JP2009033824A

JP2009033824A - 充電装置

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Publication number: JP2009033824A
Application number: JP2007193326A
Authority: JP
Inventors: Koji Umetsu; 浩二梅津
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2007-07-25
Filing date: 2007-07-25
Publication date: 2009-02-12
Anticipated expiration: 2027-07-25
Also published as: JP4380747B2; CN101355263B; TW200908508A; US20090027011A1; CN101355263A; US8098052B2; TWI392194B

Abstract

【課題】充電終了検出時の電流値をより大きな値として充電終了検出のための構成を安価とし、また、検出精度を高くする。
【解決手段】電源回路の出力によって、定電流定電圧方式で２次電池ＢＡＴを充電する。定電流制御を行うための抵抗Ｒ２１と直列に充電終了検出用抵抗Ｒ２２を接続する。抵抗Ｒ２１およびＲ２２の直列接続で生じる電圧Ｖ２１２２が充電終了検出電圧として使用される。充電終了検出電流Ｉｓの値が小さい場合でも、検出電圧Ｖ２１２２が比較的大きな値となり、検出電圧Ｖ２１２２および基準電圧ＲＥＦ２と比較するために安価なコンパレータを使用でき、検出を高精度で行うことが可能となる。
【選択図】図４

Description

この発明は、二次電池の電池パックを充電する充電装置に関する。

従来から商用電源によって２次電池を充電する充電装置が知られている。この発明の発明者は、先に、充電装置としては、下記の特許文献１に記載のものを提案している。

特許第３４３０２６４号（特開平６−１４４７３号公報）

図１は、特許文献１に記載の充電装置と同様の構成を示す。商用の交流（以下、ＡＣと適宜称する）電源が入力フィルタ１および整流回路２によって、ＤＣ電源へ変換される。パルス幅変調制御回路３、トランジスタＱ１、トランスＴ１によってスイッチング電源が構成される。スイッチング素子としてのトランジスタＱ１がパルス幅変調制御回路３の出力パルスによって例えば１００ｋHzでもってスイッチング動作を行う。トランスＴ１の３次巻線Ｎ３に接続されたダイオードＤ１およびコンデンサＣ１の整流出力がパルス幅変調制御回路３の電源として供給される。

１次巻線Ｎ１に流れる電流をトランジスタＱ１が制御し、２次巻線Ｎ２および３次巻線Ｎ３に電力が誘起される。２次巻線Ｎ２から誘起された電圧をダイオードＤ２およびコンデンサＣ２で整流し、整流出力Ｖｏが得られる。整流出力ＶｏがＦＥＴ−Ｆ１、ＦＥＴ−Ｆ２およびトランジスタＴｒ１等で構成されるスイッチ部４を介して出力端子５ａ（＋側）および５ｂ（−側）に取り出される。

出力端子５ａおよび５ｂに２次電池例えばリチウムイオン２次電池ＢＡＴが接続されている。２次電池ＢＡＴは、充電装置に対して装着／離脱可能に取り付けられる。２次電池ＢＡＴが装着／離脱を検出するスイッチＳＷが設けられている。２次電池ＢＡＴが装着されると、スイッチＳＷがオンし、２次電池ＢＡＴが装着されたことを示すＬ（ローレベルを意味する。以下同様）の検出信号Ｂａｔｔがマイクロコンピュータで構成されるコントローラ１１に供給される。

また、整流出力Ｖｏが抵抗Ｒ７および抵抗Ｒ８によって抵抗分圧されてオペアンプＡＭＰ１のー端子に入力される。一方、オペアンプＡＭＰ１の＋端子には基準電圧ＲＥＦ１が入力されており、基準電圧ＲＥＦ１と出力電圧Ｖｏと比較され、基準電圧との誤差信号がダイオードＤ３を介してホトカプラＰＨ１に供給される。

ホトカプラＰＨ１の２次側から１次側に伝達された誤差信号がパルス幅変調制御回路３に供給され、パルス幅変調制御回路３によって、トランジスタＱ１の出力パルスのＯＮ期間を制御して、２次側への電力を制御し、２次側の基準電圧により設定された出力電圧が取り出されるように制御される。

