JP2008526136A - 干渉除去のためのチャネル推定 - Google Patents

Abstract

【解決手段】干渉除去（ＩＣ）の方法およびシステム。正しく復号された（ＣＲＣ）復調シンボルから得られる、改善されたチャネル推定に基づく。
【選択図】 図２０Ａ

Description

本発明は、一般に無線通信システムに関し、詳細には、無線通信システムにおけるトラフィック干渉除去に関する。

通信システムは、基地局とアクセス端末の間の通信を提供し得る。順方向リンクまたは下りリンクは、基地局からアクセス端末への伝送を指す。逆方向リンクまたは上りリンクは、アクセス端末から基地局への伝送を指す。各アクセス端末は、アクセス端末が活動状態であるかどうか、およびアクセス端末がソフトハンドオフ状態にあるかどうかに応じて、所与の瞬間に、順方向と逆方向のリンク上で１つまたは複数の基地局と通信し得る。

（合衆国法典第３５巻第１１９条による優先権の主張）
本出願は、参照により組み込まれる、本出願と共に譲渡されている、２００４年１２月２３日出願の「ＴＲＡＦＦＩＣ ＩＮＴＥＲＦＥＲＥＮＣＥ ＣＡＮＣＥＬＬＡＴＩＯＮ ＡＴ ＴＨＥ ＢＴＳ ＯＮ Ａ ＣＤＭＡ ＲＥＶＥＲＳＥ ＬＩＮＫ」という名称の米国仮出願第６０／６３８６６６号の優先権を主張するものである。

本願の特徴、特性、および利点は、以下で図面と共に示す詳細な説明を読めばより明らかになるであろう。類似の参照番号および符号は、同じ、または類似の対象を識別し得るものである。

本明細書で説明する任意の実施形態は、必ずしも、他の実施形態と比べて好ましく、または有利なものであるとは限らない。本開示の様々な態様を図面に提示するが、図面は、必ずしも、ある一定の縮尺で描かれ、または包括的に描かれているとは限らない。

図１に、システム制御装置１０２と、基地局１０４ａ〜１０４ｂと、複数のアクセス端末１０６ａ〜１０６ｈを含む無線通信システム１００を示す。システム１００は、任意の数の制御装置１０２、基地局１０４およびアクセス端末１０６を有していてもよい。以下で述べる本開示の様々な態様および実施形態が、システム１００において実施され得る。

アクセス端末１０６は、移動式でも固定式でもよく、図１の通信システム１００の至る所に分散されていてもよい。アクセス端末１０６は、ラップトップパーソナルコンピュータなどのコンピュータ機器に接続されてもよく、コンピュータ機器内で実施されてもよい。代替として、アクセス端末は、携帯情報端末（ＰＤＡ）などの自己完結型データ機器とすることもできる。アクセス端末１０６は、有線電話機、無線電話機、セルラ電話機、ラップトップコンピュータ、無線通信パーソナルコンピュータ（ＰＣ）カード、ＰＤＡ、外付けまたは内蔵式モデムなど、様々な種類の機器を指し得る。アクセス端末は、無線チャネルを介して、または光ファイバや同軸ケーブルを使用するなど、有線チャネルを介して通信することにより、ユーザへデータ接続を提供する任意の機器とすることができる。アクセス端末は、移動局、アクセスユニット、加入者ユニット、モバイル機器、移動端末、モバイルユニット、移動電話機、モバイル、遠隔局、遠隔端末、リモートユニット、ユーザ機器、ユーザ装置、ハンドヘルド機器など、様々な名前を持ち得る。

システム１００は、いくつかのセルでの通信を提供し、各セルは、１つまたは複数の基地局１０４によってサービス提供される。また、基地局１０４は、基地局送受信システム（ＢＴＳ）、アクセスポイント、アクセスネットワークの一部、モデムプール送受信機（ＭＰＴ）、またはノードＢとも呼ばれ得る。アクセスネットワークは、パケット交換データネットワーク（インターネットなど）とアクセス端末１０６の間のデータ接続を提供するネットワーク装置をいう。

順方向リンク（ＦＬ）または下りリンクは、基地局１０４からアクセス端末１０６への伝送をいう。逆方向リンク（ＲＬ）または上りリンクは、アクセス端末１０６から基地局１０４への伝送をいう。

基地局１０４は、異なるデータ転送速度の集合の中から選択されるデータ転送速度を使ってアクセス端末１０６にデータを送信し得る。アクセス端末１０６は、基地局１０４によって送信されるパイロット信号の信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）を測定し、基地局１０４がアクセス端末１０６にデータを送信するための所望のデータ転送速度を決定し得る。アクセス端末１０６は、基地局１０４に所望のデータ転送速度を知らせるために、基地局１０４にデータ要求チャネルまたはデータ転送速度制御（ＤＲＣ）メッセージを送信してもよい。

システム制御装置１０２（基地局制御装置（ＢＳＣ）ともいう）は、基地局１０４の調整と制御を提供し、さらに、基地局１０４を介したアクセス端末１０６への呼の経路指定も制御し得る。システム制御装置１０２は、さらに、移動交換局（ＭＳＣ）を介して公衆交換電話網（ＰＳＴＮ）と、パケットデータサービスノード（ＰＤＳＮ）を介してパケットデータネットワークとに結合されてもよい。

通信システム１００は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）、ＩＳ−９５、「ｃｄｍａ２０００ Ｈｉｇｈ Ｒａｔｅ Ｐａｃｋｅｔ Ｄａｔａ Ａｉｒ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ（ｃｄｍａ２０００高速パケットデータ無線インターフェース仕様）」で規定されている、ＨＤＲ（Ｈｉｇｈ Ｄａｔａ Ｒａｔｅ）とも呼ばれるＨＲＰＤ（Ｈｉｇｈ Ｒａｔｅ Ｐａｃｋｅｔ Ｄａｔａ）、ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−８５６、ＥＶ−ＤＯ（ＣＤＭＡ １ｘ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ Ｄａｔａ Ｏｐｔｉｍｉｚｅｄ）、１ｘＥＶ−ＤＶ、広帯域ＣＤＭＡ（ＷＣＤＭＡ）、ユニバーサル移動電話システム（ＵＭＴＳ）、時分割同期ＣＤＭＡ（ＴＤ−ＳＣＤＭＡ）、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）などといった１つまたは複数の通信技法を使用し得る。以下で説明する各例は、理解を明確にするための詳細を提供するものである。本明細書で提示する考えは、他のシステムにも適用可能であり、これらの例は、本出願を限定するためのものではない。

図２に、図１のアクセス端末１０６において実施され得る送信機の構造および／またはプロセスの例を示す。図２に示す機能および構成要素は、ソフトウェア、ハードウェア、またはソフトウェアとハードウェアの組み合わせによって実施され得る。図２に示す機能に加えて、またはこれらの代わりに別の機能が図２に付加されてもよい。

データソース２００は符号器２０２にデータを提供し、符号器２０２は、符号化データチップを提供するために、１つまたは複数の符号化方式を使ってデータビットを符号化する。各符号化方式は、巡回冗長検査（ＣＲＣ）、畳み込み符号化、ターボ符号化、ブロック符号化、他の種類の符号化など、１つまたは複数の種類の符号化を含むことも、符号化をまったく含まないこともある。他の符号化方式には、自動再送信要求（ＡＲＱ）、ハイブリッドＡＲＱ（Ｈ−ＡＲＱ）、および増分冗長反復技法が含まれ得る。異なる種類のデータは異なる符号化方式を用いて符号化され得る。インターリーバ２０４は、フェージングを抑制するために、符号化データビットをインターリーブする。

変調器２０６は、符号化され、インターリーブされたデータを変調して変調データを生成すする。変調技法の例には、２位相偏移変調（ＢＰＳＫ）と直交位相偏移変調（ＱＰＳＫ）が含まれる。また、変調器２０６は、変調データのシーケンスを反復してもよく、またはシンボルパンクチャユニットが、シンボルのビットをパンクチャしてもよい。また、変調器２０６は、データチップを形成するために、ウォルシュカバー（すなわちウォルシュ符号）を用いて変調データを拡散してもよい。また、変調器２０６は、チップストリームを形成するために、パイロットチップとＭＡＣチップを用いて、データチップを時分割多重化してもよい。また、変調器２０６は、擬似ランダム雑音（ＰＮ）拡散器を使用し、１つまたは複数のＰＮ符号（短符号、長符号など）を用いてチップストリームを拡散してもよい。

ベースバンド／無線周波数（ＲＦ）変換ユニット２０８は、アンテナ２１０経由で無線通信リンクを介して１つまたは複数の基地局１０４に送信するために、ベースバンド信号をＲＦ信号に変換し得る。

図３に、図１の基地局１０４において実施され得る受信機のプロセスおよび／または構造の例を示す。図３に示す機能および構成要素は、ソフトウェア、ハードウェア、またはソフトウェアとハードウェアの組み合わせによって実施され得る。図３に示す機能に加えて、またはこれらの代わりに、他の機能が図３に付加されてもよい。

１つまたは複数のアンテナ３００は、１つまたは複数のアクセス端末１０６から逆方向リンクの変調信号を受信する。フェージングなどの有害な経路の影響に備えて、複数のアンテナが空間ダイバーシチを提供し得る。各受信信号は、それぞれの受信機またはＲＦ／ベースバンド変換ユニット３０２に提供され、そこで、受信信号を調整（フィルタリング、増幅、周波数逓降変換など）し、デジタル化して、この受信信号のデータサンプルを生成する。

復調器３０４は、受信信号を復調して回復されたシンボルを提供し得る。ＣＤＭＡ２０００では、復調で、（１）逆拡散サンプルをチャネル化して、受信データおよびパイロットを、それぞれの符号チャネル上に分離またはチャネル化し、（２）回復されたパイロットと共にチャネル化されたデータを整合的に復調して復調データを提供することによってデータ送信を回復しようとする。復調器３０４は、全ユーザ／アクセス端末の受信信号のサンプルを格納する受信サンプルバッファ３１２（結合フロントエンドＲＡＭ（ＦＲＲＡＭ）またはサンプルＲＡＭともいう）と、複数の信号インスタンスを逆拡散し、処理するレイク受信機３１４と、復調シンボルバッファ３１６（バックエンドＲＡＭ（ＢＥＲＡＭ）または復調シンボルＲＡＭともいう）を含み得る。複数のユーザ／アクセス端末に対応する複数の復調シンボルバッファ３１６があってもよい。

デインターリーバ３０６は、復調器３０４からのデータをデインターリーブする。

復号器３０８は、変調データを復号化して、アクセス端末１０６によって送信された復号化データビットを回復する。復号化データは、データシンク３１０に提供され得る。

図４に、基地局受信機のプロセスまたは構造の別の実施形態を示す。図４では、正常に復号化されたユーザのデータビットが、符号器４０２と、インターリーバ４０４と、変調器４０６とフィルタ４０８とを含む干渉再構築ユニット４００に入力される。符号器４０２、インターリーバ４０４および変調器４０６は、図２の符号器２０２、インターリーバ２０４および変調器２０６と同様のものとすることができる。フィルタ４０８は、ＦＥＲＡＭ分解能での復号化ユーザサンプルを形成し、例えば、チップレートから２ｘチップレートに変更する。次いで、ＦＥＲＡＭへの復号器ユーザの関与部分が、ＦＥＲＡＭ３１２から排除され、または除去される。

以下では、基地局１０４における干渉除去について説明するが、本明細書の概念は、アクセス端末１０６または通信システムの他の任意の構成要素にも適用され得る。

（トラフィック干渉除去）
ＣＤＭＡ逆方向リンクの容量は、異なるユーザによって送信される信号がＢＴＳ１０４において直交しないために、ユーザ間の干渉により制限され得る。したがって、ユーザ間の干渉を低減させる技法は、ＣＤＭＡ逆方向リンクのシステム性能を向上させることになる。本明細書では、ＣＭＤＡ２０００ １ｘＥＶ−ＤＯ ＲｅｖＡなどの高機能ＣＤＭＡシステムでの干渉除去の効率的実施のための技法について述べる。

各ＤＯ ＲｅｖＡユーザは、トラフィック、パイロットおよびオーバーヘッド信号を送信し、これらすべてが他のユーザへの干渉を引き起こし得る。図４に示すように、信号は、ＢＴＳ１０４において再構築され、フロントエンドＲＡＭ３１２から減じられ得る。送信パイロット信号は、ＢＴＳ１０４において知られており、チャネルの知識に基づいて再構築され得る。しかしながら、オーバーヘッド信号（リバースレート指示（ＲＲＩ）、データ要求チャネルまたはデータ転送速度制御（ＤＲＣ）、データソースチャネル（ＤＳＣ）、肯定応答（ＡＣＫ）など）は、まず、復調されて検出され、送信データ信号は、送信されたオーバーヘッドとトラフィックのチップを求めるために、ＢＴＳ１０４において復調され、デインターリーブされ、復号化される。次いで、所与の信号の送信チップの決定に基づき、再構築ユニット４００は、チャネルの知識に基づいて、ＦＥＲＡＭ３１２への関与部分を再構築し得る。

