ES2339955T3 - Estructuras de receptores para la propagacion espacial con diversidad de transmision espacio-tiempo o espacio-frecuencia. - Google Patents
Estructuras de receptores para la propagacion espacial con diversidad de transmision espacio-tiempo o espacio-frecuencia. Download PDFInfo
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Abstract
Un procedimiento para recibir datos en un sistema de comunicación inalámbrica, que comprende: obtener símbolos recibidos para una transmisión de datos que comprende por lo menos un flujo de símbolos de datos enviado con diversidad de transmisión espacio-tiempo (STTD); obtener una matriz de respuesta de canal efectiva para la transmisión de datos, en el que la matriz de respuesta de canal efectiva es el producto de la matriz que comprende los factores matriz de respuesta de canal, una matriz diagonal para la formación de haz continua para usar diferentes haces en las subbandas y una matriz de orientación para la propagación espacial para transmitir un símbolo desde antenas de transmisión múltiples simultáneamente; deducir una matriz de filtro espacial con la matriz de respuesta de canal efectiva; y llevar a cabo un procesamiento espacial en los símbolos recibidos con la matriz de filtro espacial para obtener símbolos detectados.
Description
Estructuras de receptores para la propagación
espacial con diversidad de transmisión
espacio-tiempo o
espacio-frecuencia.
La presente invención se refiere en general a la
comunicación, y más específicamente a unas técnicas para procesar
datos en un sistema de comunicación de múltiples antenas.
Un sistema de comunicación de múltiples antenas
emplea múltiples antenas de transmisión (N_{T}) y una o más
antenas de recepción (N_{R}) para la transmisión de datos. Las
N_{T} antenas de transmisión pueden usarse para aumentar la
velocidad del sistema transmitiendo diferentes datos desde las
antenas o para mejorar la fiabilidad transmitiendo datos de manera
redundante.
En el sistema de comunicación de múltiples
antenas, existe una ruta de propagación entre cada par de antenas
de transmisión y recepción. Se forman
N_{T}-N_{R} rutas de propagación diferentes
entre las N_{T} antenas de transmisión y las N_{R} antenas de
recepción. Estas rutas de propagación pueden experimentar
condiciones de canal diferentes (p. ej., efectos de debilitamiento
de señal, ruta múltiple, e interferencia diferentes) y pueden
alcanzar relaciones señal-ruido e interferencia
(SNRs) diferentes. Las respuestas de canal de las
N_{T}-N_{R} rutas de propagación pueden de esa
manera variar de ruta a ruta. Para un canal de comunicación
dispersor, la respuesta de canal para cada ruta de propagación
también varía a través de la frecuencia. Si las condiciones del
canal varían a lo largo del tiempo, entonces las respuestas del
canal para las rutas de propagación varían asimismo a lo largo del
tiempo.
La diversidad de transmisión se refiere a la
transmisión redundante de los datos a través del espacio, la
frecuencia, el tiempo, o una combinación de estas tres dimensiones
para mejorar la fiabilidad para la transmisión de datos. Un
objetivo de la diversidad de transmisión es maximizar la diversidad
para la transmisión de datos a través de tantas dimensiones como
sea posible para conseguir un rendimiento robusto. Otro objetivo es
simplificar el procesamiento para la diversidad de transmisión
tanto en un transmisor como en un receptor. Se conoce un sistema de
comunicación de múltiples entradas y múltiples salidas (MIMO) a
partir del documento US 2004/0146018 A1. Este sistema utiliza la
multiplexación espacial que implica varios canales espaciales
operables en un modo orientado y un modo no orientado, en el que la
matriz de vectores de orientación es la matriz identidad en el
último. Usando el modo orientado, la demodulación de los flujos de
símbolos transmitidos en el receptor implica la descomposición de
de una matriz de respuesta de canal. Se conoce otro sistema MIMO a
partir del documento US 2004/0082356 A1 que implica el duplexado por
división de tiempo, la multiplexación por división de frecuencias
ortogonales, la multiplexación espacial así como un modo de
diversidad que usa una diversidad de transmisión
espacio-tiempo.
Todavía existe la necesidad en la técnica de
unas técnicas mejoradas para procesar datos para la diversidad de
transmisión en un sistema de comunicación de múltiples antenas así
como para demodular los datos transmitidos.