また，出力（充電）電流Ｉｏが抵抗Ｒ２によって検出される。抵抗Ｒ２の負荷側（出力側）端子が抵抗Ｒ５を介してオペアンプＡＭＰ２の−端子に供給される。また、オペアンプＡＭＰ２の＋端子には、基準電圧ＲＥＦ１を抵抗Ｒ４とＲ６とで分圧した電圧が供給され、オペアンプＡＭＰ２の＋端子の電圧を上昇させている。

出力電流Ｉｏが流れることによって、抵抗Ｒ２に出力電流Ｉｏによる電圧降下が生じる。その結果、抵抗Ｒ４とＲ６とで抵抗分圧された電圧が下降する。さらに、出力電流Ｉｏが増加すると、オペアンプＡＭＰ２の＋端子がさらに電圧降下する。オペアンプＡＭＰ２の＋端子は、その−端子と同電圧以下になることによって、オペアンプＡＭＰ２の出力信号がＨ（ハイレベルを意味する。以下同様）からＬに変化する。

オペアンプＡＭＰ２の出力信号がダイオードＤ４およびホトカプラＰＨ１を介してパルス幅変調制御回路３に供給され、電圧制御と同様に、１次側のパルス幅変調回路３によって電力制御が行われる。すなわち、抵抗Ｒ２に流れる電流量によってオペアンプＡＭＰ２の＋端子が電圧降下してその−端子と比較され、抵抗Ｒ２に生じる電圧を一定に制御するように、出力電流量が制御される。このように、出力電流が一定値に制御される。

コントローラ１１に対しては、出力電圧Ｖｏをレギュレータ１２によって安定化した所定の電圧が電源電圧として供給される。また、コントローラ１１に対して充電動作の状態を表すための表示部としてのＬＥＤ(Light Emitting Diode)１３が接続されている。

スイッチ部４は、コントローラ１１が出力するドライブパルス信号ＤＲ１，ＤＲ２，ＤＲ３によって駆動される。２次電池ＢＡＴの装着を検出信号Ｂａｔｔによってコントローラ１１が検出すると、充電動作が開始され、電池電圧Ｖｂａｔｔを監視しながら所定の充電動作がなされる。

上述した充電装置は、定電流充電と定電圧充電とを組合せたＣＣ・ＣＶ(Constant Current Constant Voltage:定電流定電圧)充電方式でもって２次電池ＢＡＴを充電する。図２は、上述した充電装置の出力特性を示す。横軸が充電電流であり、縦軸が充電電圧である。充電装置は、先ず、例えば１．０Ａの定電流制御の動作を行い、次に、出力電圧例えば４．２Ｖの定電圧制御の動作を行う。充電当初の初期充電モードでは、初期充電電流Ｉｆによる充電がなされる。電圧が急速切替電圧例えば２．７Ｖに達すると、急速充電モードに切り替わる。

図３は、充電時の充電電圧および充電電流の時間変化（充電カーブ）を示す。例えば電池電圧が定電圧制御電圧（例えば４．２Ｖ）以下の領域では、定電流制御が行われ、一定の電流（例えば１．０Ａ）によって定電流充電を行う。充電によって電池電圧（内部起電力）が上昇し、電池電圧が４．２Ｖに達すると、充電装置が定電圧制御の動作に切り換わり、次第に充電電流が減少する。そして、充電電流が設定された充電終了検出値Ｉｓに達したことを検出すると、充電終了が検出される。この時点からフロートタイマーを開始してタイムアウトまで充電して電池への充電を停止する。充電終了が検出された時点からも多少の容量の増加が可能なためにフロートタイマーを使用して充電がなされる。

