JP2008512899A - 空間・時間または空間・周波数送信ダイバーシティによる空間拡散のための受信機構造 - Google Patents

Abstract

【課題】空間・時間または空間・周波数送信ダイバーシティによる空間拡散のための受信機構造。
【解決手段】受信エンティティ（１５０）は、空間・時間送信ダイバーシティ（ＳＴＴＤ）によって送信される少なくとも１個のデータシンボルストリームを有するデータ送信の受信シンボルを取得する。該受信エンティティは、該データ送信に使用されるＳＴＴＤ符号化スキームに従って全チャネル応答行列を導出し、該全チャネル応答行列に基づいて空間フィルタ行列を導出し、２シンボル間隔ごとに受信シンボルのベクトルに空間整合フィルタリングを実行して該２シンボル間隔の検出シンボルのベクトルを取得する。該受信エンティティは必要ならば、該検出シンボルに事後処理（例えば、共役）を実行してもよい。あるいはまた、該受信エンティティは有効チャネル応答行列に基づいて空間フィルタ行列を導出して、シンボル周期ごとに該受信シンボルに空間整合フィルタリングを実行して、このシンボル周期の検出シンボルを取得する。
【選択図】 図１

Description

Ｕ．Ｓ．Ｃ３５条第１１９項に基づく優先権主張
本特許は、「無線通信システムのための空間・時間送信ダイバーシティを備えたステアリングダイバーシティ（Ｓｔｅｅｒｉｎｇ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｗｉｔｈ Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ Ｔｒａｎｓｍｉｔ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｆｏｒ ａ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ）」と題され、２００４年９月３日に出願された仮特許出願第６０／６０７，３７１号、および「無線通信システムのための空間・時間および空間・周波数送信ダイバーシティを備えたステアリングダイバーシティ（Ｓｔｅｅｒｉｎｇ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｗｉｔｈ Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ ａｎｄ Ｓｐａｃｅ−Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｔｒａｎｓｍｉｔ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｓｃｈｅｍｅｓ ｆｏｒ ａ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ）」と題され、２００４年９月８日に出願された仮特許出願第６０／６０８，２２６号に対する特許優先権を主張するものであり、これらはすべてこの譲受人に譲渡されて、参照してここに組み込まれる。

本発明は、概して通信に、より具体的には多重アンテナ通信システムにおけるデータ処理技術に関する。

多重アンテナ通信システムは複数の（Ｎ_Ｔ個の）送信アンテナおよび１つ以上の（Ｎ_Ｒ個の）受信アンテナをデータ送信に用いる。Ｎ_Ｔ個の送信アンテナは、異なるデータをアンテナから送信することによってシステムスループットを増大させたり、データを冗長的に送信することによって確実性を改善したりするために使用されてもよい。

多重アンテナ通信システムにおいて、伝搬経路が、各対の送信および受信アンテナ間に存在する。Ｎ_Ｔ・Ｎ_Ｒ個の異なる伝搬経路がＮ_Ｔ個の送信アンテナとＮ_Ｒ個の受信アンテナ間に形成される。これらの伝搬経路は異なるチャネル条件（例えば、異なるフェージング、マルチパスおよび干渉効果）を経験することがあり、また異なる信号対雑音および干渉比（ＳＮＲ）を達成することもある。Ｎ_Ｔ・Ｎ_Ｒ個の伝搬経路のチャネル応答は従って、経路ごとに変化することがある。分散型通信チャネルについて、各伝搬経路のチャネル応答もまた周波数によって変化する。チャネル条件が経時的に変化する場合、伝搬経路のチャネル応答も同様に経時的に変化する。

送信ダイバーシティとは、データ送信の確実性を改善するために、空間、周波数、時間またはこれら３つの次元の組み合わせでデータを冗長的に送信することである。送信ダイバーシティの目的は、ロバスト性能を達成するために可能な限り多数の次元でのデータ送信のダイバーシティを最大化することである。もう１つの目的は、送信機および受信機双方において送信ダイバーシティの処理を簡略化することである。

従って、従来技術において、多重アンテナ通信システムにおける送信ダイバーシティのデータ処理技術に対する必要性がある。

［概要］
性能を改善するための、送信ダイバーシティスキームの組み合わせを使用するデータ送受信技術がここに開示されている。一実施形態において、送信エンティティは１つ以上の（Ｎ_Ｄ個の）データシンボルストリームを処理して、複数の（Ｎ_Ｃ個の）コード化シンボルストリームを生成する。各データシンボルストリームは、例えば空間・時間送信ダイバーシティ（ＳＴＴＤ；space-time transmit diversity）、空間・周波数送信ダイバーシティ（ＳＦＴＤ；space-frequency transmit diversity）または直交送信ダイバーシティ（ＯＴＤ；orthogonal transmit diversity）を使用して単一のコード化シンボルストリームとして、あるいは２個のコード化シンボルストリームとして送信されてもよい。該送信エンティティは該Ｎ_Ｃ個のコード化シンボルストリームに空間拡散を実行して、Ｎ_Ｔ個の送信シンボルストリームを生成してもよい。付加的または代替的に、該送信エンティティは、時間ドメインまたは周波数ドメインのいずれかで該Ｎ_Ｔ個の送信シンボルストリームに対して連続ビーム形成を実行してもよい。これらの種々の送信ダイバーシティスキームについて後述する。

受信エンティティは、該送信エンティティによって送信されるデータ送信の受信シンボルを取得する。該受信エンティティは、例えば受信パイロットシンボルに基づいて有効チャネル応答行列を導出する。この行列は、該送信エンティティで実行される場合に、該空間拡散および／または連続ビーム形成の効果を含んでいる。一実施形態において、該受信エンティティは、該有効チャネル応答行列に基づいて、かつ該送信エンティティによって使用されるＳＴＴＤ符号化スキームに従って全チャネル応答行列を形成する。そして該受信エンティティは、該全チャネル応答行列に基づいて、かつ例えば最小２乗平均誤差（ＭＭＳＥ；minimum mean square error）技術やチャネル相関行列反転（ＣＣＭＩ；channel correlation matrix inversion）技術に従って空間フィルタ行列を導出する。そして該受信エンティティは、該空間フィルタ行列によって２シンボル間隔で受信シンボルのベクトルに空間処理を実行して、該２シンボル間隔で検出シンボルのベクトルを取得する。該検出シンボルは該送信されたコード化シンボルの推定である。該受信エンティティは必要ならば該検出シンボルに事後処理（例えば、共役）を実行して回復データシンボルを取得し、これは該送信されたデータシンボルの推定である。

別の実施形態において、該受信エンティティは、該有効チャネル応答行列に基づいて空間フィルタ行列を導出する。該受信エンティティは次いで、該空間フィルタ行列によってシンボル周期ごとに該受信シンボルに空間処理を実行して、該シンボル周期の検出シンボルを取得する。該受信エンティティはまた、必要ならば該検出シンボルに事後処理を実行して、データシンボルの推定を取得する。該受信エンティティは、ＳＴＴＤによって送信されるデータシンボルごとに取得される複数の推定を合成して、該データシンボルに対する単一の推定を生成する。

本発明の種々の態様および実施形態についてさらに詳細に後述する。

［詳細な記載］
用語「例示的」は、「一例（ｅｘａｍｐｌｅ、ｉｎｓｔａｎｃｅ、ｏｒ ｉｌｌｕｓｔｒａｔｉｏｎ）として作用する」ことを意味するためにここで使用される。「例示的」として記載されるいずれの実施形態も、他の実施形態に対して好ましい、あるいは利点があると必ずしも解釈されるものではない。

ここに説明されるデータ送受信技術は、多入力単出力（ＭＩＳＯ）および多入力多出力（ＭＩＭＯ）送信に使用されてもよい。ＭＩＳＯ送信は複数の送信アンテナおよび単一の受信アンテナを利用する。ＭＩＭＯ送信は複数の送信アンテナおよび複数の受信アンテナを利用する。これらの技術はまた単キャリアおよびマルチキャリア通信システムに使用されてもよい。複数のキャリアは、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）、他のマルチキャリア変調技術あるいは他の構造によって取得されることがある。ＯＦＤＭはシステム帯域幅全体を複数の（Ｎ_Ｆ個の）直交周波数サブバンドに効果的に分割し、これらはまたトーン、サブキャリア、ビンおよび周波数チャネルと称される。ＯＦＤＭによって、各サブバンドは、データによって変調されることがあるそれぞれのサブキャリアと関連付けられる。

送信ダイバーシティは、ＳＴＴＤ、ＳＦＴＤ、ＯＴＤ、空間拡散、連続ビーム形成などを含む種々のスキームを使用して達成されてもよい。ＳＴＴＤは２個のシンボル周期における１個のサブバンドで各対のデータシンボルを２個のアンテナから送信して、空間および時間ダイバーシティを達成する。ＳＦＴＤは１個のシンボル周期における２個のサブバンドで各対のデータシンボルを２個のアンテナから送信して、空間および周波数ダイバーシティを達成する。ＯＴＤは２個の直交コードを使用して２個のシンボル周期における１個のサブバンドで各対のデータシンボルを２個のアンテナから送信して、空間および時間ダイバーシティを達成する。ここで使用されているように、データシンボルはトラヒック／パケットデータ用の変調シンボルであり、パイロットシンボルは（送信および受信エンティティ双方においてａ ｐｒｉｏｒｉとして既知のデータである）パイロット用の変調シンボルであり、変調シンボルは変調スキーム（例えば、Ｍ−ＰＳＫやＭ−ＱＡＭ）用の信号コンステレーションにおけるポイントの複素数値であり、シンボルは任意の複素数値である。

空間拡散は、場合によっては当該シンボルに使用されるステアリングベクトルによって判断される異なる振幅および／または位相によって、複数の送信アンテナからシンボルを同時送信することである。空間拡散はまたステアリングダイバーシティ、送信ステアリング、擬似ランダム送信ステアリングなどと称される。空間拡散は、性能改善のために、ＳＴＴＤ、ＳＦＴＤ、ＯＴＤおよび／または連続ビーム形成と組み合わせて使用されてもよい。

連続ビーム形成は、Ｎ_Ｆ個のサブバンドにわたって異なるビームを使用することである。ビーム形成は、ビームがサブバンド全体で急激にではなく徐々に変化する点で連続的である。連続ビーム形成は、サブバンドごとのシンボルに、そのサブバンドのビーム形成行列を乗算することによって周波数ドメインで実行されてもよい。連続ビーム形成はまた、異なる巡回または循環遅延を異なる送信アンテナに適用することによって時間ドメインで実行されてもよい。

送信ダイバーシティはまたスキームの組み合わせを使用して達成されてもよい。例えば、送信ダイバーシティは、ＳＴＴＤまたはＳＦＴＤのいずれかと、空間拡散または連続ビーム形成のいずれかとの組み合わせを使用して達成されてもよい。別の例として、送信ダイバーシティは、ＳＴＴＤまたはＳＦＴＤと、空間拡散と連続ビーム形成との組み合わせを使用して達成されてもよい。