En la presente memoria se describen técnicas
para transmitir y recibir datos usando una combinación de esquemas
de diversidad de transmisión para mejorar el rendimiento. En una
forma de realización, una entidad de transmisión procesa uno o más
flujos de símbolos de datos (ND) y genera múltiples flujos de
símbolos codificados (Nc). Cada flujo de símbolos de datos puede
enviarse como un único flujo de símbolos codificados o como dos
flujos de símbolos codificados usando, p. ej., la diversidad de
transmisión espacio-tiempo (STTD), diversidad de
transmisión espacio-frecuencia (SFTD), o diversidad
de transmisión ortogonal (OTD). La entidad de transmisión puede
llevar a cabo una propagación espacial en los Nc flujos de símbolos
codificados y generar NT flujos de símbolos de transmisión. Además
o de manera alternativa, la entidad de transmisión puede llevar a
cabo una formación de haz continua en los NT flujos de símbolos de
transmisión tanto en el dominio temporal como en el dominio
frecuencial. Estos diversos esquemas de diversidad de transmisión se
describen más adelante.
Una entidad de recepción obtiene los símbolos
recibidos para la transmisión de datos enviados por la entidad de
transmisión. La entidad de recepción deduce una matriz de respuesta
de canal efectiva, p. ej., basada en los símbolos piloto recibidos.
Esta matriz incluye los efectos de la propagación espacial y
formación de haz continua, si es llevada a cabo por la entidad de
transmisión. En una forma de realización, la entidad de recepción
forma una matriz de respuesta de canal global basada en la matriz de
respuesta de canal efectiva y de acuerdo con el esquema de
codificación STTD usado por la entidad de transmisión. La entidad de
recepción deduce a continuación una matriz de filtro espacial
basada en la matriz de respuesta de canal global y de acuerdo con,
p. ej., una técnica de mínimo error cuadrático medio (MMSE) o una
técnica de inversión de matrices de correlación de canal (CCMI). A
continuación la entidad de recepción lleva a cabo un procesamiento
espacial en un vector de símbolos recibidos para cada intervalo de
2 símbolos con la matriz de filtro espacial para obtener un vector
de símbolos detectados para el intervalo de 2 símbolos. Los símbolos
detectados son estimaciones de los símbolos codificados
transmitidos. La entidad de recepción lleva a cabo un post
procesamiento (p. ej., conjugación) en los símbolos detectados, en
caso de ser necesario, para obtener símbolos de datos recuperados,
que son estimaciones de los símbolos de datos transmitidos.
La entidad de recepción deduce una matriz de
filtro espacial basada en la matriz de respuesta de canal efectiva.
A continuación la entidad de recepción lleva a cabo un procesamiento
espacial en los símbolos recibidos para cada período de símbolo con
la matriz de filtro espacial para obtener símbolos detectados para
ese período de símbolo. La entidad de recepción también lleva a
cabo el post procesamiento en los símbolos detectados, en caso de
ser necesario, para obtener las estimaciones de los símbolos de
datos. La entidad de recepción combina múltiples estimaciones
obtenidas para cada símbolo de datos enviado con STTD y genera una
única estimación para el símbolo de datos.
A continuación se describen con mayor detalle
diversos aspectos y formas de realización de la invención.
La Fig. 1 muestra un diagrama de bloques de una
entidad de transmisión de múltiples antenas.
La Fig. 2 muestra un diagrama de bloques de una
entidad de recepción de antena única y una entidad de recepción de
múltiples antenas.
La Fig. 3 muestra un diagrama de bloques de un
procesador espacial de recepción (RX) y un procesador RX STTD para
las técnicas MMSE y CCMI.
La Fig. 4 muestra un diagrama de bloques de un
procesador espacial RX y un procesador RX STTD para las técnicas de
MMSE parcial y CCMI parcial.
La Fig. 5 muestra un proceso para recibir datos
con la técnica MMSE o CCMI.
La Fig. 6 muestra un proceso para recibir datos
con la técnica MMSE parcial ó CCMI parcial.
La Fig. 7 muestra una unidad de datos de
protocolo a título de ejemplo (PDU).
La expresión "a título de ejemplo" se usa
en la presente memoria para referirse a "servir como ejemplo,
caso, o ilustración". Cualquier forma de realización descrita en
la presente memoria como "a título de ejemplo" no debe
interpretarse necesariamente como preferente o ventajosa sobre otras
formas de realización.
