MX2007007768A

MX2007007768A - Estimacion de canal para cancelacion de interferencia.

Info

Publication number: MX2007007768A
Application number: MX2007007768A
Authority: MX
Inventors: John Edward Smee; Jilei Hou; Stefano Tomasin; Henry Pfister
Original assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2004-12-23
Filing date: 2005-12-22
Publication date: 2007-08-21
Also published as: BRPI0519545A2; JP4567751B2; JP2008526136A; EP1834417A1; AU2005321821B2; EP2204916A1; CA2592496A1; US20060141933A1; AU2005321821A1; EP1834417B1; EP2204916B1; IL184022A0; WO2006072088A1; CN102035569A; RU2007128073A; KR20070091214A; CN102035569B; TW200703942A; RU2364023C2; US8422955B2

Abstract

Un metodo y sistema para cancelacion de interferencia (IC). Basada en una estimacion de canal mejorada, obtenida de los simbolos desmodulados que se han descodificado correctamente (CRC).

Description

ESTIMACIÓN DE CANAL PARA CANCELACIÓN DE INTERFERENCIA CAMPO DE LA INVENCIÓN La presente invención se refiere a sistemas de comunicación inalámbrica generalmente, y en forma especifica a cancelación de interferencia de tráfico en sistemas de comunicación inalámbrica.

ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN Un sistema de comunicación puede proporcionar comunicación entre estaciones base y terminales de acceso. En enlace sin retorno o enlace descendente se refiere a la transmisión desde una estación base hasta una terminal de acceso. El enlace de retorno o enlace ascendente se refiere a la transmisión de una terminal de acceso hasta una estación base. Cada terminal de acceso puede comunicarse con una o más estaciones base en los enlaces sin retorno y de retorno en un momento dado, dependiendo de si la terminal de acceso está activa y si la terminal de acceso está en transferencia temporal.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS Las características, naturaleza y ventajas de la presente solicitud pueden ser más aparentes a partir de la descripción detallada establecida en lo siguiente con los dibujos. Los números y caracteres de referencias similares pueden identificar los mismos u objetos similares. La FIGURA 1 ilustra un sistema de comunicación inalámbrica con estaciones base y terminales de acceso. La FIGURA 2 ilustra un ejemplo de estructura de transmisor y/o proceso, que pueden implementarse en una terminal de acceso de la FIGURA 1. La FIGURA 3 ilustra un ejemplo de un proceso y/o estructura de receptor, que puede implementarse en una estación base de la FIGURA 1. La FIGURA 4 ilustra otra modalidad de un proceso o estructura de receptor de estación base. La FIGURA 5 ilustra un ejemplo general de distribución de energía de tres usuarios en el sistema de la FIGURA 1. La FIGURA 6 muestra un ejemplo de una distribución de desplazamiento de tiempo uniforme para la cancelación de interferencia de tráfico asincrona de tramas para usuarios con igual potencia de transmisión. La FIGURA 7 ilustra una estructura de entrelazado utilizada para paquetes de datos de enlace de retorno y un canal de solicitud de repetición automática de enlace sin retorno . La FIGURA 8 ilustra una memoria que abarca un paquete completo de 16 intervalos.

La FIGURA 9A ilustra un método de cancelación de interferencia de tráfico para un ejemplo de cancelación de interferencia secuencial (SIC) sin ninguna descodificación retardada . La FIGURA 9B ilustra un aparato para realizar el método de la FIGURA 9A. La FIGURA 10 ilustra una memoria intermedia de muestras de receptor después de la llegada de subpaquetes sucesivos de entrelazado con cancelación de interferencia de subpaquetes descodificados. La FIGURA 11 ilustra una estructura de canales de sobrecarga . La FIGURA 12A ilustra un método para realizar primero la IC de piloto (PIC) y después realizar la IC de sobrecarga (OIC) y la IC de tráfico (TIC) en conjunto. La FIGURA 12B ilustra un aparato para realizar el método de la FIGURA 12A. La FIGURA 13A ilustra una variación del método de la FIGURA 12A. La FIGURA 13B ilustra un aparato para realizar el método de la FIGURA 13A. La FIGURA 14A ilustra un método para realizar la unión de PIC, OIC y TIC. La FIGURA 14B ilustra un aparato para realizar el método de la FIGURA 14A.

La FIGURA 15A ilustra una variación del método de la FIGURA 14A. La FIGURA 15B ilustra un aparato para realizar el método de la FIGURA 15A. La FIGURA 16 ilustra un modelo de sistema de transmisión . La FIGURA 17 ilustra una respuesta ejemplar de la filtración de transmisión y recepción combinada. Las FIGURAS 18A y 18B muestran un ejemplo de la estimación de canal (componentes reales e imaginarios) basándose en el canal de trayectoria estimado en cada uno de tres dedos de INCLINACIÓN. Las FIGURAS 19A-19B muestran ejemplos de una estimación de canal mejorada basada en dedos de INCLINACIÓN y se despropagan con los chips de datos. La FIGURA 20A muestra un método para despropagación en retardos de dedo de INCLINACIÓN con chips de datos regenerados. La FIGURA 20B ilustra un aparato para realizar el método de la FIGURA 20A. Las FIGURAS 21A y 21B, muestran un ejemplo para estimar el canal compuesto utilizando las muestras uniformemente separadas en una resolución de chip X2. La FIGURA 22A ilustra un método para estimar el canal compuesto en resolución uniforme utilizando chips de datos regenerados. La FIGURA 22B ilustra un aparato para realizar el método de la FIGURA 22A. La FIGURA 23 ilustra un control de energía de bucle cerrado y control de ganancia con ganancia de subcanal de sobrecarga fija. La FIGURA 24 es una variación del control de potencia de la FIGURA 23B y el control de ganancia con ganancia de subcanal de sobrecarga fija. La FIGURA 25 ilustra un ejemplo del control de energía con ganancia de subcanal de sobrecarga fija. La FIGURA 26 es similar a la FIGURA 24 excepto con control de ganancia de sobrecarga. La FIGURA 27 ilustra una variación de la FIGURA 26 con un control de ganancia de sobrecarga de sólo DRC.

DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LA INVENCIÓN Cualquier modalidad descrita en la presente no necesariamente es preferible o ventajosa sobre otras modalidades. Mientras varios aspectos de la presente invención se presentan en los dibujos, los dibujos no necesariamente se dibujan a escala o se dibujan para incluir todo. La FIGURA 1 ilustra un sistema 100 de comunicación inalámbrica, el cual incluye un controlador 102 de sistema, estaciones 104a-104b base, y una pluralidad de terminales 10ßa-106h de acceso. El sistema 100 puede tener cualquier número de controladores 102, estaciones 104a-104b base y terminales 106 de acceso. Varios aspectos y modalidades de la presente descripción descritos en lo siguiente pueden implementarse en el sistema 100. Las terminales 106 de acceso pueden ser móviles o estacionarias y pueden dispersarse a través del sistema 100 de comunicación de la FIGURA 1. Una terminal 106 de acceso puede conectarse o implementarse en un dispositivo de cómputo, tal como una computadora personal tipo laptop. Alternativamente, una terminal de acceso puede ser un dispositivo de datos autónomo, tal como un asistente digital personal (PDA). Una terminal 106 de acceso puede referirse a varios tipos de dispositivos, tales como un teléfono alámbrico, un teléfono inalámbrico, un teléfono celular, una computadora tipo laptop, una tarjeta de computadora personal (PC) de comunicación inalámbrica, un PDA; un módem externo o interno, etc. Una terminal de acceso puede ser cualquier dispositivo que proporcione conectividad de datos a un usuario al comunicarse a través de un canal inalámbrico o a través de un canal alámbrico, por ejemplo utilizando fibra óptica o cables coaxiales. Una terminal de acceso puede tener varios nombres, tal como estación móvil, unidad de acceso, unidad de suscriptor, dispositivo móvil, terminal móvil, unidad móvil, teléfono móvil, móvil, estación remota, terminal remota, unidad remota, dispositivo de usuario, equipo de usuario, dispositivo portátil, etc. El sistema 100 proporciona comunicación para un número de celda, donde cada celda es servida por una o más estaciones 104 base. Una estación 104 base también puede referirse como un sistema transceptor de estación base (BTS) , un punto de acceso, una parte de una red de acceso, un transceptor de grupo de módem (MPT), o un nodo B. La red de acceso se refiere a un equipo de red que proporciona conectividad de datos entre una red de datos conectada de paquetes (por ejemplo, la Internet) y las terminales 106 de acceso . El enlace sin retorno (FL) o el enlace descendente se refiere a la transmisión de una estación base 104 hasta una terminal 106 de acceso. El enlace de retorno (RL) o enlace ascendente se refiere a la transmisión de una terminal 106 de acceso hasta una estación 104 base. Una estación 104 base puede transmitir datos a una terminal 106 de acceso utilizando una proporción de datos seleccionada de un conjunto de diferentes proporciones de datos. Una terminal 106 de acceso puede medir una relación de señal a ruido e interferencia (SINR) de una señal piloto enviada por la estación 104 base y determinar una proporción de datos deseada para la estación 104 base para transmitir datos a la terminal 106 de acceso. La terminal 106 de acceso puede enviar el canal de solicitud de datos o los mensajes de control de proporción de datos (DRC) a la estación 104 base para informar a la estación 104 base de la proporción de datos deseada. El controlador 102 de sistema (también referido como un controlador de estación base (BSC) ) puede proporcionar coordinación y control para las estaciones 104 base y además puede controlar el enrutamiento de las llamadas a las terminales 106 de acceso mediante las estaciones 104 base. El controlador 102 de sistema además puede acoplarse a una red telefónica conmutada pública (PSTN) mediante un centro de conmutación móvil (MSC) , y a una red de datos de paquete mediante un nodo de servicio de datos de paquete (PDSN) . El sistema 100 de comunicación puede utilizar una o más técnicas de comunicación, tal como un acceso múltiple de división por código (CDMA) , IS-95, Datos de Paquete de Alta Velocidad (HRPD) , también referida como Alta Proporción de Datos (HDR) , como se especifica en "Especificación de Interfaz Aérea de Datos de Paquete de Alta Velocidad cdma2000", TIA/EIA/IS-856, CDMA lx Evolución de Datos Optimizada (EV-DO) , lxEV-DV, CDMA de banda ancha ( CDMA) , Sistema de Telecomunicación Móvil Universal (UMTS) , CDMA Sincrónica de División por Tiempo (TD-SCDMA) , Multiplexión de División por Frecuencia Ortogonal (OFDM) , etc. Los ejemplos descritos en lo siguiente proporcionan detalles para claridad de entendimiento. Las ideas presentadas en la presente se pueden aplicar a otros sistemas también, y los presentes ejemplos no se dan a entender para limitar la presente solicitud. La FIGURA 2 ilustra un ejemplo de una estructura y/o proceso de transmisor, el cual puede implementarse en una terminal 106 de acceso de la FIGURA 1. Las funciones y componentes mostrados en la FIGURA 2 pueden implementarse por software, hardware o una combinación de software y hardware. Otras funciones pueden agregarse a la FIGURA 2 además de o en lugar de las funciones mostradas en la FIGURA 2. Una fuente 200 de datos proporciona datos a un codificador 202, el cual codifica bits de datos utilizando uno o más esquemas de codificación para proporcionar chips de datos codificados. Cada esquema de codificación puede incluir uno o más tipos de codificación, tal como comprobación por redundancia cíclica (CRC) , codificación convolucional, codificación turbo, codificación por bloques, otros tipos de codificación, o ninguna codificación en absoluto. Otros esquemas de codificación pueden incluir solicitud de repetición automática (ARQ) , ARQ híbrida (H-ARQ) , y técnicas de repetición de redundancia en incremento. Diferentes tipos de datos pueden codificarse con diferentes esquemas de codificación. Un intercalador 204 intercala los bits de datos codificados para combatir el desvanecimiento. Un modulador 206 modula los datos intercalados codificados para generar datos modulados. Ejemplos de técnicas de modulación incluyen modulación por desplazamiento de fase binaria (BPSK) y modulación por desfasamiento de fase en cuadratura (QPSK) . El modulador 206 también puede repetir una secuencia de datos modulados o una unidad de perforaciones de símbolos puede perforar bits de un símbolo. El modulador 206 también puede propagar los datos modulados con una cubierta de Walsh (es decir, código de Walsh) para formar chips de datos. El modulador 206 también puede multiplexar por división de tiempo los chips de datos con chips piloto y los chips de MAC para formar una corriente de chips. El modulador 206 también puede utilizar un propagador de ruidos seudo-aleatorio (PN) para propagar la corriente de chips con uno o más códigos de PN (por ejemplo, código corto, código largo) . Una unidad 208 de conversión de banda base a radiofrecuencia (RF) puede convertir las señales de banda base a señales de RF para la transmisión mediante una antena 210 sobre un enlace de comunicación inalámbrica a una o más estaciones 104 base. La FIGURA 3 ilustra un ejemplo de un proceso y/o estructura de receptor, el cual puede implementarse en una estación base 104 de la FIGURA 1. Las funciones y componentes mostradas en la FIGURA 3 pueden implementarse por software, hardware o una combinación de software y hardware. Otras funciones pueden agregarse a la FIGURA 3 además de o en lugar de las funciones mostradas en la FIGURA 3. Una o más antenas 300 reciben las señales moduladas de enlace de retorno de una o más terminales 106 de acceso. Múltiples antenas pueden proporcionar diversidad espacial contra los efectos de trayectoria dañinos tales como desvanecimiento. Cada señal recibida se proporciona en un receptor respectivo o unidad 302 de conversión de RF a banda base, la cual condiciona (por ejemplo, filtra, amplifica, convierte descendentemente) y digitaliza la señal recibida para generar muestras de datos para esa señal recibida. Un desmodulador 304 puede desmodular las señales recibidas para proporcionar símbolos recuperados. Para CDMA2000, la desmodulación trata de recuperar una transmisión de datos al (1) canalizar las muestras despropagadas para aislar o canalizar los datos recibidos y piloto sobre sus canales de codificación respectivos, y (2) al desmodular coherentemente los datos canalizados con un piloto recuperado para proporcionar datos desmodulados. El desmodulador 304 puede incluir una memoria intermedia 312 de muestras recibidas (también llamada RAM de terminal de entrada de unión (FERAM) o RAM de muestra) para almacenar muestras de señal recibidas para todos los usuarios/terminales de acceso, un receptor 314 de inclinación para despropagar y procesar casos de señales múltiples, y una memoria intermedia 316 de símbolos desmodulados (también referida como RAM de terminal de salida (BERAM) o RAM de símbolos desmodulados) . Puede existir una pluralidad de memorias intermedias 316 de símbolos desmodulados para corresponder a la pluralidad de usuarios/terminales de acceso. Un desintercalador 306 desintercala los datos del desmodulador 304. Un descodificador 308 puede descodificar los datos desmodulados para recuperar los bits de datos descodificados transmitidos por la terminal 106 de acceso. Los datos descodificados pueden proporcionarse a un colector 310 de datos. La FIGURA 4 ilustra otra modalidad de un proceso o estructura de receptor de estación base. En la FIGURA 4, los bits de datos del usuario exitosamente descodificados ingresan a una unidad 400 de reconstrucción de interferencia, la cual incluye un codificador 402, intercalador 404, modulador 406 y filtro 408. El codificador 402, intercalador 404, y modulador 406 pueden ser similares al codificador 202, intercalador 204, y el modulador 206 de la FIGURA 2. El filtro 408 forma las muestras de usuario descodificadas en la resolución de FERAM, por ejemplo, el cambio de proporción de chips a la proporción de chips 2x. La contribución del usuario del descodificador a la FERAM entonces se remueve o se cancela de la FERAM 312. Aunque la cancelación de interferencia en una estación 104 base se describe en lo siguiente, los conceptos en la misma pueden aplicarse en la terminal 106 de acceso o cualquier otro componente de un sistema de comunicación .