データソース２００からのデータパケットのビットは、符号器２０２、インターリーバ２０４および／または変調器２０６によって反復され、基地局１０４に送信するための複数の対応する「サブパケット」へと処理され得る。基地局１０４が、高い信号対雑音比信号を受信する場合、第１のサブパケットは、基地局１０４が元のデータパケットを復号化し、導出するのに十分な情報を含み得る。例えば、データソース２００からのデータパケットが、反復され、４つのサブパケットへと処理されるとする。ユーザ端末１０６は、第１のサブパケットを基地局１０４に送信する。基地局１０４が、第１の受信サブパケットから元のデータパケットを正しく復号化し、導出する確率は比較的低いものとなり得る。しかし、基地局１０４が第２、第３および第４のサブパケットを受信し、各受信サブパケットから導出される情報を組み合わせるのに従って、元のデータパケットを復号化し、導出する確率は、増大する。基地局１０４が、（例えば、巡回冗長検査（ＣＲＣ）や他の誤り検出技法を使うなどして）元のパケットを正しく復号化するやいなや、基地局１０４は、ユーザ端末１０６に肯定応答を送信して、サブパケットの送信を停止させる。次いで、ユーザ端末１０６は、新しいパケットの第１のサブパケットを送信してもよい。

ＤＯ−ＲｅｖＡの逆方向リンクはＨ−ＡＲＱ（図７）を用い、Ｈ−ＡＲＱでは、各１６スロットパケットが４つのサブパケットに分割され、同じインターレースのサブパケット間に８つのスロットを有するインターレース構造として送信される。さらに、異なるユーザ／アクセス端末１０６は、これらの送信を異なるスロット境界上で開始してもよく、したがって、異なるユーザの４スロットサブパケットは、非同期的にＢＴＳに到着する。以下で、非同期の影響と、Ｈ−ＡＲＱとＣＤＭＡでの干渉除去受信機の効率的設計について述べる。

干渉除去からの利得は、信号がＦＥＲＡＭ３１２から排除される順序に左右される。本明細書では、トラフィック対パイロット（Ｔ２Ｐ）比、有効ＳＩＮＲ、または復号化の確率に基づいてユーザを復号化（し、ＣＲＣに合格した場合にはこれを減じる）ことに関連する技法を開示する。本明細書では、他のユーザがＦＥＲＡＭ３１２から排除された後で、ユーザの復調と復号化を再試行する様々な手法を開示する。ＢＴＳ ＦＥＲＡＭ３１２からの干渉除去は、ユーザが、ハイブリッド−ＡＲＱを使ってパイロット信号、制御信号、およびトラフィック信号を送信する、ＥＶ−ＤＯ ＲｅｖＡなどの非同期ＣＤＭＡシステムに対応するように効率よく実施され得る。また、この開示は、ＥＶ−ＤＶ Ｒｅｌ Ｄ、Ｗ−ＣＤＭＡ ＥＵＬ、およびｃｄｍａ２０００にも適用され得る。

トラフィック干渉除去（ＴＩＣ）は、ユーザのデータのＦＥＲＡＭ３１２への関与部分を、このユーザが正しく復号化された後で除去する減法干渉除去として定義され得る（図４）。本明細書では、ＣＤＭＡ２０００、ＥＶ−ＤＯ、ＥＶ−ＤＶ、ＷＣＤＭＡといった実際のＣＤＭＡシステム上のＴＩＣと関連付けられる実際上の問題のいくつかに対処する。これらの問題の多くは、実際のシステムがユーザ非同期性とハイブリッドＡＲＱを有することによって生じるものである。例えば、ＣＤＭＡ２０００は、バックホールネットワークにおける過剰な遅延を防ぐために、意図的に、ユーザデータフレームを時間的に均一に拡散させる。また、ＥＶ−ＤＯのＲｅｖＡ、ＥＶ−ＤＶのＲｅｌ Ｄ、およびＷＣＤＭＡのＥＵＬも、複数のデータ長を導入し得るハイブリッドＡＲＱを使用する。

マルチユーザ検出は、ＴＩＣが該当するアルゴリズムの主要なカテゴリであり、２人の異なるユーザの検出を相互作用させることによって、性能を向上させようとする任意のアルゴリズムを指す。ＴＩＣの方法は、連続干渉除去（順次干渉除去またはＳＩＣともいう）と並列干渉除去のハイブリッドを伴い得る。「連続干渉除去」は、各ユーザを順次に復号化し、前に復号化されたユーザのデータを使って性能を向上させる任意のアルゴリズムをいう。「並列干渉除去」は、一般に、各ユーザを同時に復号化し、すべての復号化ユーザを同時に減じることをいう。

ＴＩＣは、パイロット干渉除去（ＰＩＣ）と異なり得る。ＴＩＣとＰＩＣの間の１つの違いは、送信パイロット信号が、受信機によって事前に完全に知られていることである。したがって、ＰＩＣは、チャネル推定値だけを使って、受信信号へのパイロットの関与部分を減じることができる。第２の大きな違いは、送信機と受信機が、Ｈ−ＡＲＱ機構を介してトラフィックチャネル上で密接にやりとりし合うことである。受信機は、ユーザが正常に復号化されるまで送信データシーケンスを知らない。

同様に、オーバーヘッド干渉除去（ＯＩＣ）と呼ばれる技法では、フロントエンドＲＡＭからオーバーヘッドチャネルを排除することが望ましい。オーバーヘッドチャネルは、ＢＴＳ１０４が送信オーバーヘッドデータを知るまで排除され得ず、これは、オーバーヘッドメッセージを復号化し、次いで再形成することによって求められる。

連続干渉除去は、メソッドのクラスを定義する。相互情報の連鎖法は、理想的な条件下では、連続干渉除去が、複数アクセスチャネルの容量を達成し得ることを示している。このための主要条件は、全ユーザがフレーム同期であり、各ユーザのチャネルが、ごくわずかな誤りで推定され得ることである。

図５に、各ユーザがフレームを同期して送信し（全ユーザからのフレームが同時に受け取られる）、各ユーザが同じデータ転送速度で送信する、３ユーザ（ユーザ１、ユーザ２、ユーザ３）の電力配分の一般例を示す。各ユーザは、特定の送信電力を使用するよう指示され、例えば、ユーザ３は、実質的に雑音に等しい電力で送信し、ユーザ２は実質的にユーザ３の電力に雑音を足した等しい電力で送信し、ユーザ１は、実質的に、ユーザ２とユーザ３と雑音を足したものに等しい電力で送信する。

受信機は、送信電力の降順で各ユーザからの信号を処理する。受信機は、ｋ＝１（最高電力を有するユーザ１）から開始して、ユーザ１を復号化しようと試みる。復号化に成功した場合、ユーザ１の受信信号への関与部分が形成され、ユーザ１のチャネル推定値に基づいて減じられる。これを、フレーム同期順次干渉除去を呼んでもよい。受信機は、全ユーザの復号化が試みられるまで続行する。各ユーザは、前に復号化されたユーザの連続干渉除去の干渉除去の後、同じＳＩＮＲを有する。

残念ながら、この手法は、非常に復号化誤りの影響を受け易い。ユーザ１など、単一の大電力ユーザが正しく復号化しなかった場合、全後続ユーザの信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）がひどく劣化することがある。これは、この時点の後、全ユーザの復号化を妨げることになり得る。この手法の別の欠点は、ユーザが受信機において特定の相対電力を有することを必要とすることであり、これをフェージングチャネルで確保するのは難しい。

（フレーム非同期と干渉除去、ｃｄｍａ２０００など）
ユーザフレームオフセットが、相互に対して意図的にずらされているものと仮定する。このフレーム非同期動作は、全体としてのシステムにとっていくつかの利点を有する。例えば、この場合、受信機における処理電力とネットワーク帯域幅が、時間的により均一な使用プロファイルを有するはずである。これに対して、ユーザ間のフレーム同期は、全ユーザが同時にパケットを完了することになるため、各フレーム境界の終わりにおいて処理電力とネットワークリソースのバーストを必要とする。フレーム非同期の場合、ＢＴＳ１０４は、大電力を有するユーザではなく、まず、最も早い到着時刻を有するユーザを復号化し得る。

図６に、等しい送信電力を有するユーザのフレーム非同期ＴＩＣでの均一な時間オフセット配分の例を示す。図６には、ユーザ１のフレーム１が復号化される直前の時刻のスナップショットが示されている。フレーム０は、すでに、全ユーザについて復号化されており、除去されているため、これの干渉への関与部分を網かけで示す（ユーザ２および３）。一般に、この手法は、干渉を２分の１に低減させる。干渉の半分は、ユーザ１のフレーム１を復号化する前に、ＴＩＣによって排除されている。

別の実施形態では、図６のユーザを、ユーザグループ１、ユーザグループ２、ユーザグループ３などのユーザグループとしてもよい。

非同期と干渉除去の利点は、ユーザが類似のデータ転送速度を望む場合の、電力レベルと誤り統計の点でのユーザ間の相対的対称性である。等しいユーザデータ転送速度を有する一般の順次干渉除去では、最後のユーザは、非常に低い電力で受信され、また、すべての先行するユーザの正常な復号化にも大きく依存する。

（非同期、ハイブリッドＡＲＱおよびインターレース、ＥＶ−ＤＯ ＲｅｖＡなど）
図７に、ＲＬデータパケットとＦＬ ＡＲＱチャネルに使用される（１ｘＥＶ−ＤＯなどにおける）インターレース構造を示す。各インターレース（インターレース１、インターレース２、インターレース３）は、時間的にずれたセグメントの集合を備える。この例では、各セグメントは、４時間スロットの長さである。各セグメントの間、ユーザ端末は基地局にサブパケットを送信し得る。３つのインターレースがあり、各セグメントは、４時間スロットの長さである。よって、所与のインターレースのサブパケットの末尾と同じインターレースの次のサブパケットの先頭の間には８つの時間スロットがある。これは、受信機がサブパケットを復号化し、送信機にＡＣＫまたは否定応答（ＮＡＫ）を中継するのに十分な時間を与える。

ハイブリッドＡＲＱは、フェージングチャネルの時間で変化する性質を利用する。チャネル条件が最初の１、２または３サブパケットについて良好である場合、このデータフレームは、これらのサブパケットだけを使って復号化されてもよく、受信機は、送信機にＡＣＫを送信する。このＡＣＫは、送信機に、残りのサブパケットを送信せず、必要なら、新しいパケットを開始するよう指示する。

（干渉除去の受信側アーキテクチャ）
ＴＩＣでは、ＢＴＳ１０４が、復号化ユーザのデータが他のユーザに対して生じる干渉を排除し得るように、復号化ユーザのデータが再構築され、減じられる（図４）。ＴＩＣ受信機は、２つの循環メモリ、ＦＥＲＡＭ３１２とＢＥＲＡＭ３１６を備え得る。

ＦＥＲＡＭ３１２は、受信サンプルを（例えば、２ｘチップレートなどで）格納し、全ユーザに共通である。非ＴＩＣ受信機は、トラフィックまたはオーバーヘッド干渉の減算が行われないため、（復調プロセスにおける遅延に対応するために）約１〜２スロットのＦＥＲＡＭを使用するにすぎないはずである。Ｈ−ＡＲＱを備えるシステムのＴＩＣ受信機では、ＦＥＲＡＭは、例えば４０スロットなど、多くのスロットにまたがり、ＴＩＣにより、復号化ユーザの干渉の減算を通じて更新される。別の構成では、ＦＥＲＡＭ３１２は、あるパケットのサブパケットの先頭からこのパケットの後続のサブパケットの末尾までの期間にまたがる長さなど、パケットの全長に満たない長さを有していてもよい。

ＢＥＲＡＭ３１６は、復調器のレイク受信機３１４によって生成される受信ビットの復調シンボルを格納する。各ユーザは、異なるＢＥＲＡＭを有していてもよい。というのは、復調シンボルは、ユーザ特有のＰＮシーケンスを用いて逆拡散を行い、各レイクフィンガにまたがって合成することによって獲得されるからである。ＴＩＣ受信機も非ＴＩＣ受信機もＢＥＲＡＭ３１６を使用し得る。ＴＩＣのＢＥＲＡＭ３１６は、ＦＥＲＡＭ３１２がすべてのサブパケットに及ばないときに、もはやＦＥＲＡＭ３１２に格納されなくなる以前のサブパケットの復調シンボルを格納するのに使用される。ＢＥＲＡＭ３１６は、復号化しようとする試行が行われるとき、またはＦＥＲＡＭ３１２からのスロットが存在するときはいつでも更新され得る。

（ＦＥＲＡＭの長さを選択する方法）
ＢＥＲＡＭ３１６とＦＥＲＡＭ３１２のサイズは、システムの必要処理電力、メモリからプロセッサまでの転送帯域幅、遅延および性能の間の様々なトレードオフに従って選択され得る。一般に、より短いＦＥＲＡＭ３１２を使用すれば、ＴＩＣの利点は制限されることになる。というのは、最も旧いサブパケットが、更新されなくなるからである。他方、より短いＦＥＲＡＭ３１２の方が、復調、減算の回数が少なくなり、転送帯域幅が低くなる。

ＲｅｖＡインターレースでは、１６スロットパケット（４つのサブパケット、各サブパケットが４スロットで送信される）は、４０スロットにまたがるはずである。したがって、４０スロットのＦＥＲＡＭを使えば、すべての影響を受けるスロットからのユーザの排除が確保され得る。