Las técnicas de transmisión y recepción de datos
descritas en la presente memoria pueden usarse para transmisiones
de múltiples entradas y salida única (MISO) y de múltiples entradas
y múltiples salidas (MIMO). Una transmisión MISO utiliza múltiples
antenas de transmisión y una única antena de recepción. Una
transmisión MIMO utiliza múltiples antenas de transmisión y
múltiples antenas de recepción. Estas técnicas también pueden usarse
para los sistemas de comunicación de portadora única y
multiportadora. Las multiportadoras pueden obtenerse con la
multiplexación por división de frecuencias ortogonales (OFMD),
algunas otras técnicas de modulación multiportadora, o alguna otra
construcción. La OFMD separa de manera eficaz el ancho de banda del
sistema global en múltiples subbandas de frecuencias ortogonales
(N_{F}), que también se denominan tonos, subportadoras, bins, y
canales de frecuencia. Con la OFMD, cada subbanda se asocia con una
subportadora respectiva que puede modularse con datos.
La diversidad de transmisión puede conseguirse
usando diversos esquemas que incluyen STTD, SFTD, OTD, propagación
espacial, formación de haz continua, etcétera. STTD transmite cada
par de símbolos de datos desde dos antenas en una subbanda en dos
períodos de símbolos para conseguir la diversidad de espacio y
tiempo. SFTD transmite cada par de símbolos de datos desde dos
antenas en dos subbandas en un período de símbolos para conseguir
la diversidad de espacio y frecuencia. OTD transmite cada par de
símbolos de datos desde dos antenas en una subbanda en dos períodos
de símbolos usando dos códigos ortogonales para conseguir la
diversidad de espacio y tiempo. Tal como se usa en la presente
memoria, un símbolo de datos es un símbolo de modulación para datos
de tráfico/paquetes, un símbolo piloto es un símbolo de modulación
para el piloto (que son datos que se conocen a priori tanto
por las entidades de transmisión como por las de recepción), un
símbolo de modulación es un valor complejo para un punto en una
constelación de señales para un esquema de modulación (p. ej.,
M-PSK o M-QAM), y un símbolo es un
valor complejo.
La propagación espacial se refiere a la
transmisión de un símbolo desde múltiples antenas de transmisión
simultáneamente, posiblemente con diferentes amplitudes y/o fases
determinadas por un vector de orientación usando para ese símbolo.
La propagación espacial también se denomina diversidad de
orientación, orientación de transmisión, orientación de transmisión
seudo aleatoria, etcétera. La propagación espacial puede usarse en
combinación con STTD, SFTD, OTD, y/o la formación de haz continua
para mejorar el rendimiento.
La formación de haz continua se refiere al uso
de diferentes haces en las N_{F} subbandas. La formación de haces
es continua en lo referente a que los haces cambian de una manera
gradual en lugar de abrupta en las subbandas. La formación de haz
continua puede llevarse a cabo en el dominio frecuencial
multiplicando los símbolos para cada subbanda con una matriz de
formación de haz para esa subbanda. La formación de haz continua
también puede llevarse a cabo en el dominio temporal aplicando
diferentes retardos circulares o cíclicos para diferentes antenas
de transmisión.
La diversidad de transmisión también puede
alcanzarse usando una combinación de esquemas. Por ejemplo, la
diversidad de transmisión puede alcanzarse usando una combinación de
STTD o SFTD y una propagación espacial o una formación de haz
continua. Como otro ejemplo, la diversidad de transmisión puede
alcanzarse usando una combinación de STTD o SFTD, propagación
espacial, y formación de haz continua.
La Fig. 1 muestra un diagrama de bloques de una
forma de realización de una entidad de transmisión de múltiples
antenas 110. Para esta forma de realización, la entidad de
transmisión 110 usa una combinación de STTD, propagación espacial,
y formación de haz continua para la transmisión de datos. Un
procesador de datos de transmisión (TX) 112 recibe y procesa
N_{D} flujos de datos y proporciona N_{D} flujos de símbolos de
datos, donde N_{D} \geq 1. El procesador de datos TX 112 puede
procesar cada flujo de datos independientemente o puede procesar
conjuntamente múltiples flujos de datos a la vez. Por ejemplo, el
procesador de datos TX 112 puede formatear, encriptar, codificar,
intercalar, y mapear los símbolos de cada flujo de datos de acuerdo
con un esquema de codificación y modulación seleccionado para ese
flujo de datos. Un procesador TX STTD 120 recibe los N_{D} flujos
de símbolos de datos, lleva a cabo el procesamiento STTD o
codificación en por lo menos un flujo de símbolos de datos, y
proporciona N_{C} flujos de símbolos codificados, donde N_{C}
\geq N_{D}. En general, el procesador TX STTD 120 puede
procesar uno o más flujos de símbolos de datos con STTD, SFTD, OTD,
o algún otro esquema de diversidad de transmisión. Cada flujo de
símbolos de datos puede enviarse como un flujo de símbolos
codificados o múltiples flujos de símbolos de codificados, como se
describe más adelante.