図１の構成において、定電流充電を行っている場合では、オペアンプＡＭＰ２の出力がダイオードＤ４を経由してフォトカプラＰＨ１に供給され、出力電流が定電流となるように電源が制御される。定電圧充電を行っている場合では、オペアンプＡＭＰ１の出力がダイオードＤ３を経由してフォトカプラＰＨ１に供給され、オペアンプＡＭＰ１の出力によって出力電圧Ｖｏが所定の電圧となるように電源が制御される。図１の構成における電流検出抵抗Ｒ２の負荷側の一端がコンパレータ６の−端子に接続され、その他端が基準電圧ＲＥＦ２の−側に接続され、基準電圧ＲＥＦ２の＋側がコンパレータ６の＋端子に接続される。抵抗Ｒ２によって充電電流が電圧へ変換され、その電圧が基準電圧ＲＥＦ２と比較される。充電電流が減少すると、コンパレータ６の＋端子の基準電圧の方がその−端子の検出電圧より大となり、コンパレータ６の出力Ｃｓが反転する。コンパレータ６の出力Ｃｓがコントローラ１１に供給され、コントローラ１１が充電終了を検出する。

このように充電終了を検出する従来の充電装置は、充電終了検出用の基準電圧ＲＥＦ２を設ける必要があり、また、充電終了検出用のコンパレータ６として、オフセット電圧の小さい高精度オフセットのコンパレータを使用する必要があり，高価な部品を必要とする問題があった。

また、下記の特許文献２にも、同様の充電装置が記載されている。

特開２００７−２０２９９号公報

特許文献２に記載の構成においては、充電電流が減少し、ある設定値以下になると、充電電流検出抵抗値をより抵抗値が大きくなるように切り換えて、電流の検出感度を高くする方法が提案されている。この場合、抵抗値を切り換える切り換えスイッチを設ける必要があり、そのスイッチに例えばＦＥＴ素子を使用すると、抵抗値のかなり小さなＦＥＴを選択することが必要となり、高価なＦＥＴを必要とする問題があった。

したがって、この発明の目的は、充電終了を検出するための構成として高価な素子或いは切り換えスイッチを必要とせず、ローコストに構成することができる充電装置を提供することにある。

上述した課題を解決するために、この発明は、交流入力を直流出力に変換する電源回路により２次電池を充電し、電源回路の出力特性が定電流制御および定電圧制御特性とされた充電装置であって、
定電流制御検出用第１の抵抗と、充電終了を検出する充電終了検出用第２の抵抗とが直列に充電電流の電流路に挿入され、
第１の抵抗に発生する第１の検出電圧によって定電流制御を行い、
第１の抵抗および第２の抵抗の直列抵抗に発生する第２の検出電圧をコンパレータにて基準電圧と比較し、第２の検出電圧が基準電圧より小となることを充電終了として検出するようにした充電装置である。

この発明では、充電終了時の電流検出値を大きくすることが可能となり、オフセットの小さい高価なコンパレータを使用する必要がなく、ローコストな構成を実現でき、また、基準電圧ＲＥＦ２の設定も容易とできる。

また、この発明は、定電流制御用の検出抵抗と充電終了検出用抵抗とを直列に接続するので、内部の基準電圧値を変更することなく、各抵抗の抵抗値の設定によって、定電流制御の電流値と充電終了検出の電流値とを独立して設定することができ、電流設定に対しての設計の自由度が拡大し、設定が容易となる利点がある。

さらに、この発明は、充電終了検出用の抵抗と並列にダイオードを接続することによって、この抵抗に発生する電圧がダイオードの順方向電圧降下以上になった場合に、ダイオードを介して電流をバイパスするので、抵抗損失を低減させることができる。

以下、図４を参照しながらこの発明の一実施形態について説明する。図４に示す充電装置は、上述した図１に示す従来の充電装置を改良した構成を有し、定電流充電と定電圧充電とを組合せたＣＣ・ＣＶ(Constant Current Constant Voltage:定電流定電圧)充電方式でもって２次電池ＢＡＴを充電する。ダイオードＤ２およびコンデンサＣ２により整流された出力電圧Ｖｏがスイッチ部４を介して２次電池ＢＡＴの両端に印加される。

抵抗Ｒ７、抵抗Ｒ８、オペアンプＡＭＰ１および基準電圧ＲＥＦ１によって出力電圧Ｖｏの変動が検出され、パルス幅変調制御回路３によって、出力電圧Ｖｏが所望の電圧となるように制御される。