Cancelación de Interferencia de Tráfico La capacidad de un enlace de retorno de CDMA puede limitarse por la interferencia entre usuarios puesto que las señales emitidas por diferentes usuarios no son ortogonales a la BTS 104. Por lo tanto, las técnicas que disminuye la interferencia entre usuarios mejorarán el rendimiento del sistema de un enlace de retorno de CDMA. Las técnicas se describen en la presente para la implementación eficiente de la cancelación de interferencia para sistemas avanzados de CDMA tales como CDMA2000 lxEV-DO RevA. Cada usuario de DO RevA transmite señales de tráfico, piloto y de sobrecarga, de las cuales todas pueden provocar interferencia a otros usuarios. Como muestra la FIGURA 4, las señales pueden reconstruirse y restarse de la RAM 312 de terminal de entrada en la BTS 104. La señal piloto transmitida se conoce en la BTS 104 y puede reconstruirse basándose en la confirmación sobre el canal. Sin embargo, las señales de sobrecarga (tales como el indicador de proporción de retorno (RRI), el canal de solicitud de datos o el control de proporción de datos (DRC) , canal de fuente de datos (DSC) , confirmación (ACK) ) se desmodulan y detectan primero, y los datos y las señales de datos transmitidos se desmodulan, desintercalan y descodifican en la BTS 104 para poder determinar los chips de sobrecarga y de tráfico transmitidos. Basándose en la determinación de los chips transmitidos para una señal dada, la unidad 400 de reconstrucción entonces puede reconstruir la contribución a la FERAM 312 basándose en la confirmación de canal. Los bits de un paquete de datos de la fuente 200 de datos puede repetirse y procesarse por el codificador 202, el intercalador 204 y/o el modulador 206 en una pluralidad de "subpaquetes" correspondientes para transmitir a la estación 104 base. Si la estación 104 base recibe una señal elevada de relación de señal a ruido, el primer subpaquete puede contener suficiente información para que la estación 104 base descodifique y derive el paquete de datos original. Por ejemplo, un paquete de datos de la fuente 200 de datos puede repetirse y procesarse en 4 subpaquetes. La terminal 106 de usuario envia un primer subpaquete a la estación 104 base. La estación 104 base puede tener una probabilidad relativamente baja para codificar correctamente y derivar el paquete de datos original desde el primer subpaquete recibido. Pero conforme la estación 104 base recibe el segundo, tercer y cuarto subpaquetes y combina la información derivada de cada subpaquete recibido, la probabilidad de descodificar y derivar el paquete de datos original incrementa. Tan pronto como la estación 104 base descodifica correctamente el paquete original (por ejemplo, utilizando una confirmación por redundancia cíclica (CRC) u otras técnicas de detección de errores) , la estación 104 base envia una señal de confirmación a la terminal 106 de usuario para dejar de enviar los subpaquetes. La terminal 106 de usuario entonces puede enviar un primer subpaquete de un nuevo paquete. El enlace de retorno DO RevA emplea H-ARQ (FIGURA 7), donde cada paquete de 16 intervalos se descompone en 4 subpaquetes y se transmite en una estructura entrelazada con 8 intervalos entre subpaquetes del mismo entrelazado. Además, diferentes usuarios/terminales de acceso 106 pueden comenzar sus transmisiones sobre diferentes limites de intervalos, y por lo tanto, los paquetes de 4 intervalos de diferentes usuarios llegan a la BTS en forma asincrónica. Los efectos del asincronismo y un diseño eficiente de los receptores de cancelación de interferencia para H-ARQ y CDMA se describen en lo siguiente. Las ganancias de la cancelación de interferencia dependen del orden en el cual se remueven las señales de la FERAM 312. Se discuten técnicas relacionadas en la presente a la descodificación de usuarios (y sustracción si pasa CRC) basándose en las relaciones de tráfico a piloto (T2P) , SINR efectiva, o probabilidad de descodificación. Varios procedimientos se describen en la presente para volver a intentar la desmodulación y descodificación de usuarios después de que otros se han removido de la FERAM 312. La cancelación de interferencia de la FERAM 312 de BTS pueden implementarse eficientemente para explicar los sistemas asincrónicos de CDMA, tales como EV- DO RevA, donde usuarios transmiten señales piloto, señales de control, y señales de tráfico utilizando ARQ híbrida. Esta descripción también puede aplicar a EV-DV Reí D, W CDMA EUL, y cdma2000.

La cancelación de interferencia de tráfico (TIC) pueden definirse como una cancelación de interferencia sustraída que remueve la contribución de los datos de un usuario a la FERAM 312 después de que el usuario ha descodificado correctamente (FIGURA 4). Algunos de los problemas prácticos asociados con TIC sobre sistemas actuales CDMA tales como CDMA2000, EV-DO, EV-DV, y WCDMA se dirigen en la presente. Muchos de estos problemas son provocados por el hecho de que sistemas reales tienen asincronia de usuario y ARQ híbrida. Por ejemplo, DCMA2000 propaga intencionalmente las tramas de datos de usuario uniformemente en tiempo para evitar el exceso de retardo en la red de trayecto inverso. RevA de EV-DO, Reí D de EV-DVn y EUL de WCDMA también utilizan ARQ híbrida que presenta más de una longitud de datos posible. La dirección de multiusuario es la categoría principal de algoritmos bajo los cuales cae TIC, y se refiere a cualquier algoritmo que intenta mejorar el rendimiento al permitir que la detección de dos usuarios diferentes interactúen. Un método de TIC puede involucrar un híbrido de la cancelación de interferencia sucesiva (también llamada cancelación de interferencia secuencial o CIC) y cancelación de interferencia paralela. "Cancelación de interferencia sucesiva" se refiere a cualquier algoritmo que descodifica usuarios secuencialmente y utiliza los datos de usuarios previamente descodificados para mejorar el rendimiento. "Cancelación de interferencia paralela" se refiere ampliamente a descodificar usuarios al mismo tiempo y restar todos los usuarios descodificados al mismo tiempo. TIC puede ser diferente de la cancelación de interferencia piloto (PIC) . Una diferencia entre TIC y PIC es que la señal piloto transmitida se conoce perfectamente por el receptor con anticipación. Por lo tanto PIC puede sustraer la contribución piloto en la señal recibida utilizando sólo estimaciones de canal. Una segunda diferencia principal es que el transmisor y el receptor interactúan estrechamente en el canal de tráfico a través del mecanismo de H-ARQ. El receptor no conoce la secuencia de datos transmitida hasta que un usuario se descodifica exitosamente. Similarmente, es deseable remover los canales de sobrecarga de la RAM de terminal de entrada en una técnica llamada cancelación de interferencia de sobrecarga (OIC) . Los canales de sobrecarga no pueden removerse hasta que la BTS 104 conoce los datos de sobrecarga transmitidos, y esto se determina al descodificar y después realizar los mensajes de sobrecarga. La cancelación de interferencia sucesiva define una clase de métodos. La regla de cadena de la información mutua muestra que, bajo condiciones ideales, la cancelación de interferencia sucesiva puede lograr la capacidad de un canal de múltiple acceso. Las condiciones principales para ésta son que los usuarios son asincronos de tramas y cada canal de usuario puede estimarse con un error insignificante. La FIGURA 5 ilustra un ejemplo general de la distribución de potencia de tres usuarios (usuario 1, usuario 2, usuario 3), donde los usuarios transmiten tramas sincrónicamente (tramas de todos los usuarios se reciben al mismo tiempo) , y cada usuario está transmitiendo la misma proporción de datos. Cada usuario se instruye a utilizar una potencia de transmisión particular, por ejemplo, el usuario 3 transmite a una potencia sustancialmente igual al ruido; el usuario 2 transmite a una potencia sustancialmente igual a la potencia del usuario 3 más ruido; y el usuario 1 transmite a una potencia sustancialmente igual al usuario 2 más el usuario 3 más el ruido. Las señales de proceso del receptor de los usuarios para disminuir el orden por la potencia de transmisión. Comenzando con k = 1 (usuario 1 con mayor potencia), el receptor intenta descodificar el usuario 1. Si la descodificación es exitosa, entonces la contribución del usuario 1 a la señal recibida se forma y resta basándose en su estimación de canal. Esto puede llamarse cancelación de interferencia secuencia sincrónica de trama. El receptor continúa hasta que se ha intentado la descodificación para todos los usuarios. Cada usuario tiene la misma SINR después de la cancelación de interferencia de la cancelación de interferencia sucesiva de los usuarios previamente descodificados. Desafortunadamente, este procedimiento puede ser muy sensible a los errores de descodificación. Si un solo usuario de potencia grande, tal como el usuario 1, no se descodifica correctamente, la relación de señal a interferencia más ruido (SINR) de todos los usuarios siguientes puede degradarse severamente. Esto puede evitar que todos los usuarios después de ese punto se descodifiquen. Otra desventaja de este procedimiento se requiere que usuarios tengan potencias relativas particulares en el receptor, que es difícil asegurar en canales de desvanecimiento.

Asincronismo de Trama y Cancelación de Interferencia, por ejemplo, cdma2000 Supongamos que los desplazamientos de tramas de usuarios se alternan intencionalmente con respecto entre si. Esta operación asincrónica de trama tiene un número de beneficios para el sistema como un todo. Por ejemplo, la potencia de procesamiento y el ancho de banda de la red en el receptor pueden tener entonces un perfil de uso más uniforme en el tiempo. En contraste, el sincronismo de trama entre usuarios requiere una ráfaga de potencia de procesamiento y recursos de red al final de cada limite de trama puesto que todos los usuarios pueden terminar un paquete al mismo tiempo. Con asincronismo de trama, la BTS 104 puede descodificar al usuario con el primer tiempo de llegada previo en lugar del usuario con la potencia más grande. La FIGURA 6 muestra un ejemplo de una distribución de desplazamiento de tiempo uniforme para la TIC asincrónica de trama para usuarios con igual potencia de transmisión. La FIGURA 6 representa una toma del momento exacto antes de la trama 1 de un usuario 1 vaya a descodificarse. Puesto que la trama 0 ya se ha descodificado y cancelado para todos los usuarios, su contribución a la interferencia se muestra tachada (usuarios 2 y 3) . En general, este procedimiento reduce la interferencia por un factor de 2 La mitad de la interferencia se ha removido por la TIC antes de descodificar la trama 1 del Usuario 1. En otra modalidad, los usuarios en la FIGURA 6 pueden referirse a grupos de usuarios, por ejemplo, grupo 1 de usuario, grupo 2 de usuario, grupo 3 de usuario. Un beneficio del asincronismo y la cancelación de interferencia es la simetría relativa entre usuarios en términos de niveles de potencia y estadísticas de error si desean proporciones de datos similares. En general, la cancelación de interferencia secuencial con iguales proporciones de datos de usuario, el último usuario se recibe con muy poca potencia y también es bastante dependiente de la descodificación exitosa de todos los usuarios previos.