図８に、ＥＶ−ＤＯ ＲｅｖＡでの、１６スロットパケットの全長にまたがる４０スロットのＦＥＲＡＭ３１２を示す。新しいサブパケットが受け取られるたびに、ＦＥＲＡＭ３１２に格納されているすべての利用可能なサブパケットを使って、このパケットの復号化が試みられる。復号化に成功した場合、すべての構成サブパケット（１、２、３または４）の関与部分を再構築し、減じることによって、このパケットの関与部分がＦＥＲＡＭ３１２から除去される。ＤＯ−ＲｅｖＡでは、４、１６、２８または４０スロットのＦＥＲＡＭ長は、それぞれ、１、２、３または４サブパケットにまたがるはずである。受信側で実施されるＦＥＲＡＭの長さは、複雑度の問題、様々なユーザ到着時刻をサポートする必要、および前のフレームオフセットに対してユーザの復調と復号化を再実行する能力によって決定され得る。

図９Ａに、遅延復号化なしの順次干渉除去（ＳＩＣ）の例でのＴＩＣの一般的方法を示す。他の機能拡張については後述する。プロセスは、ブロック９００から開始し、遅延選択ブロック９０２に進む。ＳＩＣでは、選択遅延ブロック９０２は省略されてもよい。ブロック９０３で、ＢＴＳ１０４は、現在のスロットでサブパケットを終了するユーザの中から１ユーザ（または１ユーザグループ）を選択する。

ブロック９０４で、復調器３０４が、選択されたユーザのサブパケットのサンプルを、ＦＥＲＡＭ３１２に格納された一部または全部の時間セグメントについて、このユーザの拡散およびスクランブルシーケンス、ならびにこれのコンステレーションサイズに従って復調する。ブロック９０６で、復号器３０８は、ＢＥＲＡＭ３１６に格納された前に復調されたシンボルと復調ＦＥＲＡＭサンプルを使って、ユーザパケットを復号化しようと試みる。

ブロック９１０で、復号器３０８または別のユニットは、巡回冗長コード（ＣＲＣ）などを使って、（１人または複数の）ユーザのパケットが正常に復号化されたかどうか、すなわち、誤り検査に合格したかどうか判定し得る。

ユーザパケットが復号化に失敗した場合、ブロック９１８で、アクセス端末１０６にＮＡＫが返送される。ユーザパケットが正しく復号化された場合、ブロック９０８でアクセス端末１０６にＡＣＫが送信され、ブロック９１２〜９１４で干渉除去（ＩＣ）が行われる。ブロック９１２では、復号化信号、チャネルインパルス応答および送信／受信フィルタに従ってユーザ信号を再生成する。ブロック９１４では、ユーザの関与部分をＦＥＲＡＭ３１２から減じ、よって、まだ復号化されていないユーザに対するこのユーザの干渉が低減される。

復号化の失敗時にも成功時にも、受信機は、ブロック９１６で復号化すべき次のユーザに進む。復号化の試行が全ユーザについて実行されると、ＦＥＲＡＭ３１２に新しいスロットが挿入され、全プロセスがこの次のスロットに対して反復される。サンプルは、ＦＥＲＡＭ３１２にリアルタイムで書き込むことができ、すなわち、２ｘチップレートサンプルが１／２チップごとに書き込まれ得る。

図９Ｂに、図９Ａの方法を実行する手段９３０〜９４６を備える装置を示す。図９Ｂの手段９３０〜９４６は、ハードウェア、ソフトウェア、またはハードウェアとソフトウェアの組み合わせとして実施され得る。

（復号化順序を選択する方法）
ブロック９０３は、ＴＩＣが、各ユーザに順次に適用されても、ユーザのグループに並列に適用されてもよいことを示している。グループが大きくなるにつれて、実施の複雑度は減少し得るが、以下で述べるように、ＴＩＣが反復されない限り、ＴＩＣの利益は減少し得る。

どのユーザがグループ化され、かつ／または順序付けされるかの基準は、チャネル変動率、トラフィックの種類および利用可能な処理電力に従って異なり得る。適切な復号化順序は、まず、排除することが最も有益であり、復号化する可能性の最も高いユーザを復号化することを含み得る。ＴＩＣから最大の利得を達成する基準は、以下を含み得る。

Ａ．ペイロードサイズとＴ２Ｐ：ＢＴＳ１０４は、ペイロードサイズに従ってユーザをグループ化または順序付けし、最高の送信電力、すなわち、最高のＴ２Ｐを有するユーザから開始して最低のＴ２Ｐを有するユーザに至る順序で復号化し得る。高いＴ２Ｐのユーザを復号化し、ＦＥＲＡＭ３１２から排除することは、これらが他のユーザへの大部分の干渉を生じるものであるため、最も有益である。

Ｂ．ＳＩＮＲ：ＢＴＳ１０４は、より低いＳＩＮＲを有するユーザの前により高いＳＩＮＲを有するユーザを復号化してもよい。というのは、より高いＳＩＮＲを有するユーザは、復号化する可能性がより高いからである。また、類似のＳＩＮＲを有するユーザがグループ化されてもよい。フェージングチャネルの場合、ＳＩＮＲはパケット全体にわたって時間で変化し、このため、適切な順序付けを決定するために等価のＳＩＮＲが計算され得る。

Ｃ．時間：ＢＴＳ１０４は、「より新しい」パケットの前に「より旧い」パケット（すなわち、ＢＴＳ１０４においてより多くのサブパケットが受け取られているパケット）を復号化してもよい。この選択は、所与のＴ２Ｐ比とＡＲＱ終了目標では、パケットは、サブパケットが増分するごとに復号化する可能性がより高くなるという仮定を反映するものである。

（復号化を再試行する方法）
ユーザが正しく復号化されるたびに、ユーザの干渉関与部分がＦＥＲＡＭ３１２から減じられ、よって、いくつかのスロットを共用するすべてのユーザを正しく復号化する可能性が増す。前に失敗したユーザを復号化しようとする試行を反復することは有利である。というのは、これらのユーザが受ける干渉が大幅に減少している可能性があるからである。遅延選択ブロック９０２は、復号化とＩＣの基準として使用される（現在のまたは過去の）スロットを選択する。ユーザ選択ブロック９０３は、選択された遅延のスロットでサブパケットを終了するユーザを選択する。遅延の選択は、以下の選択肢に基づくものとすることができる。

Ａ．現在の復号化は、全ユーザの復号化が試行された後で次の（先の）スロットに移動する選択を指示し、ＦＥＲＡＭ３１２で次のスロットが利用可能である。この場合、各ユーザが、処理対象スロットごとに１度復号化を試みられ、これは、連続干渉除去に対応するはずである。

Ｂ．反復復号化は、処理対象スロットごとに複数回ユーザを復号化しようと試みる。２回目以降の復号化反復は、前の反復での復号化ユーザの除去干渉から利益を受けることになる。反復復号化は、複数のユーザが、ＩＣを介在させずに並列に復号化されるときに利得をもたらす。現在のスロットに害する純粋な反復復号化では、遅延選択ブロック９０２は、単に、同じスロット（すなわち遅延）を複数回選択するだけになるはずである。

Ｃ．逆方向復号化：受信機は、サブパケットを復調し、パケットを、このパケットに対応するＦＥＲＡＭ内のすべての利用可能なサブパケットの復調に基づいて復号化しようと試みる。現在の時間スロットで終了するサブパケットを有するパケット（すなわち現在のフレームオフセット上のユーザ）を復号化しようと試みた後で、受信機は、前のスロットでの復号化に失敗したパケット（すなわち、前のフレームオフセット上のユーザ）を復号化しようと試みてもよい。非同期ユーザ間の部分的オーバーラップのために、現在のスロットで終了するサブパケットの排除された干渉が、過去のサブパケットを復号化する可能性を高めることになる。このプロセスは、より多くのスロットを戻って反復されてもよい。順方向リンクＡＣＫ／ＮＡＫ送信の最大遅延は、逆方向復号化を制限し得る。

Ｄ．順方向復号化：現在のスロットで終了するサブパケットを有するすべてのパケットを復号化しようと試みた後で、受信機は、最新のユーザを、これらの完全なサブパケットがＦＥＲＡＭに書き込まれる前に復号化しようと試みてもよい。例えば、受信機は、ユーザの最新のサブパケットの４スロットのうちの３つが受け取られた後で、これらのユーザを復号化しようと試みることもできる。

（ＢＥＲＡＭを更新する方法）
非ＴＩＣ ＢＴＳ受信機において、パケットは、もっぱら、ＢＥＲＡＭに格納された復調シンボルだけに基づいて復号化され、ＦＥＲＡＭは、直近の時間セグメントからのユーザを復調するためだけに使用される。ＴＩＣでは、ＦＥＲＡＭ３１２は、さらに、受信機が新しいユーザを復調しようと試みるときにいつでもアクセスされる。しかしながら、ＴＩＣでは、ＦＥＲＡＭ３１２は、ユーザが正しく復号化された後で、このユーザの関与部分の再構築と除外に基づいて更新される。複雑度の問題により、ＦＥＲＡＭバッファ長を、パケットの幅（例えば、ＥＶ−ＤＯ ＲｅｖＡにおいて１６スロットのパケットにまたがるには、４０スロットが必要である）より短くなるように選択することが望ましいと考えられる。新しいスロットがＦＥＲＡＭ３１２に書き込まれる際、これらは、循環バッファ内の最も旧いサンプルに上書きされるはずである。したがって、新しいスロットが受け取られる際には、最も旧いスロットが上書きされ、復号器３０８は、ＢＥＲＡＭ３１６をこれらの旧いスロットに使用することになる。所与のサブパケットがＦＥＲＡＭ３１２内に位置する場合でさえ、ＢＥＲＡＭ３１６は、インターリーブおよび復号化プロセスにおける中間ステップとして、このサブパケットのために（ＦＥＲＡＭ３１２から求められる）復調器の最新の復調シンボルを格納するのに使用され得ることに留意すべきである。ＢＥＲＡＭ３１６の更新では以下の２つの主要選択肢がある。

Ａ．ユーザベースの更新：あるユーザのＢＥＲＡＭ３１６は、このユーザのために試行された復号化に関連してのみ更新される。この場合、より旧いＦＥＲＡＭスロットの更新は、所与のユーザがちょうどよい時期に復号化されない場合には、このユーザのＢＥＲＡＭ３１６に利益をもたらさないこともある（すなわち、更新されるＦＥＲＡＭスロットは、このユーザの復号化が試みられる前に、ＦＥＲＡＭ３１２から出て行くこともある）。

Ｂ．スロットベースの更新：ＴＩＣの利点を十分に活用するために、ＦＥＲＡＭ３１２にスロットが出るときはいつでも、すべての影響を受けるユーザのＢＥＲＡＭ３１６が更新され得る。この場合、ＢＥＲＡＭ３１６の内容は、ＦＥＲＡＭ３１２で行われたすべての干渉減算を含む。

（ＡＣＫ期限の欠落によって到着するサブパケットからの干渉を除去する方法）
一般に、ＴＩＣによって使用される余分な処理は、復号化プロセスに遅延をもたらし、これは、反復方式または逆方向方式が使用されるときに、特に関連性を有する。この遅延は、同じパケットに関連するサブパケットの送信を停止させるために送信機にＡＣＫが送信され得る最大遅延を超過することがある。この場合、受信機は、なお、復号化データを使って、過去のサブパケットのみならず、ＡＣＫの欠落により近い将来に受け取られることになるサブパケットも減じることによって、正常な復号化を利用し得る。

ＴＩＣでは、基地局１０４が、復号化ユーザのデータが他のユーザのサブパケットに対して生じる干渉を排除し得るように、復号化ユーザのデータが再構築され、除外される。Ｈ−ＡＲＱでは、新しいサブパケットが受け取られるたびに、元のパケットの復号化が試みられる。復号化に成功した場合、ＴＩＣを伴うＨ−ＡＲＱでは、構成サブパケットを再構築し、除外することによって、このパケットの関与部分が受信サンプルから除去され得る。複雑度の問題に応じて、より長いサンプル履歴を格納することにより、１、２、３または４サブパケットからの干渉を除去することが可能である。一般に、ＩＣは、各ユーザに順次に適用されても、ユーザグループに適用されてもよい。

図１０に、３つの時間インスタンス、スロット時間ｎ、ｎ＋１２スロット、ｎ＋２４スロットにおける受信側サンプルバッファ３１２を示す。例として、図１０には、Ｈ−ＡＲＱを用いた干渉除去操作を強調するために、同じフレームオフセット上の３ユーザからのサブパケットを有する単一のインターレースが示されている。図１０の受信側サンプルバッファ３１２は、４つのサブパケットすべてにまたがっている（これは、ＥＶ−ＤＯ ＲｅｖＡでは、各４スロットサブパケット間に８スロットがあるため、４０スロットバッファによって実現され得る）。復号化されていないサブパケットは網掛けで示されている。復号化サブパケットは、４０スロットバッファ内で網掛けなしで示され、除去されている。各時間インスタンスは、このインターレース上の別のサブパケットの到着に対応する。スロット時間ｎにおいて、ユーザ１の４つの格納済みサブパケットは正しく復号化され、ユーザ２と３の最新のサブパケットは、復号化に失敗する。

