッチングトランジスタ４Ｃ及びスイッチングトランジスタ４Ｄのうち、スイッチングトランジスタ４Ｃは、コレクタ端子が上記跳ね上がり低減回路３の他端に、エミッタ端子がスイッチングトランジスタ４Ｄのコレクタ端子に、ベース端子が図示しない制御系の出力端にそれぞれ接続され、スイッチングトランジスタ４Ｄは、コレクタ端子が上述したようにスイッチングトランジスタ４Ｃのエミッタ端子に、エミッタ端子が他方の入力端１Ｂに、ベース端子が図示しない制御系の出力端にそれぞれ接続されている。このような第２のスッチングアームにおいて、スイッチングトランジスタ４Ｃのエミッタ端子とスイッチングトランジスタ４Ｄのコレクタ端子との接続点は、第２のスッチングアームの出力端である。

第３のスッチングアームを構成するスイッチングトランジスタ４Ｅ及びスイッチングトランジスタ４Ｆのうち、スイッチングトランジスタ４Ｅは、コレクタ端子が上記跳ね上がり低減回路３の他端に、エミッタ端子がスイッチングトランジスタ４Ｆのコレクタ端子に、ベース端子が図示しない制御系の出力端にそれぞれ接続され、スイッチングトランジスタ４Ｆは、コレクタ端子が上述したようにスイッチングトランジスタ４Ｅのエミッタ端子に、エミッタ端子が他方の入力端１Ｂに、ベース端子が図示しない制御系の出力端にそれぞれ接続されている。このような第３のスッチングアームにおいて、スイッチングトランジスタ４Ｅのエミッタ端子とスイッチングトランジスタ４Ｆのコレクタ端子との接続点は、第３のスッチングアームの出力端である。

各スイッチングトランジスタ４Ａ〜４Ｆのベース端子には、図示しない制御系の出力端から制御信号としてのＰＷＭ信号が入力される。第１〜第３のスイッチングアームは、各スイッチングトランジスタ４Ａ〜４Ｆが上記ＰＷＭ信号に基づいてＯＮ/ＯＦＦすることにより、各出力端に互いに位相差が１２０°となる三相交流電力を出力する。

３つの出力端子４Ａ〜４Ｃは、上記三相交流電力を外部に出力するための接続端子である。各出力端子４Ａ〜４Ｃのうち、第１の出力端子４Ａは上記第１のスッチングアームの出力端に、第２の出力端子４Ｂは上記第２のスッチングアームの出力端に、また第３の出力端子４Ｃは上記第３のスッチングアームの出力端にそれぞれ接続されている。このような各出力端子４Ａ〜４ＣはモータＬにそれぞれ接続されおり、当該モータＬに上記三相交流電力を供給する。モータＬは、本インバータ回路Ａによって回転駆動される負荷である。

次に、このように構成された本インバータ回路Ａの特徴的作用・効果について図２をも参照して詳しく説明する。

本インバータ回路Ａは、動作中においては、跳ね上がり低減回路３のスイッチングトランジスタ３ａがＯＮ状態とされると共に、第１〜第３のスイッチングアームを構成する６個の各スイッチングトランジスタ４Ａ〜４ＦはＰＷＭ信号によってＰＷＭ制御される。すなわち、本インバータ回路Ａは、直流電源Ｐから供給された直流電力を第１〜第３のスイッチングアームによって三相交流電力変換してモータＬ（負荷）に供給する。このモータＬは、周知のようにインダクタンス成分を主とする誘導性負荷である。

そして、本インバータ回路Ａは、動作停止する場合には、跳ね上がり低減回路３のスイッチングトランジスタ３ａがＯＦＦ状態とされると共に、第１〜第３のスイッチングアームを構成する６個の各スイッチングトランジスタ４Ａ〜４ＦへのＰＷＭ信号の供給が停止されて、全てのスイッチングトランジスタ４Ａ〜４ＦがＯＦＦ状態となる。

図２は、このような本インバータ回路Ａの動作停止時における平滑コンデンサ２の端子間電圧を示す波形図である。本インバータ回路Ａが動作停止すると平滑コンデンサ２の端子間電圧はリーク電流等によって徐々に低下するが、本インバータ回路Ａの動作停止時においては、モータＬからスイッチングトランジスタ４Ａ，４Ｃ，４Ｅの帰還ダイオード及び跳ね上がり低減回路３の帰還ダイオード３ｂを介して平滑コンデンサ２に流れ込む回生電流によって、図示するように過渡的に上昇する。