Asincronismo ARQ Hibrida y Entrelazado, por ejemplo, EV-DO RevA La FIGURA 7 ilustra una estructura de entrelazado (por ejemplo, en lxEV-DO RevA) utilizada para paquetes de datos de RL y un canal de ARQ de FL. Cada entrelazado (entrelazado 1, entrelazado 2, entrelazado 3) comprende un conjunto de segmentos alternados. En este ejemplo, cada segmento es de cuatro intervalos de tiempo de largo. Durante cada segmento, una terminal de usuario puede transmitir un subpaquete a la estación base. Existen tres entrelazados, y cada segmento de cuatro intervalos de tiempo de largo. De este modo, existen ocho intervalos de tiempo entre el final de un subpaquete en un entrelazado dado, y el comienzo del siguiente subpaquete del mismo entrelazado. Esto da suficiente tiempo para que el receptor descodifique el subpaquete y retransmita un ACK o confirmación negativa (NAK) al transmisor. ARQ Hibrida toma ventaja de la naturaleza de tiempo variado de los canales de desvanecimiento. Si las condiciones de canal son buenas para los primeros subpaquetes 1, 2 ó 3, entonces la trama de datos puede descodificarse utilizando sólo esos subpaquetes y el receptor envia una ACK al transmisor. La ACK instruye al transmisor a no enviar los subpaquetes restantes, sino de hecho comenzar un nuevo paquete si se desea.

Arquitecturas de Receptor para Cancelación de Interferencia Con TIC, los datos de usuario descodificados se reconstruyen y restan (FIGURA 4) de tal manera que la BTS 104 puede remover la interferencia que provocan los datos de usuarios descodificados a otros usuarios. Un receptor de TIC puede ser equipado con dos memorias circulares: la FERAM 312 y la BERAM 316. La FERAM 312 almacena muestras recibidas (por ejemplo, en la proporción de chips 2x) y es común para todos los usuarios. Un receptor sin TIC sólo puede utilizar una FERAM de aproximadamente 1-2 intervalos (para acomodar retardos en el proceso de desmodulación) puesto que ninguna sustracción de tráfico o interferencia de sobrecarga tiene lugar. En un receptor de TIC para un sistema con H-ARQ la FERAM puede abarcar muchos intervalos, por ejemplo, 40 intervalos, y se actualiza por la TIC a través de la sustracción de interferencia de usuarios descodificados. En otra configuración la FERAM 312 puede tener una longitud que abarca menos de un paquete completo, tal como una longitud que abarca un periodo de tiempo desde el inicio de un subpaquete de un paquete hasta el final de un subpaquete subsiguiente del paquete. La BERAM 316 almacena símbolos desmodulados de los bits recibidos que se generan por el receptor 314 de inclinación del desmodulador. Cada usuario puede tener una BERAM diferente, puesto que los símbolos desmodulados se obtienen al despropagar con la secuencia de PN especifica de usuario, y combinar a través de los dedos de INCLINACIÓN. Ambos receptores de TIC y sin TIC pueden utilizar una BERAM 316. La BERAM 316 en TIC se utiliza para almacenar símbolos desmodulados de subpaquetes previos que ya no se almacenan en una FERAM 312 cuando la FERAM 312 no abarca todos los paquetes. La BERAM 316 puede actualizarse ya sea siempre que tiene lugar un intento de descodificar y siempre que exista un intervalo de la FERAM 312.

Métodos para Elegir la Longitud de FERAM El tamaño de la BERAM 316 y FERAM 312 puede elegirse de acuerdo con varios intercambios entre la potencia de procesamiento requerida, el ancho de banda de transferencia de las memorias a los procesadores, los retardos y rendimiento del sistema. En general, al utilizar una FERAM 312 más corta, los beneficios de TIC se limitarán, puesto que el subpaquete más antiguo no se actualizará. Por otro lado, una FERAM 312 más corta produce un número reducido de desmodulaciones, sustracciones y un ancho de banda de transferencia más bajo. Con el entrelazado de RevA, un paquete de 16 intervalos (cuatro subpaquetes, cada subpaquete transmitido en cuatro intervalos) puede abarcar 40 intervalos. Por lo tanto, una FERAM de 40 intervalos puede utilizarse para asegurar la remoción de un usuario de todos los intervalos afectados . La FIGURA 8 ilustra una FERAM 312 de 40 intervalos que abarca un paquete completo de 16 intervalos para EV-DO RevA. Siempre que se recibe un nuevo subpaquete, la descodificación se intenta para ese paquete utilizando todos los subpaquetes disponibles almacenados en la FERAM 312. Si la descodificación es exitosa, entonces la contribución del paquete se cancela de la FERAM 312 al reconstruir y sustraer la contribución de todos subpaquetes de componente (1, 2, 3 ó 4). Para longitudes de FERAM de DO-RevA de 4, 16, 28 ó 40 intervalos pueden abarcar 1, 2, 3, ó 4 subpaquetes, respectivamente. La longitud de la FERAM implementada en el receptor puede depender de las consideraciones de complejidad, la necesidad de soportar varias veces la llegada de usuario, y la capacidad de volver a hacer la desmodulación y descodificación de usuarios en los tratamientos de tramas previos. La FIGURA 9A ilustra un método general de TIC para un ejemplo de cancelación de interferencia secuencial (SIC) sin ninguna descodificación retardada. Otras mejoras se describirán en lo siguiente. El proceso comienza en un bloque 900 de inicio y procede a un bloque 902 de retardo de elección. En SIC, el bloque 902 de retardo de opción puede omitirse. En el bloque 903, la BTS 104 elige un usuario (o un grupo de usuarios) entre esos usuarios que terminan un subpaquete en el intervalo actual. En el bloque 904, el desmodulador 304 desmodula muestras de los subpaquetes del usuario elegido para algunos o todos los segmentos de tiempo almacenados en la FERAM 312 de acuerdo con la propagación y secuencia de aleatorización del usuario, asi como su tamaño de constelación. En el bloque 906, el descodificador 308 intenta descodificar el paquete de usuario utilizando los símbolos previamente desmodulados almacenados en la BERAM 316 y las muestras desmoduladas de FERAM. En el bloque 910, el descodificador 308 u otra unidad pueden determinar si el paquete de usuario se descodificó exitosamente, es decir, pasa a una comprobación de error, tal como utilizando un código de redundancia cíclica (CRC) . Si el paquete de usuario no descodifica, se envia una NAK nuevamente a la termina 106 de acceso en el bloque 918. Si el paquete de usuario se descodifica correctamente, se envia una ACK a la terminal 106 de acceso en el bloque 908 y la cancelación de interferencia (IC) se realiza en los bloques 912-914. El bloque 912 regenera la señal de usuario de acuerdo con la señal descodificada, la respuesta de impulso de canal y los filtros de transmisión/recepción. El bloque 914 sustrae la contribución del usuario de la FERAM 312, de este modo reduciendo su interferencia sobre usuarios que todavía no se han descodificado. Con la falla y éxito en la descodificación, el receptor se cambia al siguiente usuario que se descodifica en el bloque 916. Cuando un intento por descodificar se ha realizado en todos los usuarios, se inserta un nuevo intervalo en la FERAM 312 y todo el proceso se repite en el siguiente intervalo. Muestras pueden escribirse en FERAM 312 en tiempo real, es decir, las muestras de proporción de chips 2x pueden escribirse en cada chip. La FIGURA 9B ilustra un aparato que comprende medios 930-946 para realizar el método de la FIGURA 9A. El medio 930-946 en a FIGURA 9B puede implementarse en hardware, software o una combinación de hardware y software.

Métodos para Elegir un Orden de Descodificación El bloque 903 indica que TIC puede aplicarse ya sea secuencialmente a cada usuario o en paralelo a grupos de usuarios. Conforme crecen más los grupos, la complejidad de implementación puede disminuir pero los beneficios de TIC pueden disminuir al menos que TIC se repita como se describe en lo siguiente. En los criterios de acuerdo con los cuales los usuarios se agrupan y /u orden pueden variar de acuerdo con la proporción de la variación de canal, el tipo de tráfico y la potencia de procesamiento disponible. Buenas órdenes de descodificación pueden incluir primero descodificar usuarios que son más exitosos para removerse y que probablemente se descodificarán más. Los criterios para lograr las ganancias más grandes de TIC pueden incluir: A. Tamaño de Carga Útil y T2P: La BTS 104 puede agrupa u ordenar usuarios de acuerdo con el tamaño de carga útil, y descodificar en orden de inicio de aquellos con potencia de transmisión más alta, es decir, más alta T2P para aquellos con T2P más baja. La descodificación remoción de usuarios de T2P alta de la FERAM 312 tiene el beneficio más grande puesto que provoca la mayor interferencia a otros usuarios.

B. SINR: La BTS 104 puede descodificar usuarios con SINR más alta antes de usuarios con SINR más baja puesto que usuarios con SINR más alta tienen una mayor probabilidad de descodificación. También, usuarios con SINR similar pueden agruparse juntos. En caso de canales de desvanecimiento, la SINR es de variación de tiempo a través del paquete, y de tal manera que una SINR equivalente puede calcularse para poder determinar un orden apropiado. C. Tiempo: La BTS 104 puede descodificar los paquetes "más antiguos" (es decir, aquellos para los cuales más subpaquetes se han recibido en la BTS 104) antes de los paquetes "más nuevos". Esta opción refleja la suposición de que una relación dada de T2P y la meta de terminación de ARQ, es más probable que los paquetes se descodifiquen con cada subpaquete en incremento.

Métodos para Volver a Intentar Descodificación Siempre que un usuario se descodifica correctamente, su contribución de interferencia se sustrae de la FERAM 312, de este modo incrementando la posibilidad de descodificar correctamente todos los usuarios que comparten los mismos intervalos. Es ventajoso repetir e. intento de descodificar usuarios que previamente han fallado, puesto que la interferencia que ven puede caerse significativamente. El bloque 902 de retardo de opción selecciona el intervalo (actual o pasado) utilizado como referencia para descodificación e IC. El bloque 903 de usuarios de opción seleccionará usuarios que terminan en un subpaquete del intervalo del retardo elegido. La elección de retardo puede basarse en las siguientes opciones: A. La descodificación actual indica una opción de cambiarse al siguiente intervalo (futuro) una vez que todos los usuarios se han intentado descodificarse, y el siguiente intervalo está disponible en la FERAM 312. En este caso, cada usuario intenta descodificarse una vez por intervalo procesado, y esto puede corresponder a cancelación de interferencia sucesiva. B. Intentos de descodificación iterativos para descodificar usuarios más de una vez por intervalo procesado. La segunda iteración de descodificación y subsiguiente se beneficiará de la interferencia cancelada de los usuarios descodificados en iteraciones previas. La descodificación iterativa produce ganancias cuando usuarios múltiples se descodifican en paralelo sin intervención de IC. Con descodificación iterativa pura en el intervalo actual, el bloque 902 de retardo de opción puede seleccionar simplemente el mismo intervalo (es decir, retardo) varias veces. C. Descodificación regresiva: El receptor desmodula los subpaquetes e intenta descodificar un paquete basándose en la desmodulación de todos los subpaquetes disponibles en la FERAM que corresponden a ese paquete. Después de intentar descodificar paquetes con un subpaquete que termina en el intervalo de tiempo actual (es decir, usuarios en el desplazamiento de trama actual) , el receptor puede intentar descodificar paquetes que fallaron la descodificación en el intervalo previo (es decir, en el desplazamiento de trama previo) . Debido a la superposición parcial entre usuarios asincrónicos, la interferencia removida de subpaquetes que terminan en el intervalo actual mejorarán las oportunidades de descodificar subpaquetes pasados. El proceso puede iterarse al regresar más intervalos. El máximo retardo en la transmisión de ACK/NAK de enlace sin retorno puede limitar la descodificación regresiva. D. Descodificación adelantada: Después de haber intentado descodificar todos los paquetes con subpaquetes que terminan en el intervalo actual, el receptor puede intentar también descodificar los últimos usuarios antes de que todo su subpaquete se escriba en la FERAM. Por ejemplo, el receptor podría intentar descodificar usuarios después de 3 de sus 4 intervalos del último subpaquete que se ha recibido .