時間インスタンスｎ＋１２スロットにおいて、ユーザ１の復号化（網掛けなし）サブパケット２、３および４が干渉除去された、このインターレースの連続するサブパケットが到着する。時間インスタンスｎ＋１２スロットの間、ユーザ２と３からのパケットが正常に復号化される。図１０では、ＩＣを、同じフレームオフセット上のユーザのグループに適用しているが、グループ内の連続干渉除去は行わない。従来のグループＩＣでは、同じグループ内のユーザは、相互干渉除去を受けない。したがって、グループ内のユーザ数が増大するにつれて、実施上の複雑度は減少するが、同じ復号化試行での同じグループのユーザ間の除去が行われないことによる損失が生じる。しかしながら、Ｈ−ＡＲＱでは、受信機は、新しいサブパケットが到着するたびに、グループ内の全ユーザを復号化しようとするはずであり、同じグループ内のユーザが相互干渉除去を成し遂げることが可能になる。例えば、ユーザ１のパケットが時刻ｎに復号化されるとき、これは、ユーザ２と３のパケットが、時刻ｎ＋１２に復号化されるのに役立ち、これは、さらに、ユーザ１が時刻ｎ＋２４に復号化されるのに役立つ。前に復号化されたパケットのすべてのサブパケットが、他のユーザの次のサブパケットが到着するときにこれらのユーザの復号化を再試行する前に除去され得る。重要な点は、個々のユーザは常に同じグループ内にあるが、これらのユーザのサブパケットは、他のグループメンバが復号化されるときに、ＩＣ利得を受けることである。

（パイロット、オーバーヘッド、およびトラフィックチャネルの同時干渉除去）
本項によって対処される問題は、基地局受信機においてマルチユーザ干渉を効率よく推定し、除去することによってＣＤＭＡ ＲＬのシステム容量を改善することに関するものである。一般に、ＲＬユーザの信号は、パイロット、オーバーヘッドおよびトラフィックのチャネルからなる。本項では、全ユーザの同時のパイロット、オーバーヘッド、およびトラフィックのＩＣ方式を説明する。

２つの態様について説明する。第１に、オーバーヘッドＩＣ（ＯＩＣ）を示す。逆方向リンク上で、各ユーザからのオーバーヘッドは、他の全ユーザの信号への干渉として働く。各ユーザごとに、他の全ユーザによるオーバーヘッドに起因する干渉の総計は、このユーザが被る総干渉の大部分となり得る。このオーバーヘッド干渉の総計を排除することにより、さらに、（例えば、ＣＤＭＡ２０００ １ｘＥＶ−ＤＯシステムなどでは）システム性能を向上させ、ＰＩＣとＴＩＣによって達成される性能と容量を超えて逆方向リンク容量を増大させることができる。

第２に、ＰＩＣ、ＯＩＣおよびＴＩＣの間の重要な相互作用が、システム性能とハードウェア（ＨＷ）設計の間のトレードオフによって示される。３つの除去手順すべてをどのようにして最適に組み合わせるべきかについて、いくつかの方式を説明する。より多くの性能利得を有するものもあれば、より多くの複雑度での利点を有するものもある。例えば、説明する方式の１つは、任意のオーバーヘッドチャネルとトラフィックチャネルを復号化する前にすべてのパイロット信号を排除し、次いで、ユーザのオーバーヘッドチャネルとトラフィックチャネルを、順次に復号化し、除去する。

本項は、ＣＤＭＡ２０００ １ｘＥＶ−ＤＯ ＲｅｖＡシステムに基づくものであり、一般に、Ｗ−ＣＤＭＡ、ＣＤＭＡ２０００ １ｘ、ＣＤＭＡ２０００ １ｘＥＶ−ＤＶといった他のＣＤＭＡシステムにも適用される。

（オーバーヘッドチャネル除去の方法）
図１１に、ＥＶ−ＤＯ ＲｅｖＡなどの、ＲＬオーバーヘッドチャネル構造を示す。２種類のオーバーヘッドチャネルがある。一方の種類は、ＲＲＩ（リバースレート指示）チャネルと（ペイロードサイズが３０７２ビット以上のときに使用される）補助パイロットチャネルを含む、ＲＬ復調／復号化を支援するものである。他方の種類は、ＤＲＣ（データ転送速度制御）チャネル、ＤＳＣ（データソース制御）、およびＡＣＫ（肯定応答）チャネルを含む、順方向リンク（ＦＬ）機能を円滑化するものである。図１１に示すように、ＡＣＫチャネルとＤＳＣチャネルは、スロットベース上で時間多重化される。ＡＣＫチャネルは、ＦＬ上で同じユーザに送信されたパケットを確認するときにのみ送信される。

オーバーヘッドチャネルの間で、補助パイロットチャネルのデータは、受信機において事前に知られている。したがって、基本のパイロットチャネルと同様に、このチャネルには復調も復号化も不要であり、補助パイロットチャネルは、このチャネルに関する知識に基づいて再構築され得る。再構築補助パイロットは、２ｘチップレート分解能とすることができ、（１セグメントにわたって）以下のように表され得る。

式１ 再構築補助パイロット信号
式中、ｎはｃｈｉｐｘ１サンプリングレートに対応し、ｆはフィンガ番号であり、ｃ_ｆはＰＮシーケンスであり、ｗ_{ｆ，ａｕｘ}は、補助パイロットチャネルに割り当てられたウォルシュ符号であり、Ｇ_ａｕｘは、基本パイロットに対するこのチャネルの相対利得であり、ｈ_ｆは、１セグメントにわたって一定であると仮定される推定チャネル係数（またはチャネル応答）であり、φは、送信パルスとｃｈｉｐｘ８分解能の受信機低域フィルタのフィルタ関数または畳み込みであり（φは、［−ＭＴ_ｃ，ＭＴ_ｃ］では無視できないものとされる）、γ_ｆは、α_ｆ＝γ_ｆ ｍｏｄ ４とδ_ｆ＝［γ_ｆ／４］である場合の、このフィンガのｃｈｉｐｘ８時間オフセットである。

オーバーヘッドチャネルの第２のグループは、ＤＲＣ、ＤＳＣ、ＲＲＩチャネルを含み、倍直交符号またはシンプレクス符号によって符号化される。受信側では、各チャネルごとに、復調出力が、まず、閾値と比較される。出力が閾値を下回る場合、消去が宣言され、この信号については再構築が試みられない。そうでない場合、出力は、図４の復号器３０８内にあってもよいシンボルベースの最尤（ＭＬ）検出器によって復号化される。復号化出力ビットは、図４に示すように、対応するチャネルの再構築に使用される。これらのチャネルの再構築信号は、以下のように与えられる。

式２ 再構築オーバーヘッド（ＤＲＣ、ＤＳＣおよびＲＲＩ）信号
式１と比べると、オーバーヘッドチャネルデータである１つの新しい項ｄ_ｏがあり、ｗ_ｆ，ｏは、ウォルシュカバーであり、Ｇ_ａｕｘは、基本のパイロットに対するオーバーヘッドチャネル利得を表す。

残りのオーバーヘッドチャネルは、１ビットのＡＣＫチャネルである。これは、変調され、符号化されず、１／２スロットにわたって反復されるＢＰＳＫとすることができる。受信機は、この信号を復調し、ＡＣＫチャネルデータに対する硬判定を行い得る。再構築信号モデルは、式２と同じとすることができる。

ＡＣＫチャネル信号を再構築する別の手法は、復調され、累積されるＡＣＫ信号は、正規化後に、
ｙ＝ｘ＋ｚ
として表され得るものと仮定し、式中、ｘは送信された信号であり、ｚは、δ^２の分散を有するスケール調整された雑音項である。この場合、ｙの対数尤度比（ＬＬＲ）は、以下で与えられる。

この場合、再構築のために、送信ビットの軟推定値を、

とすることができ、式中、ｔａｎｈ関数は、表にしてもよい。再構築ＡＣＫ信号は、式２とよく似ているが、ｄ_０が

で置き換わっている。一般に、軟推定値除去手法は、受信機がデータを確実に知らず、この方法が信頼水準を問題にするため、より優れた除去性能を示すはずである。この手法は、一般に、前述のオーバーヘッドチャネルまで拡張され得る。しかしながら、各ビットごとのＬＬＲを獲得する最大事後確率（ＭＡＰ）検出器の複雑度は、１符号シンボル中の情報ビット数と共に指数関数的に増大する。

オーバーヘッドチャネル再構築を実施する１つの効率的なやり方が、１フィンガであり、各復号化オーバーヘッド信号をこれの相対利得によってスケール調整し、ウォルシュ符号によってカバーし、これらを合計し、次いで、１つのＰＮシーケンスによって拡散し、チャネルスケールのフィルタｈφによって一度にフィルタリングし得る。この方法は、計算の複雑度と減算のためのメモリ帯域幅の両方を節約し得る。

（同時のＰＩＣ、ＯＩＣおよびＴＩＣ）
高い性能を達成し、システム容量を増大させるために、同時のＰＩＣ、ＯＩＣおよびＴＩＣが行われてもよい。ＰＩＣ、ＯＩＣおよびＴＩＣの復号化と除去の順序が異なると、異なるシステム性能と、ハードウェア設計複雑度に対する異なる影響が生じ得る。

（先にＰＩＣ、次いでＯＩＣとＴＩＣを一緒に（第１の方式））
図１２Ａに、先にＰＩＣを行い、次いでＯＩＣとＴＩＣを一緒に行う方法を示す。開始ブロック１２００の後、受信機は、ブロック１２０２で、全ユーザのチャネル推定を導出し、電力制御を行う。ＢＴＳでは、全ユーザのパイロットデータが知られているため、これらは、これらのチャネルがＰＩＣブロック１２０４で推定された後で、減じられ得る。したがって、全ユーザのトラフィックチャネルといくつかのオーバーヘッドチャネルは、より少ない干渉を被り、前のパイロット除去から利益を受けることができる。

ブロック１２０６で、復号化されていないユーザ、例えば、ユーザのパケットまたはサブパケットが現在のスロット境界で終了するユーザのグループＧを選択する。ブロック１２０８〜１２１０で、オーバーヘッド／トラフィックチャネルの復調と復号化を行う。ブロック１２１２で、正常に復号化されたチャネルデータだけが、再構築され、全ユーザによって共用されるフロントエンドＲＡＭ（ＦＥＲＡＭ）３１２から減じられる。ブロック１２１４で、復号化すべき次のユーザがいるかどうか検査する。ブロック１２１６でプロセスを終了する。

復号化／再構築／除去は、グループ内のあるユーザからグループ内の次のユーザへと順次に行うことができ、これを連続干渉除去呼んでもよい。この手法では、同じグループの遅い復号化順のユーザが、早い復号化順のユーザの除去から利益を受ける。簡単な手法は、まず、同じグループ内の全ユーザを復号化し、次いで、これらのユーザの干渉関与部分を一度に減じるものである。（以下で説明する）第２の手法または方式は、より低いメモリ帯域幅とより効率のよいパイプラインアーキテクチャの両方を可能にする。どちらの場合にも、同じスロット境界で終了せず、このパケットのグループとオーバーラップするユーザらのパケットは、この除去から利益を受ける。この除去は、非同期ＣＤＭＡシステムにおける除去利得の大部分を占め得る。

図１２Ｂに、図１２Ａの方法を実行する手段１２３０〜１２４４を備える装置を示す。図１２Ｂの手段１２３０〜１２４４は、ハードウェア、ソフトウェアまたはハードウェアとソフトウェアの組み合わせとして実施され得る。

図１３Ａに、図１２Ａの方法の変形を示す。ブロック１２０４〜１２１０で、ブロック１２０２における初期チャネル推定値に基づく信号を排除する。ブロック１３００で、データベースのチャネル推定値または改善されたチャネル推定値を導出する。データベースのチャネル推定値は、以下で説明するように、より良いチャネル推定値を提供し得る。ブロック１３０２で、残余ＰＩＣを行って、ブロック１３００のチャネル推定値の改善に基づく信号の改訂された推定値を排除する。

例えば、ブロック１２０４〜１２１０で、受信サンプルから初期信号推定値（パイロット信号など）Ｐ１［ｎ］を排除することになるものとする。この場合、この方法は、ブロック１３００で導出されるより良いチャネル推定値に基づいて、改訂された信号推定値Ｐ２［ｎ］を形成する。次いで、この方法は、ＲＡＭ３１２内のサンプル位置から増分のＰ２［ｎ］−Ｐ１［ｎ］の差を排除し得る。

図１３Ｂに、図１３Ａの方法を実行する手段１２３０〜１２４４、１３１０、１３１２を備える装置を示す。図１３Ｂの手段１２３０〜１２４４、１３１０、１３１２は、ハードウェア、ソフトウェア、またはハードウェアとソフトウェアの組み合わせとして実施され得る。

（先にＰＩＣ、次いでＯＩＣ、次いでＴＩＣ（第２の方式））
この第２の方式は、同じユーザグループのオーバーヘッドチャネルが復調され、復号化された後で、任意のトラフィックチャネルが復調され、復号化されることを除いて、前述の図１２Ａと同様である。この方式は、厳格なＡＣＫ期限が課されないため、非インターレースシステムに適する。ＤＯ Ｒｅｖ．Ａなどのインターレースシステムでは、ＡＣＫ／ＮＡＫ信号がトラフィックチャネルサブパケットに応答するため、トラフィックチャネルサブパケットの許容復号化遅延は、一般に、数スロット（１スロット＝１．６７ミリ秒）以内に制限される。したがって、いくつかのオーバーヘッドチャネルがこの時間スケールを上回って拡散している場合、この方式は実行不能になり得る。特に、ＤＯ ＲｅｖＡでは、補助パイロットチャネルとＡＣＫチャネルが短期間の形式であり、ＴＩＣの前に減じられ得る。