この発明の一実施の形態では、充電電流検出抵抗Ｒ２１に対して直列に充電終了検出抵抗Ｒ２２を接続する。また、抵抗Ｒ２２と並列で、充電電流Ｉｏに対して順方向の極性でもってダイオード例えばショットキーダイオードＤ５が接続される。

抵抗Ｒ２１が従来構成（図１）における抵抗Ｒ２に相当する。すなわち、抵抗Ｒ２１の負荷側（出力側）端子が抵抗Ｒ５を介してオペアンプＡＭＰ２の−端子に供給され、オペアンプＡＭＰ２の＋端子には、基準電圧ＲＥＦ１を抵抗Ｒ４とＲ６とで分圧した電圧が供給され、オペアンプＡＭＰ２の＋端子の電圧を上昇させている。

出力（充電）電流Ｉｏが流れることによって、抵抗Ｒ２１に出力電流による電圧降下が生じる。その結果、抵抗Ｒ４とＲ６とで抵抗分圧された電圧が下降する。さらに、出力電流Ｉｏが増加すると、オペアンプＡＭＰ２の＋端子がさらに電圧降下する。オペアンプＡＭＰ２の＋端子は、その−端子と同電圧以下になることによって、オペアンプＡＭＰ２の出力信号がＨからＬに変化する。

オペアンプＡＭＰ２の出力信号がダイオードＤ４およびホトカプラＰＨ１を介してパルス幅変調制御回路３に供給され、電圧制御と同様に、１次側のパルス幅変調回路３によって電力制御が行われる。すなわち、抵抗Ｒ２１に流れる電流量によってオペアンプＡＭＰ２の＋端子が電圧降下してその−端子と比較され、抵抗Ｒ２１に生じる電圧を一定に制御するように、出力電流量が制御される。このように、出力電流が一定値に制御される。

抵抗Ｒ２２の電源側（入力側）の一端が基準電圧ＲＥＦ２の−側と接続され、基準電圧ＲＥＦ２の＋側がコンパレータ６の＋端子に入力される。コンパレータ６の−端子が抵抗Ｒ２１の負荷側（出力側）の一端と接続される。コンパレータ６の比較出力Ｃｓがコントローラ１１に対して供給される。

出力電流Ｉｏが大きい場合には、コンパレータ６の比較出力ＣｓがＬであり、出力電流Ｉｏが設定した電流値例えば０．１Ａより小となると、コンパレータ６の比較出力がＨとなり、充電終了検出モードとなる。

スイッチ部４に含まれるトランジスタＴｒ１、ＦＥＴ−Ｆ１、ＦＥＴ−Ｆ２は、コントローラ１１から出力されるドライブ信号ＤＲ１，ＤＲ２，ＤＲ３によってそれぞれスイッチングされる。コントローラ１１には、２次電池ＢＡＴが装着されているか否かを示すスイッチＳＷの発生する検出信号Ｂａｔｔが供給される。また、直列接続されたＦＥＴ−Ｆ１およびＦＥＴ−Ｆ２の接続点から電池電圧Ｖｂａｔｔが取り出され、電池電圧Ｖｂａｔｔがコントローラ１１に対して供給される。コントローラ１１に対して充電状態を表示するＬＥＤ１３が接続されている。

コントローラ１１による充電制御について図５のフローチャートを参照して説明する。スイッチＳＷによって２次電池ＢＡＴの装着が検出されると、検出信号ＢａｔｔがＬとなり、充電動作が開始する。

ステップＳ１において、ドライブ信号ＤＲ１がＨとされてＦＥＴ−Ｆ１がＯＦＦし、ドライブ信号ＤＲ２がＬとされてＦＥＴ−Ｆ２がＯＮし、ドライブ信号ＤＲ３がＬとされてトランジスタＴｒ１がＯＮする。したがって、トランジスタＴｒ１、抵抗Ｒ１０およびＦＥＴ−Ｆ２を通じて２次電池ＢＡＴが初期充電される。初期充電モードでは、スタンバイ状態では消灯していたＬＥＤ１３が点灯される。