Un propagador espacial 130 recibe y multiplexa
los símbolos codificados con símbolos piloto, lleva a cabo la
propagación espacial multiplicando los símbolos codificados y piloto
con matrices de orientación, y proporciona N_{T} flujos de
símbolos de transmisión para las N_{T} antenas de transmisión,
donde N_{T} \geq N_{C}. Cada símbolo de transmisión es un
valor complejo a enviar en una subbanda en un período de símbolos
desde una antena de transmisión. Los N_{T} moduladores (Mod) 132a
a 132t reciben los N_{T} flujos de símbolos de transmisión. Para
un sistema OFMD, cada modulador 132 lleva a cabo la modulación OFDM
en su flujo de símbolos de transmisión y proporciona un flujo de
muestras de dominio temporal. Cada modulador 132 puede también
aplicar un retardo cíclico para cada símbolo OFMD. Los N_{T}
moduladores 132a a 132t proporcionan N_{T} flujos de muestras de
dominio temporal a las N_{T} unidades transmisoras (TMTR) 134a a
134t, respectivamente. Cada unidad transmisora 134 condiciona (p.
ej., convierte a analógico, amplifica, filtra, y convierte en
ascendente la frecuencia) su flujo de muestras y genera una señal
modulada. Las N_{T} señales moduladas de las N_{T} unidades
transmisoras 134a a 134t son transmitidas desde las N_{T} antenas
de transmisión 136a a 136t, respectivamente.
El controlador 140 controla la operación en la
entidad de transmisión 110. La unidad de memoria 142 almacena los
datos y/o los códigos de programa usados por el controlador 140.
La Fig. 2 muestra un diagrama de bloques de una
forma de realización de una entidad de recepción de una única
antena 150x y una entidad de recepción de múltiples antenas 150y. En
la entidad de recepción de una única antena 150x, una antena 152x
recibe las N_{T} señales transmitidas y proporciona una señal
recibida a una unidad receptora (RCVR) 154x. La unidad receptora
154x lleva a cabo el procesamiento complementario al llevado a cabo
por las unidades transmisoras 134 y proporciona un flujo de muestras
recibidas a un demodulador (Demod) 156x. Para un sistema OFDM, el
demodulador 156x lleva a cabo la demodulación OFDM en las muestras
recibidas para obtener símbolos recibidos, proporciona símbolos de
datos recibidos a un detector 158, y proporciona símbolos piloto
recibidos a un estimador de canal 162. El estimador de canal 162
deduce una estimación de respuesta de canal efectiva para un canal
de una única entrada y una única salida (SISO) entre la entidad de
transmisión 110 y la entidad de recepción 150x para cada subbanda
usada para la transmisión de datos. El detector 158 lleva a cabo la
detección de datos en los símbolos de datos recibidos para cada
subbanda en base a la estimación de respuesta de canal SISO
efectiva para esa subbanda y proporciona símbolos de datos
recuperados para la subbanda. Un procesador de datos RX 160 procesa
(p. ej., demapea símbolos, desintercala, y decodifica) los símbolos
de datos recuperados y proporciona datos decodificados.
En la entidad de recepción de múltiples antenas
150y, N_{R} antenas 152a a 152r reciben las N_{T} señales
transmitidas, y cada antena 152 proporciona una señal recibida a una
respectiva unidad receptora 154. Cada unidad receptora 154 procesa
su señal recibida y proporciona un flujo de datos recibidos a un
demodulador asociado 156. Cada demodulador 156 lleva a cabo la
demodulación OFDM en su flujo de muestras recibidos, proporciona
símbolos de datos recibidos a un procesador espacial RX 170, y
proporciona símbolos piloto recibidos a un estimador de canal 166.