（同時のパイロット／オーバーヘッド／トラフィックチャネル除去（第３の方式））
図１４Ａに、同時のＰＩＣ、ＯＩＣおよびＴＩＣを行う方法を示す。開始ブロック１４００の後、受信機は、スロット１４０２で、全ユーザのチャネル推定を導出し、電力制御を行う。ブロック１４０４で、復号化されていないユーザのグループＧを選択する。ブロック１４０６で、パイロットからチャネルを再推定する。ブロック１４０８〜１４１０で、オーバーヘッド／トラフィックチャネルの復調と復号化を実行しようと試みる。ブロック１４１２で、全ユーザのＰＩＣと、正常に復号化されたチャネルデータを有するユーザのみのＯＩＣとＴＩＣを行う。

前述の第１の方式（図１２Ａ）と異なり、全ユーザのチャネル推定（ブロック１４０２）の後、パイロットは、ＦＥＲＡＭ３１２からすぐには減じられず、チャネル推定は、非ＩＣ方式として電力制御に使用される。次いで、同じパケット／サブパケット境界で終了したユーザのグループについて、この方法は、所与の順序で順次復号化を行う（ブロック１４０８および１４１０）。

未遂の復号化ユーザについて、この方法は、まず、パイロットからチャネルを再推定する（ブロック１４０２）。パイロットは、復号化されるべきトラフィックパケットとオーバーラップする、前に復号化されたパケットの干渉除去により、このパイロットが電力制御のために復調されたとき（ブロック１４０２）に比べてより少ない干渉を受ける。したがって、チャネル推定品質が改善され、これは、トラフィックチャネル復号化と除去性能の両方に利益をもたらす。この新しいチャネル推定は、特定のオーバーヘッドチャネル復号化（ブロック１４０８）（ＥＶ−ＤＯのＲＲＩチャネルなど）のみならず、トラフィックチャネル復号化（ブロック１４１０）にも使用される。ブロック１４１２で１ユーザの復号化プロセスが終了すると、この方法は、このユーザのパイロットチャネルと任意の復号化オーバーヘッド／トラフィックチャネルを含むこのユーザの干渉関与部分を、ＦＥＲＡＭ３１２から減じる。

ブロック１４１４で、復号化すべき次のユーザがいるかどうか検査する。ブロック１４１６でプロセスを終了する。

図１４Ｂに、図１４Ａの方法を実行する手段１４２０〜１４３６を備える装置を示す。図１４の手段１４２０〜１４３６は、ハードウェア、ソフトウェア、またはハードウェアとソフトウェアの組み合わせとして実施され得る。

図１５Ａに、図１４Ａの方法の変形を示す。ブロック１５００で、データベースのチャネル推定値を導出する。ブロック１５０２で、図１３Ａと同様に、任意選択の残余ＰＩＣを行う。

図１５Ｂに、図１５Ａの方法を実行する手段１４２０〜１４３６、１５１０、１５１２を備える装置を示す。図１５Ｂの手段１４２０〜１４３６、１５１０、１５１２は、ハードウェア、ソフトウェアまたはハードウェアとソフトウェアの組み合わせとして実施され得る。

（第１の方式と第３の方式の間のトレードオフ）
第１の方式は、パイロット信号がＢＴＳにおいて知られており、これらを前で除去することが道理にかなうため、第３の方式と比べて優れた性能を有するようにも見える。両方式が同じ除去品質を有すると想定される場合、第１の方式は、全データ転送速度を通じて第３の方式より優れた性能を示し得る。しかしながら、第１の方式では、パイロットチャネル推定が、トラフィックデータ復調より高い干渉を受けるため、（パイロットとオーバーヘッド／トラフィック両方の）再構築のために使用される推定チャネル係数は、より雑音の多いものになり得る。しかしながら、第３の方式では、パイロットチャネル推定が、トラフィックデータ復調／復号化の直前に再実行されるため、この改善されたチャネル推定が受ける干渉レベルは、トラフィックデータ復調のものと同じである。この場合、平均すると、第３の方式の除去品質は、第１の方式の除去品質より良くなり得る。

ハードウェア設計の観点から見ると、第３の方式は、わずかに有利となり得る。すなわち、この方法では、パイロットと復号化オーバーヘッドおよびトラフィックチャネルデータを合計し、これらを一緒に除去することができ、したがって、この手法は、メモリ帯域幅を節約する。他方、パイロットの再推定は、（メモリからのサンプル読み出しに関して）オーバーヘッドチャネル復調またはトラフィックチャネル復調のどちらかと一緒に行うことができ、よって、メモリ帯域幅要件の増加が生じない。

第１の方式が第３の方式の８０％または９０％の除去品質を有すると想定される場合、１ユーザ当たりのデータ転送速度とユーザ数に対する利得の間のトレードオフが生じる。一般に、全ユーザが低いデータ転送速度区域にいる場合には、これは、第１の方式に有利であり、すべてが高速のデータ転送速度のユーザである場合には逆になる。また、この方法では、データの１パケットが復号化された後で、トラフィックチャネルからチャネルを再推定してもよい。除去品質は、トラフィックチャネルが、パイロットチャネルに比べて（はるかに）高いＳＮＲで動作するため、改善される。

オーバーヘッドチャネルは、これらが正常に復号化された後で排除（除去）され、トラフィックチャネルは、これらが正常に復調され、復号化された後で排除され得る。基地局が、ある時点においてアクセス端末すべてのオーバーヘッドチャネルとトラフィックチャネルを正常に復調／復号化することも可能である。これ（ＰＩＣ、ＯＩＣ、ＴＩＣ）が行われる場合、ＦＥＲＡＭは、残余干渉と雑音のみを含むことになる。パイロット、オーバーヘッドおよびトラフィックのチャネルデータは、様々な順序で除去されてもよく、アクセス端末の一部について除去されてもよい。

１つの手法は、（ＰＩＣとＴＩＣとＯＩＣの任意の組み合わせの）干渉除去を、ＲＡＭ３１２から一度に１ユーザについて行うものである。別の手法は、（ａ）ユーザグループについて（ＰＩＣとＴＩＣとＯＩＣの任意の組み合わせの）再構築信号を累積し、（ｂ）次いで、このグループの干渉除去を同時に行うものである。これら２つの手法は、本明細書で開示する方法、方式、プロセスのいずれにも適用され得る。

（干渉除去のためのチャネル推定の改善）
受信サンプルを正確に再構築することができることは、送信データの様々な構成要素を再構築し、排除することによって干渉除去を実施するＣＤＭＡ受信機のシステム性能に大きく影響を及ぼし得る。レイク受信機では、マルチパスチャネルが、パイロットシーケンスに関するＰＮ逆拡散によって、次いで、適切な期間にわたるパイロットフィルタリング（すなわち累積）によって推定される。パイロットフィルタリングの長さは、通常、より多くのサンプルを累積することによって推定ＳＮＲを増大させることと、チャネルの時間変動によって推定ＳＮＲが劣化するほど長くは累積しないこととの間の妥協として選択される。次いで、パイロットフィルタ出力からのチャネル推定値を使ってデータ復調が行われる。

図４との関連で前述したように、ＣＤＭＡ受信機において干渉除去を実施する１つの実際的な方法は、（ｃｈｉｐｘ２などの）ＦＥＲＡＭサンプルに対する様々な送信ｃｈｉｐｘ１ストリームの関与部分を再構築するものである。これは、送信チップストリームと、送信側チップと受信側サンプルの間のチャネル全体の推定値を求めることを伴う。レイクフィンガからのチャネル推定値は、マルチパスチャネル自体を表すため、チャネル全体の推定値もまた、送信側と受信側のフィルタリングの有無に見合うものなるはずである。

本項では、ＣＤＭＡ受信機における干渉除去のためのこのチャネル全体の推定を改善するいくつかの技法を開示する。これらの技法は、ＣＤＭＡ２０００、１ｘＥＶ−ＤＯ、１ｘＥＶ−ＤＶ、ＷＣＤＭＡに適用され得る。

正しく復号化されるパケットのＴＩＣを行うために、図４の受信機は、復号器出力から情報ビットを取り出し、再符号化、再インターリーブ、再変調、データチャネル利得の再適用、再拡散によって送信チップストリームを再構築し得る。パイロットチャネル推定値を用いてＴＩＣの受信サンプルを推定するために、送信チップストリームは、送信側フィルタと受信側のフィルタのモデルと、パイロットＰＮシーケンスを用いた逆拡散からのレイク受信機のチャネル推定値を用いて畳み込まれるはずである。

パイロットチャネル推定値を使用する代わりに、再構築データチップ自体を用いた逆拡散によって（各レイクフィンガ遅延における）改善されたチャネル推定値が獲得され得る。この改善されたチャネル推定値は、パケットがすでに正しく復号化されているため、パケットのデータ復調には役に立たず、むしろもっぱら、このパケットのフロントエンドサンプルへの関与部分を再構築するのに使用される。この技法では、レイクフィンガの遅延のそれぞれ（ｃｈｉｐｘ８分解能など）について、この方法は、再構築データチップストリームを用いて（例えばｃｈｉｐｘ８に補間された）受信サンプルを「逆拡散」し、適切な期間にわたって累積させることができる。これは、トラフィックチャネルがパイロットチャネルより高い電力で送信されるため、改善されたチャネル推定をもたらす（このトラフィック対パイロットＴ２Ｐ比は、データ転送速度の関数である）。これらのデータチップを使ってＴＩＣのチャネルを推定すれば、高い精度で除去することが最も重要なより高電力のユーザについてより正確なチャネル推定値がもたらされ得る。

また、本項では、レイクフィンガ遅延のそれぞれにおけるマルチパスチャネルを推定するのではなく、送信側フィルタとマルチパスチャネルと受信側フィルタの複合効果を明示的に推定するはずのチャネル推定手順についても説明する。この推定値は、オーバーサンプリングされたフロントエンドサンプル（ｃｈｉｐｘ２ＦＥＲＡＭなど）と同じ分解能とすることができる。チャネル推定値は、フロントエンドサンプルを再構築送信データチップを用いて逆拡散して、チャネル推定の正確さにおけるＴ２Ｐ利得を達成することによって達成され得る。均一に間隔を置いたチャネル推定値の期間が、レイクフィンガ遅延に関する情報と、送信側フィルタと受信側フィルタの複合応答の事前の推定値とに基づいて選択され得る。さらに、レイクフィンガからの情報を使って、均一に間隔を置いたチャネル推定値が改善され得る。

図１６に、送信側フィルタｐ（ｔ）、（以下で説明するマルチパスチャネルｇ（ｔ）に対する）全体／複合チャネルｈ（ｔ）、および受信側フィルタｑ（ｔ）を備える送信システムのモデルを示す。無線通信チャネルのデジタルベースバンド表現は、以下のように、Ｌ個の異なるマルチパス成分によってモデル化することができ、

式中、複合パス振幅をａ_ｌとし、対応する遅延をτ_ｌとする。送信側フィルタと受信側フィルタの複合効果は、φ（ｔ）として定義することができ、この場合、

であり、式中、

は畳み込みを表す。複合φ（ｔ）は、しばしば、二乗余弦応答に類似のものとなるように選択される。例えば、ＣＤＭＡ２０００とこれの派生システムでは、この応答は、図１７に表す例φ（ｔ）に似たものである。チャネル全体の推定値は、

によって与えられる。

図１８Ａと１８Ｂに、３つのレイクフィンガのそれぞれにおける推定マルチパスチャネルに基づくチャネル推定の例（実数成分と虚数成分）を示す。この例では、実際のチャネルを実線で示し、ａ_ｌを星印で示す。再構築（点線）は、上記式３のａ_ｌの使用に基づくものである。図１８Ａと１８Ｂのレイクフィンガチャネル推定値は、パイロットチップとの逆拡散に基づくものである（全体のパイロットＳＮＲは−２４ｄＢである）。

（パイロットチップではなく再生成データチップを用いたレイクフィンガ遅延における逆拡散）
チャネル推定の品質は、ユーザの受信信号への関与部分を再構築する際の精度に直接影響を及ぼす。干渉除去を実施するＣＤＭＡシステムの性能を改善するために、ユーザの再構築データチップを使って改善されたチャネル推定値を求めることが可能である。これは、干渉減算の正確さを向上させる。ＣＤＭＡシステムの１つの技法は、従来の「ユーザの送信パイロットチップに関する逆拡散」に対して、「ユーザの送信データチップに関する逆拡散」として説明され得る。

図１８Ａ〜１８Ｂのレイクフィンガチャネル推定値は、パイロットチップとの逆拡散に基づくものであることを想起されたい（全体のパイロットＳＮＲは−２４ｄＢである）。図１９Ａ〜１９Ｂに、レイクフィンガと、パイロットチップより１０ｄＢ大きい電力で送信されるデータチップとの逆拡散に基づく改善されたチャネル推定値の例を示す。