Métodos para Actualizar la BERAM En un receptor de BTS sin TIC, los paquetes se descodifican basándose solamente en los símbolos desmodulados almacenados en la BERAM, y la FERAM se utiliza solamente para desmodular usuarios de los segmentos de tiempo más reciente. Con TIC, la FERAM 312 aún se accede siempre que el receptor intenta desmodular un nuevo usuario. Sin embargo, con TIC, la FERAM 312 se actualiza después de que un usuario se descodifica correctamente basándose en la reconstrucción y sustracción de esa contribución de usuario. Debido a las consideraciones de complejidad, puede ser deseable elegir que la longitud de memoria intermedia de FERAM sea menor que la expansión de un paquete (por ejemplo, 40 intervalos se requieren para abarcar un paquete de 16 intervalos en EV-DO RevA) . Conforme se escriben nuevos intervalos en la FERAM 312, pueden sobre-escribir las muestras más antiguas en la memoria intermedia circular. Por lo tanto, cuando se reciben nuevos intervalos, los intervalos más antiguos se sobre-escriben y el descodificador 308 utilizará a BERAM 316 para esos intervalos antiguos. Se debe observa que aun si un subpaquete dado se localiza en la FERAM 312, la BERAM 316 puede utilizarse para almacenar los últimos símbolos desmodulados del desmodulador (determinados a partir de la FERAM 312) para ese subpaquete como una etapa intermedia en el entrelazado y proceso de descodificación. Existen dos opciones principales para la actualización de la BERAM 316: A. Actualización basada en usuario: La BERAM 316 para un usuario se actualiza solamente junto con una descodificación intentada para ese usuario. En este caso, la actualización de los intervalos más antiguos de la FERAM puede no beneficiar la BERAM 316 para un usuario dado si ese usuario no se descodifica en un momento oportuno (es decir, los intervalos actualizados de FERAM pueden deslizarse fuera de la FERAM 312 antes de que el usuario intente descodificarse) .

Métodos para Cancelar Interferencia de Subpaquetes que Llegan Debido a una Fecha Limite de ACK Perdida En general, el procedimiento extra utilizado por la TIC presenta un retardo en el proceso de descodificación, el cual particularmente es relevante cuando esquemas interactivos o regresivos se utilizan. Este retardo puede exceder el retardo máximo en el cual la ACK puede enviarse al transmisor para poder detener la transmisión de subpaquetes relacionados con el mismo paquete. En este caso, el receptor aún puede tomar ventaja de la descodificación exitosa al utilizar los datos descodificados para sustraer no sólo los mejores paquetes sino también aquellos que se recibirán en un futuro cercano debido a la ACK perdida.

Con TIC, los datos de usuarios descodificados se reconstruyen y restan de tal manera que la estación 104 base pueda remover la interferencia que provoca a otros subpaquetes de usuarios. Con H-ARQ, siempre que se reciben nuevos paquetes, se intenta la descodificación para el paquete original. Si la descodificación tiene éxito, entonces la H-ARQ con TIC, la contribución de este paquete puede cancelarse de las muestras recibidas al reconstruir y substraer los paquetes de componente. Dependiendo de las consideraciones de complejidad, es posible cancelar la interferencia de 1, 2, 3 ó 4 subpaquetes al almacenar un historial más grande de muestras. En general, y puede aplicarse ya sea secuencialmente a cada usuario o a grupos de usuarios . La FIGURA 10 ilustra una memoria intermedia 312 de muestras de receptor en tres casos de tiempo: el intervalo de tiempo n, n + 12 intervalos y n + 24 intervalos. Para propósitos ilustrativos, la FIGURA 10 muestra un solo entrelazado con subpaquetes de tres Usuarios que están en el mismo desplazamiento de trama para resaltar la operación de cancelación de interferencia con H-ARQ. La memoria intermedia 312 de muestras de receptor en la figura 10 abarca los cuatro subpaquetes (que pueden lograrse para EV-DO RevA por una memoria intermedia de 40 intervalos puesto que existen 8 intervalos entre cada subpaquete de 4 intervalos). Los subpaquetes no codificados se muestran como sombreados. Los subpaquetes descodificados se muestran como no sombreados en la memoria intermedia de 40 intervalos que se cancelan. Cada vez que el caso corresponde con la llegada de otro subpaquete en el entrelazado. En el intervalo de tiempo n, los cuatro subpaquetes almacenados del Usuario 1 se descodifican correctamente mientras los últimos subpaquetes de los Usuarios 2 y 3 no se descodifican. En el caso del tiempo n + 12 intervalos, los paquetes sucesivos entrelazados llegan con cancelación de interferencia de los subpaquetes 2, 3 y 4 descodificados (no sombreados) del Usuario 1. Durante el caso de tiempo n + 12 intervalos, los paquetes de los Usuarios 2 y 3 se descodifican exitosamente. La FIGURA 10 aplica IC a grupos de usuarios que están en el mismo desplazamiento de trama, pero no realiza la cancelación de interferencia sucesiva dentro del grupo. En la IC de grupo clásico, los usuarios en el mismo grupo no ven cancelación de interferencia mutua. Por lo tanto, cuando el número de usuarios en un grupo crece más, la complejidad de implementación disminuye pero existe una pérdida debido a la falta de cancelación entre usuarios del mismo grupo para el mismo intento de descodificación. Sin embargo, con H-ARQ, el receptor puede intentar descodificar todos los usuarios en el grupo después de que llega cada nuevo subpaquete, permitiendo a usuarios en el mismo grupo lograr cancelación de interferencia mutua. Por ejemplo, cuando el paquete del Usuario 1 descodifica al tiempo n, esto ayuda a los paquetes de los Usuarios 2 y 3 a descodificar en el tiempo n + 12, que además ayuda al Usuario 1 a descodificar en el tiempo n + 24. Todos los subpaquetes de un paquete previamente descodificado pueden cancelarse antes de reintentar descodificar los otros usuarios cuando llegan sus siguientes subpaquetes. Un punto clave es que aunque usuarios particulares siempre pueden estar en el mismo grupo, sus subpaquetes ven la IC nuevamente cuando otros miembros de grupo se descodifican.

Cancelación de Interferencia de Unión de Canales Piloto, de Sobrecarga y de Tráfico Un problema dirigido por está sección se refiere a mejorar la capacidad del sistema de un RL de CDMA al estimar eficientemente y cancelar la interferencia de múltiples usuarios en el receptor de estación base. En general, la señal de un usuario de RL consiste de canales de piloto, sobrecarga y de tráfico. Esta sección describe un esquema de IC de piloto, de sobrecarga y de tráfico de unión para todos los usuarios. Existen dos aspectos descritos. Primero, se introduce la IC de sobrecarga (OIC) . En el lado de retorno, la sobrecarga de cada usuario actúa como interferencia para señales de los otros usuarios. Para cada usuario, la interferencia agregada debido a las sobrecargas por todos los otros usuarios puede ser un porcentaje grande de la interferencia total experimentada por este usuario. El remover esta interferencia de sobrecarga agregada además puede mejorar el rendimiento del sistema (por ejemplo, para un sistema de CDMA2000 lxEV-DO RevA) e incrementa la capacidad del enlace de retorno más allá del rendimiento y capacidad logrados por PIC y TIC. En segundo lugar, las interacciones importantes entre PIC, OIC y TIC se demuestran a través del rendimiento de sistema y los intercambios de diseño de hardware (HW) . Algunos esquemas se describen en cuanto a cómo combinar mejor los tres procedimientos de cancelación. Algunos pueden tener mayor ganancia de rendimiento, y algunos pueden tener mayor ventaja de complejidad. Por ejemplo, uno de los esquemas descritos remueve todas las señales de piloto antes de descodificar cualesquier canales de sobrecarga y de tráfico, después descodifica y cancela los canales de sobrecarga y de tráfico de los usuarios en una forma subsiguiente. Esta sección se basa en los sistemas de CDMA2000 lx EV-DO RevA y en general aplica a otros sistemas de CDMA, tales como W-CDMA, CDMA2000 lx y CDMA2000 lx EV-DV.

Métodos para Cancelación de Canales de Sobrecarga La FIGURA 11 ilustra una estructura de canal de sobrecarga de RL, tal como EV-DO RevA. Existen dos tipos de canales de sobrecarga: un tipo es para ayudar a la desmodulación/descodificación de RL que incluye el canal de RRI (indicador de proporción de retorno) y el canal de piloto auxiliar (utilizado cuando el tamaño de carga útil es de 3072 bits o más); el otro tipo es para facilitar el funcionamiento del enlace sin retorno (FL) que incluye el canal de DRC (control de proporción de datos), canal de DSC (control de fuente de datos) y de ACK (confirmación). Como se muestra en la FIGURA 11, los canales de ACK y de DSC se multiplexan por tiempo en una base de intervalos. En canal de ACK sólo se transmite cuando se confirma un paquete transmitido al mismo usuario en FL. Entre los canales de sobrecarga, los datos de canal de piloto auxiliar se conocen a priori en el receptor. Por lo tanto, similar al canal de piloto primario, ninguna desmodulación y descodificación son necesarias para este canal, y el canal de piloto auxiliar puede reconstruirse basándose en la confirmación sobre el canal. El piloto auxiliar reconstruido puede ser una resolución de proporción de chips de 2 x y puede representarse como (sobre un segmento) pf[2n + df +l]= ?cf[n-µ}v m[n-µ].Gm .{hff[Zµ + 4-ccf n = 0,...,5l\ µ—M Ecuación 1 Señales de piloto auxiliares reconstruidas . Donde n corresponde a la proporción de muestreo de chips lx, / es el número de dedos, c es la secuencia de PN, w/,aux es el código de Walsh asignado al canal piloto auxiliar, Gaux es la ganancia relativa de este canal para el piloto primario, h/ es el coeficiente de canal estimado (o respuesta de canal) que se asume que es una constante sobre un segmento, f es la función de filtro o convolución del impulso de transmisión y el filtro de paso bajo del receptor de la resolución de chips x8 (f se asume no importante en [-MTC, MTC] ) , y/ es el desplazamiento de tiempo de chip x8 de este dedo con a = ? mod y d/ = El segundo grupo de canales de sobrecarga que incluye canales de DRC, DSC, y RRI , se codifican ya sea por códigos biortogonales o códigos simples. En el lado del receptor, para cada canal, los resultados desmodulados primero se comparan con un umbral. Si el resultado está por debajo del umbral, se declara un borrado y ninguna reconstrucción se intenta para esa señal. De otra forma, se descodifican por un detector de probabilidad máxima basada en símbolos (ML) , la cual puede estar dentro del descodificador 308 en la FIGURA 4. Los bits de salida descodificados se utilizan para reconstrucción de canal correspondiente, como se muestra en la FIGURA 4. Las señales reconstruidas para estos canales se dan como: of[2n + df]= ?cf[n -µ]»fJn -µ]-d.G, -{hff[Sµ-af },n = 0,...,5U of [2p + df + 1] = 0.....511 Ecuación 2 Señales de sobrecarga reconstruidas (DRC, DSC, y RRI) Comparada con la ecuación 1 existe un nuevo término ds el cual es los datos de canal de sobrecarga, w/(0 es la cubierta de Walsh, y GaU? representa la ganancia de carga con relación al piloto primario. El canal de sobrecarga restante es el canal de ACK de 1-bit. Puede modularse con BPSK, descodificarse y repetirse durante la mitad de un intervalo. El receptor puede desmodular la señal y tomar una decisión difícil en los datos de canal de ACK. El modelo de señal de reconstrucción es el mismo que en la ecuación 2. Otro procedimiento para reconstruir la señal de canal de ACK asume la señal de ACK desmodulada y acumulada, después de la normalización, puede ser representada como: y - x + z, donde x es la señal transmitida, y z es el término de ruido escalado con la varianza de s2 . Después, la relación de probabilidad logarítmica (LLR) de y se da como Entonces, para el propósito de reconstrucción, una estimación flexible del bit transmitido puede ser: i=Pr(.=l)l+Pr( =-l)-(-l)=^ i=ta-(i)=tanh(iy), donde la función tanh puede tabularse. La señal de ACK reconstruida es muy similar a la ecuación 2 pero con la excepción de reemplazar d0 por X . En general, la estimación flexible y el procedimiento de cancelación deben dar un mejor rendimiento de cancelación puesto que el receptor conoce los datos para asegurar y de este modo poner el nivel de confianza en la imagen. Esto en general puede extenderse a canales de sobrecarga mencionados en lo anterior. Sin embargo, la complejidad del detector de probabilidad a posteriori (MAP) para obtener la LLR para cada bit que crece exponencialmente con el número de bits de información en un símbolo de código.

Una forma eficiente para implementar la reconstrucción de canal de sobrecarga es un dedo, puede escalar cada señal de sobrecarga descodificada por su ganancia relativa, cubrirla por el código de Walsh, y después sumarla, entonces propagar por una secuencia de PN y filtrar a través del filtro de canal escalado hf todo a la vez. Este método puede ahorrar complejidad de cálculo y ancho de banda de memoria para propósito de substracción. ?cfdf • hf se vuelve (?cfdf • hf) f f PIC, QIC y TIC conjuntas La PIC, OIC y TIC conjuntas pueden realizarse para lograr un alto rendimiento e incrementar la capacidad del sistema. Diferentes órdenes de descodificación y cancelación de PIC, OIC y TIC pueden producir diferente rendimiento de sistema y diferentes impactos sobre la complejidad de diseño de hardware.