El estimador de canal 166 deduce una estimación de respuesta de
canal para el canal MIMO efectivo o real entre la entidad de
transmisión 110 y la entidad de recepción 150y para cada subbanda
usada para la transmisión de datos. Un generador de filtro adaptado
168 deduce una matriz de filtro espacial para cada subbanda en base
a la estimación de respuesta de canal para esa subbanda. El
procesador espacial RX 170 lleva a cabo un procesamiento espacial
del receptor (o filtrado adaptado espacial) en los símbolos de
datos recibidos para cada subbanda con la matriz de filtro espacial
para esa subbanda y proporciona símbolos detectados para la
subbanda. Un procesador RX STTD 172 lleva a cabo un post
procesamiento en los símbolos detectados y proporciona símbolos de
datos recuperados. Un procesador de datos RX 174 procesa (p. ej.,
demapea símbolos, desintercala, y decodifica) los símbolos de datos
recuperados y proporciona datos decodificados.
Los controladores 180x y 180y controlan la
operación en las entidades de recepción 150x y 150y,
respectivamente. Las unidades de memoria 182x y 182y almacenan los
datos y/o códigos de programa usados por los controladores 180x y
180y, respectivamente.
\vskip1.000000\baselineskip
La entidad de transmisión 110 puede transmitir
cualquier número de flujos de símbolos de datos con STTD y
cualquier número de flujos de símbolos de datos sin STTD,
dependiendo del número de antenas de transmisión y recepción
disponibles para la transmisión de datos. El STTD que codifica para
un flujo de símbolos de datos puede llevarse a cabo como sigue.
Para cada par de símbolos de datos s_{a} y s_{b} a enviar en dos
períodos de símbolos del flujo de símbolos de datos, el procesador
TX STTD 120 genera dos vectores 1 donde "*"
indica el conjugado complejo y "^{T}" indica la transpuesta.
De manera alternativa, el procesador TX STTD 120 puede generar dos
vectores 2 para cada par de símbolos de datos
s_{a} y s_{b}. Para ambos esquemas de codificación STTD cada
vector s_{t}, para t = 1, 2, incluye dos símbolos
codificados a ser enviados desde N_{T} antenas de transmisión en
un período de símbolos, donde N_{T} \geq 2. El vector
s_{1} es enviado en el primer período de símbolos, y el
vector s_{2} es enviado en el siguiente período de
símbolos. Cada símbolo de datos se incluye en ambos vectores y es
por tanto enviado durante dos períodos de símbolos. El m^{avo}
flujo de símbolos codificados es enviado en el m^{avo} elemento
de los dos vectores s_{1} y s_{2}. Por razones de
claridad, la siguiente descripción es para el esquema de
codificación STTD con 3 4 Para este
esquema de codificación STTD, el primer flujo de símbolos
codificados incluye los símbolos s_{a} y
s_{b}^{\text{*}}, y el segundo flujo de símbolos
codificados incluye los símbolos codificados s_{b} y
s_{a}^{\text{*}}.
La Tabla 1 enumera cuatro configuraciones que
pueden usarse para la transmisión de datos. Una configuración de
N_{D} x N_{C} indica la transmisión de N_{D} flujos de
símbolos de datos como N_{C} flujos de símbolos codificados,
donde N_{D} \geq 1 y N_{C} \geq N_{D}. La primera columna
identifica las cuatro configuraciones. Para cada configuración, la
segunda columna indica el número de flujos de símbolos de datos que
se están enviando, y la tercera columna indica el número de flujos
de símbolos codificados. La cuarta columna enumera los N_{D}
flujos de símbolos de datos para cada configuración, la quinta
columna enumera el flujo o los flujos de símbolos codificados para
cada flujo de símbolos de datos, la sexta columna proporciona el
símbolo codificado a enviar en el primer período de símbolos
(t=1) para cada flujo de símbolos de datos, y la séptima
columna da el símbolo codificado a enviar en el segundo período de
símbolos (t=2) para cada flujo de símbolos codificados. El número
de símbolos de datos enviados en cada intervalo de 2 símbolos es
igual a dos veces el número de flujos de símbolos de datos. La
octava columna indica el número de antenas de transmisión requeridas
para cada configuración, y la novena columna indica el número de
antenas de recepción requeridas para cada configuración. Como se
muestra en la Tabla 1, para cada flujo de símbolos de datos que se
envía como un flujo de símbolos codificados sin STTD, el símbolo de
datos enviado en el segundo período de símbolos (t=2) se conjuga
para coincidir con la conjugación llevada a cabo en los símbolos de
datos en el flujo de símbolos de datos
codificados STTD.
codificados STTD.