図２０Ａに、再生成データチップを用いてレイクフィンガ遅延において逆拡散を行う方法を示す。ブロック２０００で、レイク受信機３１４（図４）は、パイロットＰＮチップを用いてフロントエンドサンプルを逆拡散し、レイクフィンガ値を取得する。ブロック２００２で、復調器３０４は、データ復調を行う。ブロック２００４で、復号器３０８は、データ復号化を行い、ＣＲＣを検査する。ブロック２００６で、ＣＲＣに合格した場合、ユニット４００は、再符号化、再インターリーブ、再変調および再拡散によって送信データチップを求める。ブロック２００８で、ユニット４００は、送信データチップを用いてフロントエンドサンプルを逆拡散し、各フィンガ遅延における改善されたチャネル推定値を取得する。ブロック２０１０で、ユニット４００は、改善されたチャネル推定値を用いて、フロントエンドサンプルへのユーザのトラフィックとオーバーヘッドの関与部分を再構築する。

図２０Ｂに、図２０Ａの方法を実行する手段２０２０〜２０３０を備える装置を示す。図２０Ｂの手段２０２０〜２０３０は、ハードウェア、ソフトウェアまたはハードウェアとソフトウェアの組み合わせとして実施され得る。

（再生成データチップを用いたＦＥＲＡＭ分解能での複合チャネルの推定）
従来のＣＤＭＡ受信機は、レイクフィンガ遅延のそれぞれにおけるマルチパスチャネルの複合値を推定し得る。レイク受信機の前の受信側フロントエンドは、送信側フィルタ（すなわちｐ（ｔ）に適合される低域受信側フィルタ（すなわちｑ（ｔ）を含み得る。したがって、受信機がチャネル出力に適合されるフィルタを実施するために、レイク受信機自体が、マルチパスチャネルのみ（すなわちｇ（ｔ））に適合しようと試みる。レイクフィンガの遅延は、通常、最小限の分離要件（例えば、各フィンガが少なくとも１チップ離れているなど）内の独立の時間追跡ループから駆動される。しかしながら、物理的マルチパスチャネル自体は、しばしば、連続する遅延においてエネルギーを有することがある。したがって、一方法は、フロントエンドサンプル（ｃｈｉｐｘ２ＦＥＲＡＭなど）の分解能での複合チャネル（すなわちｈ（ｔ））を推定する。

ＣＤＭＡ逆方向リンクでの送信電力制御では、すべてのマルチパスと受信側アンテナからの複合フィンガＳＮＲが、通常、特定の範囲内に収まるように制御される。このＳＮＲの範囲は、結果として、比較的大きい推定分散を有する逆拡散パイロットチップから導出された複合チャネル推定値をもたらし得る。これが、レイク受信機が、フィンガを、エネルギー遅延分布の「ピーク」の所のだけに配置しようと試みる理由である。しかし、再構築データチップを用いた逆拡散というＴ２Ｐの利点があれば、複合チャネル推定は、モデルφ（ｔ）と組み合わされたｇ（ｔ）の直接推定値より良いｈ（ｉ）の推定値がもたらし得る。

本明細書で説明するチャネル推定手順は、送信側フィルタとマルチパスチャネルと受信側フィルタの複合効果を明示的に推定する。この推定値は、オーバーサンプリングされたフロントエンドサンプル（ｃｈｉｐｘ２ＦＥＲＡＭなど）と同じ分解能とすることができる。このチャネル推定値は、再構築送信データチップを用いてフロントエンドサンプルを逆拡散し、チャネル推定の正確さにおけるＴ２Ｐ利得を達成することによって達成され得る。均一に間隔を置いたチャネル推定値の期間は、レイクフィンガ遅延に関する情報と、送信側フィルタと受信側フィルタの複合応答の事前推定値に基づいて選択され得る。さらに、レイクフィンガからの情報を使って、均一に間隔を置いたチャネル推定値が改善され得る。複合チャネル自体を推定する技法も、設計で、φ（ｔ）の事前の推定値を使用する必要がないため、有用であることに留意されたい。

図２１Ａ、２１Ｂに、ｃｈｉｐｘ２分解能での均一に間隔を置いたサンプルを使って複合チャネルを推定する例を示す。図２１Ａと２１Ｂにおいて、データチップＳＮＲは−４ｄＢであり、−２４ｄＢのパイロットＳＮＲと２０ｄＢのＴ２Ｐに対応する。均一なチャネル推定値は、各レイクフィンガ位置のみにおけるデータチップを用いた逆拡散と比べると、より良い品質をもたらす。高いＳＮＲでは、「ｆａｔｐａｔｈ」の影響が、レイクフィンガ位置を使ってチャネルを正確に再構築できる能力を制限する。均一サンプリング手法は、推定ＳＮＲが高いときに特に有用であり、高いＴ２Ｐでのデータチップを用いた逆拡散の場合に対応する。特定のユーザのＴ２Ｐが高いときには、チャネル再構築精度が重要である。

図２２Ａに、再生成データチップを使って均一な分解能での複合チャネルを推定する方法を示す。ブロック２０００〜２００６および２０１０は、前述の図２０Ａと同様である。ブロック２２００で、レイク受信機３１４（図４）または別の構成要素は、レイクフィンガ遅延に基づく均一な構築の期間を求める。ブロック２２０２で、復調器３０４または別の構成要素は、適切な期間にわたる均一な遅延における送信データチップを用いてフロントエンドサンプルを逆拡散することによって、改善されたチャネル推定値を求める。

図２２Ｂに、図２２Ａの方法を実行する手段２０２０〜２０３０、２２２０、２２２２を備える装置を示す。図２２Ｂの手段２０２０〜２０３０は、ハードウェア、ソフトウェアまたはハードウェアとソフトウェアの組み合わせとして実施され得る。

上記の説明において、ｇ（ｔ）はマルチパスチャネル自体であり、ｈ（ｔ）は、無線マルチパスチャネル、および送信側と受信側のフィルタリングを含む。すなわち、ｈ（ｔ）＝ｐｈｉ（ｔ）を用いて畳み込まれたｇ（ｔ）である。

上記の説明において、「サンプル」は、任意の速度（１チップ当たり２回など）とすることができるが、「データチップ」は１チップ当たり１つである。

「再生成データチップ」は、図２０Ａのブロック２００６に示し、前述しているように、再符号化、再インターリーブ、再変調、および再拡散によって形成される。原則として、「再生成」は、情報ビットがモバイル送信機（アクセス端末）において経るプロセスを模倣するものである。

「再構築サンプル」とは、受信機においてＦＥＲＡＭ３１２に、またはＦＥＲＡＭ３１２とは別個のメモリに格納されるサンプルを表す（１チップ当たり２回など）。これらの再構築サンプルは、チャネル推定値を用いて（再生成）送信データチップを畳み込むことによって形成される。

「再構築された」という語と「再生成された」という語は、文脈が、送信データチップの再形成または受信サンプルの再形成に対して提供される場合、区別なく使用され得る。サンプルまたはチップは再形成され得る。というのは、「チップ」は、再符号化などによって再形成され、他方「サンプル」は、再形成チップを使用し、無線チャネル（チャネル推定値）、および送信側と受信側のフィルタリングの影響を組み込むことに基づいて再形成されるからである。「再構築」という語も、「再生成」という語も、本質的に、組み立て直すこと、または再形成することを意味するものである。技術的な区別はない。一実施形態では、もっぱら、データチップに「再生成」を、サンプルに「再構築」を使用する。この場合、受信機は、データチップ再生成ユニットと、サンプル再構築ユニットを有し得る。

（干渉除去を備えるＣＤＭＡシステムの逆方向リンク上での送信サブチャネル利得の適応）
マルチユーザ干渉は、ＣＤＭＡ送信システムにおける限定要因であり、この干渉を軽減する受信側技法は、達成可能なスループットの大幅な改善を可能にする。本項では、ＩＣを備えるシステムの送信サブチャネル利得を適応させる技法を説明する。

逆方向リンク送信において、各ユーザは、パイロット、オーバーヘッドおよびトラフィックの信号を送信する。パイロットは、送信チャネルの同期と推定を提供する。オーバーヘッドサブチャネル（ＲＲＩ、ＤＲＣ、ＤＳＣ、ＡＣＫなど）は、ＭＡＣとトラフィック復号化セットアップに必要とされる。パイロット、オーバーヘッドおよびトラフィックのサブチャネルは、信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）に関して異なる要件を有する。ＣＤＭＡシステムでは、単一の電力制御がパイロットの送信電力を適応させることができ、オーバーヘッドとトラフィックのサブチャネルの電力は、パイロットに対して固定の利得を有する。ＢＴＳがＰＩＣ、ＯＩＣおよびＴＩＣを備えるとき、様々なサブチャネルは、ＩＣの順序と除去能力に応じて、様々なレベルの干渉を受ける。この場合、サブチャネル利得間の静的関係が、システム性能を損なうこともある。

本項では、ＩＣを実施するシステム上の異なる論理サブチャネルのための新しい利得制御戦略を説明する。これらの技法は、ＥＶ−ＤＯ ＲｅｖＡなどのＣＤＭＡシステムに基づくものであり、ＥＶ−ＤＶ Ｒｅｌ Ｄ、Ｗ−ＣＤＭＡ ＥＵＬ、およびｃｄｍａ２０００にも適用され得る。

説明する技法は、パケット誤り率、ＳＤＮＲまたは干渉電力に関する測定性能に従って各サブチャネルの利得を適応的に変更することによって、異なるサブチャネル上で電力と利得の制御を実施する。目的は、ＩＣの可能性を十分に活用すると同時に、時間で変化する分散的サブチャネル上での送信に堅固さを提供することを可能にする、信頼性の高い電力と利得の制御機構を提供することである。

干渉除去とは、論理サブチャネルが復号化された後で、フロントエンドサンプルに対するこれらのサブチャネルの関与部分を排除して、後で復号化される他の信号への干渉を低減することをいう。ＰＩＣでは、送信パイロット信号がＢＴＳにおいて知られており、受信パイロットは、チャネル推定値を使って再構築される。ＴＩＣまたはＯＩＣでは、干渉は、ＢＴＳにおいて、受信サブチャネルをこれの復号化バージョンを介して再構築することによって排除される。

現在の（ＩＣなしの）ＢＴＳは、トラフィックチャネルにおける誤り率要件を満たすように、パイロットサブチャネルの電力Ｅ_ｃｐを制御する。トラフィックサブチャネルの電力は、固定の係数Ｔ２Ｐでパイロットと関連し、これは、ペイロードの種類とターゲット終了目標によって決まる。パイロット電力の適応は、内側と外側のループを含む閉ループ電力制御機構によって実行される。内側ループは、パイロットのＳＩＮＲ（Ｅ_ｃｐ／Ｎ_ｔ）を閾値レベルＴに保持ようとし、外側ループの電力制御は、例えば、パケット誤り率（ＰＥＲ）などに基づいて、閾値レベルＴを変更する。

受信機（図４）においてＩＣが行われるとき、サブチャネル利得の適応は、システムにとって有益となり得る。実際、各サブチャネルは、異なるレベルの干渉を受けるため、各チャネルのパイロットに対する利得は、所望の性能を提供するために、しかるべく適応される必要がある。本項では、オーバーヘッドサブチャネルとパイロットサブチャネルの利得制御の問題を解決し、ＩＣを十分に活用することによってシステムのスループットを増大させるＴ２Ｐの適応の技法について説明する。

（ＩＣを備えるシステムにおける重要なパラメータ）
調整され得る２つのパラメータが、オーバーヘッドサブチャネル利得とトラフィック対パイロット（Ｔ２Ｐ）利得である。ＴＩＣが活動状態にあるとき、オーバーヘッドサブチャネル利得は、パイロットとオーバーヘッドの性能の間のより柔軟なトレードオフを可能にするために、（非ＴＩＣに対して）増大され得る。現在のシステムで使用される基本線をＧで表すと、オーバーヘッドチャネル利得の新しい値は、以下になる。

ＩＣなしの方式では、オーバーヘッド／パイロットサブチャネルは、トラフィックチャネルと同じ干渉レベルを受け、ある一定の比Ｔ２Ｐ／Ｇが、パイロットチャネル推定のみならず、オーバーヘッドチャネルとトラフィックチャネルの両方にも十分な性能をもたらし得る。ＩＣが使用されるとき、干渉レベルは、オーバーヘッド／パイロットとトラフィックで異なり、Ｔ２Ｐは、２種類のサブチャネルの整合的な性能を可能にするために、低減され得る。所与のペイロードでは、この方法は、要件を満たすために、Ｔ２Ｐを、表形式の値に対して係数Δ_Ｔ２Ｐだけ減少させ得る。現在のシステムにおいて特定のペイロードに使用される基本線Ｔ２ＰをＴ２Ｐで表すと、Ｔ２Ｐの新しい値は以下になる。

パラメータΔ_Ｔ２Ｐは、有限値または離散値（−０．１ｄＢから−１．０ｄＢまでなど）の集合に量子化され、アクセス端末１０６に送信され得る。

制御下で保持され得るいくつかの量として、トラフィックＰＥＲ、パイロットＳＩＮＲ、およびライズオーバーサーマルがある。パイロットＳＩＮＲは、良好なチャネル推定に求められる最低限のレベルを下回ってはならない。ライズオーバーサーマル（ＲＯＴ）は、電力制御されるＣＤＭＡ逆方向リンクの安定性とリンクバジェットを保証するのに重要である。非ＴＩＣ受信機では、ＲＯＴは、受信信号に対して定義される。一般に、ＲＯＴは、適切な容量／カバー領域トレードオフを可能にするために、所定の範囲内に留まるべきである。