図１は、多重アンテナ送信エンティティ１１０の一実施形態のブロック図を示している。本実施形態について、送信エンティティ１１０はＳＴＴＤ、空間拡散および連続ビーム形成の組み合わせをデータ送信に使用する。送信（ＴＸ）データプロセッサ１１２はＮ_Ｄ個のデータストリームを受信および処理して、Ｎ_Ｄ個のデータシンボルストリームを提供する（ここでＮ_Ｄ≧１である）。ＴＸデータプロセッサ１１２は各データストリームを別個に処理してもよく、あるいは複数のデータストリームを一緒に処理してもよい。例えば、ＴＸデータプロセッサ１１２は、当該データストリームついて選択されたコード化および変調スキームに従って各データストリームをフォーマット、スクランブル、符号化、インターリーブおよびシンボルマッピングしてもよい。ＴＸ ＳＴＴＤプロセッサ１２０はＮ_Ｄ個のデータシンボルストリームを受信して、少なくとも１個のデータシンボルストリームにＳＴＴＤ処理または符号化を実行して、コード化シンボルのＮ_Ｃ個のストリームを提供する（ここでＮ_Ｃ≧Ｎ_Ｄである）。一般に、ＴＸ ＳＴＴＤプロセッサ１２０は１つ以上のデータシンボルストリームをＳＴＴＤ、ＳＦＴＤ、ＯＴＤまたは他の送信ダイバーシティスキームによって処理してもよい。各データシンボルストリームは後述のように、１個のコード化シンボルストリームまたは複数のコード化シンボルストリームとして送信されてもよい。

空間拡散器１３０はコード化シンボルを受信して、パイロットシンボルによって多重化し、このコード化シンボルおよびパイロットシンボルにステアリング行列を乗算することによって空間拡散を実行して、Ｎ_Ｔ個の送信アンテナにＮ_Ｔ個の送信シンボルストリームを提供する（ここでＮ_Ｔ≧Ｎ_Ｃである）。各送信シンボルは、１個の送信アンテナから１個のシンボル周期に１個のサブバンドで送信される複素数値である。Ｎ_Ｔ個の変調器（Ｍｏｄ）１３２ａから１３２ｔはＮ_Ｔ個の送信シンボルストリームを受信する。ＯＦＤＭシステムについて、各変調器１３２はこの送信シンボルストリームにＯＦＤＭ変調を実行して、時間・ドメインサンプルのストリームを提供する。各変調器１３２はまたＯＦＤＭシンボルごとに巡回遅延を適用してもよい。Ｎ_Ｔ個の変調器１３２ａから１３２ｔは時間ドメインサンプルのＮ_Ｔ個のストリームをＮ_Ｔ個の送信機ユニット（ＴＭＴＲ）１３４ａから１３４ｔにそれぞれ提供する。各送信機ユニット１３４はこのサンプルストリームを調整し（例えば、アナログに変換、増幅、フィルタリングおよび周波数アップコンバート）、変調信号を生成する。Ｎ_Ｔ個の送信機ユニット１３４ａから１３４ｔからのＮ_Ｔ個の変調信号はＮ_Ｔ個の送信アンテナ１３６ａから１３６ｔからそれぞれ送信される。

コントローラ１４０は送信エンティティ１１０における動作をコントロールする。メモリユニット１４２は、コントローラ１４０によって使用されるデータおよび／またはプログラムコードを記憶する。

図２は、単アンテナ受信エンティティ１５０ｘおよび多重アンテナ受信エンティティ１５０ｙの一実施形態のブロック図を示している。単アンテナ受信エンティティ１５０ｘにおいて、アンテナ１５２ｘはＮ_Ｔ個の送信信号を受信して、受信信号を受信機ユニット（ＲＣＶＲ）１５４ｘに提供する。受信機ユニット１５４ｘは、送信機ユニット１３４によって実行されるのと相補的な処理を実行して、受信サンプルのストリームを復調器（Ｄｅｍｏｄ）１５６ｘに提供する。ＯＦＤＭシステムについて、復調器１５６ｘはＯＦＤＭ復調を受信サンプルに実行して受信シンボルを取得し、受信データシンボルを検出器１５８に提供して、受信パイロットシンボルをチャネル推定器１６２に提供する。チャネル推定器１６２は、データ送信に使用されるサブバンドごとに送信エンティティ１１０と受信エンティティ１５０ｘ間の単入力単出力（ＳＩＳＯ）チャネルの有効チャネル応答推定を導出する。検出器１５８は、当該サブバンドの有効ＳＩＳＯチャネル応答推定に基づいてサブバンドごとに受信データシンボルにデータ検出を実行して、サブバンドの回復データシンボルを提供する。ＲＸデータプロセッサ１６０は回復データシンボルを処理して（例えば、シンボルデマッピング、デインターリーブおよび復号化）、復号データを提供する。

多重アンテナ受信エンティティ１５０ｙにおいて、Ｎ_Ｒ個のアンテナ１５２ａから１５２ｒはＮ_Ｔ個の送信信号を受信し、各アンテナ１５２は受信信号をそれぞれの受信機ユニット１５４に提供する。各受信機ユニット１５４はこの受信信号を処理して、受信サンプルストリームを関連復調器１５６に提供する。各復調器１５６はこの受信サンプルストリームにＯＦＤＭ復調を実行して、受信データシンボルをＲＸ空間プロセッサ１７０に提供して、受信パイロットシンボルをチャネル推定器１６６に提供する。チャネル推定器１６６は、データ送信に使用されるサブバンドごとに送信エンティティ１１０と受信エンティティ１５０ｙ間の実際の、つまり有効なＭＩＭＯチャネルのチャネル応答推定を導出する。整合フィルタ生成器１６８は、当該サブバンドのチャネル応答推定に基づいてサブバンドごとの空間フィルタ行列を導出する。ＲＸ空間プロセッサ１７０は、空間フィルタ行列によってサブバンドごとに受信データシンボルに受信機空間処理（つまり空間整合フィルタリング）を実行して、当該サブバンドの検出シンボルを提供する。ＲＸ ＳＴＴＤプロセッサ１７２は検出シンボルに事後処理を実行して、回復データシンボルを提供する。ＲＸデータプロセッサ１７４は回復データシンボルを処理して（例えば、シンボルデマッピング、デインターリーブおよび復号化）、復号データを提供する。

コントローラ１８０ｘおよび１８０ｙは受信エンティティ１５０ｘおよび１５０ｙでの動作をそれぞれコントロールする。メモリユニット１８２ｘおよび１８２ｙは、コントローラ１８０ｘおよび１８０ｙによって使用されるデータおよび／またはプログラムコードをそれぞれ記憶する。

１．送信機処理
送信機エンティティ１１０は、データ送信に使用可能な送信および受信アンテナ数に応じて、任意の数のデータシンボルストリームをＳＴＴＤによって、任意の数のデータシンボルストリームをＳＴＴＤなしで送信してもよい。データシンボルストリームごとのＳＴＴＤ符号化は以下のように実行されてもよい。データシンボルストリームの２個のシンボル周期で送信される各対のデータシンボルｓ_ａおよびｓ_ｂについて、ＴＸ ＳＴＴＤプロセッサ１２０は２個のベクトル

を生成する（ここで「^＊」は複素共役を示しており、「^Ｔ」は転置を示している）。あるいはまた、ＴＸ ＳＴＴＤプロセッサ１２０は各対のデータシンボルｓ_ａおよびｓ_ｂについて２個のベクトル

を生成してもよい。両方のＳＴＴＤ符号化スキームについて、ｔ＝１、２の各ベクトルｓ _ｔは、１個のシンボル周期においてＮ_Ｔ個の送信アンテナから送信される２個のコード化シンボルを含んでいる（ここでＮ_Ｔ≧２である）。ベクトルｓ _１が第１のシンボル周期に送信され、ベクトルｓ _２が次のシンボル周期に送信される。各データシンボルは両方のベクトルに含まれており、従って２個のシンボル周期に送信される。ｍ番目のコード化シンボルストリームは２個のベクトルｓ _１およびｓ _２のｍ番目の要素で送信される。明確にするために、以下の説明は

によるＳＴＴＤ符号化スキームについてである。このＳＴＴＤ符号化スキームについて、第１のコード化シンボルストリームはコード化シンボルｓ_ａおよびｓ^＊ _ｂを含んでおり、第２のコード化シンボルストリームはｓ_ｂおよび−ｓ^＊ _ａを含んでいる。

表１は、データ送信に使用されることがある４個の構成を列挙している。Ｎ_Ｄ×Ｎ_Ｃ構成は、Ｎ_Ｃ個のコード化シンボルストリームとしてのＮ_Ｄ個のデータシンボルストリームの送信を示している（ここで、Ｎ_Ｄ≧１かつＮ_Ｃ≧Ｎ_Ｄである）。第１の列は４個の構成を識別する。各構成について、第２の列は送信されるデータシンボルストリーム数を示しており、第３の列はコード化シンボルストリーム数を示している。第４の列は構成ごとのＮ_Ｄ個のデータシンボルストリームを列挙しており、第５の列はデータシンボルストリームごとの（複数の）コード化シンボルストリームを列挙しており、第６の列はコード化シンボルストリームごとに第１のシンボル周期（ｔ＝１）に送信されるコード化シンボルを付与し、第７の列はコード化シンボルストリームごとに第２のシンボル周期（ｔ＝２）に送信されるコード化シンボルを付与する。２シンボル間隔で送信されるデータシンボル数はデータシンボルストリーム数の２倍に等しい。第８の列は構成ごとに必要な送信アンテナ数を示しており、第９の列は構成ごとに必要な受信アンテナ数を示している。表１に示されるように、ＳＴＴＤなしで１個のコード化シンボルストリームとして送信されるデータシンボルストリームごとに、第２のシンボル周期（ｔ＝２）で送信されるデータシンボルが、ＳＴＴＤ符号化データシンボルストリームにおいてデータシンボルに実行される共役に整合するように共役される。

一例として、２×３構成について、２個のデータシンボルストリームが３個のコード化シンボルストリームとして送信される。第１のデータシンボルストリームはＳＴＴＤ符号化されて、２個のコード化シンボルストリームを生成する。第２のデータシンボルストリームはＳＴＴＤなしで第３のコード化シンボルストリームとして送信される。コード化シンボルｓ_ａ、ｓ_ｂおよびｓ_ｃは第１のシンボル周期において少なくとも３個の送信アンテナから送信され、コード化シンボル

は第２のシンボル周期に送信される。受信エンティティは少なくとも２個の受信アンテナを使用して、２個のデータシンボルストリームを回復する。

表１は、データ送信に使用されてもよく、これによって各構成が少なくとも１個のＳＴＴＤ符号化データシンボルストリームを有する４個の構成を示している。他の構成もまたデータ送信に使用されてもよい。一般に、任意の数のデータシンボルストリームが任意の数のコード化シンボルストリームとして任意の数の送信アンテナから送信されてもよい（ここで、Ｎ_Ｄ≧１、Ｎ_Ｃ≧Ｎ_Ｄ、Ｎ_Ｔ≧Ｎ_ＣかつＮ_Ｒ≧Ｎ_Ｄである）。