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siguiente)
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A modo de ejemplo, para la configuración 2x3, se
envían dos flujos de símbolos de datos como tres flujos de símbolos
codificados. El primer flujo de símbolos de datos es codificado con
STTD para generar dos flujos de símbolos codificados. El segundo
flujo de símbolos de datos se envía sin STTD como el tercer flujo de
símbolos codificado. Los símbolos codificados s_{a}, s_{b} y
s_{c} se envían desde por lo menos tres antenas de transmisión
en el primer período de símbolos, y los símbolos codificados
s_{b}^{\text{*}}, -s_{a}^{\text{*}} y
s_{d}^{\text{*}} se envían en el segundo período de
símbolos. Una entidad de recepción usa por lo menos dos antenas de
recepción para recuperar los dos flujos de símbolos de datos.
La Tabla 1 muestra cuatro configuraciones que
pueden usarse para la transmisión de datos de manera que cada
configuración tenga por lo menos un flujo de símbolos de datos
codificados con STTD. También pueden usarse otras configuraciones
para la transmisión de datos. En general, puede enviarse cualquier
número de flujos de símbolos de datos como cualquier número de
flujos de símbolos codificados desde cualquier número de antenas de
transmisión, donde N_{D} \geq 1, N_{C} \geq N_{D}, N_{T}
\geq N_{C} y N_{R} \geq N_{D}.
\newpage
La entidad de transmisión puede procesar los
símbolos codificados para la propagación espacial y la formación de
haz continua como sigue:
donde
- s_{t}(k)
- es un vector de N_{C} x 1 con N_{C} símbolos codificados a enviar en la subbanda k en el período de símbolos t;
- G(k)
- es una matriz diagonal de N_{C} x N_{C} con N_{C} valores de ganancia a lo largo de la diagonal para los N_{C} símbolos codificados en \underbar{s}_{t}(k) y ceros en el resto de posiciones de la matriz;
- V(k)
- es una matriz de orientación de N_{T} x N_{C} para la propagación espacial para la subbanda k;
- B(k)
- es una matriz diagonal de N_{T} x N_{T} para la formación de haz continua para la subbanda k; y
- x_{t}(k)
- es un vector de N_{T} x 1 con N_{T} símbolos de transmisión a enviar desde las N_{T} antenas de transmisión en la subbanda k en el período de símbolos t.
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El vector s_{1} contiene Nc símbolos
codificados a enviar en el primer período de símbolos, y el vector
s_{2} contiene N_{C} símbolos codificados a enviar en el
segundo período de símbolos. Los vectores s_{1} y
s_{2} pueden formarse como se muestra en la Tabla 1 para
las cuatro configuraciones. Por ejemplo, 7 para
la configuración 2x3.
La matriz de ganancia G(k)
determina la cantidad de potencia de transmisión a usar para cada
uno de los N_{C} flujos de símbolos codificados. La potencia de
transmisión total disponible para la transmisión puede indicarse
como P_{total}. Si se usa la misma potencia de transmisión para
los N_{C} flujos de símbolos codificados, entonces los elementos
de la diagonal de G(k) tienen el mismo valor, que es
8 Si se usa la misma potencia de transmisión para
los N_{D} flujos de símbolos de datos, entonces los elementos de
la diagonal de G(k) pueden o no ser iguales
dependiendo de la configuración. Los valores de ganancia N_{C} en
G(k) pueden definirse para alcanzar la misma potencia
de transmisión para los N_{D} flujos de símbolos de datos que
están siendo enviados simultáneamente. A modo de ejemplo, para la
configuración de 2 x 3, el primer flujo de símbolos de datos se
envía como dos flujos de símbolos codificados y el segundo flujo de
símbolos de datos se envía como un flujo de símbolos codificados.
Para alcanzar la misma potencia de transmisión para los dos flujos
de símbolos de datos, una matriz de ganancia de 3 x 3
G(k) puede incluir valores de ganancia de
9 a lo largo de la diagonal para los tres flujos
de símbolos codificados. Cada símbolo codificado en el tercer flujo
de símbolos codificados es a continuación escalado en
10 y se transmite con dos veces la potencia
de los otros dos símbolos codificados enviados en el mismo período
de símbolos. Los Nc símbolos codificados para cada período de
símbolos también puede escalarse para utilizar la máxima potencia de
transmisión disponible para cada antena de transmisión. En general
los elementos de G(k) pueden seleccionarse para
utilizar cualquier cantidad de potencia de transmisión para los
N_{C} flujos de símbolos codificados y conseguir cualquier SNR
deseada para los N_{D} flujos de símbolos de datos. El escalado de
potencia para cada flujo de símbolos codificados también puede
llevarse a cabo mediante el escalado de las columnas de la matriz de
orientación V(k) con las ganancias apropiadas.