初期充電電流Ｉｆは、下記の式（１）で表される。式（１）において、Ｖｔｒは、トランジスタＴｒ１のエミッタ・コレクタ間電圧である。
Ｉｆ＝（Ｖｏ−Ｖｔｒ）／Ｒ１０（１）

ステップＳ２において、電池電圧Ｖｂａｔｔが所定電圧例えば２．７Ｖより大となったか否かが判定される。電池電圧Ｖｂａｔｔが所定電圧例えば２．７Ｖより大と判定されると、ステップＳ３において、急速タイマーを起動して急速充電モードへ移行する。

急速充電モード（ステップＳ４）では、ドライブ信号ＤＲ１がＬとされてＦＥＴ−Ｆ１がＯＮし、ドライブ信号ＤＲ２がＬとされてＦＥＴ−Ｆ２がＯＮし、ドライブ信号ＤＲ３がＨとされてトランジスタＴｒ１がＯＦＦする。したがって、ＦＥＴ−Ｆ１およびＦＥＴ−ＦＦ２を通じて２次電池ＢＡＴが充電される。急速充電モードでは、ＬＥＤ１３が引き続き点灯する。

急速充電モードでは、ステップＳ５において、急速タイマーが終了したか否かが判定され、急速タイマーが終了していないと判定された場合には、ステップＳ６において、充電終了が判定される。充電電流が所定値例えば０．１Ａより小となり、充電終了と判定されると、コンパレータ６の検出信号ＣｓがＨとなる。急速タイマーが終了せず、また、充電終了が検出されない場合には、ステップＳ４の急速充電モードが継続する。

ステップＳ５において、急速タイマーが終了したと判定されるか、またはステップＳ６において充電終了が検出されると、ステップＳ７の充電終了検出モードへ移行する。充電終了検出モードでは、ドライブ信号ＤＲ１がＬとされてＦＥＴ−Ｆ１がＯＮし、ドライブ信号ＤＲ２がＬとされてＦＥＴ−Ｆ２がＯＮし、ドライブ信号ＤＲ３がＨとされてトランジスタＴｒ１がＯＦＦし、フロート充電のタイマー（フロートタイマー）が起動する。したがって、ＦＥＴ−Ｆ１およびＦＥＴ−ＦＦ２を通じて２次電池ＢＡＴが充電される。充電終了検出モードにおいては、ＬＥＤ１３が消灯される。ユーザに対して充電の終了がＬＥＤ１３の消灯によって通知される。

ステップＳ８において、フロートタイマーが終了（タイムアウト）したか否かが判定される。フロートタイマーが終了したと判定されると、ステップＳ９の充電停止モードへ移行する。充電停止モードでは、ドライブ信号ＤＲ１がＨとされてＦＥＴ−Ｆ１がＯＦＦし、ドライブ信号ＤＲ２がＨとされてＦＥＴ−Ｆ２がＯＦＦし、ドライブ信号ＤＲ３がＨとされてトランジスタＴｒ１がＯＦＦする。スイッチ部４のＯＦＦによって、充電電流が遮断され、２次電池ＢＡＴに対する充電が停止する。ＬＥＤ１３は、引き続き消灯状態である。

図６Ａに示すように、電池電圧が定電圧制御電圧（例えば４．２Ｖ）以下の領域では、定電流制御が行われ、一定の充電電流（例えば１．０Ａ）によって定電流充電を行う。充電によって電池電圧（内部起電力）が上昇し、電池電圧Ｖが４．２Ｖに達すると、充電装置が定電圧制御の動作に切り換わり、次第に充電電流が減少する。そして、充電電流が設定された充電終了検出値に達したことを検出すると、充電終了が検出される。この時点からフロートタイマーを起動してタイムアウトまで充電して電池への充電を停止する。このような充電動作は、図１に示す充電装置と同様である。

図６Ｂは、充電電流検出抵抗Ｒ２１の両端電圧の変化と、充電電流検出抵抗Ｒ２１および充電終了検出抵抗Ｒ２２の直列回路（充電終了検出回路）の両端電圧の変化とを示す。一例として、Ｒ２１＝０．１Ω、Ｒ２２＝０．９Ω、急速充電電流Ｉｃ＝１．０Ａ、充電終了の電流Ｉｓ＝０．１Ａとする。