PIC, Primero Después QIC y TIC Juntas (Primer Esquema) La FIGURA 12A ilustra un método para realizar primero PIC y después realizar OIC Y TIC juntas. Después de un bloque 1200 de inicio, el receptor deriva la estimación de canal para todos los usuarios y realiza el control de potencia en el bloque 1202. Puesto que los datos de piloto para todos los usuarios se conocen BTS, pueden substraerse una vez que se estiman sus canales en el bloque 1204 de PIC. Por lo tanto, los canales de tráfico de todos los usuarios y ciertos canales de sobrecarga observan menos interferencia y son capaces de beneficiarse de la cancelación de piloto al frente. El bloque 1206 elige un grupo G de usuarios no codificados, por ejemplo, cuyos paquetes o subpaquetes terminan en un limite de intervalo actual. Los bloques 1208-1210 realizan la desmodulación y descodificación de canal de sobrecarga/tráfico. En el bloque 1212, solamente los datos de canal exitosamente descodificados se reconstruirán y restarán de la RAM 312 de terminal de entrada (FERAM) compartida por todos los usuarios. El bloque 1214 comprueba si existen más usuarios para descodificar. El bloque 1216 termina el proceso. La descodificación/reconstrucción/cancelación puede estar en una forma secuencial de un usuario en un grupo al siguiente usuario en el grupo, lo cual puede llamarse cancelación de interferencia sucesiva. En este procedimiento, los usuarios en el último orden de descodificación del mismo grupo se benefician de las cancelaciones de usuarios en el orden de descodificación previo. Un procedimiento simplificado es descodificar todos los usuarios en el mismo grupo primero, después restar sus contribuciones de interferencia todas a la vez. El segundo procedimiento o esquema (descrito en lo siguiente) permite ancho de banda de memoria más baja y arquitectura de trayectoria más eficiente. En ambos casos, los paquetes de usuarios que no terminan en el mismo limite de bloque pero se superponen con este grupo de paquetes se benefician de esta cancelación. Esta cancelación puede explicar la mayor parte de la ganancia de cancelación en un sistema asincrono de CDMA. La FIGURA 12B ilustra un procedimiento que comprende medios 1230-1244 para realizar el método de la FIGURA 12A. Los medios 1230-1244 en la FIGURA 12B pueden implementarse en hardware, software o una combinación de hardware y software. La FIGURA 13A ilustra una variación del método en la FIGURA 12A. Los bloques 1204-1210 remueven una señal basándose en una estimación de canal inicial en el bloque 1202. El bloque 1300 deriva una estimación de canal basada en datos o una estimación de canal refinada. La estimación de canal basada en datos puede proporcionar una estimación de canal mejor, como se describe en lo siguiente. El bloque 1302 realiza la PIC residual, es decir, remueve una estimación revisada de la señal basándose en un refinamiento de la estimación de canal en el bloque 1300. Por ejemplo, considerar que los bloques 1204-1210 resultaron en remover una estimación de señal inicial (por ejemplo, señal de piloto) Pl [n] de las muestras recibidas. Después, basándose en una estimación de canal mejor derivada del bloque 1300, el método forma la estimación de señal revisada P2 [n] . El método entonces puede remover la diferencia en incremento P2 [n] -Pl [n] de las ubicaciones de muestras en la RAM 312. La FIGURA 13B ilustra un aparato que comprende medios 1230-1244, 1310, 1312 para realizar el método de la FIGURA 13A. Los medios 1230-1244, 1310, 1312 en la FIGURA 13B pueden implementarse en hardware, software o una combinación de hardware y software.

PIC Primero, Después QIC y Después TIC (Segundo Esquema) Este segundo esquema es similar a la FIGURA 12A descrito en lo anterior con la excepción que canales de sobre carga del mismo grupo de usuarios se desmodulan y descodifican antes que cualesquier canales de trafico se desmodulen y descodifiquen. Este esquema es adecuado para un sistema no entrelazado puesto que no se impone ni un tiempo limite estricto de ACK. Para un sistema entrelazado, por ejemplo, DO RevA, puesto que las señales de ACK/NAK responden a los paquetes de canal de tráfico, el retardo de descodificación tolerable para los paquetes de canal de tráfico en general se limitan a un par de intervalos (intervalo 1= 1.67 ms) . Por lo tanto, si ciertos canales de sobrecarga se propagan más que esta escala de tiempo, este esquema puede volverse no viable. En particular, un DO RevA canal de piloto auxiliar y canal de ACK están en un formato de corta duración y pueden restarse antes de TIC.

Cancelación Conjunta de Canal de Piloto/Sobrecarga/Tráfico (El Tercer Esquema) La FIGURA 14A ilustra un método para realizar PIC, OIC y TIC conjuntas. Después de un bloque 1400 de inicio el receptor deriva la estimación de canal para todos los usuarios y realiza el control de potencia en el bloque 1402. El bloque 1404 selecciona un grupo G de los usuarios no codificados. El bloque 1406 vuelve a estimar el canal de los pilotos. Los bloques 1408-140 intentan realizar la desmodulación y descodificación de canal de sobrecarga/tráfico. El bloque 1412 realiza PIC para todos los usuarios y OIC y TIC para solo usuarios con .datos de canal exitosamente descodificados. Diferente del primer esquema (FIGURA 12A) discutido en lo anterior, después de la estimación de canales para todos los usuarios (bloque 1402), los pilotos no se substraen de FERAM 312 inmediatamente y la estimación de canal se utiliza para el control de potencia como el esquema sin IC. Después, para un grupo de usuarios que terminó el mismo limite de paquete/subpaquete, el método realiza la descodificación secuenciada (bloques 1408 y 1410) en un orden dado. Para un usuario de descodificación intentada, el método primero vuelve a estimar el canal de piloto (bloque 1402) . El piloto ve menos interferencia comparada con el tiempo (bloque 1402) cuando se desmoduló para el control de potencia debido a la cancelación de interferencia de los paquetes previamente descodificados que superponen el cual el paquete de tráfico que va a descodificarse. Por lo tanto, la calidad de estimación de canal se mejora, de tal forma que beneficia la descodificación de canal de tráfico y el rendimiento de cancelación. Esta nueva estimación de canal se utiliza para la descodificación de canal de tráfico (bloque 1410) asi como cierta descodificación de canal de sobrecarga (bloque 1408) (por ejemplo, canal de RRI en EV-DO) . Una vez que se termina el proceso de descodificación para un usuario en el bloque 1412, el método substraerá esta contribución de interferencia de usuario de la FERAM 312, que incluye su canal de piloto y cualquier canal de sobrecarga/tráfico descodificado. El bloque 1414 comprueba si existen más usuarios para decodificar. El bloque 1416 termina el proceso. La FIGURA 14B ilustra un aparato que comprende medios 1420-1436 para realizar el método de la FIGURA 14A.

Los medios 1420-1436 en la FIGURA 14B pueden implementarse en software, hardware o una combinación de software y hardware . La FIGURA 15A ilustra una variación del método en la FIGURA 14A. El bloque 1500 deriva las estimaciones de canal basadas en datos. El bloque 1502 realiza una PIC residual opcional como en la FIGURA 13A. La FIGURA 15B ilustra un aparato que comprende medios 1420-1436, 1510, 1512 para realizar el método de la FIGURA 15A. Los medios 1420-1436, 1510, 1512 en la FIGURA 15B pueden implementarse en software, hardware o una combinación de software y hardware.

Intercambios entre el Primer y Tercer Esquemas Puede parecer que el primer esquema debe tener un rendimiento superior comparado con el tercer esquema puesto que las señales de piloto se conocen en la BTS y tiene sentido cancelarlas al frente. Si ambos esquemas se asumen que tiene la misma calidad de cancelación, el primer esquema puede exceder el tercer esquema a través de todas las proporciones de datos. Sin embargo, para el primer esquema, puesto que la estimación de canal piloto ve mayor interferencia que la desmodulación de datos de tráfico, los coeficientes de canal estimado utilizados para el propósito de reconstrucción (para piloto y sobrecarga/tráfico) pueden ser más ruidosos. Sin embargo, para el tercer esquema puesto que la estimación de canal de piloto vuelve a ser inmediatamente antes de la desmodulación/descodificación de datos de tráfico, el nivel de interferencia visto por esta estimación de canal refinada es la misma que la desmodulación de datos de tráfico. Entonces, en promedio, la calidad de cancelación del tercer esquema puede ser mejor que el primer esquema. A partir de una perspectiva de diseño de hardware, el tercer esquema puede tener un ligero limite: el método puede sumar los datos de piloto y de canal de sobrecarga y de tráfico descodificados y cancelarlos en conjunto, por lo tanto, este procedimiento ahorra ancho de banda de memoria. Por otro lado, la reestimación del piloto puede realizarse junto con la desmodulación de canal de sobrecarga o la desmodulación de canal de tráfico (en términos de leer muestras de la memoria) , y de este modo, no existe ningún incremento en los requerimientos de ancho de banda de la memoria. Si se asume que el primer esquema tiene 80% o 90% de calidad de cancelación del tercer esquema, existen intercambios entre la proporción de datos por usuario nuevamente contra número de usuarios. En general, favorece al primer esquema si todos los usuarios están en proporción en la región baja de proporción de datos y lo opuesto si están todos los usuarios en alta proporción de datos. El método también puede volver a estimar el canal de tráfico una vez que el paquete de datos se descodifica. La calidad de cancelación se mejorará puesto que el canal de tráfico opera en SNR (mucho) más alta comparada con el canal de piloto. Los canales de sobre-carga puede removerse (cancelarse) una vez que se desmodulan exitosamente, y los canales de tráfico pueden removerse una vez que se han desmodulado y descodificado exitosamente. Es posible que la estación base pudiera desmodular/descodificar exitosamente los canales de sobre-carga y de tráfico de todas las terminales de acceso en el mismo punto en el tiempo. Si esto ocurre (PIC, OIC, TIC), entonces la FERAM sólo puede contener interferencia residual y ruido. Los datos de canal de piloto de sobre-carga y de tráfico pueden cancelarse en varios órdenes, y cancelarse para subconjuntos de terminales de acceso. Un procedimiento es realizar la cancelación de interferencia (de cualquier combinación de PIC, TIC y OIC) para un usuario en un tiempo de la RAM 312. Otro procedimiento es (a) acumular señales reconstruidas (o cualquier combinación de PIC, TIC y OIC) para un grupo de usuarios y (b) después realizar cancelación de interferencia para el grupo en el mismo tiempo. Estos dos procedimientos pueden aplicarse a cualquiera de los métodos, esquemas y procesos descritos en la presente.

Mejorando la Estimación de Canal para Cancelación de Interferencia La capacidad de reconstruir precisamente en muestras recibidas puede afecta significativamente el rendimiento del sistema para una receptor de CDMA que implementa cancelación de interferencia al reconstruir y remover varios componentes de datos transmitidos. En un receptor de INCLINACIÓN, un canal de multitrayectoria se estima por la despropagación de PN con respecto a la secuencia de piloto y después la filtración de piloto (es decir, acumulación) durante un periodo apropiado de tiempo. La longitud de la filtración de piloto típicamente se selecciona como un compromiso entre incrementar la SNR de estimación al acumular más muestras, mientras no se acumulen tanto que la SNR de estimación se degrade por las variaciones de tiempo de canal. La estimación de canal del resultado del filtro de piloto entonces se utiliza para realizar la desmodulación de datos. Como se describe en lo anterior con la FIGURA 4, un método práctico para implementar cancelación de interferencia en un receptor de CDMA es reconstruir la contribución de varias corrientes transmitidas de chipxl para las muestras de FERAM (por ejemplo, chipx2) . Esto involucra la determinación de las corrientes de chips transmitidas y una estimación del canal general entre los chips del transmisor y las muestras del receptor. Puesto que las estimaciones de canal de los dedos de INCLINACIÓN representan el canal de multitrayectoria mismo, la estimación de canal general también debe explicar la presencia de la filtración del transmisor y receptor. Esta sección describe varias técnicas para mejorar esta estimación de canal general para la cancelación de interferencia en un receptor de CDMA. Estas técnicas se pueden aplicar al CDMA 2000. lxEV-DO, 1XEV-DV, WCDMA. Para realizar TIC de un paquete que se descodifica correctamente, el receptor en la FIGURA 4 puede tomar los bits de información desde la salida del descodificador y reconstruir la corriente de chips transmitida al volver a codificar, volver a intercalar, volver a modular, volver a aplicar la ganancia de canal de datos, y volver a propagar. Para estimar las muestras recibidas para TIC con la estimación de canal de piloto, la corriente de chips de transmisión puede envolverse con un modelo de los filtros de transmisor y receptor y la estimación de canal del receptor de INCLINACIÓN de la despropagación con la secuencia de PN de piloto.