Un flujo de símbolos de datos dado (indicado
como {s}) puede enviarse como un flujo de símbolos
codificados (indicado como {\tilde{\mathit{s}}}) de otras
maneras. En una forma de realización, la matriz de ganancia
G(k) contiene unos a lo largo de la diagonal, y el flujo de
símbolos codificado {\tilde{\mathit{s}}} se transmite al mismo
nivel de potencia que los demás flujos de símbolos codificados.
Para esta forma de realización, el flujo de símbolos de datos
{s} se transmite a una potencia de transmisión menor que un
flujo de símbolos de datos codificados con STTD y consigue una SNR
recibida menor en la entidad de recepción. La codificación y
modulación para el flujo de símbolos de datos {s} puede
seleccionarse para conseguir el rendimiento deseado, p. ej., la tasa
de errores de paquetes deseada. En otra forma de realización, cada
símbolo de datos en el flujo de símbolos de datos {s} se
repite y transmite en dos períodos de símbolos. A modo de ejemplo,
para la configuración de 2 x 3, el símbolo de datos s_{c} se
envía en dos períodos de símbolos, a continuación se envía el
símbolo de datos s_{d} en dos períodos de símbolos, etcétera.
SNRs recibidas similares para todos los N_{D} flujos de símbolos
de datos pueden simplificar el procesamiento (p. ej., codificación)
en las entidades de transmisión y recepción.
La matriz de orientación V(k)
propaga espacialmente los N_{C} símbolos codificados para cada
período de símbolos de manera que cada símbolo codificado se
transmite desde las N_{T} antenas de transmisión y consigue una
diversidad espacial. La propagación espacial puede llevarse a cabo
con diversos tipos de matrices de orientación, como las matrices de
Walsh, matrices de Fourier, matrices seudo aleatorias, etcétera, que
pueden generarse como se describe más adelante. Se usa la misma
matriz de orientación V(k) para los dos vectores
s_{1}(k) y s_{2}(k) para cada
subbanda k. Pueden usarse la misma o diferentes matrices de
orientación para subbandas diferentes. Pueden usarse matrices de
orientación diferentes para intervalos de tiempo diferentes, donde
cada intervalo de tiempo abarca un múltiplo entero o dos períodos de
símbolos para STTD.
La matriz B(k) lleva a cabo una
formación de haz continua en el dominio frecuencial. Para un sistema
OFDM, puede usarse una matriz de formación de haz diferente para
cada subbanda. La matriz de formación de haz para cada subbanda
k puede ser una matriz diagonal con la siguiente forma:
donde b_{i}(k) es
un peso para la subbanda k de la antena de transmisión i. El
peso b_{i}(k) puede definirse
como:
donde
- \DeltaT(i)
- es el retardo temporal en la antena de transmisión i; y
- \ell(k)\cdot\Deltaf
- es la frecuencia real que se corresponde con el índice k de la subbanda.
\vskip1.000000\baselineskip
Por ejemplo, si N_{F} = 64, entonces el índice
k de la subbanda es de 1 a 64, y \ell(k) puede
mapear k a -32 a +31, respectivamente. \Deltaf
indica el espaciado frecuencial entre subbandas adyacentes. Por
ejemplo, si el ancho de banda del sistema global es 20 MHz y N_{F}
= 64, entonces \Deltaf = 20 MHz / 64 = 3,125 kHz.
\ell(k)\cdot\Deltaf proporciona la
frecuencia real (en Hercios) para cada valor de k. Los pesos
b_{i}(k) mostrados en la ecuación (3) se corresponden con
un desfase progresivo a través de las N_{F} subbandas totales de
cada antena de transmisión, con el desfase cambiando a diferentes
velocidades para las N_{T} antenas de transmisión. Estos pesos
forman efectivamente un haz diferente para cada subbanda.