充電電流が１．０Ａ一定の定電流制御の期間では、抵抗Ｒ２１で（検出電圧Ｖ２１＝Ｉｃ×Ｒ２１＝１．０Ａ×０．１Ω＝０．１Ｖ）の電圧降下が生じる。この０．１ＶがオペアンプＡＭＰ２の＋端子に入力される基準電圧と同一電圧となっており、抵抗Ｒ２１に充電電流１．０Ａが流れて、オペアンプＡＭＰ２の＋端子が降下し、オペアンプＡＭＰ２の−端子と同一電位となって、充電電流１．０Ａを一定にするように電力制御が行われる。

また、この時に抵抗Ｒ２１およびＲ２２の直列回路で生じる電圧降下（検出電圧Ｖ２１２２＝Ｉｃ×（Ｒ２１＋Ｒ２２）＝１．０Ａ×（０．１＋０．９）Ω＝１．０Ｖ）となる。この電圧は、基準電圧ＲＥＦ２の−端子側に供給されている。抵抗Ｒ２１とＲ２２の直列抵抗間に生じる検出電圧Ｖ２１２２がコンパレータ６にて基準電圧ＲＥＦ２と比較される。抵抗直列回路は、抵抗Ｒ２１と比較して抵抗値が大となるので、検出電圧Ｖ２１２２が検出電圧Ｖ２１より大となる。定電流充電では、コンパレータ６の出力ＣｓがＬである。

定電流充電から定電圧充電に移行すると、充電電流が徐々に減少し、検出電圧Ｖ２１２２が低下する。充電電流が充電終了電流Ｉｓ＝０．１Ａ以下になると、（Ｖ２１２２＝０．１Ａ×（０．１＋０．９）Ω＝０．１Ｖ）となる。この電圧と同一電圧がコンパレータ６の＋端子側に接続されている基準電圧ＲＥＦ２となる。この場合、コンパレータ６の出力がＬからＨに変化する。コントローラ１１がコントローラ６の出力がＬからＨに変化したと判断すると、充電終了検出モードの動作に移行する。

ここで、図１に示す従来の充電装置において、定電流Ｉｃおよび充電終了電流Ｉｓを抵抗Ｒ２で検出する場合について、上述した条件と同一で検討する。抵抗Ｒ２＝Ｒ２１＝０．１Ωとし、抵抗Ｒ２における電圧降下をＶ２とする。充電終了時の電流値Ｉｓ＝Ｖ２／Ｒ２であるので、（Ｖ２＝Ｉｓ×Ｒ２＝０．１Ａ×０．１Ω＝０．０１Ｖ）となる。

この電圧値は、上述したこの発明の一実施の形態における電圧値Ｖ２１２２＝０．１Ｖと比較すると、１／１０の値である。このことは、充電終了検出用の基準電圧ＲＥＦ２を非常に小さく設定することが必要とされ、コンパレータ６として、オフセット電圧の小さい高精度オフセットのコンパレータを使用する必要があり，高価な部品を必要とする。この発明の一実施の形態は、かかる問題を解決することができ、充電終了検出の精度を高くすることができる。

さらに、この発明の一実施の形態では、ショットキーダイオードＤ５を抵抗Ｒ２２と並列に接続しているので、抵抗Ｒ２２における電力損失を低減することができる。図６Ｂに示す検出電圧Ｖ２１２２は、ショットキーダイオードＤ５を接続していない場合のものであり、定電流制御時にＶ２１２２＝０．９Ｖである。ショットキーダイオードＤ５の順方向電圧降下Ｖｆは、例えば０．４Ｖであり、図７に示すように、ショットキーダイオードＤ５によって検出電圧Ｖ２１２２が０．４Ｖ以下に抑えられる。その結果、抵抗Ｒ２２における損失を１／２以下へ減少させることができる。なお、ショットキーダイオード以外のダイオードを使用しても良いが、順方向電圧降下がなるべく小さいことが損失を抑える点で好ましい。