（ライズオーバーサーマル制御）
Ｉ_０は、受信機の入力における信号の電力を示す。受信信号からの干渉の除去は、電力の低減をもたらす。

は、ＩＣ後の復調器３０４の入力における信号の平均電力を示す。

の値は、ＩＣを用いて更新された後で、フロントエンドサンプルから測定され得る。ＩＣが行われるときにも、ＲＯＴは、オーバーヘッドブチャネルにとってやはり重要であり、ＲＯＴは、閾値に対して、すなわち、Ｎ_０を雑音電力とする、

を確保するように制御されるべきである。

しかしながら、トラフィックサブチャネルと一部のオーバーヘッドサブチャネルもまた、ＩＣから利益を受ける。これらのサブチャネルの復号化性能は、ＩＣ後に測定されるライズオーバーサーマルに関連する。有効ＲＯＴは、ＩＣ後の信号電力と雑音電力の比である。有効ＲＯＴは、閾値、すなわち

によって制御され得る。ＲＯＴ_ｅｆｆに対する制約条件は、雑音レベルが変化しないという想定の下で、

に対する制約条件と同等なものとして、以下のように示され得る。

式中、

は、

に対応する信号電力閾値である。

（固定オーバーヘッド利得技法）
ＲＯＴが増大するとき、（ＩＣから利益を受けない）パイロットチャネルとオーバーヘッドチャネルのＳＩＮＲは減少し、消去率の潜在的増大をもたらす。この影響を補償するために、オーバーヘッドチャネル利得は、固定された値だけ、または特定のシステム条件への適応分だけ引き上げられる。

オーバーヘッドサブチャネルの利得がパイロットに対して固定される技法を説明する。提案する技法は、各ユーザごとに、パイロットサブチャネルのレベルとΔ_Ｔ２Ｐの両方を適応させる。

（固定されたΔ_Ｇ＝０ｄＢを用いたＴ２Ｐの閉ループ制御）
図２３に、Ｅ_ｃｐとΔ_Ｔ２Ｐでの閉ループ電力制御（ＰＣ）と固定されたΔ_Ｇ＝０ｄＢ（ブロック２３０８）を示す。このΔ_Ｔ２ＰとＥ_ｃｐでの第１の解決法は以下を備える。

Ａ．内側と外側のループ２３００、２３０２が、Ｅ_ｃｐの適応のために従来方式で電力制御を行う。外側ループ２３００は、目標ＰＥＲとトラフィックＰＥＲを受け取る。内側ループ２３０４は、閾値Ｔ２３０２と測定されたパイロットＳＩＮＲを受け取り、Ｅ_ｃｐを出力する。

Ｂ．閉ループ利得制御（ＧＣ）２３０６が、排除された干渉の測定に基づいて、Δ_Ｔ２Ｐを適応させる。利得制御２３０６は、測定されたＲＯＴと測定されたＲＯＴｅｆｆを受け取り、Δ_Ｔ２Ｐを出力する。受信機は、ＩＣ方式によって排除された干渉を測定し、Δ_Ｔ２Ｐを適応させる。

Ｃ．Δ_Ｔ２Ｐが、定期的に、メッセージとしてセクタ内のすべてのアクセス端末１０６に送信され得る。

Δ_Ｔ２Ｐの適応では、ＩＣ後の干渉がＩ_０から

に低減される場合、結果として、Ｔ２Ｐの量も、以下のように低減され得る。

Ｅ_ｃｐは、以下のように（ＰＣループ２３０４を介して）増大する。

ＩＣありとなしでのシステムの総送信電力の間の比は、以下になる。

式中、Ｇはオーバーヘッドチャネル利得である。（Ｇに対する）Ｔ２Ｐの大きな値では、比Ｃは、以下のように概算され得る。

有効ＲＯＴの推定では、有効ＲＯＴは、ＰＣとチャネル条件の変化の両方により、急速に変化する。代わりに、Δ_Ｔ２Ｐは、ＲＯＴ_ｅｆｆの緩慢な変動を反映する。したがって、Δ_Ｔ２Ｐの選択では、有効ＲＯＴが、ＩＣ後の信号の長い平均ウィンドウによって測定される。平均ウィンドウは、電力制御更新期間の少なくとも２倍の長さを有し得る。

（固定されたΔ_Ｇ＞０ｄＢを用いたＴ２Ｐの閉ループ制御）
図２４は、利得制御２３０６が閾値有効ＲＯＴを受け取り、Δ_Ｇ＞０ｄＢ（ブロック２４００）であることを除いて、図２３と同じである。このΔ_Ｔ２Ｐの適応の代替方法は、ＩＣシステムと非ＩＣシステムの両方で同じセルカバー領域を有するという要求に基づくものである。Ｅ_ｃｐ分布は、両事例とも同じである。ＩＣの効果は、フルにロードされたシステム上では次の２つである。すなわちｉ）ＩＣ前の信号電力Ｉ_０は、ＩＣなしのシステムの信号電力に対して増大し、ｉｉ）ＰＥＲ制御による閉ループ電力制御のために、

は、ＩＣなしのシステムの信号電力と同様になろうとする。Δ_Ｔ２Ｐは以下のように適応される。

（Δ_Ｔ２ＰのＡＣＫベースの制御）
図２５に、固定されたオーバーヘッドサブチャネル利得（ブロック２５０６）を有するＡＣＫサブチャネルに基づくＥ_ｃｐとΔ_Ｔ２ＰでのＰＣを示す。

Δ_Ｔ２Ｐの閉ループＧＣは、ＢＴＳからＡＴへのフィードバック信号を必要とし、すべてのＡＴがＢＴＳからΔ_Ｔ２Ｐの同じブロードキャスト値を受け取る。別の解決法は、Δ_Ｔ２Ｐの開ループＧＣ２５１０と、パイロットの閉ループＰＣ２５００、２５０４に基づくものである。閉ループパイロットＰＣは、閾値Ｔ_０２５０２に従ってＥ_ｃｐを調整する内側ループ２５０４を備える。外側ループ制御２５００は、データ転送速度制御（ＤＲＣ）サブチャネル誤り確率やＤＲＣ消去率など、オーバーヘッドサブチャネルの消去率によって誘導される。Ｔ_０は、ＤＲＣ消去率が閾値を上回るたびに増大するが、ＤＲＣ消去率が閾値を下回るときは次第に減少する。

Δ_Ｔ２Ｐは、ＡＣＫ順方向サブチャネルを介して適応される。特に、ＡＣＫとＮＡＣＫの統計を測定することによって、ＡＴは、ＢＴＳにおけるトラフィックＰＥＲ（ブロック２５０８）を評価することができる。利得制御２５１０は、目標トラフィックＰＥＲと測定されたＰＥＲを比較する。ＰＥＲが閾値より高いときはいつでも、Δ_Ｔ２Ｐは、Ｔ２Ｐ’が非ＩＣシステムの基本線値Ｔ２Ｐに達するまで増大される。他方、より低いＰＥＲでは、Δ_Ｔ２Ｐは、ＩＣプロセスを十分に活用するために低減される。

（可変オーバーヘッド利得の技法）
Δ_Ｔ２Ｐのみならずオーバーヘッドサブチャネル利得（Ｇオーバーヘッド）もＩＣプロセスに適応させることによって、送受信機の別の最適化が獲得され得る。この場合、余分なフィードバック信号が必要である。Δ_Ｇの値は、０ｄＢから０．５ｄＢまで量子化され得る。

（干渉電力ベースのオーバーヘッド利得制御）
図２６は、オーバーヘッドＧＣ２６００を備えること除いて、図２４と同様である。オーバーヘッドサブチャネル２６００のＧＣの方法は、ＩＣ後の測定信号電力に基づくものである。この場合、Ｅ_ｃｐは、ＩＣなしのシステムと同じセルカバー領域を提供するように想定される。ＩＣ前の信号は、増大された電力Ｉ_０を有し、オーバーヘッド利得が増大された干渉を補償する。この実装形態は、

を設定することによってオーバーヘッド利得を適応させる。

Δ_Ｇは、０ｄＢを下回らないように制御され得る。というのは、これが、役に立つ可能性のないオーバーヘッドサブチャネル電力を低減させることに相当するはずだからである。

この利得と電力の制御方式は、図２３と同様の内側と外側のループＰＣ２３０４、２３００、前述のΔ_ＧのＧＣループ２６００、Δ_Ｔ２Ｐの開ループＧＣ２３０６を含んでいてもよく、Δ_Ｔ２Ｐは、ＰＥＲが目標値を上回るたびに増大され、ＰＥＲが目標値を下回るときに低減される。非ＩＣ受信機のレベルに対応するΔ_Ｔ２Ｐの最大レベルが許容される。

（ＤＲＣのみのオーバーヘッド利得制御）
図２７に、ＤＲＣのみのオーバーヘッド利得制御２７０２を備える図２６の変形を示す。

オーバーヘッドサブチャネル利得が適応されるときでさえ、Δ_Ｔ２Ｐの利得制御２７００は、前述のように、閉ループを用いて実行され得る。この場合、Ｅ_ｃｐとΔ_Ｔ２Ｐは、図２３の方式と同様に制御され、オーバーヘッドサブチャネル利得の適応２７０２は、ＤＲＣ消去率を介して行われる。特に、ＤＲＣ消去が閾値を上回る場合、オーバーヘッドサブチャネル利得２７０２は増大される。ＤＲＣ消去率が閾値を下回るとき、オーバーヘッド利得２７０２は、次第に低減される。

（マルチセクタマルチセルネットワークにおけるＴ２Ｐの制御）
Δ_Ｔ２ＰのＧＣはセルレベルで行われ、ＡＴ１０６は、ソフターハンドオフ状態にあり得るため、様々なセクタが、異なる適応の要求を生成し得る。この場合、Δ_Ｔ２Ｐ要求の選択をＡＴに送信するために、様々な選択肢が考慮され得る。セルレベルにおいて、一方法は、フルにロードされたセクタによって要求されるもの、すなわち、

の間で、最小のＴ２Ｐ低減を選択し得る。式中、

はセクタｓによって必要とされるΔ_Ｔ２Ｐである。ＡＴは、様々なセルから異なる要求を受け取ることがあり、またこの場合、様々な基準も用いられ得る。一方法は、サービス提供セクタとの最も確実な通信を確保するために、サービス提供セクタに対応するΔ_Ｔ２Ｐを選択し得る。

セルとＡＴの両方でのΔ_Ｔ２Ｐの選択では、要求される値の間の最小値、最大値または平均値を含めて、他の選択も考慮され得る。

１つの重要な態様が、各モバイルが、Ｔ２Ｐ’＝Ｔ２ＰｘΔ_Ｔ２Ｐと、Ｇ’＝ＧｘΔ_Ｇを使用するものであり、式中、Δ_Ｔ２Ｐは、Ｉ_０と

の測定（と、おそらく、

の知識と）に基づき、ＢＴＳにおいて計算され、Δ_ＧもまたＢＴＳで計算される。ＢＴＳで計算されるこれらのΔ係数があれば、これらが各ＢＴＳによってすべてのアクセス端末にブロードキャストされ、アクセス端末は、しかるべく反応する。

本明細書で開示する概念は、専用物理制御チャネル（ＤＰＣＣＨ）、拡張専用物理制御チャネル（Ｅ−ＤＰＣＣＨ）、高速専用物理制御チャネル（ＨＳ−ＤＰＣＣＨ）といったオーバーヘッドチャネルを使用する、ＷＣＤＭＡシステムに適用され得る。ＷＣＤＭＡシステムは、専用物理データチャネル（ＤＰＤＣＨ）形式および／または拡張専用物理データチャネル（Ｅ−ＤＰＤＣＨ）形式を使用し得る。

本明細書での開示は、２つの異なるインターフェース構造、例えば、２ミリ秒の送信時間間隔と１０ミリ秒の送信時間間隔などを備えるＷＣＤＭＡシステムに適用することができ、よって、フロントエンドメモリ、復調器、および減算器が、異なる送信時間間隔を有するパケットの１つまたは複数のサブパケットにまたがるように構成され得る。

ＴＩＣでは、トラフィックデータは、１人または複数のユーザによって、ＥＶ−ＤＯリリース０形式またはＥＶ−ＤＯリビジョンＡ形式の少なくとも１つで送信され得る。

本明細書で説明している特定の復号化順序は、復調と復号化の順序に対応し得る。パケットの再復号化は、再復調からとすべきである。というのは、ＦＥＲＡＭ３１２からのパケットを変調するプロセスが、干渉除去をより適切な復号器入力に変換するからである。

情報と信号が、多種多様な技術と技法を使って表され得ることを、当分野の技術者は理解するはずである。例えば、上記説明の全体を通して言及され得るデータ、命令、コマンド、情報、信号、ビット、シンボル、チップなどは、電圧、電流、電磁波、磁界または磁性粒子、光電界または光粒子、あるいはこれらの任意の組み合わせによって表され得る。