しかしながら、本インバータ回路Ａでは、跳ね上がり低減回路３が設けられているので、図２に実線で示すように、跳ね上がり低減回路３の帰還ダイオード３ｂの順方向電圧降下分（例えば、帰還ダイオード３ｂがシリコンダイオードの場合は０．６ボルト程度）だけ低減されるので、これによって平滑コンデンサ２の劣化や破損を防止することができる。そして、この結果として、本インバータ回路Ａの信頼性や耐久性を向上させることができる。従来のインバータ回路では跳ね上がり低減回路３が設けられていないので、破線で示すように帰還ダイオード３ｂの順方向電圧降下分だけ高い電圧が平滑コンデンサ２に印加され、これによって平滑コンデンサ２の劣化や破損が起こり易い。

〔第２実施形態〕
図３は、第２実施形態に係るインバータ回路Ｂの構成を示す回路図である。
図１と比較するとわかるように、このインバータ回路Ｂは、上記第１実施形態のインバータ回路Ａにおける跳ね上がり低減回路３の帰還ダイオード３ｂをインダクタ３ｃと抵抗器３ｄとの直列回路に置き換えた跳ね上がり低減回路３’を備えている。このようなインバータ回路Ｂにおいては、上記直列回路によって回生電流に起因する電圧降下が発生する分、平滑コンデンサ２の端子電圧の上昇が低減されるので、平滑コンデンサ２の劣化や破損を防止することができる。

〔第３実施形態〕
図４は、第３実施形態に係るインバータ回路Ｃの構成を示す回路図である。図３と比較するとわかるように、このインバータ回路Ｃは、上記第２実施形態のインバータ回路Ｂにおける跳ね上がり低減回路３のスイッチングトランジスタ３ａをダイオード３ｅに置き換えた跳ね上がり低減回路３”を備えている。このようなインバータ回路Ｃにおいても、上記第２実施形態のインバータ回路Ｂと同様にインダクタ３ｃと抵抗器３ｄとの直列回路によって回生電流に起因する電圧降下が発生する分、平滑コンデンサ２の端子電圧の上昇が低減されるので、平滑コンデンサ２の劣化や破損を防止することができる。
また、このインバータ回路Ｃでは、動作停止して全てのスイッチングトランジスタ４Ａ〜４ＦがＯＦＦ状態となると、ダイオード３ｅが自動的にＯＦＦ状態となるので、跳ね上がり低減回路３”を制御系から制御する必要がないというメリットがある。

以上、本発明の各実施形態について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、例えば以下のような変形例が考えられる。
（１）上記実施形態では三相交流を出力するインバータ回路Ａについて説明したが、本発明は、インバータ回路Ａに限定されるものではない。本発明は、三相交流以外の交流電力を出力するインバータ回路にも適用可能である。

（２）上記実施形態では、跳ね上がり低減回路３、３’、３”を構成する帰還ダイオード３ｂあるいはインダクタ３ｃと抵抗器３ｄとの直列回路の電圧降下を利用して回生電流に起因する平滑コンデンサ２の端子電圧の上昇を低減させたが、このような電圧降下を発生させるための回路は、上記各実施形態に限定されない。

本発明の第１実施形態に係わるインバータ回路Ａの構成を示す回路図である。 本発明の第１実施形態に係わるインバータ回路Ａの動作停止時における平滑コンデンサ２の端子間電圧を示す波形図である。 本発明の第２実施形態に係わるインバータ回路Ｂの構成を示す回路図である。 本発明の第３実施形態に係わるインバータ回路Ｃの構成を示す回路図である。

符号の説明

Ａ〜Ｃ…インバータ回路、１Ａ，１Ｂ…入力端子、２…平滑コンデンサ、３，３’，３”…跳ね上がり低減回路、３ａ…スイッチングトランジスタ、３ｂ…帰還ダイオード、３ｃ…インダクタ、３ｄ…抵抗器、３ｅ…ダイオード、４Ａ〜４Ｆ…スイッチングトランジスタ、５Ａ〜５Ｃ…出力端子、Ｐ…直流電源、Ｌ…モータ（負荷）

Claims (4)

1. 動作停止時に誘導性負荷に起因して発生する平滑コンデンサの端子間電圧の跳ね上がりを低減する跳ね上がり低減回路を備えることを特徴するインバータ回路。
2. 前記跳ね上がり低減回路は、スイッチング素子と平滑コンデンサとの間に備えられた帰還ダイオード付のスイッチング素子であることを特徴する請求項１記載のインバータ回路。
3. 前記跳ね上がり低減回路は、スイッチング素子と平滑コンデンサとの間に備えられたインダクタと抵抗との直列回路及び当該直列回路に並列接続されたスイッチング素子とからなることを特徴する請求項１記載のインバータ回路。
4. 前記跳ね上がり低減回路は、スイッチング素子と平滑コンデンサとの間に備えられたインダクタと抵抗との直列回路及び当該直列回路に並列接続されたダイオードからなることを特徴する請求項１記載のインバータ回路。
   

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