送信エンティティは以下のように空間拡散および連続ビーム形成についてコード化シンボルを処理してもよい。

ｔ＝１、２について

ここで、ｓ _ｔ（ｋ）は、シンボル周期ｔにおいてサブバンドｋで送信されるＮ_Ｃ個のコード化シンボルによるＮ_Ｃ×１ベクトルであり、
Ｇ（ｋ）は、ｓ _ｔ（ｋ）におけるＮ_Ｃ個のコード化シンボルと他所のゼロとの対角線に沿ったＮ_Ｃ個の利得値によるＮ_Ｃ×Ｎ_Ｃ対角行列であり、
Ｖ（ｋ）は、サブバンドｋの空間拡散に対するＮ_Ｔ×Ｎ_Ｃステアリング行列であり、
Ｂ（ｋ）は、サブバンドｋの連続ビーム形成に対するＮ_Ｔ×Ｎ_Ｔ対角行列であり、かつ
ｘ _ｔ（ｋ）は、シンボル周期ｔにおいてサブバンドｋでＮ_Ｔ個の送信アンテナから送信されるＮ_Ｔ個の送信シンボルによるＮ_Ｔ×１ベクトルである。

ベクトルｓ _１は第１のシンボル周期に送信されるＮ_Ｃ個のコード化シンボルを含んでおり、ベクトルｓ _２は第２のシンボル周期に送信されるＮ_Ｃ個のコード化シンボルを含んでいる。ベクトルｓ _１およびｓ _２は表１に示されるように、４個の構成について形成されてもよい。例えば、２×３構成に対する

である。

利得行列Ｇ（ｋ）は、Ｎ_Ｃ個のコード化シンボルストリームの各々について使用する送信電力量を判断する。送信に使用可能な全送信電力はＰ_{ｔｏｔａｌ}と示されることがある。Ｎ_Ｃ個のコード化シンボルストリームに等しい送信電力が使用される場合、Ｇ（ｋ）の対角要素は同一の値を有し、これは（Ｐ_total/Ｎ_C）^1/2である。Ｎ_Ｄ個のデータシンボルストリームに等しい送信電力が使用される場合、Ｇ（ｋ）の対角要素は構成に応じて等しくても等しくなくてもよい。Ｇ（ｋ）のＮ_Ｃ個の利得値は、同時送信されるＮ_Ｄ個のデータシンボルストリームの等しい送信電力を達成するように定義されてもよい。一例として、２×３構成について、第１のデータシンボルストリームは２個のコード化シンボルストリームとして送信され、第２のデータシンボルストリームは１個のコード化シンボルストリームとして送信される。２個のデータシンボルストリームについて等しい送信電力を達成するために、３×３利得行列Ｇ（ｋ）は、３個のコード化シンボルストリームの対角線に沿って（Ｐ_total/４）^1/2,（Ｐ_total/４）^1/2，および（Ｐ_total/２）^1/2の利得値を含んでもよい。第３のコード化シンボルストリームの各コード化シンボルは次いで、（Ｐ_total/２）^1/2によってスケーリングされて、同じシンボル周期に送信される他の２個のコード化シンボルの２倍の電力で送信される。各シンボル周期のＮ_Ｃ個のコード化シンボルはまた、送信アンテナごとに使用可能な最大送信電力を利用するためにスケーリングされてもよい。一般に、Ｇ（ｋ）の要素は、Ｎ_Ｃ個のコード化シンボルストリームについて任意の送信電力量を利用するように、かつＮ_Ｄ個のデータシンボルストリームについて所望のＳＮＲを達成するように選択されてもよい。コード化シンボルストリームごとの電力スケーリングはまた、ステアリング行列Ｖ（ｋ）の列を適切な利得によってスケーリングすることによって実行されてもよい。

（｛ｓ｝と示される）所与のデータシンボルストリームは他の方法で（

と示される）１個のコード化シンボルストリームとして送信されてもよい。一実施形態では、利得行列Ｇ（ｋ）は対角線に沿ってこれらを含んでおり、コード化シンボルストリーム

は他のコード化シンボルストリームと同じ電力レベルで送信される。本実施形態について、データシンボルストリーム｛ｓ｝はＳＴＴＤ符号化データシンボルストリームよりも小さな送信電力で送信されて、受信エンティティにおいてより低い受信ＳＮＲを達成する。データシンボルストリーム｛ｓ｝のコード化および変調は、所望の性能、例えば所望のパケットエラーレートを達成するように選択されてもよい。別の実施形態では、データシンボルストリーム｛ｓ｝の各データシンボルは反復されて、２個のシンボル周期で送信される。一例として、２×３構成について、データシンボルｓ_ｃが２個のシンボル周期で送信されてから、データシンボルｓ_ｄが２個のシンボル周期で送信されるなどである。全Ｎ_Ｄ個のデータシンボルストリームの類似の受信ＳＮＲは、送信および受信エンティティ双方において処理（例えば、符号化）を簡略することができる。

ステアリング行列Ｖ（ｋ）は、各コード化シンボルが全Ｎ_Ｔ個の送信アンテナから送信され、かつ空間ダイバーシティを達成するように、シンボル周期ごとにＮ_Ｃ個のコード化シンボルを空間拡散する。空間拡散は、ウォルシュ行列、フーリエ行列、擬似ランダム行列などの種々のタイプのステアリング行列によって実行されてもよく、これらは後述のように生成されてもよい。同一のステアリング行列Ｖ（ｋ）が各サブバンドｋの２個のベクトルｓ _１（ｋ）およびｓ _２（ｋ）に使用される。同一または異なるステアリング行列が異なるサブバンドに使用されてもよい。異なるステアリング行列は異なる時間間隔で使用されてもよく、ここでは各時間間隔はＳＴＴＤの２個のシンボル周期の整数倍にわたる。

行列Ｂ（ｋ）は周波数ドメインで連続ビーム形成を実行する。ＯＦＤＭシステムについて、異なるビーム形成行列がサブバンドごとに使用されてもよい。各サブバンドｋのビーム形成行列は、以下の形態を有する対角行列であってもよい。

ｋ＝１．．．Ｎ_Ｆについて

ここで、ｂ_ｉ（ｋ）は送信アンテナｉのサブバンドｋの重みである。重みｂ_ｉ（ｋ）は以下のように定義されてもよい。

ｉ＝１．．．Ｎ_Ｔかつｋ＝１．．．Ｎ_Ｆについて

ここで、ΔＴ（ｉ）は送信アンテナｉの時間遅延であり、
ｌ（ｋ）・Δｆはサブバンド指数ｋに対応する実周波数である。

例えば、Ｎ_Ｆ＝６４の場合、サブバンド指数ｋは１から６４におよび、ｌ（ｋ）はｋを−３２から＋３１にそれぞれマッピングしてもよい。Δｆは隣接するサブバンド間の周波数スペーシングを示している。例えば、全システム帯域幅が２０ＭＨｚでありかつＮ_Ｆ＝６４である場合、Δｆ＝２０ＭＨｚ／６４＝３．１２５ｋＨｚである。ｌ（ｋ）・Δｆはｋの各値の実周波数を（ヘルツで）提供する。式（３）に示された重みｂ_ｉ（ｋ）は、各送信アンテナのＮ_Ｆ個の全サブバンドにわたるプログレッシブ位相シフトに対応しており、この位相シフトはＮ_Ｔ個の送信アンテナについて異なるレートで変化する。これらの重みはサブバンドごとに異なるビームを効果的に形成する。

連続ビーム形成はまた以下のように時間ドメインで実行されてもよい。シンボル周期ごとに、Ｎ_Ｆ−ポイント逆離散フーリエ変化（ＩＤＦＴ）が送信アンテナｉごとにＮ_Ｆ個の送信シンボルに実行されて、この送信アンテナのＮ_Ｆ個の時間ドメインサンプルを生成する。そして送信アンテナｉごとのＮ_Ｆ個の時間ドメインサンプルは遅延Ｔ_ｉによって巡回的または循環的に遅延される。例えば、Ｔ_ｉは、ｉ＝１．．．Ｎ_ＴについてＴ_ｉ＝ΔＴ・（ｉ−１）と定義されてもよく、ここでΔＴは１個のサンプル周期、サンプル周期の一部または１個以上のサンプル周期に等しくてもよい。アンテナごとの時間ドメインサンプルは従って、異なる量で巡回遅延される。

簡潔にするために、以下の説明は１個のサブバンドについてであり、サブバンド指数ｋは表記から外される。サブバンドごとの受信機空間処理は、このサブバンドについて取得される空間フィルタ行列によってではあるが同様に実行されてもよい。利得行列Ｇ（ｋ）は受信機空間処理に影響せず、明確にするために以下の説明から省略する。利得行列Ｇ（ｋ）はまたベクトルｓ _１およびｓ _２に組み込まれているように見えることがある。

２．単アンテナ受信機処理
単アンテナ受信エンティティは１×２構成を使用して送信されるデータ送信を受信してもよい。単一の受信アンテナからの受信シンボルは以下のように表されてもよい。

ｔ＝１、２について

ここで、ｒ_ｔはシンボル周期ｔの受信シンボルであり、
ｈは１×Ｎ_Ｔチャネル応答行ベクトルであり、これはｈ＝［ｈ_１，ｈ_２，．．．ｈ_ＮＴ］であり、
ｈ _ｅｆｆは１×２構成の１×２有効チャネル応答行ベクトルであり、これは

であり、
ｎ_ｔはシンボル周期ｔの雑音である。

ＭＩＳＯチャネル応答ｈは、ベクトルｓ _１およびｓ _２について２個のシンボル周期にわたって一定であるとされる。

単アンテナ受信エンティティは以下のように２個のデータシンボルｓ_ａおよびｓ_ｂの推定を導出してもよい。

ここで、

はｍ＝１，２について

の推定であり、

であり、かつ
ｎ’_ａおよびｎ’_ｂはそれぞれ検出シンボル

の事後処理雑音である。

受信エンティティはまた、後述のＭＭＳＥ処理を使用して検出シンボルを導出してもよい。

３．多重アンテナ受信機処理
多重アンテナ受信エンティティは、表１に示されるように、受信エンティティで使用可能な受信アンテナ数によってサポートされる構成のいずれかを使用して送信されるデータ送信を受信してもよい。複数の受信アンテナからの受信シンボルは以下のように表されてもよい。

ｔ＝１、２について

ここで、ｒ _ｔはシンボル周期ｔのＮ_Ｒ個の受信シンボルによるＮ_Ｒ×１ベクトルであり、
ＨはＮ_Ｒ×Ｎ_Ｔチャネル応答行列であり、
Ｈ _ｅｆｆはＮ_Ｒ×Ｎ_Ｃ有効チャネル応答行列であり、
ｎ _ｔはシンボル周期ｔの雑音ベクトルである。

受信エンティティは通常、送信エンティティから受信されたパイロットに基づいてＨの推定を取得可能である。受信エンティティはＨ _ｅｆｆを使用してｓ _ｔを回復する。

有効チャネル応答行列Ｈ _ｅｆｆは以下のように表されてもよく、

かつ以下の形態を有している。

ここで、ｈ_{ｅｆｆ，ｊ，ｍ}は受信アンテナｊでのコード化シンボルストリームｍのチャネル利得である。有効チャネル応答行列Ｈ _ｅｆｆは、データ送信に使用される構成および受信アンテナ数に左右される。ＭＩＭＯチャネル応答行列Ｈおよび有効チャネル応答行列Ｈ _ｅｆｆは、ベクトルｓ _１およびｓ _２の２個のシンボル周期にわたって一定であるとされる。