En lugar de utilizar la estimación de canal de piloto, puede obtenerse una estimación de canal mejorada (cada retardo de dedo de INCLINACIÓN) al despropagarse con los chips de datos reconstruidos mismos. Esta estimación de canal mejorada no es útil para la desmodulación de datos del paquete puesto que el paqueta ya se ha descodifica correctamente, aunque de hecho se utiliza solamente para reconstruir la contribución de este paquete en las muestras de terminal de entrada. Con esta técnica, para cada uno de los retardos de los dedos de INCLINACIÓN (por ejemplo, resolución de chipxd), el método puede "despropagar" la muestras recibidas (por ejemplo, interpoladas en chipxd) con la corriente de chips de datos reconstruida y acumularse durante un periodo apropiado de tiempo. Esto llevará a una estimación de canal mejorada puesto que el canal de tráfico se transmite en potencia más alta que el canal de piloto (esta relación de tráfico a piloto T2P es una función de la proporción de datos) . Utilizando los chips de datos para estimar el canal para TIC puede resultar en una estimación de canal más precisa para los usuarios de potencia más alta que son los más importantes de cancelar con alta precisión. En lugar de estimar el canal de multitrayectoria de cada uno de los retardos del dedo de INCLINACIÓN, esta sección también describe un procedimiento de estimación de canal que puede estimar explícitamente un efecto combinado en el filtro del transmisor, el canal de multitrayectoria, y el filtro del receptor. Esta estimación puede estar en la misma resolución que las muestras sobre-muestreadas de la terminal de entrada (por ejemplo, FERAM de ch?px2). La estimación de canal puede lograrse al despropagar las muestras de terminal de entrada con los chips de datos de transmisión reconstruidos para lograr la ganancia de T2P en la precisión de estimación de canal. La extensión de tiempo de las estimaciones de canal uniformemente separadas puede seleccionarse basándose en la información sobre los retardos de dedo de INCLINACIÓN y una estimación a priori de una respuesta combinada de los filtros de transmisor y receptor. Además, la información de los dedos de INCLINACIÓN puede utilizarse para reajustar las estimaciones de canal uniformemente separadas. La FIGURA 16 ilustra un modelo de sistema de transmisión con un filtro de transmisión p (t) , con canal general/compuesto h (t) (contra el canal de multitrayectoria g(t) descrito en lo siguiente), y el filtro de receptor q (t) . La representación de banda base digital del canal de comunicación inalámbrica puede ser modelada por los componentes de multitrayectopa discretos L g(t) = ?a,d(t -t,) Ecuación 3 donde las amplitudes de trayectoria compleja son a t con retardos correspondientes ti con retardos correspondientes. El efecto combinado de los filtros de transmisor y receptor puede definirse como f (t) , donde f(t) = p(t) <8> q(t) Ecuación 4 donde <g> denota convolución. El combinado f (t) con frecuencia se selecciona para ser similar a una respuesta de coseno elevada. Por ejemplo, CDMA2000 y sus derivados, la respuesta es similar a un ejemplo f (t) desplegado en la FIGURA 17. La estimación de canal general se da por *( = g(t) ® f(t) = ?a,f(t-r,) Ecuación 5 M Las FIGURAS 18A y 18B muestran un ejemplo de la estimación de canal (componentes reales e imaginarios) basándose en el canal de multitrayectoria estimado en cada uno de tres dedos de INCLINACIÓN. En este ejemplo, el canal actual se muestra como una linea gruesa, y a t se da por las estrellas. La reconstrucción (linea punteada) se basa en utilizar la a t en la Ecuación 3 anterior. Las estimaciones de canal de dedo de INCLINACIÓN en las FIGURAS 18A y 18B se basan en la despropagación con los chips de piloto (donde la SNR de piloto general es -24dB) .

Despropagación en Retardos de Dedo de INCLINACIÓN con Chips de Datos Regenerados en Lugar de Chips de Piloto La calidad de la estimación de canal tiene un impacto directo sobre la fidelidad de reconstruir una contribución de usuario en la señal recibida. Para poder mejorar el rendimiento de los sistemas de CDMA que implementan una cancelación de interferencia, es posible utilizar chips de datos reconstruidos de un usuario para determinar una estimación de canal mejorada. Esto mejorará la precisión de la sustracción de interferencia. En una técnica para que los sistemas de CDMA puedan describirse como "despropagando con respecto a los chips de datos transmitidos de un usuario" como opuesto al clásico "despropagando con respecto a los chips de piloto transmitidos de un usuario". Recordar que las estimaciones de canal de dedo de INCLINACIÓN en las FIGURAS 18A-18B se basan en la despropagación con los chips de piloto (donde la SNR de piloto general es de -24dB) . Las FIGURAS 19A-19B muestran ejemplos de una estimación de canal mejorada basada en los dedos de INCLINACIÓN y la despropagación con los chips de datos, donde los chips de datos se transmiten con más potencia de lOdB que los chips de piloto. La FIGURA 20A ilustra un método para despropagar retardos de dedo de INCLINACIÓN con chips de datos regenerados. En el bloque 200, el receptor 314 de inclinación (FIGURA 4) despropaga las muestras de terminal de entrada con los chips de PN de piloto para obtener valores de dedo de INCLINACIÓN. En el bloque 2002, el desmodulador 304 realiza la desmodulación de datos. En el bloque 2004, el descodificador 308 realiza la descodificación de datos que comprueba CRC. En el bloque 2006, si CRC pasa, la unidad 400 determina los chips de datos transmitidos al volver a codificar, volver a intercalar, volver a modular y volver a propagar. En el bloque 2008, la unidad 400 despropaga las muestras de terminal de entrada transmitidas desde los chips para obtener una estimación de canal mejorada en cada retardo de dedo. En el bloque 2010, la unidad 400 reconstruye la contribución de tráfico y de sobrecarga del usuario a las muestras de terminal de entrada con estimación de canal mejorada. La FIGURA 20B ilustra un aparato que comprende medios 2020-2030 para realizar el método de la FIGURA 20A. Los medios 2020-2030 en la FIGURA 20B pueden implementarse en hardware, software o una combinación de hardware y software .

Estimando el Canal Compuesto en la Resolución de FERAM con Chips de Datos Regenerados Los receptores de CDMA clásicos pueden estimar el valor complejo de un canal de multitrayectoria en cada uno de los retardos de dedo INCLINACIÓN. La terminal de entrada del receptor antes del receptor de INCLINACIÓN puede incluir un receptor de paso bajo (es decir, q (t) ) el cual se correlaciona con el filtro del transmisor (es decir, p (t) ) . Por lo tanto, para que el receptor implemente un filtro correlacionado con la salida del canal, el receptor de INCLINACIÓN intenta por si mismo correlacionar el canal de multitrayectoria solamente (es decir, g (t) ) . Los retardos de los dedos de INCLINACIÓN típicamente son impulsados a partir de bucles de seguimiento de tiempo independientes dentro de los requerimientos de separación mínimos (por ejemplo, los dedos están a una separación de por lo menos un chip) . Sin embargo, el canal de multitrayectoria físico mismo puede tener con frecuencia energía en una secuencia de retardos. Por lo tanto, un método estima el canal compuesto (es decir, h (t) ) en la resolución de las muestras de terminal de entrada (por ejemplo, FERAM de chipx2) . Con el control de potencia de transmisión en el enlace de retorno de CDMA, la SNR de dedo combinada para todas las multitrayectorias y antenas de receptor típicamente es controlada para caer en un margen particular. Este margen de SNR puede resultar en una estimación de canal compuesta derivada de los chips despropagados de piloto que tienen una variación de estimación relativamente grande. Esto es el por qué el receptor de INCLINACIÓN intenta colocar solamente los dedos en los "picos" del perfil de retardo de energía. Pero con la ventaja de T2P de despropagar con chips de datos reconstruidos, la estimación de canal compuesta puede resultar en una mejor estimación de h (t) que la estimación directa de g (t) combinada con un modelo de f (t) . Un procedimiento de estimación de canal descrito en la presente estima explícitamente el efecto combinado del filtro de transmisor, el canal multitrayectoria y el filtro de receptor. Esta estimación puede estar en la misma resolución que la muestras de terminal de entrada sobre-muestreada (por ejemplo, FERAM de chipx2) . La estimación de canal puede lograrse al despropagar las muestras de terminal de entrada con los chips de datos de transmisión reconstruidos para lograr la ganancia de T2P en la apreciación de estimación de canal. La extensión de tiempo de las estimaciones de canal uniformemente separadas pueden seleccionarse basándose en la información sobre los retardos de dedo de INCLINACIÓN y una estimación a priori de la respuesta combinada de los filtros de transmisión y receptor. Además, la información de los dedos de INCLINACIÓN puede utilizarse para reajustar las estimaciones de canal uniformemente separadas. Nótese que la técnica de estimar el canal compuesto mismo también es útil debido a que no requiere que el diseño utilice una estimación a priori de f( t ) . Las FIGURAS 21A, 21B muestran un ejemplo para estimar el canal compuesto utilizando muestras uniformemente separadas en la resolución de chipX2. Las FIGURAS 21A, 21B, la SNR de chip de datos es -4dB, que corresponde con una SNR piloto de -24dB y una T2P de 20dB. La estimación de canal de uniforme da una mejor calidad comparada con la despropagación con los chips de datos solamente en las ubicaciones de dedo de INCLINACIÓN. En alta SNR, los efectos de "trayectoria ancha" limitan la capacidad de reconstruir precisamente el canal utilizando las ubicaciones de dedo de INCLINACIÓN. El procedimiento de muestreo uniforme particularmente es útil cuando la SNR de estimación es elevada, que corresponde con el caso de despropagar con chips de datos para una T2P elevada. Cuando la T2P es elevada para un usuario particular, la fidelidad de reconstrucción de canal es importante. La FIGURA 22A ilustra un método para estimar canal compuesto en resolución uniforme utilizando chips de datos regenerados. Los bloques 2002-2006 y 2010 son similares a la FIGURA 20A descrita en lo anterior. En el bloque 2200, el receptor 314 de INCLINACIÓN (FIGURA 4) u otro componente determina la extensión de tiempo para la reconstrucción uniforme basada en los retardos de dedo de INCLINACIÓN. En el bloque 2202, el desmodulador 304 u otro componente determina una estimación de canal mejorada al despropagar muestras de terminal de entrada con chips de datos transmitidos en retardos uniformes para una extensión de tiempo apropiada. La FIGURA 22B ilustra un aparato que comprende medios 2020-2030, 2220, 2222 para realizar el método de la FIGURA 22A. Los medios 2020-2030 en la FIGURA 22B pueden implementarse en hardware, software o una combinación de hardware y software. En la descripción anterior, g(t) es el canal de multitrayectoria inalámbrico mismo, mientras h(t) incluye el canal de multitrayectoria inalámbrico asi como la filtración del transmisor y receptor: h(t) = g(t) envuelta con phi (t ) . En la descripción anterior, "muestras" puede ser cualquier proporción arbitraria (por ejemplo, dos veces por chip), pero "chips de datos" son uno por chip. "Chips de datos regenerados" se forman al volver a codificar, volver a intercalar, volver a modular, y volver a propagar, como se muestra en el bloque 2006 de la FIGURA 20A y descrito en lo anterior. En principio, "regenerar" es imitar el proceso que los bits de información hicieron en el transmisor móvil (terminal de acceso) . "Muestras reconstruidas" representan las muestras almacenadas en FERAM 312 o en una memoria separada de la FERAM 312 en el receptor (por ejemplo, dos veces por chip) . Estas muestras reconstruidas se forman por convolución de los chips de datos transmitidos (regenerados) con una estimación de canal. Las palabras "reconstruido" y "regenerado" pueden utilizarse en forma intercambiable si el contexto se proporciona para volver a formar los chips de datos transmitidos o volver a formar las muestras recibidas. Las muestras o chips puede reformarse, puesto que "chips" se vuelven a formar por decodificación, etc., mientras muestras "muestras" se vuelven a formar basándose en utilizar los chips reformados e incorporar los efectos de canal inalámbrico (estimación de canal) y la filtración de transmisor y receptor. Ambas palabras "reconstruir" y "regenerar" esencialmente significan reconstruir o reformar. No existe ninguna distinción técnica. Una modalidad utiliza "regenerar" para chips de datos y "reconstruir" para muestras exclusivamente. Entonces, un receptor puede tener una unidad de regeneración de chips de datos y una unidad de reconstrucción de muestras.