上述したこの発明の一実施の形態は、下記の効果を奏する。
１）定電流制御のための電流検出抵抗Ｒ２１に対して直列に抵抗Ｒ２２を接続し、この直列回路の抵抗（Ｒ２１＋Ｒ２２）に発生する電圧をコンパレータにおいて基準電圧ＲＥＦ２と比較するので、充電終了時の検出値を大きくすることが可能となり、通常のオフセットのコンパレータを使用することができ、基準電圧ＲＥＦ２の設定も容易となる。
２）定電圧制御の電流は、抵抗Ｒ２１の抵抗値によって設定することができ、充電終了検出の電流値も直列に接続する抵抗Ｒ２２の抵抗値によって設定することができ、内部の基準電圧の値を変更することなく、電流設定の自由度が拡大し、回路設計が容易となる利点がある。
３）充電終了用に直列に追加する抵抗Ｒ２２と並列にダイオードＤ５を接続することによって、抵抗Ｒ２２に発生する電圧がダイオードの順方向電圧降下以上になった場合に、ダイオードを介して電流をバイパスすることによって、抵抗Ｒ２２で発生する損失を抑えることができる。充電電流が比較的大きい場合には、抵抗Ｒ２２で発生する損失を低減することによる利点が大きい。

以上、この発明の一実施形態について説明したが、この発明は、一実施形態に限定されるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲内で様々な変形や応用が可能である。例えば複数本の２次電池を充電しても良く、充電電圧および充電電流を出力する電源回路としては、一実施の形態に示される構成以外のものを使用しても良い。

従来の充電装置の一例の接続図である。従来の充電装置の出力特性を示す略線図である。従来の充電装置の充電時の電圧および電流変化を示す略線図である。この発明の一実施形態による充電装置の接続図である。この発明の一実施形態における動作の流れを説明するためのフローチャートである。この発明の一実施形態における充電時の各部の電圧および電流変化を示す略線図である。この発明の一実施形態においてショットキーダイオードを接続した場合の各部の電圧および電流変化を示す略線図である。

符号の説明

２整流回路
３パルス幅変調制御回路
４スイッチ部
５ａ＋側電源出力端子
５ｂ −側電源入力端子
６コンパレータ
１１コントローラ
ＢＡＴ２次電池
ＡＭＰ１，ＡＭＰ２オペアンプ
Ｒ２１充電電流検出抵抗
Ｒ２２充電終了検出抵抗
Ｄ５ショットキーダイオード

Claims

交流入力を直流出力に変換する電源回路により２次電池を充電し、上記電源回路の出力特性が定電流制御および定電圧制御特性とされた充電装置であって、
定電流制御検出用第１の抵抗と、充電終了を検出する充電終了検出用第２の抵抗とが直列に充電電流の電流路に挿入され、
上記第１の抵抗に発生する第１の検出電圧によって定電流制御を行い、
上記第１の抵抗および上記第２の抵抗の直列抵抗に発生する第２の検出電圧をコンパレータにて基準電圧と比較し、上記第２の検出電圧が上記基準電圧より小となることを充電終了として検出するようにした充電装置。
上記第２の抵抗と並列に充電電流に対して順方向のダイオードを接続し、
上記第２の抵抗に発生する電圧が上記ダイオードの順方向電圧降下以上になった場合に、上記充電電流を上記ダイオードによってバイパスすることによって、上記第２の抵抗の損失を低減した請求項１記載の充電装置。
上記ダイオードがショットキーダイオードである請求項２記載の充電装置。
上記電源回路の出力電圧から第３の検出電圧を生成し、上記第３の検出電圧によって定電圧制御を行う請求項１記載の充電装置。
上記第１の抵抗の抵抗値によって、定電流制御の電流値が設定され、上記第１の抵抗および上記第２の抵抗の直列抵抗の抵抗値によって、充電終了検出の電流値が設定される請求項１記載の充電装置。
上記電源回路の電力制御のためにパルス幅変調制御回路を有し、
上記パルス幅変調制御回路と上記第１および第２の抵抗の間がトランスによって絶縁され、
上記第１の検出電圧がホトカプラを介して上記パルス幅変調制御回路に供給される請求項１記載の充電装置。