１×２構成について、有効チャネル応答行列は、

として与えられてもよいＮ_Ｒ×２行列であり、ここでｈ _{ｅｆｆ，ｍ}はコード化シンボルストリームｍの有効チャネル応答ベクトルである。多重アンテナ受信エンティティは以下のように２個のデータシンボルｓ_ａおよびｓ_ｂの推定を導出してもよい。

ここで、

はｍ＝１、２についてｈ _{ｅｆｆ，ｍ}の推定であり、

であり、
「^Ｈ」は共役転置を示しており、

はそれぞれ検出シンボル

の事後処理雑音である。

データシンボルｓ_ａおよびｓ_ｂまたは、後述のように他の受信機空間処理技術を使用して回復されてもよい。

受信機空間処理を容易にするために、単一のデータベクトルｓが、２個のシンボル周期で送信されるベクトルｓ _１およびｓ _２に含まれる２Ｎ_Ｄ個のデータシンボルについて形成されてもよい。単一の受信ベクトルｒはまた、２個のシンボル周期に取得されるベクトルｒ _１およびｒ _２に含まれる２Ｎ_Ｒ個の受信シンボルについて形成されてもよい。受信ベクトルｒはそして以下のように表されてもよい。

ここで、ｒは２個のシンボル周期に取得される２Ｎ_Ｒ個の受信シンボルによる２Ｎ_Ｒ×１ベクトルであり、
ｓは２個のシンボル周期に送信される２Ｎ_Ｄ個のデータシンボルによる２Ｎ_Ｄ×１ベクトルであり、
Ｈ _ａｌｌはｓにおいてデータシンボルによって観察される２Ｎ_Ｒ×２Ｎ_Ｄ全チャネル応答行列であり、
ｎ _ａｌｌは２Ｎ_Ｄ個のデータシンボルの雑音ベクトルである。

全チャネル応答行列Ｈ _ａｌｌは、有効チャネル応答行列Ｈ _ｅｆｆの２倍の行数を含んでおり、送信エンティティによって実行されるＳＴＴＤ、空間拡散および連続ビーム形成の効果を含んでいる。Ｈ _ａｌｌの要素は後述のようにＨ _ｅｆｆの要素に基づいて導出される。

２×３構成について、送信エンティティは、表１に示されるように、２個のデータシンボルストリームの２個のシンボル周期で送信される４個のデータシンボルｓ_ａ、ｓ_ｂ、ｓ_ｃおよびｓ_ｄのベクトル

を生成する。各ベクトルｓ _ｔは、１個のシンボル周期にＮ_Ｔ個の送信アンテナから送信される３個のコード化シンボルを含んでおり、ここで２×３構成についてＮ_Ｔ≧３である。

受信エンティティが２個の受信アンテナ（Ｎ_Ｒ＝２）を具備している場合、ｒ _ｔは、シンボル周期ｔの２個の受信シンボルの２×１ベクトルであり、Ｈは２×Ｎ_Ｔチャネル応答行列であり、Ｈ _ｅｆｆは２×３有効チャネル応答行列である。

と示される、２個の受信アンテナによる２×３構成の有効チャネル応答行列は以下のように表されてもよい。

第１のシンボル周期の受信シンボルは

と示され、第２のシンボル周期の受信シンボルは

と示され、ここでｒ_ｊ，ｔはシンボル周期ｔにおける受信アンテナｊからの受信シンボルである。これら４個の受信シンボルは以下のように表されてもよい。

２個の受信アンテナによる２×３構成について、データベクトルｓは

として形成されてもよく、受信ベクトルｒは

として形成されてもよく、全チャネル応答行列

は以下のように表されてもよい。

上記式によって、ｒは、式（１０）に示されるように、

およびｓに基づいて表されてもよい。行列

は等式セット（１２）から、かつプロパティ

を使用して形成される。式（１３）に示されるように、

の最初の２行は

の要素のすべてを含んでおり、

の最後の２行は

の要素を含んでいるが、データシンボルに対するＳＴＴＤ符号化によって並べ替えおよび変換される（例えば、共役および／または反転される）。

２×４構成について、送信エンティティは、２個のデータシンボルストリームの２個のシンボル周期で送信される２対のデータシンボル（ｓ_ａおよびｓ_ｂ）と（ｓ_ｃおよびｓ_ｄ）のベクトル

を生成する。各ベクトルｓ _ｔは、１個のシンボル周期においてＮ_Ｔ個の送信アンテナから送信される４個のコード化シンボルを含んでおり、ここで２×４構成についてＮ_Ｔ≧４である。

受信エンティティが２個の受信アンテナ（Ｎ_Ｒ＝２）を具備している場合、ｒ _ｔはシンボル周期ｔの２個の受信シンボルによる２×１ベクトルであり、Ｈは２×Ｎ_Ｔチャネル応答行列であり、Ｈ _ｅｆｆは２×４有効チャネル応答行列である。

と示される、２個の受信アンテナによる２×４構成の有効チャネル応答行列は以下のように表されてもよい。

２個のシンボル周期における２個の受信アンテナからの受信シンボルは以下のように表されてもよい。

２個の受信アンテナによる２×４構成について、データベクトルｓは

として形成されてもよく、受信ベクトルｒは

として形成されてもよく、全チャネル応答行列

は以下のように表されてもよい。

式（１６）に示されるように、

の最初の２行は

に等しく、

の最後の２行は

の並べ替えおよび変換要素を含んでいる。

一般に、全構成の受信ベクトルｒは以下のように表されてもよい。

データベクトルｓはデータ送信に使用される構成に左右される。全チャネル応答行列Ｈ _ａｌｌは構成および受信アンテナ数に左右される。

１×２構成について、ベクトルｓおよび行列Ｈ _ａｌｌは以下のように表されてもよい。

２×３構成について、ベクトルｓおよび行列Ｈ _ａｌｌは以下のように表されてもよい。

２×４構成について、ベクトルｓおよび行列Ｈ _ａｌｌは以下のように表されてもよい。

３×４構成について、ベクトルｓおよび行列Ｈ _ａｌｌは以下のように表されてもよい。

多重アンテナ受信エンティティは、種々の受信機空間処理技術を使用して送信データシンボルの推定を導出可能である。これらの技術はＭＭＳＥ技術、（一般にゼロフォーシング技術や相関低下（ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）技術とも称される）ＣＣＭＩ技術、部分的ＭＭＳＥ技術および部分的ＣＣＭＩ技術を含んでいる。ＭＭＳＥおよびＣＣＭＩ技術について、受信エンティティは、各２シンボル間隔で取得された２Ｎ_Ｒ個の受信シンボルに空間整合フィルタリングを実行する。部分的ＭＭＳＥおよび部分的ＣＣＭＩ技術について、受信エンティティは、各シンボル周期で取得されたＮ_Ｒ個の受信シンボルに空間整合フィルタリングを実行する。

Ａ．ＭＭＳＥ受信機
ＭＭＳＥ技術について、受信エンティティは以下のように空間フィルタ行列を導出する。

ここで、

はＨ _ａｌｌの推定である２Ｎ_Ｒ×２Ｎ_Ｄ行列であり、

は式（１０）の雑音ベクトルｎ _ａｌｌの自己共分散行列であり、

は２Ｎ_Ｄ×２Ｎ_ＲＭＭＳＥ空間フィルタ行列である。

受信エンティティは、パイロットシンボルが送信エンティティによって送信される方法に応じて異なる方法で

を導出してもよい。例えば、受信エンティティは、受信パイロットシンボルに基づいて、有効チャネル応答行列Ｈ _ｅｆｆの推定である

を取得してもよい。そして受信エンティティは、表１で与えられた４個の構成についての式（１９）、（２１）、（２３）または（２５）に示されるように、

に基づいて

を導出してもよい。受信エンティティはまた、受信パイロットシンボルに直接基づいて全チャネル応答行列Ｈ _ａｌｌを推定してもよい。いずれの場合も、式（２６）の第２の等式は、雑音ベクトルｎ _ａｌｌが

のゼロ平均および分散によるＡＷＧＮであると仮定する。空間フィルタ行列Ｍ _ｍｍｓｅは、空間フィルタ行列およびデータシンボルからのシンボル推定間の２乗平均誤差を最小化する。

受信エンティティは以下のようにＭＭＳＥ空間処理を実行する。

ここで、

は、ＭＭＳＥ技術によって２シンボル間隔で取得される２Ｎ_Ｄ個の検出シンボルによる２Ｎ_Ｄ×１ベクトルであり、
Ｑ＝Ｍ _ｍｍｓｅ・Ｈ _ａｌｌであり、
Ｄ＝［ｄｉａｇ［Ｑ］］^−１は２Ｎ_Ｄ×２Ｎ_Ｄ対角行列であり、
ｎ _ｍｍｓｅはＭＭＳＥフィルタリング雑音である。

空間フィルタ行列Ｍ _ｍｍｓｅからのシンボル推定はデータシンボルの非正規推定である。スケーリング行列Ｄによる乗算はデータシンボルの正規推定を提供する。

Ｂ．ＣＣＭＩ受信機
ＣＣＭＩ技術について、受信エンティティは以下のように空間フィルタ行列を導出する。

ここで、Ｍ _ｃｃｍｉは２Ｎ_Ｄ×２Ｎ_ＲＣＣＭＩ空間フィルタ行列である。

受信エンティティは以下のようにＣＣＭＩ空間処理を実行する。

ここで、

は、ＣＣＭＩ技術によって２シンボル間隔で取得される２Ｎ_Ｄ個の検出シンボルによる２Ｎ_Ｄ×１ベクトルであり、
ｎ _ｃｃｍｉはＣＣＭＩフィルタリング雑音である。

Ｃ．部分的ＭＭＳＥ受信機
部分的ＭＭＳＥおよび部分的ＣＣＭＩ技術について、受信エンティティは、当該シンボル周期の空間フィルタ行列に基づいてシンボル周期ごとにＮ_Ｒ個の受信シンボルに空間整合フィルタリングを実行する。各ＳＴＴＤ符号化データシンボルストリームについて、受信エンティティはストリームで送信されるデータシンボルごとに２個のシンボル周期において２個の推定を取得し、これら２個の推定を合成して、データシンボルの単一の推定を生成する。部分的ＭＭＳＥおよび部分的ＣＣＭＩ技術は、受信エンティティが少なくともＮ_Ｃ個の受信アンテナを具備していれば、つまりＮ_Ｒ≧Ｎ_Ｃであれば使用されてもよい。各シンボル周期に送信されるコード化シンボル数と少なくとも同数の受信アンテナがあるはずであり、これは表１に示されている。

部分的ＭＭＳＥ技術について、受信エンティティは以下のように空間フィルタ行列を導出する。

ここで、

はＨ _ｅｆｆの推定であるＮ_Ｒ×Ｎ_Ｃ行列であり、
Ｍ _{ｐ−ｍｍｓｅ}はシンボル周期ごとのＮ_Ｃ×Ｎ_ＲＭＭＳＥ空間フィルタ行列である。

有効チャネル応答行列Ｈ _ｅｆｆは、データ送信に使用される構成に左右され、式（８）に示される形態を有する。

受信エンティティは以下のようにシンボル周期ごとにＭＭＳＥ空間処理を実行する。

ｔ＝１、２について

ここで、

は部分的ＭＭＳＥ技術によってシンボル周期ｔで取得されたＮ_Ｃ個の検出シンボルによるＮ_Ｃ×１ベクトルであり、
Ｑ _{ｐ−ｍｍｓｅ}＝Ｍ _{ｐ−ｍｍｓｅ}・Ｈ _ｅｆｆであり、
Ｄ _{ｐ−ｍｍｓｅ}＝［ｄｉａｇ［Ｑ _{ｐ−ｍｍｓｅ}］］^−１はＮ_Ｃ×Ｎ_Ｃ対角行列であり、
ｎ _{ｍｍｓｅ，ｔ}はシンボル周期ｔのＭＭＳＥフィルタリング雑音である。