Adaptación de las Ganancias de Subcanal de Transmisión Sobre Enlaces de Retorno de los Sistemas de CDMA con Cancelación de Interferencia La interferencia de múltiples usuarios es un factor limitante en un sistema de transmisión de CDMA y cualquier técnica de receptor que mitigue esta interferencia puede permitir mejoras importantes en la producción que se puede lograr. Esta sección describe técnicas para adaptar las ganancias de subcanales de transmisión de un sistema con IC. En la transmisión de enlace de retorno, cada usuario transmite señales de piloto, de sobrecarga y de tráfico. Los pilotos proporcionan sincronización y estimación de canal de transmisión. Los canales de sobrecarga (tales como RRI, DRC, DSC, y ACK) se necesitan para establecimiento de descodificación de MAC y de tráfico. Los subcanales de piloto, de sobrecarga y de tráfico tiene diferentes requerimientos sobre la señal para la relación de interferencia más ruido (SINR) . En un sistema de CDMA, un control sencillo de potencia puede adaptar la potencia de transmisión de los pilotos, mientras la potencia de los subcanales de sobrecarga y de tráfico tienen una ganancia fija con relación a los pilotos. Cuando la BTS es equipada con PIC; OIC o TIC, los diversos subcanales ven diferentes niveles de interferencia dependiendo del orden de las IC y las capacidades de cancelación. En este caso, una relación estática entre las ganancias de subcanal puede dañar el rendimiento del sistema . Esta sección describe nuevas estrategias de control de ganancia para los diferentes subcanales lógicos en un sistema que implementa IC. Las técnicas se basan en sistemas de CDMA tales como EV-DO RevA y pueden aplicarse a EV-DV Reí D, W-CDMA EUL, y cdma2000. Las técnicas descritas implementan control de potencia y ganancia en diferentes subcanales al cambiar en forma adaptable la ganancia de cada subcanal de acuerdo con el rendimiento medido términos de proporción de errores de paquete, SINR o potencia de interferencia. La meta es proporcionar un mecanismo de control de potencia y de ganancia confiable que permita explotar completamente los potenciales de IC mientras proporciona fuerza para una transmisión sobre un subcanal de dispersión que varia con el tiempo. La cancelación de interferencia se refiere a remover una contribución de subcanales lógicos en las muestras de terminal de entrada después de que esos subcanales se han descodificado, para reducir la interferencia en otras señales que posteriormente se descodificarán. En PIC, la señal de piloto transmitida se conoce en la BTS y la señal recibida se reconstruye utilizando la estimación de canal. En TIC u OIC, la interferencia se remueve al reconstrucción el subcanal recibido a través de su versión descodificada en la BTS. La BTS actual (sin IC) controla la potencia del subcanal piloto Ecp para poder satisfacer los requerimientos de proporción de errores en el canal de tráfico. La potencia del subcanal de tráfico se refiere a los pilotos por un factor fijo T2P, que depende del tipo de carga y metas de terminación objetivo. La adaptación de la potencia piloto se realiza por el mecanismo de control de potencia de bucle cerrado que incluye un bucle interno y externo. El bucle interno tiene como objetivo mantener la SINR de los pilotos { Ecp/Nt ) en un nivel de umbral T, mientras el control de potencia de bucle exterior cambia el nivel de umbral T, por ejemplo, basándose en una proporción de errores de paquete (PER) . Cuando IC se realiza en el receptor (FIGURA 4), al adaptación de las ganancias de subcanal puede ser benéfica para el sistema. De hecho, puesto que cada subcanal ve un nivel diferente de interferencia, su ganancia con respecto a los pilotos debe adaptarse por consiguiente para poder proporcionar el rendimiento deseado. Esta sección puede resolver el problema de control de ganancia para los subcanales de sobrecarga y de piloto, y las técnicas se describen para la adaptación de T2P que incrementan la producción del sistema al explotar completamente la IC.

Parámetros Importantes en un Sistema con IC Dos parámetros que pueden ajustarse son las ganancias de subcanal de sobrecarga y la ganancia de tráfico a piloto (T2P) . Cuando está activa TIC, las ganancias de subcanal de sobrecarga pueden incrementarse (con relación a sin TIC) para poder permitir un intercambio más flexible entre el rendimiento de piloto y de sobrecarga. Al denotar con G la linea base G utilizada en el sistema actual, el nuevo valor de la ganancia de canal de sobrecarga será: G'=G-?G- En esquemas sin IC, los subcanales de sobrecarga/piloto ven el mismo nivel de interferencia que los canales de tráfico y una cierta relación T2P/G puede dar un rendimiento satisfactorio para un rendimiento de canales de sobrecarga y de tráfico asi como estimaciones de canal de piloto. Cuando se utiliza IC, el nivel de interferencia es diferente para la sobrecarga/piloto y tráfico y T2P puede reducirse para poder permitir un rendimiento coherente de los dos tipos de subcanales. Para una carga útil dada, el método puede dejar que la T2P disminuya por un factor ?t2p con respecto al valor tabulado, para poder satisfacer los requerimientos. Al denotar con T2P la linea base T2P utilizada para una carga útil particular en el sistema actual, el nuevo valor de T2P será: T2P'=T2P-?T2P El parámetro -?t2p puede cuantificarse en un conjunto de valores finitos o discretos (por ejemplo, -0.1 dB a -1.0 dB) y enviarse a la terminal 106 de acceso. Algunas cantidades que pueden mantenerse bajo el control son la PER de tráfico, SINR de piloto, y elevación térmica. La SINR de piloto no puede caer bajo el nivel mínimo deseado para una buena estimación de canal. La elevación térmica (ROT) es importante para asegurar la estabilidad y el presupuesto de enlace del enlace de retorno de CDMA controlado por energía. En receptores sin TIC, la ROT se define en la señal recibida. En general, la ROT debe permanecer dentro de un margen predeterminado para permitir un buen intercambio de capacidad/cobertura.

Control de Evasión Térmica I0 indica la potencia de la señal en la entrada del receptor. La cancelación de interferencia de la señal recibida produce una reducción de energía. I0 ' indica la potencia promedio de la señal en la entrada del desmodulador 304 después de IC: El valor de I0 ' puede medirse a partir de las muestras de terminal de entrada después de que se ha actualizado con la IC. Cuando IC se realiza, la ROT aún es importante para el subcanal de sobrecarga, y ROT debe controlarse con respecto a un umbral, es decir, para asegurar que ROT -^- K ROT^ , donde N0 es la potencia de ruido. Sin embargo, los subcanales de tráfico y algunos de sobrecarga se benefician también de la IC. El rendimiento de descodificación de estos subcanales se refiere a la elevación térmica, medida después de IC. ROT efectiva es la relación entre la potencia de señal después de IC y la potencia de ruido. La ROT efectiva puede controlarse por un umbral, es decir, La restricción soore la ? eff pueae establecerse en forma equivalente como una restricción sobre I0 f , bajo la suposición de que el nivel de ruido no cambia: Y /< t (thr) -¡- o — J- o f Donde I0 (thr> es el umbral de potencia de señal que corresponde con R?t¡¡f> Técnicas de Ganancia Fija de Sobrecarga Cuando la ROT incrementa, la SINR de los canales de piloto y de sobrecarga (que no se benefician de IC) disminuye, llevando un incremento potencial en la proporción de borrado. Para poder compensar este efecto, las ganancias de canal de sobrecarga pueden elevarse, ya sea por un valor fijo o por la adaptación a la condición particular del sistema. Técnicas se describen donde la ganancia del subcanal de sobrecarga es fija con respecto a los pilotos. Las técnica propuestas adaptan el nivel de subcanal de piloto y ?T2P para cada usuario.

Control de bucle cerrado de T2P con AG=0 dB fijo La FIGURA 23 ilustra un control de potencia de bucle cerrado (PC) para Ecp y ?r2P y ?G=0 dB fijo (bloque 2308). Esta primera solución para la adaptación de ?T2P y Ecp comprende: A. Bucles 2300, 2302 interior y exterior pueden realizar el control de potencia en una manera convencional para la adaptación de Ecp . El bucle 2300 exterior recibe la PER objetivo y la PER de tráfico. El bucle 2304 interior recibe un umbral T 2302 y una SINR de piloto medida y produce Ecp . B. Un control 2306 de ganancia (GC) de bucle cerrado se adapta ?r2P basándose en la medida de la interferencia removida. El control 2306 de ganancia recibe la ROT medida y la ROTeff medida y produce ?r2p- El receptor mide la interferencia removida por el esquema de IC y adapta ?r2P. C. ?T2P puede enviarse en un mensaje a todas las terminales 106 de acceso en un sector periódicamente. Para la adaptación de ?T2P/ si la interferencia después de IC se reduce de I0 a I0 ' , la T2P puede reducirse consecuentemente de la cantidad: La Ecp incrementará (a través del bucle 2304 de PC) como: La relación entre la potencia de transmisión total para el sistema con y sin IC será: Ecp(l + G + T2P) Ev'(l + G+T2F) ' donde G es la ganancia de canal de sobrecarga. Para valores grandes de T2P (con respecto a G) , la relación C puede aproximarse como: Para la estimación de la ROT efectiva, la ROT efectiva cambia rápidamente debido a PC y cambios en las condiciones de canal. De hecho, ?T2P refleja variaciones lentas de ROTeff. Por lo tanto, para la opción de ?T2P la ROT efectiva se mide por medio de una ventana de promedio grande de la señal después de IC. La ventana de promedio puede tener una longitud de por lo menos dos veces tan grande como un periodo de actualización de control de potencia .

Control de Bucle Cerrado de T2P Con Ac>dB Fija La FIGURA 24 es la misma que la FIGURA 23 excepto que el control 2306 de ganancia recibe una ROT efectiva de umbral, y ?G>0 dB (bloque 2400) . Este método alternativo para la adaptación de ?r2P se basa en la solicitud de tener la misma cobertura de celdas para ambos sistemas de IC y sin IC. La distribución Ecp es la misma en ambos casos. El efecto de IC es dos veces en un sistema completamente cargado: i) la potencia de señal antes de IC, I0, incrementará con respecto a la potencia de señal del sistema sin IC; ii) debido al control de potencia de bucle cerrado por el control de PER, I0' tenderá a ser similar a la potencia de señal del sistema sin IC. ?r2p se adapta como sigue: Control basado en ACK de T2P La FIGURA 25 ilustra PC para Ecp y ?t2p basándose en el subcanal de ACK con la ganancia de subcanal de sobrecarga fija (bloque 2506) . El GC de bucle cerrado de ?r2P requiere una señal de realimentación de la BTS en la AT, donde todas AT reciben el mismo valor de difusión de ?t2p de una BTS. Una solución alternativa se basa en un GC de bucle abierto de Í.T2P 2510 y un PC 2500 de bucle cerrado, 2504 para los pilotos. El PC de piloto de bucle cerrado comprende un bucle 2504 interior, que ajusta Ecp de acuerdo con un valor de umbral To2502. El control 2500 de bucle exterior se dirige por la proporción de borrado de los subcanales de sobrecarga, por ejemplo, la probabilidad de error de subcanal de control de proporción de datos (DRC) o la proporción de borrado de DRC. T0 se incrementa siempre que la proporción de borrado de DRC excede un umbral, pero gradualmente se disminuye cuando la proporción de borrado de DRC baja el umbral. El ?T2P se adapta a través del subcanal sin retorno de ACK. En particular, al medir las estáticas de la ACK y NACK, la AT puede evaluar la PER de tráfico (bloque 2508) en la BTS. Un control 2510 de ganancia compara la PER de tráfico objetivo y la PER medida. Siempre que la PER es mayor que un umbral, la ?r2P se incrementa, hasta que T2Pk ' alcanzó el valor de T2P de linea base del sistema sin IC. Por otro lado, para una PER más baja la, ?T2P se disminuye para poder explotar completamente el proceso de IC.

Técnicas de ganancia variable de sobrecarga Una optimización adicional del transceptor puede obtenerse al adaptar no sólo ?r2P sino también las ganancias de subcanal de sobrecarga (G sobrecarga ) para el proceso de IC. En este caso, una señal de realimentación extra se necesita. Los valores de ?G pueden cuantificarse a partir de 0 dB a 0.5 dB .

Control de ganancia de sobrecarga basado en potencia de interferencia La FIGURA 26 es similar a la FIGURA 24 excepto con GC 2600 de sobrecarga. Un método para GC del subcanal 2600 de sobrecarga se basa en la potencia de señal medida después de la IC. En este caso, la Ecp se asume que proporciona la misma cobertura de celdas de un sistema sin IC. La señal antes de IC tiene una potencia incrementada lo y la ganancia de sobrecarga compensa la interferencia incrementada. Esta implementación se adapta a la ganancia de sobrecarga al establecer : ?G puede controlarse para no bajar de 0 dB puesto que esto puede corresponder a la disminución de la potencia de subcanal de sobrecarga que es improbable que sea útil. El esquema de control de ganancia y potencia puede incluir un PC 2304, 2300 de bucle interior y exterior para Ecp como en la FIGURA 23, un bucle 2600 de GC para ?G como se describe en lo anterior, un GC 2306 de bucle abierto para ?r2P, donde ?T2P se incrementa siempre que la PER está por arriba de un valor objetivo, y se disminuye cuando la PER está por debajo del objetivo. Un nivel máximo de ?r2P se permite, que corresponde con el nivel del receptor sin IC.

El Control de Ganancia de Sobrecarga de Sólo DRC La FIGURA 27 ilustra una variación de la FIGURA 26 con el control 2702 de ganancia de sobrecarga de sólo DRC. Aún cuando la ganancia de subcanal de sobrecarga se adapta, el control de ganancia de ?T2P puede realizarse con un bucle cerrado, como se describe en lo anterior. En este caso, Ecp y ?r2P se controlan como en el esquema de la FIGURA 23, mientras la adaptación de la ganancia 2702 de subcanal de sobrecarga se realiza a través de la proporción de borrado de DRC. En particular, si el borrado DRC está por arriba de un umbral, la ganancia 2702 de subcanal de sobrecarga se incrementa. Cuando la proporción de borrado de DRC está por debajo de un umbral, la ganancia 2702 de sobrecarga se disminuye gradualmente.

Control de T2P en una Red de MultiCelda de MultiSector Puesto que GC de ?T2P se realiza en un nivel de celda, y una AT 106 puede estar en transferencia temporal, los diversos sectores pueden generar diferentes solicitudes de adaptación. En este caso, varias opciones pueden considerarse para la elección de la solicitud de ?T2P para enviarse a la AT . En un nivel de celda, un método puede seleccionar la mínima reducción de T2P, entre estas solicitadas por los sectores completamente cargados, es decir, ?( d/>= ¿(¡{secmtoreaxs cargad{o?s}<&.} donde A(») es la ?r2P requerida por el sector s . La AT puede recibir diferente solicitudes de varias celdas, y también en este caso, varios criterios pueden adoptarse. Un método puede seleccionar la ?T2P que corresponde con el sector de servicio para poder asegurar una comunicación más confiable con el mismo.