さらに、本明細書で開示している実施形態との関連で示す様々な例示的論理ブロック、モジュール、回路、およびアルゴリズムステップが、電子ハードウェア、コンピュータソフトウェア、または両者の組み合わせとして実施され得ることも当分野の技術者は理解するはずである。このハードウェアとソフトウェアの互換性を明確に示すために、以上においては、様々な例示的コンポーネント、ブロック、モジュール、回路、およびステップを、一般に、これらの機能の観点から記述している。かかる機能がハードウェアとして実施されるか、それともソフトウェアとして実施されるかは、システム全体に課される個々の用途および設計制約条件に左右される。当分野の技術者は、前述の機能を、個々の用途ごとに様々なやり方で実施し得るが、かかる実施上の決定は、本発明の範囲からの逸脱を生じるものと解釈すべきではない。

本明細書で開示している実施形態との関連で示す様々な例示的論理ブロック、モジュール、および回路は、汎用プロセッサ、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）他のプログラマブル論理回路、ディスクリートゲートまたはトランジスタ論理、ディスクリートハードウェア部品、あるいは本明細書に示す機能を実行するように設計されたこれらの任意の組み合わせを用いて実施され、または実行され得る。汎用プロセスは、マイクロプロセッサとすることもできるが、代替として、このプロセッサは、任意の従来方式のプロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、または状態機械とすることもできる。また、プロセッサは、コンピュータ機器の組み合わせ、例えば、ＤＳＰとマイクロプロセッサ、複数のマイクロプロセッサ、ＤＳＰコアと連結された１つまたは複数のマイクロプロセッサの組み合わせ、または他の任意のかかる構成などとして実施されてもよい。

本明細書で開示している実施形態との関連で示す方法またはアルゴリズムのステップは、直接ハードウェアとして、プロセッサによって実行されるソフトウェアモジュールとして、またはこれら２つの組み合わせとして実施され得る。ソフトウェアモジュールは、ＲＡＭメモリ、フラッシュメモリ、ＲＯＭメモリ、ＥＰＲＯＭメモリ、ＥＥＰＲＯＭメモリ、レジスタ、ハードディスク、取り外し可能ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、または他の任意の形の記憶媒体にあってもよい。記憶媒体は、プロセッサが記憶媒体から情報を読み取り、記憶媒体に情報を書き込むことができるように、プロセッサに結合される。代替として、記憶媒体は、プロセッサと一体化されていてもよい。プロセッサと記憶媒体は、ＡＳＩＣ内にあってもよい。ＡＳＩＣは、ユーザ端末内にあってもよい。代替として、プロセッサと記憶媒体は、ユーザ端末内にディスクリート部品としてあってもよい。

本明細書の各見出しは、参照のためと、各項の位置を探しやすくするために含まれるものである。これらの見出しは、これらの見出しの下で説明する概念の範囲を限定するためのものではなく、これらの概念は、本明細書全体の他の部分における適用可能性も有し得る。

開示の実施形態の以上の説明は、当分野の技術者が本発明の作成し、または使用することができるようにするために提供するものである。当分野の技術者には、これらの実施形態への様々な変形例が容易に明らかになるはずであり、本明細書で定義する一般原理は、本発明の精神または範囲を逸脱することなく、他の実施形態にも適用され得る。よって、本発明は、本明細書で示す実施形態だけに限定されるものではなく、本発明には、本明細書で開示する原理と新規の特徴に合致する最大限の範囲が許容されるべきである。

基地局とアクセス端末を備える無線通信システムを示す図である。 図１のアクセス端末で実施され得る送信機の構造および／またはプロセスの例を示す図である。 図１の基地局で実施され得る受信機の構造および／またはプロセスの例を示す図である。 基地局受信機のプロセスまたは構造の別の実施形態を示す図である。 図１のシステムにおける３ユーザの電力配分の一般例を示す図である。 等しい送信電力を有するユーザのフレーム非同期トラフィック干渉除去での均一な時間オフセット配分の例を示す図である。 逆方向リンクデータパケットと順方向リンク自動再送信要求チャネルに使用されるインターレース構造を示す図である。 １６スロットパケットの全長にまたがるメモリを示す図である。 遅延復号化なしの順次干渉除去（ＳＩＣ）の例でのトラフィック干渉除去の方法を示す図である。 図９Ａの方法を実行する装置を示す図である。 復号化サブパケットの干渉除去とのインターレースの連続するサブパケットの到着後の受信側サンプルバッファを示す図である。 オーバーヘッドチャネル構造を示す図である。 まず、パイロットＩＣ（ＰＩＣ）を行い、次いで、オーバーヘッドＩＣ（ＯＩＣ）とトラフィックＩＣ（ＴＩＣ）を一緒に行う方法を示す図である。 図１２Ａの方法を実行する装置を示す図である。 図１２Ａの方法の変形を示す図である。 図１３Ａの方法を実行する装置を示す図である。 同時のＰＩＣ、ＯＩＣおよびＴＩＣを行う方法を示す図である。 図１４Ａの方法を実行する装置を示す図である。 図１４Ａの方法の変形を示す図である。 図１５Ａの方法を実行する装置を示す図である。 送信システムのモデルを示す図である。 合成された送信と受信のフィルタリングの応答例を示す図である。 ３つのレイクフィンガのそれぞれにおける推定マルチパスチャネルに基づくチャネル推定（実数成分と虚数成分）の例を示す図である。 ３つのレイクフィンガのそれぞれにおける推定マルチパスチャネルに基づくチャネル推定（実数成分と虚数成分）の例を示す図である。 レイクフィンガとデータチップを用いた逆拡散に基づく改善されたチャネル推定値の例を示す図である。 レイクフィンガとデータチップを用いた逆拡散に基づく改善されたチャネル推定値の例を示す図である。 再生成データチップを用いてレイクフィンガ遅延において逆拡散を行う方法を示す図である。 図２０Ａの方法を実行する装置を示す図である。 チップｘ２分解能の均一に間隔を置いたサンプルを使って合成チャネルを推定する例を示す図である。 チップｘ２分解能の均一に間隔を置いたサンプルを使って合成チャネルを推定する例を示す図である。 再生成データチップを使って均一な分解能の合成チャネルを推定する方法を示す図である。 図２２Ａの方法を実行する装置を示す図である。 固定オーバーヘッドサブチャネル利得を用いた閉ループ電力制御および利得制御を示す図である。 図２３の固定オーバーヘッドサブチャネル利得を用いた閉ループ電力制御および利得制御の変形を示す図である。 固定オーバーヘッドサブチャネル利得を用いた電力制御の例を示す図である。 オーバーヘッド利得制御を用いる以外は図２４と同様の図である。 ＤＲＣのみのオーバーヘッド利得制御を用いた図２６の変形を示す図である。

Claims (17)

1. 複数のアクセス端末から送信された信号のデータサンプルを受信することと、
   第１のアクセス端末に関連するパイロットチップを用いて、前記受信されたデータサンプルを逆拡散することと、
   前記逆拡散されたデータサンプルをデータシンボルに復調することと、
   前記復調されたデータシンボルを復号することと、
   前記復調されたデータシンボルが正しく復号されたかを判定することと、
   前記復調されたデータシンボルが正しく復号されたのであれば、前記復号された復調されたデータシンボルを用いて、前記第１のアクセス端末によって送信されたデータチップを再生成することと、
   前記再生成された、送信されたデータチップを用いて、前記受信されたデータサンプルを逆拡散し、チャネル推定値を決定することと、
   前記複数のアクセス端末から受信されたデータサンプルを、バッファに格納することと、
   前記決定されたチャネル推定値を用いて、前記第１のアクセス端末から送信されたデータサンプルを再構築することと、
   前記第１のアクセス端末から送信された前記再構築されたデータサンプルを、前記バッファに格納されたデータサンプルから減じることと
   を備える方法。
2. 前記パイロットチップは、擬似ランダム雑音（ＰＮ）シーケンスを用いてカバーされる請求項１に記載の方法。
3. 前記信号は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）信号を備える請求項１に記載の方法。
4. 前記逆拡散されたデータサンプルを期間にわたって累積することを更に備える請求項１に記載の方法。
5. 前記再生成された、送信されたデータチップを用いて、前記受信されたデータサンプルを逆拡散し、チャネル推定値を決定することは、複数のレイク受信機フィンガ遅延の各レイク受信機フィンガ遅延においてなされる請求項１に記載の方法。
6. 前記第１のアクセス端末によって送信されたデータチップを再生成することは、再符号化、再インターリーブ、再変調、データチャネル利得の再適用、及びデータの再拡散のうちの少なくとも１つを備える請求項１に記載の方法。
7. 第２のアクセス端末に関連するパイロット擬似ランダム雑音（ＰＮ）チップを用いて、前記受信したデータサンプルを逆拡散することと、
   前記逆拡散されたサンプルをデータシンボルに復調することと、
   前記復調されたデータシンボルを復号することと、
   前記復調されたデータシンボルが正しく復号されたかを判定することと、
   前記復調されたデータシンボルが正しく復号されたのであれば、前記復号された復調されたデータシンボルを用いて、前記第２のアクセス端末によって送信されたデータチップを、各レイク受信機フィンガ遅延において再生成することと
   を更に備える請求項１に記載の方法。
8. 複数のアクセス端末から受信された信号のデータサンプルを格納するように構成されたメモリと、
   第１のアクセス端末に対応する第１のコードシーケンスを用いて、前記格納されたデータサンプルを逆拡散し、復調するように構成された復調器と、
   前記復調されたデータからデータを復号するように構成された復号器と、
   正しく復号されたデータを用いて、前記アクセス端末によって送信されたデータチップを再生成するように構成された再生成ユニットと、
   前記再生成されたデータチップを用いて、前記格納されたデータサンプルを逆拡散し、チャネル推定値を決定するように構成されたチャネル推定器と、
   前記復号されたデータと前記チャネル推定値とを用いて、符号化され変調されたデータサンプルを再構築するように構成された再構築ユニットと、
   前記メモリ内に格納されたサンプルから、再構築されたデータサンプルを減じて、前記格納されたサンプルから、他のアクセス端末のためのデータを後に復号する復号器の干渉を低減する減算器と
   を備える基地局。
9. 逆拡散されたデータサンプルを期間にわたって累積する累積器を更に備える請求項８に記載の基地局。
10. 前記復調器は、マルチパス信号を処理する複数のフィンガ処理ユニットを有するレイク受信機を備え、各フィンガ処理ユニットは、前記メモリからのサンプルを処理するユニークな遅延を有する請求項８に記載の基地局。
11. 前記再生成ユニットは、前記第１のアクセス端末によって送信されたデータチップを、再符号化、再インターリーブ、再変調、データチャネル利得の再適用、及び再拡散のうちの少なくとも１つによって再生成するように構成された請求項８に記載の基地局。
12. 前記第１のコードシーケンスは、擬似ランダム雑音（ＰＮ）シーケンスである請求項８に記載の基地局。
13. 複数のアクセス端末から送信された信号のデータサンプルを受信することと、
    第１のアクセス端末に関連するパイロットチップを用いて、前記受信されたデータサンプルを逆拡散することと、
    前記逆拡散されたデータサンプルをデータシンボルに復調することと、
    前記復調されたデータシンボルを復号することと、
    前記復調されたデータシンボルが正しく復号されたかを判定することと、
    前記復調されたデータシンボルが正しく復号されたのであれば、前記復号された復調されたデータシンボルを用いて、前記第１のアクセス端末によって送信されたデータチップを再生成することと、
    推定されたマルチパス信号遅延に基づいて、均一な再生成の期間を判定することと、
    前記再生成された、送信されたデータチップを用いて、前記判定された期間の均一な遅延において、前記受信されたデータサンプルを逆拡散し、チャネル推定値を決定することと
    を備える方法。
14. 前記パイロットチップは、擬似ランダム雑音（ＰＮ）シーケンスでカバーされる請求項１３に記載の方法。
15. 前記複数のアクセス端末から受信されたデータサンプルを、バッファに格納することと、
    前記決定されたチャネル推定値を用いて、前記第１のアクセス端末から送信されたデータサンプルを再構築することと、
    前記第１のアクセス端末から送信された前記再構築されたデータサンプルを、前記バッファに格納されたデータサンプルから減じることと
    を更に備える請求項１３に記載の方法。
16. 前記期間を判定することは、前記マルチパス信号遅延に関する情報と、送信機フィルタと受信機フィルタの複合応答の事前の推定値とに基づいて期間を選択することを備える請求項１３に記載の方法。
17. 複数のアクセス端末から送信された信号のデータサンプルを受信する手段と、
    第１のアクセス端末に関連するパイロットチップを用いて、前記受信されたデータサンプルを逆拡散する手段と、
    前記逆拡散されたデータサンプルをデータシンボルに復調する手段と、
    前記復調されたデータシンボルを復号する手段と、
    前記復調されたデータシンボルが正しく復号されたかを判定する手段と、
    前記復調されたデータシンボルが正しく復号されたのであれば、前記復号された復調されたデータシンボルを用いて、前記第１のアクセス端末によって送信されたデータチップを再生成する手段と、
    推定されたマルチパス信号遅延に基づいて、均一な再生成の期間を判定する手段と、
    前記再生成された、送信されたデータチップを用いて、前記判定された期間の均一な遅延において、前記受信されたデータサンプルを逆拡散し、チャネル推定値を決定する手段と
    を備える装置。

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