部分的ＭＭＳＥ処理はそれぞれ第１および第２のシンボル周期で２個のベクトル

を提供し、これらはそれぞれベクトルｓ _１およびｓ _２の推定である。ベクトル

の検出シンボルは必要ならば共役および／または否定（ｎｅｇａｔｅｄ）され、ベクトルｓ _２に含まれるデータシンボルの推定を取得する。一例として、２×３構成について、

である。ベクトル

について、

が共役されて、ｓ_ｂの第２の推定を取得し、

が否定および共役されて、ｓ_ａの第２の推定を取得し、

が共役されてｓ_ｄの推定を取得する。

ＳＴＴＤ符号化データシンボルストリームごとに、部分的ＭＭＳＥ処理は、このストリームで送信されるデータシンボルごとに２個のシンボル周期で２個の検出シンボルを提供する。とりわけ、部分的ＭＭＳＥ処理は、表１の全４個の構成についてｓ_ａの２個の推定およびｓ_ｂの２個の推定を提供し、２×４構成についてｓ_ｃの２個の推定およびｓ_ｄの２個の推定をさらに提供する。各データシンボルの２個の推定は、このデータシンボルの単一の推定を生成するために合成されてもよい。

データシンボルｓ_ｍの２個の推定は以下のように最大比合成法（ＭＲＣ）を使用して合成されてもよい。

ここで、

はシンボル周期ｔで取得されるデータシンボルｓ_ｍの推定であり、
γ_ｍ，ｔは

のＳＮＲであり、

はデータシンボルｓ_ｍの最終推定である。

推定

はシンボル周期ｔ＝１でコード化シンボルストリームｍ_１から取得され、推定

はシンボル周期ｔ＝２でコード化シンボルストリームｍ_２から取得される。部分的ＭＭＳＥ技術の

のＳＮＲは以下のように表されてもよい。

ｔ＝１、２について

ここで、ｍ_ｔは、

が取得されたコード化シンボルストリームであり、
ｑ_ｍ，ｍは、式（３１）で定義されたＱ _{ｐ−ｍｍｓｅ}のｍ番目の対角要素である。

データシンボルｓ_ｍの２個の推定はまた以下のように線形に合成されてもよい。

式（３４）は、２個の推定

のＳＮＲが等しければＭＲＣ技術と同じ性能を提供するが、ＳＮＲが等しくなければ次善性能を提供する。

Ｄ．部分的ＣＣＭＩ受信機
部分的ＣＣＭＩ技術について、受信エンティティは以下のようにシンボル周期ごとに空間フィルタ行列を導出する。

ここで、Ｍ _{ｐ−ｃｃｍｉ}はシンボル周期ごとのＮ_Ｃ×Ｎ_ＲＣＣＭＩ空間フィルタ行列である。

受信エンティティは以下のようにシンボル周期ごとにＣＣＭＩ空間処理を実行する。

ｔ＝１、２について

ここで、

は部分的ＣＣＭＩ技術によってシンボル周期ｔで取得されるＮ_Ｃ個の検出シンボルによるＮ_Ｃ×１ベクトルであり、
ｎ _{ｃｃｍｉ，ｔ}はシンボル周期ｔのＣＣＭＩフィルタリング雑音である。

受信エンティティは、式（３２）に示されるように、ＭＲＣを使用して所与のデータシンボルの２個の推定を合成してもよい。この場合、ＣＣＭＩ技術の検出シンボル

のＳＮＲは以下のように表されてもよい。

ｔ＝１、２について

ここで、ｒ_ｍ，ｍは

のｍ_ｔ番目の対角要素である。

部分的ＭＭＳＥおよび部分的ＣＣＭＩ技術はＳＴＴＤなしで送信されるデータシンボルストリームの遅延（つまり待ち時間）を削減可能である。部分的ＭＭＳＥおよび部分的ＣＣＣＭＩ技術はまた、シンボル周期ごとの空間フィルタ行列はＮ_Ｃ×Ｎ_Ｒの次元を有しているのに対して２シンボル周期間隔の空間フィルタ行列は２Ｎ_Ｄ×２Ｎ_Ｒの次元を有しているため、空間整合フィルタリングの複雑度を低減可能である。

４．代替ＳＴＴＤ符号化スキーム
明確にするために、上記説明は、１対のデータシンボルｓ_ａおよびｓ_ｂが２個のベクトル

にＳＴＴＤ符号化される場合についてのものである。上記のように、この１対のデータシンボルｓ_ａおよびｓ_ｂはまた２個のベクトル

にＳＴＴＤ符号化されてもよい。上記の種々のベクトルおよび行列はこの代替ＳＴＴＤ符号化スキームについて異なってもよい。

一例として、２×４構成について、送信エンティティは、２個のデータシンボルストリームの２個のシンボル周期に送信される２対のデータシンボル（ｓ_ａおよびｓ_ｂ）と（ｓ_ｃおよびｓ_ｄ）のベクトル

を生成してもよい。データベクトルｓは

として与えられてもよく、受信ベクトルｒは

として与えられてもよく、全チャネル応答行列Ｈ _ａｌｌは以下のように表されてもよい。

他の構成のベクトルｓ _１、ｓ _２およびｓと行列Ｈ_ａｌｌは２×４構成について上述されたのと同様に導出されてもよい。

代替ＳＴＴＤ符号化スキームについて、受信エンティティは、第１のＳＴＴＤ符号化スキームについて定義された行列Ｈ _ａｌｌではなく代替ＳＴＴＤ符号化スキームについて定義された行列Ｈ _ａｌｌを使用して、ＭＭＳＥ空間フィルタ行列やＣＣＭＩ空間フィルタ行列を導出する。２×４構成について、式（３８）に示された行列Ｈ _ａｌｌが式（２３）に示された行列Ｈ _ａｌｌの代わりに使用される。そして受信エンティティは空間フィルタ行列によって受信ベクトルｒに空間整合フィルタリングを実行して

を取得し、これは代替ＳＴＴＤ符号化スキームに対するｓの推定である。そして受信エンティティは必要ならばｓのシンボルを共役して、回復データシンボルを取得する。

一般に、全チャネル応答行列Ｈ _ａｌｌは、ＳＴＴＤ符号化が送信エンティティによって実行される方法と、送信エンティティによって実行される他の空間処理とに左右される。受信エンティティは、適切に導出される全チャネル応答行列によってではあるが同様にＭＭＳＥやＣＣＭＩ処理を実行する。

有効チャネル応答行列Ｈ _ｅｆｆは両方のＳＴＴＤ符号化スキームについて同一であり、式（８）に示されている。受信エンティティはＨ _ｅｆｆを使用して、部分的ＭＭＳＥ空間フィルタ行列や部分的ＣＣＭＩ空間フィルタ行列を導出する。そして受信エンティティは空間フィルタ行列によってシンボル周期ごとに受信ベクトルｒ _ｔに空間整合フィルタリングを実行して

を取得し、これは代替ＳＴＴＤ符号化スキームに対するｓ _ｔの推定である。そして受信エンティティは必要ならば

の検出シンボルを共役して、さらに推定を必要に応じて合成して回復データシンボルを取得する。

５．受信機処理
図３はＭＭＳＥやＣＣＭＩ技術を実現可能なＲＸ空間プロセッサ１７０ａおよびＲＸ ＳＴＴＤプロセッサ１７２ａのブロック図を示している。ＲＸ空間プロセッサ１７０ａおよびＲＸ ＳＴＴＤプロセッサ１７２ａはそれぞれ、図２の多重アンテナ受信エンティティ１５０yのＲＸ空間プロセッサ１７０およびＲＸ ＳＴＴＤプロセッサ１７２の一実施形態である。チャネル推定器１６６は後述のように、受信パイロットシンボルに基づいて有効チャネル応答推定

を導出する。整合フィルタ生成器１６８は

に基づいて全チャネル応答推定

を形成し、式（２６）または（２８）に示されるように、

に基づいて２シンボル間隔のＭＭＳＥまたはＣＣＭＩ空間フィルタ行列Ｍを導出する。

ＲＸ空間プロセッサ１７０ａ内で、プリプロセッサ３１０は、式（１７）に示されるように、シンボル周期ごとに受信ベクトルｒ _ｔを取得し、２シンボル間隔の第２のシンボル周期に受信シンボルを共役して、２シンボル間隔で受信ベクトルｒを形成する。空間プロセッサ３２０は、式（２７）または（２９）に示されるように、空間フィルタ行列Ｍによって受信ベクトルｒに空間整合フィルタリングを実行し、ベクトル

を提供する。ＲＸ ＳＴＴＤプロセッサ１７２ａ内で、ＳＴＴＤポストプロセッサ３３０は必要ならばベクトル

のシンボルを共役して、２シンボル間隔で２Ｎ_Ｄ個の回復データシンボルを提供する。デマルチプレクサ（Ｄｅｍｕｘ）３４０はＳＴＴＤポストプロセッサ３３０からの回復データシンボルをＮ_Ｄ個の回復データシンボルストリームに逆多重化し、これらのストリームをＲＸデータプロセッサ１７４に提供する。

図４は、部分的ＭＭＳＥや部分的ＣＣＭＩ技術を実現可能なＲＸ空間プロセッサ１７０ｂおよびＲＸ ＳＴＴＤプロセッサ１７２ｂのブロック図を示している。ＲＸ空間プロセッサ１７０ｂおよびＲＸ ＳＴＴＤプロセッサ１７２ｂはそれぞれＲＸ空間プロセッサ１７０およびＲＸ ＳＴＴＤプロセッサ１７２の別の実施形態である。チャネル推定器１６６は有効チャネル応答推定

を導出する。整合フィルタ生成器１６８は、式（３０）または（３５）に示されるように、

に基づいてシンボル周期ごとに部分的ＭＭＳＥまたは部分的ＣＣＭＩ空間フィルタ行列Ｍ _ｐを生成する。

ＲＸ空間プロセッサ１７０ｂ内で、空間プロセッサ４２０は、式（３１）または（３６）に示されるように、当該シンボル周期に空間フィルタ行列Ｍ _ｐによってシンボル周期ごとに受信ベクトルｒ _ｔに空間整合フィルタリングを実行し、ベクトルｓ _ｔを提供する。ＲＸ ＳＴＴＤプロセッサ１７２ｂ内で、ＳＴＴＤポストプロセッサ４３０は必要ならばベクトルｓ _ｔの検出シンボルを共役して、シンボル周期ごとにＮ_Ｃ個のデータシンボル推定を提供する。合成器４３２は、例えば式（３２）または（３４）に示されるようにＳＴＴＤによって送信されるデータシンボルごとに２個の推定を合成して、このデータシンボルの単一の推定を提供する。デマルチプレクサ４４０は合成器４３２からの回復データシンボルをＮ_Ｄ個の回復データシンボルストリームに逆多重化して、これらのストリームをＲＸデータプロセッサ１７４に提供する。