Para la elección de AT2P en una celda y en la AT, otras opciones pueden considerarse, que incluyen la mínima, máxima o media entre los valores solicitados. Un aspecto importante es para las unidades móviles para utilizar T2P'=T2P x ?t2P donde ?T P se calcula en la BTS basándose en medidas de lo y lo' (y posiblemente también la confirmación de I0thr) , y G'=G x ?G, donde ?G también se calcula en la BTS. Con estos factores delta calculados en la BTS, se difunden por cada BTS a todas las unidades de acceso, que reaccionan por consiguiente. Los conceptos descritos en la presente pueden aplicarse a un sistema de WCDMA, que utiliza canales de sobrecarga tales como un canal de control fisico dedicado (DPCCH) , un canal de control fisico dedicado mejorado (E-DPCCH) , o un canal de control fisico dedicado de alta velocidad (HS-DPCCH) . El sistema de WCDMA puede utilizar un formato de canal de datos fisico dedicado (DPDCH) y/o un formato de canal de datos fisico dedicado mejorado (E-DPDCH) . Lo descrito en la presente puede aplicarse a sistemas de WCDMA que tienen dos diferentes estructuras de entrelazado, por ejemplo, un intervalo de tiempo de transmisión de 2-ms y un intervalo de tiempo de transmisión de 10-ms. De este modo, una memoria de terminal de entrada, desmodulador, y un substractor puede configurarse para abarcar uno o más paquetes de datos que tienen diferentes intervalos de tiempo de transmisión. Para TIC, los datos de tráfico pueden enviarse por uno o más usuarios en por lo menos uno de un formato Edición 0 EV-DO o un formato Revisión A EV-DO. Ordenes de descodificación especificas descritas en la presente pueden corresponder a un orden de desmodulación y descodificación. Volver a descodificar un paquete deber ser a partir de volver a desmodular debido a que el proceso de desmodular un paquete a partir de la FERAM 312 traduce la cancelación de interferencia en una mejor entrada del descodificador . Aquellos con experiencia en la técnica pueden entender que en la información y señales pueden representarse utilizando cualquiera de una variedad de diferentes tecnologías y técnicas. Por ejemplo, datos, instrucciones, comandos, información, señales, bits, símbolos y chips que pueden hacerse referencia a través de la descripción anterior pueden representarse por voltajes, corrientes, ondas electromagnéticas, campos magnéticos o partículas, campos ópticos o partículas, o cualquier combinación de los mismos. Aquellos de experiencia en la técnica pueden apreciar además que los diversos bloques lógicos ilustrativos, módulos, circuitos y etapas de algoritmos descritos junto con las modalidades descritas en la presente pueden implementarse como hardware electrónico, software de computadora, o combinaciones de ambos. Para ilustrar claramente esta capacidad de intercambio de hardware y software, varios componentes ilustrativos, bloques, módulos, circuitos y etapas se han descrito en lo anterior generalmente en términos de su funcionalidad. Siempre que la funcionalidad se implementa como hardware o software depende de la aplicación particular y restricciones de diseño impuestas sobre el sistema general. Aquellos con experiencia en la técnica pueden implementar la funcionalidad descrita en varias formas para cada aplicación particular, pero tales decisiones de implementación no deben interpretarse como provocando una separación del alcance de la presente invención. Los diversos bloques lógicos ilustrativos, módulos y circuitos descritos junto con las modalidades descritas en la presente pueden implementarse o realizarse con un procesador de propósito general, un procesador digital de señales (DSP), un circuito integrado de aplicación especifica (ASIC) , una disposición de puerta programable de campo (FPGA) , u otro dispositivo lógico programable, puerta discreta o lógica de transistor, componentes de hardware discreto, o cualquier combinación de los mismos diseñada para realizar las funciones descritas en la presente. Un procesador de propósito general puede ser un microprocesador, pero alternativamente, el procesador puede ser cualquier procesador convencional, controlador, microcontrolador, o máquina de estado. Un procesador también puede implementarse como una combinación de dispositivos de cómputo, por ejemplo, una combinación de un DSP y un microprocesador, una pluralidad de microprocesadores, uno o más microprocesador junto con un núcleo de DSP, o cualquier otra configuración. Las etapas de un método o algoritmo descritos junto con las modalidades descritas en la presente pueden representarse directamente hardware, en un módulo de software ejecutado por procesador, o una combinación de los. Un módulo de software puede recibir en la memoria RAM, la memoria flash, memoria ROM, memoria EPROM, memoria EEPROM, registros, disco duro, un disco removible, un CD-ROM, o cualquier otra forma del medio de almacenamiento. Un medio de almacenamiento se acopla al procesador de tal manera que el procesador pueda leer información de, y escribir información en, el medio de almacenamiento. Alternativamente, el medio de almacenamiento puede ser parte integral en el procesador. El procesador y el medio de almacenamiento pueden residir en un ASIC. La ASIC puede residir en una terminal de usuario. Alternativamente, el procesador y el medio de almacenamiento pueden residir como componentes discretos en una terminal de usuario. Los encabezados se incluyen en la presente para la referencia y para ayudar a localizar ciertas secciones. Estos encabezados no se pretenden para limitar el alcance de los conceptos descritos en la presente, y esos conceptos pueden tener aplicabilidad en otras secciones a través de toda la especificación. La descripción previa de las modalidades descritas se proporciona para permitir que cualquier persona con experiencia en la técnica haga o utilice la presente invención. Varias modificaciones a estas modalidades serán fácilmente aparentes para aquellos con experiencia en la técnica, y los principios genéricos definidos en la presente pueden aplicarse a otras modalidades sin apartarse del espíritu o alcance de la invención. De este modo, la presente invención no se pretende para limitarse a las modalidades mostradas en la presente sino para estar de acuerdo con el alcance más amplio consistente con los principios y características novedosas descritas en la presente.

Claims

NOVEDAD DE LA INVENCIÓN Habiendo descrito la presente invención se considera como novedad y por lo tanto se reclama como propiedad lo descrito en las siguientes reivindicaciones. REIVINDICACIONES 1. Un método caracterizado porque comprende: recibir muestras de datos de señales transmitidas desde una pluralidad de terminales de acceso; despropagar las muestras de datos recibidas con chips de piloto asociados con una primera terminal de acceso; desmodular las muestras de datos despropagadas en símbolos de datos; descodificar los símbolos de datos desmodulados; determinar si los símbolos de datos desmodulados se descodificaron correctamente; si los símbolos de datos desmodulados se descodificaron correctamente, utilizar los símbolos de datos desmodulados, descodificados para regenerar chips de datos transmitidos por la primera terminal de acceso; despropagar las muestras de datos recibidas con los chips de datos transmitidos, regenerados para determinar una estimación de canal; almacenar las muestras de datos recibidas de la pluralidad de terminales de acceso en una memoria intermedia; utilizar la estimación de canal determinada para reconstruir las muestras de datos transmitidas desde la primera terminal de acceso; y substraer las muestras de datos reconstruidas enviadas desde la primera terminal de acceso de las muestras de datos almacenadas en la memoria intermedia. 2. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque los chips de piloto se recuperan con un secuencia de ruido seudo-aleatorio (PN). 3. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque las señales comprenden señales de acceso múltiple de división por código (CDMA) . . El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado además porque comprende acumular las muestras de datos despropagados durante un periodo de tiempo . 5. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque despropagar las muestras de datos recibidas con los chips de datos transmitidos, regenerados, para determinar la estimación de canal ocurre en cada retardo de dedo de receptor de inclinación de una pluralidad de retardos de dedo de receptor de inclinación. 6. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque regenerar los chips de datos transmitidos por la primera terminal de acceso comprende por lo menos una de volver a codificar, volver a intercalar, volver a modular, volver a aplicar una ganancia de canal de datos, y volver a propagar a datos. 7. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado además porque comprende: despropagar las muestras de datos recibidas con chips de ruidos seudo-aleatorio (PN) de piloto asociados con una segunda terminal de acceso; desmodular las muestras de datos despropagadas en símbolos de datos; descodificar los símbolos de datos desmodulados; determinar si los símbolos de datos desmodulados se descodificaron correctamente; y si los símbolos de datos desmodulados se descodificaron correctamente, utilizar los símbolos de datos desmodulados, descodificados para regenerar chips de datos transmitidos por la segunda terminal de acceso en cada retardo de dedo de receptor de inclinación. 8. Una estación base caracterizado porque comprende : una memoria configurada para almacenar muestras de datos de señales recibidas y una pluralidad de terminal de acceso; un desmodulador configurado para despropagar y desmodular las muestras de datos almacenadas utilizando una primera secuencia de códigos que corresponde con una primera terminal de acceso; un descodificador configurado para descodificar datos de los datos desmodulados; un unidad de regeneración configura para utilizar los datos correctamente descodificados para regenera chips de datos transmitidos por la primera terminal de acceso; un estimador de canal configurado para despropagar las muestras de datos almacenadas con los chips de datos regenerados para determinar una estimación de canal; una unidad de reconstrucción configurada para utilizar los datos descodificados y la estimación de canal para reconstruir las muestras de datos codificadas y moduladas; y un substractor configurado para sustraer las muestras de datos reconstruidas de las muestras almacenadas en la memoria para reducir la interferencia para que el descodificador descodifique subsecuentemente los datos para otras terminales de acceso a partir de las muestras almacenadas . 9. La estación base de conformidad con la reivindicación 8, caracterizada además porque comprende un acumulador para acumular muestras de datos despropagadas durante un periodo de tiempo. 10. La estación base de conformidad con la reivindicación 8, caracterizada porque el desmodulador comprende un receptor de inclinación con una pluralidad de unidades de procesamiento de dedo para procesar señales de multitrayectoria, cada unidad de procesamiento de dedo tiene un retardo único para procesar muestras a partir de la memoria. 11. La estación base de conformidad con la reivindicación 8, caracterizada porque la unidad de regeneración se configura para regenerar chips de datos transmitidos por la primera terminal de acceso por al menos una de volver a codificar, volver a intercalar, volver a modular, volver a aplicar una ganancia de canal de datos, y volver a propagar. 12. La estación base de conformidad con la reivindicación 8, caracterizada porque la primera secuencia de códigos es una secuencia de ruido seudo-aleatorio (PN) . 13. Un método caracterizado porque comprende: recibir muestras de datos de señales transmitidas desde una pluralidad de terminales de acceso; despropagar las muestras de datos recibidas con chips de piloto asociados con una primera terminal de acceso; desmodular las muestras de datos despropagadas en símbolos de datos; descodificar los símbolos de datos desmodulados; determinar si los símbolos de datos desmodulados se descodificaron correctamente; si los símbolos de datos desmodulados se descodificaron correctamente, utilizar los símbolos de datos desmodulados, descodificados para regenerar chips de datos transmitidos por la primera terminal de acceso; basándose en los retardos de señal de multitrayectoria estimada, determinar una extensión de tiempo para la regeneración uniforme; y despropagar las muestras de datos recibidas con los chips de datos transmitidos, regenerados en retardos uniformes para la extensión de tiempo determinada para determinar una estimación de canal. 14. El método de conformidad con la reivindicación 13, caracterizado porque los chips de piloto se cubren con una secuencia de ruido seudo-aleatorio (PN) . 15. El método de conformidad con la reivindicación 13, caracterizado además porque comprende: almacenar las muestras de datos recibidas de la pluralidad de terminales de acceso en una memoria intermedia; utilizar la estimación de canal determinada para reconstruir muestras de datos transmitidas desde la primera terminal de acceso; y sustraer las muestras de datos reconstruidas enviadas desde la primera terminal de acceso desde las muestras de datos almacenadas en la memoria intermedia. 16. El método de conformidad con la reivindicación 13, caracterizado porque determinar la extensión de tiempo comprende seleccionar una extensión de tiempo basándose en la información sobre los retardos de señal de multitrayectoria y una estimación a priori de una respuesta combinada de los filtros de transmisor y receptor . 17. Un aparato caracterizado porque comprende: medios para recibir muestras de datos de señales transmitidas desde una pluralidad de terminales de acceso; medios para despropagar las muestras de datos recibidas con chips de piloto asociados con una primera terminal de acceso; medios para desmodular las muestras de datos despropagadas en símbolos de datos; medios para descodificar los símbolos de datos desmodulados ; medios para determinar si los símbolos de datos desmodulados se descodificaron correctamente; si los símbolos de datos desmodulados se descodificaron correctamente, medios para utilizar los símbolos de datos desmodulados, descodificados para regenerar chips de datos transmitidos por la primera terminal de acceso; basándose en retardos de señal de multitrayectoria estimada, medios para determinar una extensión de tiempo para la regeneración uniforme; y medios para despropagar las muestras de datos recibidas con los chips de datos transmitidos, regenerados en retardos uniformes para la extensión de tiempo determinada para determinar una estimación de canal.