図５は、ＭＭＳＥまたはＣＣＭＩ技術によるデータ送信を受信するためのプロセス５００を示している。受信シンボルがデータ送信に対して取得され、これは少なくとも１個のＳＴＴＤ符号化データシンボルストリームを含んでいる（ブロック５１０）。有効チャネル応答行列は、例えば受信パイロットシンボルに基づいて取得される（ブロック５１２）。全チャネル応答行列は有効チャネル応答行列に基づいて、かつデータ送信に使用されるＳＴＴＤ符号化スキームに従って形成される（ブロック５１４）。空間フィルタ行列は全チャネル応答行列に基づいて、かつ例えばＭＭＳＥまたはＣＣＭＩ技術に従って導出される（ブロック５１６）。受信シンボルのベクトルは２シンボル間隔で形成される（ブロック５１８）。空間処理が空間フィルタ行列によって２シンボル間隔で受信シンボルのベクトルに実行され、２シンボル間隔の検出シンボルのベクトルを取得する（ブロック５２０）。事後処理（例えば、共役）が必要ならば検出シンボルに実行されて、回復データシンボルを取得する（ブロック５２２）。

図６は、部分的ＭＭＳＥまたは部分的ＣＣＭＩ技術によるデータ送信を受信するためのプロセス６００を示している。受信シンボルがデータ送信に対して取得され、これは少なくとも１個のＳＴＴＤ符号化データシンボルストリームを含んでいる（ブロック６１０）。有効チャネル応答行列が、例えば受信パイロットシンボルに基づいて取得される（ブロック６１２）。空間フィルタ行列は有効チャネル応答行列に基づいて、かつ例えばＭＭＳＥまたはＣＣＭＩ技術に従って導出される（ブロック６１４）。空間処理は空間フィルタ行列によってシンボル周期ごとに受信シンボルに実行されて、このシンボル周期の検出シンボルを取得する（ブロック６１６）。事後処理（例えば、共役）が必要ならば検出シンボルに実行されて、データシンボルの推定を取得する（ブロック６１８）。ＳＴＴＤによって送信される各データシンボルの複数の推定が合成されて、データシンボルの単一の推定を取得する（ブロック６２０）。

６．ＳＦＴＤおよび空間拡散
送信エンティティはまたＳＦＴＤ、空間拡散および場合によっては連続ビーム形成の組み合わせを使用してもよい。表１に示された各構成について、送信エンティティは、Ｎ_Ｄ個のデータシンボルストリームについて１個のシンボル周期に２個のサブバンドで送信される２Ｎ_Ｄ個のデータシンボルの２個のベクトルｓ _１およびｓ _２を生成してもよい。送信エンティティは１個のシンボル周期に１個のサブバンドでベクトルｓ _１を空間拡散および送信してもよく、また同じシンボル周期に別のサブバンドでベクトルｓ _２を空間拡散および送信してもよい。２個のサブバンドは通常隣接するサブバンドである。受信エンティティは、Ｈ _ａｌｌの最初のＮ_Ｒ個の行が（第１のシンボル周期ではなく）第１のサブバンドに対して、かつＨ _ａｌｌの最後のＮ_Ｒ個の行が（第２のシンボル周期ではなく）第２のサブバンドに対するものである点を除いて、上記のように全チャネル応答行列Ｈ _ａｌｌを導出してもよい。受信エンティティは上記のようにＭＭＳＥ、ＣＣＭＩ、部分的ＭＭＳＥまたは部分的ＣＣＭＩ処理を実行してもよい。

７．空間拡散のステアリング行列
種々のタイプのステアリング行列が空間拡散に使用されてもよい。例えば、ステアリング行列Ｖはウォルシュ行列、フーリエ行列または他の行列であってもよい。２×２ウォルシュ行列Ｗ _２×２は

と表される。より大きなサイズのウォルシュ行列Ｗ _{２Ｎ×２Ｎ}が以下のようにより小さなサイズのウォルシュ行列Ｗ _Ｎ×Ｎから形成されてもよい。

Ｎ×Ｎフーリエ行列Ｄ_Ｎ×Ｎはｍ番目の列のｎ番目の行の要素ｄ_ｎ，ｍを有しており、これは以下のように表されてもよい。

ｎ＝１．．．Ｎおよびｍ＝１．．．Ｎについて

任意の２乗次元（例えば、２、３、４、５など）のフーリエ行列が形成されてもよい。

ウォルシュ行列Ｗ _Ｎ×Ｎ、フーリエ行列Ｄ _Ｎ×Ｎまたは他の行列が、他のステアリング行列を形成するための基本行列Ｂ _Ｎ×Ｎとして使用されてもよい。Ｎ×Ｎ基本行列について、基本行列の行２からＮの各々はＭ個の異なる可能なスカラーのうちの１つを別個に乗算されてもよい。Ｍ^Ｎ−１個の異なるステアリング行列がＮ−１個の行についてＭ個のスカラーのＭ^Ｎ−１個の異なる置換から取得されてもよい。例えば、行２からＮの各々は＋１、−１、＋ｊまたは−ｊのスカラーを別個に乗算されてもよく、ここでｊ＝（−１）^1/2である。Ｎ＝４について、６４個の異なるステアリング行列が、４個の異なるスカラーによる基本行列Ｂ _４×４から生成されてもよい。さらなるステアリング行列が他のスカラー、例えば

などによって生成されてもよい。一般に、基本行列の各行は形態ｅ^ｊθを有する任意のスカラーを乗算されてもよく、ここでθは任意の位相値である。Ｎ×Ｎステアリング行列がＮ×Ｎ基本行列からＶ（ｉ）＝ｇ_Ｎ・Ｂ ^ｉ _Ｎ×Ｎとして生成されてもよく、ここで、ｇ_N＝１／（Ｎ）^1/2であり、Ｂ ^ｉ _Ｎ×Ｎは基本行列Ｂ _Ｎ×Ｎによって生成されたｉ番目のステアリング行列である。ｇ_N＝１／（Ｎ）^1/2によるスケーリングは、Ｖ（ｉ）の各列が単位電力を有することを保証する。

ステアリング行列はまた擬似ランダム的に生成されてもよい。ステアリング行列は通常、相互に直交する列を有するユニタリ行列である。ステアリング行列はまた、直交列および列ごとの単位電力を有する直交行列であってもよく、Ｖ ^Ｈ・Ｖ＝ＩおよびＩは単位行列である。２乗でない次元のステアリング行列は、２乗ステアリング行列の１つ以上の列を削除することによって取得されてもよい。

異なるステアリング行列が異なる時間間隔に使用されてもよい。例えば、異なるステアリング行列が、ＳＦＴＤの異なるシンボル周期と、ＳＴＴＤおよびＯＴＤの異なる２シンボル間隔に使用されてもよい。ＯＦＤＭシステムについて、異なるステアリング行列が、ＳＴＴＤおよびＯＴＤの異なるサブバンドと、ＳＦＴＤの異なる対のサブバンドに使用されてもよい。異なるステアリング行列はまた、異なるサブバンドおよび異なるシンボル周期に使用されてもよい。異なるステアリング行列を使用して（時間および／または周波数にわたる）空間拡散によって提供されるランダム化は無線チャネルの悪影響を緩和することができる。

８．フレーム構造およびＭＩＭＯパイロット
図７は、ＭＩＳＯおよびＭＩＭＯ送信をサポートする例示的プロトコルデータユニット（ＰＤＵ）７００を示している。ＰＤＵ７００はＭＩＭＯパイロット用セクション７１０およびデータ用セクション７２０を含んでいる。ＰＤＵ７００はまた、例えばプリアンブル、シグナリングなどの他のセクションを含んでもよい。ＭＩＭＯパイロットは、データ送信に使用される全送信アンテナから送信され、かつ受信エンティティに、データ送信に使用されるＭＩＳＯまたはＭＩＭＯチャネルを推定させるパイロットである。ＭＩＭＯパイロットは種々の方法で送信されてもよい。

一実施形態では、送信エンティティは以下のように「クリア」ＭＩＭＯパイロット（つまり空間拡散なし）を全Ｎ_Ｔ個の送信アンテナから送信する。

ｔ＝１．．．Ｌについて

ここで、ｐ（ｋ）はサブバンドｋで送信されるＮ_Ｔ個のパイロットシンボルによるＮ_Ｔ×１ベクトルであり、
Ｗ（ｔ）はシンボル周期ｔのＮ_Ｔ×Ｎ_Ｔ対角ウォルシュ行列であり、

は、シンボル周期ｔにおけるサブバンドｋに対するクリアＭＩＭＯパイロットのＮ_Ｔ個の空間処理シンボルによるＮ_Ｔ×１ベクトルである。

Ｎ_Ｔ個の送信アンテナは長さＬのＮ_Ｔ個の異なるウォルシュシーケンスを割り当てられてもよく、ここでＬ≧Ｎ_Ｔである。各ウォルシュシーケンスはＷ（ｔ）の対角要素に対応する。あるいはまた、送信エンティティは

としてクリアＭＩＭＯパイロットを生成してもよく、ここでｐ（ｋ）はパイロットシンボルのスカラーであり、ｗ（ｔ）はＮ_Ｔ個の送信アンテナに割り当てられたウォルシュシーケンスによるＮ_Ｔ×１ベクトルである。簡潔にするために、連続ビーム形成は式（４１）に示されていないが、仮にあるとすればパイロットおよびデータ送信の双方について通常は同様に実行される。ＭＩＭＯチャネルは、ウォルシュシーケンスの長さにわたって一定であるとされる。

クリアＭＩＭＯパイロットについて受信エンティティによって取得される受信パイロットシンボルは以下のように表されてもよい。

ｔ＝１．．．Ｌについて

ここで、

は、シンボル周期ｔにおけるサブバンドｋに対するクリアＭＩＭＯパイロットのＮ_Ｒ個の受信パイロットシンボルによるＮ_Ｒ×１ベクトルである。

受信エンティティは、クリアＭＩＭＯパイロットに基づいてＭＩＭＯチャネル行列Ｈ（ｋ）の推定を導出してもよい。Ｈ（ｋ）の各列はそれぞれのウォルシュシーケンスと関連付けられている。受信エンティティはｈ_ｊ，ｉ（ｋ）の推定を取得してもよく、これは以下のようにｉ番目の送信アンテナとｊ番目の受信アンテナ間のチャネル利得である。受信エンティティはまず

のｊ番目の要素に、ｉ番目の送信アンテナに割り当てられたウォルシュシーケンスＷ_ｉのＬ個のチップを乗算して、Ｌ個の回復シンボルのシーケンスを取得する。そして受信エンティティは、ｐ（ｋ）のｉ番目の要素であるパイロットシンボルｐ_ｉ（ｋ）に使用される変調をＬ個の回復シンボルから除去する。そして受信エンティティはＬ個の得られるシンボルを累積して、Ｈ（ｋ）のｊ番目の行およびｉ番目の列の要素であるｈ_ｊ，ｉ（ｋ）の推定を取得する。プロセスはＨ（ｋ）の要素の各々について反復される。受信機エンティティはそして、

と送信エンティティによって使用される既知のステアリング行列とに基づいてＨ _ｅｆｆ（ｋ）の推定を導出してもよい。受信エンティティは上記のように受信機空間処理に

を使用してもよい。

送信エンティティは以下のように空間拡散ＭＩＭＯパイロットを送信してもよい。

ｔ＝１．．．Ｌについて

ここで、ｐ（ｋ）はサブバンドｋで送信されるＮ_Ｃ個のパイロットシンボルによるＮ_Ｃ×１ベクトルであり、
Ｗ（ｔ）はシンボル周期ｔのＮ_Ｃ×Ｎ_Ｃ対角ウォルシュ行列であり、
Ｖ（ｋ）はサブバンドｋの空間拡散のＮ_Ｔ×Ｎ_Ｃステアリング行列であり、

はシンボル周期ｔにおけるサブバンドｋに対する空間拡散ＭＩＭＯパイロットのＮ_Ｔ個の空間処理シンボルによるＮ_Ｔ×１ベクトルである。

ウォルシュシーケンスはＬの長さを有しており、ここで空間拡散ＭＩＭＯパイロットに対してＬ≧Ｎ_Ｃである。あるいはまた、送信エンティティは

として空間拡散ＭＩＭＯパイロットを生成してもよく、ここでｐ（ｋ）およびｗ（ｔ）は上述されている。

空間拡散ＭＩＭＯパイロットについて受信エンティティによって取得される受信パイロットシンボルは以下のように表されてもよい。

ここで、

は、シンボル周期ｔのサブバンドｋに対する空間拡散ＭＩＭＯパイロットのＮ_Ｒ個の受信パイロットシンボルによるＮ_Ｒ×１ベクトルである。

受信エンティティは、例えばクリアＭＩＭＯパイロットについて上述されたように、

の受信パイロットシンボルに基づいて有効ＭＩＭＯチャネルＨ _ｅｆｆ（ｋ）の推定を導出してもよい。この場合、受信エンティティはｐ（ｋ）およびＷ（ｔ）を除去して、Ｈ（ｋ）・Ｖ（ｋ）の推定である

を取得する。あるいはまた、送信エンティティは

として空間拡散ＭＩＭＯパイロットを生成してもよく、ここでＷ（ｔ）またはｗ（ｔ）は空間拡散を実行する。この場合、受信エンティティは、過剰な処理のない受信パイロットシンボルに直接基づいて、Ｈ（ｋ）・Ｗ（ｋ）の推定である

を形成してもよい。いずれの場合も、受信エンティティは受信機空間処理に

を使用してもよい。

別の実施形態では、送信エンティティはサブバンド多重化を使用してクリアまたは空間拡散ＭＩＭＯパイロットを送信する。サブバンド多重化によって、１個の送信アンテナのみが各シンボル周期の各サブバンドに使用される。ウォルシュ行列Ｗ（ｔ）は必要ない。

ここに説明されたデータ送受信技術は種々の手段で実現されてもよい。例えば、これらの技術はハードウェア、ソフトウェアまたはこれらの組み合わせで実現されてもよい。ハードウェア実現について、送信エンティティの処理ユニットは、１つ以上の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、ディジタル信号処理デバイス（ＤＳＰＤ）、プログラマブル論理デバイス（ＰＬＤ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ、ここに説明された機能を実行するように設計された電子ユニット、またはこれらの組み合わせで実現されてもよい。受信エンティティの処理ユニットもまた１つ以上のＡＳＩＣ、ＤＳＰなどで実現されてもよい。

ソフトウェア実現について、ここに説明された技術は、ここに説明された機能を実行するモジュール（例えば、手順、機能など）で実現されてもよい。ソフトウェアコードはメモリユニット（例えば、図１のメモリユニット１４２、あるいは図２のメモリユニット１８２ｘや１８２ｙ）に記憶されて、プロセッサ（例えば、図１のコントローラ１４０、あるいは図２のコントローラ１８０ｘや１８０ｙ）によって実行されてもよい。メモリユニットはプロセッサ内部またはプロセッサ外部で実現されてもよい。

特定のセクションを参照および検索するためにここに見出しが含まれている。これらの見出しはここに説明された概念の範囲を制限する意図はなく、これらの概念は明細書全体を通して他のセクションでの適用可能性を有してもよい。

開示された実施形態についての種々の説明は、当業者が本発明を作ったり、これを使用したりできるようにするために提供される。これらの実施形態の種々の修正は当業者には容易に明らかになり、ここに定義された一般原理は、本発明の主旨および範囲を逸脱することなく他の実施形態にも適用されてもよい。従って、本発明はここに示された実施形態に制限される意図はないが、ここに開示されている原理および新規の特徴と矛盾しない広範な範囲に従う。

多重アンテナ送信エンティティのブロック図を示している。 単アンテナ受信エンティティおよび多重アンテナ受信エンティティのブロック図を示している。 ＭＭＳＥおよびＣＣＭＩ技術の受信（ＲＸ）空間プロセッサおよびＲＸ ＳＴＴＤプロセッサのブロック図を示している。 部分的ＭＭＳＥおよび部分的ＣＣＭＩ技術のＲＸ空間プロセッサおよびＲＸ ＳＴＴＤプロセッサのブロック図を示している。 ＭＭＳＥまたはＣＣＭＩ技術によるデータ受信プロセスを示している。 部分的ＭＭＳＥまたは部分的ＣＣＭＩ技術によるデータ受信プロセスを示している。 例示的プロトコルデータユニット（ＰＤＵ）を示している。

Claims (52)

1. 無線通信システムにおけるデータ受信方法であって、
   空間・時間送信ダイバーシティ（ＳＴＴＤ）によって送信される少なくとも１個のデータシンボルストリームを備えるデータ送信の受信シンボルを取得することと、
   前記データ送信の有効チャネル応答行列を取得することと、
   前記有効チャネル応答行列によって空間フィルタ行列を導出することと、
   前記空間フィルタ行列によって前記受信シンボルに空間処理を実行して検出シンボルを取得することとを備える、方法。
2. 前記有効チャネル応答行列を取得することが、
   前記データ送信によって送信されるパイロットシンボルを受信することと、
   前記受信パイロットシンボルに基づいて前記有効チャネル応答行列を導出することとを備える、請求項１に記載の方法。
3. 前記有効チャネル応答行列を取得することが、
   空間拡散によって送信されるパイロットシンボルを受信することと、
   前記受信パイロットシンボルに基づいて前記有効チャネル応答行列を導出することとを備える、請求項１に記載の方法。
4. 前記有効チャネル応答行列を取得することが、
   空間拡散および連続ビーム形成によって送信されるパイロットシンボルを受信することと、
   前記受信パイロットシンボルに基づいて前記有効チャネル応答行列を導出することとを備える、請求項１に記載の方法。
5. 前記有効チャネル応答行列に基づいて、かつ前記データ送信に使用されるＳＴＴＤ符号化スキームに従って全チャネル応答行列を形成することをさらに備える、請求項１に記載の方法。
6. 前記空間フィルタ行列を導出することが、
   前記全チャネル応答行列に基づいて、かつ最小２乗平均誤差（ＭＭＳＥ）技術に従って前記空間フィルタ行列を形成することを備える、請求項５に記載の方法。
7. 前記空間フィルタ行列を導出することが、
   前記全チャネル応答行列に基づいて、かつチャネル相関行列反転（ＣＣＭＩ）技術に従って前記空間フィルタ行列を形成することを備える、請求項５に記載の方法。
8. ２シンボル間隔で受信シンボルのベクトルを形成することをさらに備えており、
   前記受信シンボルに空間処理を実行することが、前記２シンボル間隔で前記受信シンボルのベクトルに空間処理を実行して、前記２シンボル間隔で検出シンボルのベクトルを取得することを備える、請求項１に記載の方法。
9. 前記空間フィルタ行列を導出することが、
   前記有効チャネル応答行列に基づいて、かつ最小２乗平均誤差（ＭＭＳＥ）技術に従って前記空間フィルタ行列を形成することを備える、請求項１に記載の方法。
10. 前記空間フィルタ行列を導出することが、
    前記有効チャネル応答行列に基づいて、かつチャネル相関行列反転（ＣＣＭＩ）技術に従って前記空間フィルタ行列を形成することを備える、請求項１に記載の方法。
11. 前記受信シンボルに空間処理を実行することが、
    前記空間フィルタ行列によって少なくとも２個のシンボル周期の各々で受信シンボルに空間処理を実行して、前記シンボル周期で検出シンボルを取得することを備える、請求項１に記載の方法。
12. ＳＴＴＤによって送信されるデータシンボルごとに取得される複数の検出シンボルを合成することをさらに備える、請求項１に記載の方法。
13. ＳＴＴＤによって送信されるデータシンボルごとに取得される複数の検出シンボルの最大比合成法を実行することをさらに備える、請求項１に記載の方法。
14. 前記データ送信に使用されるＳＴＴＤ符号化スキームに従って前記検出シンボルに事後処理を実行して、前記データ送信で送信されるデータシンボルの推定を取得することをさらに備える、請求項１に記載の方法。
15. 前記検出シンボルに事後処理を実行することが、
    必要ならば前記データ送信に使用される前記ＳＴＴＤスキームに従って前記検出シンボルを共役することを備える、請求項１４に記載の方法。
16. 前記データ送信で送信される１つ以上のデータシンボルストリームに前記データシンボル推定を逆多重化することをさらに備える、請求項１４に記載の方法。
17. 無線通信システムにおけるデータ受信方法であって、
    空間・時間送信ダイバーシティ（ＳＴＴＤ）によって送信される少なくとも１個のデータシンボルストリームによって、複数のデータシンボルストリームを備えるデータ送信の受信シンボルを取得することと、
    前記データ送信の有効チャネル応答行列を取得することと、
    前記有効チャネル応答行列によって空間フィルタ行列を導出することと、
    前記空間フィルタ行列によって前記受信シンボルに空間処理を実行して前記複数のデータシンボルストリームの検出シンボルを取得することとを備える、方法。
18. 前記受信シンボルを取得することが、
    ＳＴＴＤによって送信される少なくとも１個のデータシンボルストリームとＳＴＴＤなしで送信される少なくとも１個のデータシンボルストリームとによって前記複数のデータシンボルストリームを備える前記データ送信の前記受信シンボルを取得することを備える、請求項１７に記載の方法。
19. 前記受信シンボルを取得することが、
    ＳＴＴＤによって送信される少なくとも２個のデータシンボルストリームによって前記複数のデータシンボルストリームを備える前記データ送信の前記受信シンボルを取得することを備える、請求項１７に記載の方法。
20. 前記有効チャネル応答行列を取得することが、
    複数の受信アンテナで前記複数のデータシンボルストリームの各々についてチャネル利得を推定することと、
    前記複数のデータシンボルストリームおよび前記複数の受信アンテナについて前記推定チャネル利得によって前記有効チャネル応答行列を形成することとを備える、請求項１７に記載の方法。
21. 前記受信シンボルに空間処理を実行することが、
    前記空間フィルタ行列によって少なくとも２個のシンボル周期の各々で受信シンボルに空間処理を実行して、前記シンボル周期で前記複数のデータシンボルストリームの検出シンボルを取得することを備える、請求項１７に記載の方法。
22. 無線通信システムにおける装置であって、
    空間・時間送信ダイバーシティ（ＳＴＴＤ）によって送信される少なくとも１個のデータシンボルストリームを備えるデータ送信の受信シンボルを取得する少なくとも１個の復調器と、
    前記データ送信の有効チャネル応答行列を取得するチャネル推定器と、
    前記有効チャネル応答行列によって空間フィルタ行列を導出する整合フィルタ生成器と、
    前記空間フィルタ行列によって前記受信シンボルに空間処理を実行して検出シンボルを取得する空間プロセッサとを備える、装置。
23. 前記有効チャネル応答行列が、前記データ送信について実行される空間処理の効果を含んでいる、請求項２２に記載の装置。
24. 前記整合フィルタ生成器が、前記有効チャネル応答行列に基づいて、かつ前記データ送信に使用されるＳＴＴＤ符号化スキームに従って全チャネル応答行列を形成する、請求項２２に記載の装置。
25. 前記整合フィルタ生成器が、前記全チャネル応答行列に基づいて、かつ最小２乗平均誤差（ＭＭＳＥ）技術またはチャネル相関行列反転（ＣＣＭＩ）技術に従って前記空間フィルタ行列を形成する、請求項２４に記載の装置。
26. 前記空間プロセッサが、２シンボル間隔で受信シンボルのベクトルを形成し、前記受信シンボルのベクトルに空間処理を実行して、前記２シンボル間隔で検出シンボルのベクトルを取得する、請求項２２に記載の装置。
27. 前記整合フィルタ生成器が、前記有効チャネル応答行列に基づいて、かつ最小２乗平均誤差（ＭＭＳＥ）技術またはチャネル相関行列反転（ＣＣＭＩ）技術に従って前記空間フィルタ行列を形成する、請求項２２に記載の装置。
28. 前記空間プロセッサが、前記空間フィルタ行列によって少なくとも２個のシンボル周期の各々で受信シンボルに空間処理を実行して、前記シンボル周期で検出シンボルを取得する、請求項２２に記載の装置。
29. ＳＴＴＤによって送信されるデータシンボルごとに取得される複数の検出シンボルを合成する合成器をさらに備える、請求項２２に記載の装置。
30. 前記データ送信に使用されるＳＴＴＤ符号化スキームに従って前記検出シンボルに事後処理を実行して、前記データ送信で送信されるデータシンボルの推定を取得するポストプロセッサをさらに備える、請求項２２に記載の装置。
31. 無線通信システムにおける装置であって、
    空間・時間送信ダイバーシティ（ＳＴＴＤ）によって送信される少なくとも１個のデータシンボルストリームを備えるデータ送信の受信シンボルを取得する手段と、
    前記データ送信の有効チャネル応答行列を取得する手段と、
    前記有効チャネル応答行列によって空間フィルタ行列を導出する手段と、
    前記空間フィルタ行列によって前記受信シンボルに空間処理を実行して検出シンボルを取得する手段とを備える、装置。
32. 前記有効チャネル応答行列に基づいて、かつ前記データ送信に使用されるＳＴＴＤ符号化スキームに従って全チャネル応答行列を形成する手段をさらに備える、請求項３１に記載の装置。
33. 前記空間フィルタ行列を導出する手段が、
    前記全チャネル応答行列に基づいて、かつ最小２乗平均誤差（ＭＭＳＥ）技術またはチャネル相関行列反転（ＣＣＭＩ）技術に従って前記空間フィルタ行列を形成する手段を備える、請求項３２に記載の装置。
34. ２シンボル間隔で受信シンボルのベクトルを形成する手段をさらに備えており、
    前記受信シンボルに空間処理を実行する手段が、前記２シンボル間隔で前記受信シンボルのベクトルに空間処理を実行して、前記２シンボル間隔で検出シンボルのベクトルを取得する手段を備える、請求項３１に記載の装置。
35. 前記空間フィルタ行列を導出する手段が、
    前記有効チャネル応答行列に基づいて、かつ最小２乗平均誤差（ＭＭＳＥ）技術またはチャネル相関行列反転（ＣＣＭＩ）技術に従って前記空間フィルタ行列を形成する手段を備える、請求項３１に記載の装置。
36. 空間処理を実行する手段が、
    前記空間フィルタ行列によって少なくとも２個のシンボル周期の各々で受信シンボルに空間処理を実行して、前記シンボル周期で検出シンボルを取得する手段を備える、請求項３１に記載の装置。
37. ＳＴＴＤによって送信されるデータシンボルごとに取得される複数の検出シンボルを合成する手段をさらに備える、請求項３１に記載の装置。
38. 無線通信システムにおけるデータ受信方法であって、
    空間・時間送信ダイバーシティ（ＳＴＴＤ）によって送信される少なくとも１個のデータシンボルストリームを備えるデータ送信の受信シンボルを取得することと、
    前記データ送信の有効チャネル応答行列を取得することと、
    前記データ送信に使用されるＳＴＴＤ符号化スキームに従って全チャネル応答行列を形成することと、
    前記全チャネル応答行列に基づいて空間フィルタ行列を導出することと、
    ２シンボル間隔で受信シンボルのベクトルを形成することと、
    前記空間フィルタ行列によって前記２シンボル間隔で前記受信シンボルのベクトルに空間処理を実行して、前記２シンボル間隔で検出シンボルのベクトルを取得することとを備える、方法。
39. 前記空間フィルタ行列を導出することが、
    前記全チャネル応答行列に基づいて、かつ最小２乗平均誤差（ＭＭＳＥ）技術またはチャネル相関行列反転（ＣＣＭＩ）技術に従って前記空間フィルタ行列を形成することを備える、請求項３８に記載の方法。
40. 無線通信システムにおけるデータ受信方法であって、
    空間・時間送信ダイバーシティ（ＳＴＴＤ）によって送信される少なくとも１個のデータシンボルストリームを備えるデータ送信の受信シンボルを取得することと、
    前記データ送信の有効チャネル応答行列を取得することと、
    前記有効チャネル応答行列に基づいて空間フィルタ行列を導出することと、
    前記空間フィルタ行列によって少なくとも２個のシンボル周期の各々で前記受信シンボルに空間処理を実行して、前記シンボル周期で検出シンボルを取得することと、
    ＳＴＴＤによって送信されるデータシンボルごとに取得される複数の検出シンボルを合成することとを備える、方法。
41. 前記空間フィルタ行列を導出することが、
    前記有効チャネル応答行列に基づいて、かつ最小２乗平均誤差（ＭＭＳＥ）技術またはチャネル相関行列反転（ＣＣＭＩ）技術に従って前記空間フィルタ行列を形成することを備える、請求項４０に記載の方法。
42. 無線通信システムにおけるデータ受信方法であって、
    少なくとも１個のデータシンボルストリームについて空間・時間送信ダイバーシティ（ＳＴＴＤ）、空間・周波数送信ダイバーシティ（ＳＦＴＤ）または直交送信ダイバーシティ（ＯＴＤ）によって、かつデータ送信における全データシンボルストリームについて空間拡散によって送信される前記データ送信の受信シンボルを取得することと、
    前記データ送信に対する、前記空間拡散の効果を含む有効チャネル応答行列を取得することと、
    前記有効チャネル応答行列によって空間フィルタ行列を導出することと、
    前記空間フィルタ行列によって前記受信シンボルに空間処理を実行して検出シンボルを取得することとを備える、方法。
43. ２シンボル間隔で受信シンボルのベクトルを形成することをさらに備えており、
    前記受信シンボルに空間処理を実行することが、前記空間フィルタ行列によって前記２シンボル間隔で前記受信シンボルのベクトルに空間処理を実行して、前記２シンボル間隔で検出シンボルのベクトルを取得することを備える、請求項４２に記載の方法。
44. 各対の周波数サブバンドの受信シンボルのベクトルを形成することをさらに備えており、
    前記受信シンボルに空間処理を実行することが、前記空間フィルタ行列によって前記１対の周波数サブバンドの前記受信シンボルのベクトルに空間処理を実行して、前記１対の周波数サブバンドの検出シンボルのベクトルを取得することを備える、請求項４２に記載の方法。
45. 前記受信シンボルに空間処理を実行することが、前記空間フィルタ行列によって少なくとも２個のシンボル周期の各々で受信シンボルに空間処理を実行して、前記シンボル周期で検出シンボルを取得することを備える、請求項４２に記載の方法。
46. 前記空間フィルタ行列を導出することが、
    前記有効チャネル応答行列によって、かつ最小２乗平均誤差（ＭＭＳＥ）技術またはチャネル相関行列反転（ＣＣＭＩ）技術に従って前記空間フィルタ行列を形成することを備える、請求項４２に記載の方法。
47. 無線通信システムにおける装置であって、
    少なくとも１個のデータシンボルストリームについて空間・時間送信ダイバーシティ（ＳＴＴＤ）、空間・周波数送信ダイバーシティ（ＳＦＴＤ）または直交送信ダイバーシティ（ＯＴＤ）によって、かつデータ送信における全データシンボルストリームについて空間拡散によって送信される前記データ送信の受信シンボルを取得する少なくとも１個の復調器と、
    前記データ送信に対する、前記空間拡散の効果を含む有効チャネル応答行列を取得するチャネル推定器と、
    前記有効チャネル応答行列によって空間フィルタ行列を導出する整合フィルタ生成器と、
    前記空間フィルタ行列によって前記受信シンボルに空間処理を実行して検出シンボルを取得する空間プロセッサとを備える、装置。
48. 前記空間プロセッサが、２シンボル間隔で受信シンボルのベクトルを形成して、前記空間フィルタ行列によって前記２シンボル間隔で前記受信シンボルのベクトルに空間処理を実行して前記２シンボル間隔で検出シンボルのベクトルを取得する、請求項４７に記載の装置。
49. 前記空間プロセッサが、前記空間フィルタ行列によって少なくとも２個のシンボル周期の各々で受信シンボルに空間処理を実行して、前記シンボル周期で検出シンボルを取得する、請求項４７に記載の装置。
50. 無線通信システムにおける装置であって、
    少なくとも１個のデータシンボルストリームについて空間・時間送信ダイバーシティ（ＳＴＴＤ）、空間・周波数送信ダイバーシティ（ＳＦＴＤ）または直交送信ダイバーシティ（ＯＴＤ）によって、かつデータ送信における全データシンボルストリームについて空間拡散によって送信される前記データ送信の受信シンボルを取得する手段と、
    前記データ送信に対する、前記空間処理の効果を含む有効チャネル応答行列を取得する手段と、
    前記有効チャネル応答行列によって空間フィルタ行列を導出する手段と、
    前記空間フィルタ行列によって前記受信シンボルに空間処理を実行して検出シンボルを取得する手段とを備える、装置。
51. ２シンボル間隔で受信シンボルのベクトルを形成する手段をさらに備えており、
    前記受信シンボルに空間処理を実行する手段が、前記空間フィルタ行列によって前記２シンボル間隔で前記受信シンボルのベクトルに空間処理を実行して、前記２シンボル間隔で検出シンボルのベクトルを取得する手段を備える、請求項５０に記載の装置。
52. 前記受信シンボルに空間処理を実行する手段が、前記空間フィルタ行列によって少なくとも２個のシンボル周期の各々で受信シンボルに空間処理を実行して、前記シンボル周期で検出シンボルを取得する手段を備える、請求項５０に記載の装置。

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