La formación de haz continua también puede
llevarse a cabo en el dominio temporal como sigue. Para cada período
de símbolos, se lleva a cabo una transformada discreta inversa de
Fourier del punto N_{F} (IDFT) en los símbolos de transmisión
N_{F} para cada antena de transmisión i para generar
N_{F} muestras del dominio temporal para esa antena de
transmisión. Las N_{F} muestras del dominio temporal para cada
antena de transmisión i son a continuación retardadas
cíclicamente o circularmente con un retardo de T_{i}. Por
ejemplo, T_{i} puede definirse como: T_{i} =
\DeltaT\cdot(i-1), para i = 1...N_{T,} donde
\DeltaT puede ser igual a un período de muestreo, una fracción de
un período de muestreo, o más de un período de muestreo. Las
muestras de dominio temporal para cada antena son así retardadas
cíclicamente en una cantidad diferente.
Por razones de simplicidad, la siguiente
descripción es para una subbanda, y el índice k de la subbanda se
omite de la notación. El procesamiento espacial del receptor para
cada subbanda puede llevarse a cabo de la misma manera, aunque con
una matriz de filtro espacial obtenida para esa subbanda. La matriz
de ganancia G(k) no afecta al procesamiento espacial
del receptor y se omite de la siguiente descripción por razones de
claridad. La matriz de ganancia G(k) también puede
visualizarse incorporada en los vectores s_{1} y
s_{2}.
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Una entidad de recepción de antena única puede
recibir una transmisión de datos enviada usando la configuración de
1 x 2. Los símbolos recibidos desde la antena de recepción única
pueden expresarse como:
donde
- r_{t}
- Es un símbolo recibido para el período de símbolos t;
- h
- Es un vector fila de respuesta de canal de 1 x N_{T}, que es \underbar{h} = [h_{1}, h_{2},...];
- h_{eff}
- Es un vector fila de respuesta de canal efectiva de 1 x 2 para la configuración de 1 x 2, que es \underbar{h}_{eff}=\underbar{h}\cdot\underbar{B}\cdot\underbar{V}=[h_{eff,1} h_{eff,2}]; y
- n_{t}
- Es el ruido para el período de símbolos t.
\vskip1.000000\baselineskip
Se da por hecho que la respuesta del canal MISO
h es constante durante los dos períodos de símbolos para los
vectores s_{1} y s_{2}.
La entidad de recepción de antena única puede
deducir estimaciones de dos símbolos de datos s_{a} y s_{b},
como sigue:
y
donde
- \hat{h}_{eff,m}
- es una estimación de h_{eff,m}, para m=1,2;
\vskip1.000000\baselineskip
n'_{a} y n'_{b} son ruido
post procesado par los símbolos detectados \hat{\mathit{s}}_{a} y
\hat{\mathit{s}}_{b}, respectivamente. La entidad de recepción
también puede deducir los símbolos detectados usando el
procesamiento MMSE descrito más adelante.
\vskip1.000000\baselineskip
Una entidad de recepción de múltiples antenas
puede recibir una transmisión de datos enviada usando cualquiera de
las configuraciones soportadas por el número de antenas de recepción
disponibles en esa entidad de recepción, como se muestra en la
Tabla 1. Los símbolos recibidos desde las antenas de recepción
múltiples pueden expresarse como:
donde
- r_{t}
- es un vector de N_{R} x 1 con N_{R} símbolos recibidos por período de símbolos t;
- H
- es una matriz de respuesta de canal de N_{R} x N_{T};
- H _{eff}
- es una matriz de respuesta de canal efectiva de N_{R} x N_{C}; y
- n_{t}
- es un vector de ruido para el período de símbolos t.
\vskip1.000000\baselineskip
Por lo general la entidad de recepción puede
obtener una estimación de H en base a un piloto recibido
desde la entidad de transmisión. La entidad de recepción usa
H _{eff} para recuperar s_{t}.
La matriz de respuesta de canal efectiva
H _{eff} puede expresarse como:
y tiene la siguiente
forma:
donde h_{eff,j,m} es la
ganancia del canal para el flujo de símbolos codificados m en
la antena de recepción j. La matriz de respuesta de canal
efectiva H _{eff} depende de la configuración usada
para la transmisión de datos y el número de antenas de recepción. Se
da por hecho que la matriz de respuesta de canal MIMO H y la
matriz de respuesta de canal efectiva H _{eff} son
constantes durante dos períodos de símbolos para los vectores
s_{1} y
s_{2}.
Para la configuración de 1 x 2, la matriz de
respuesta de canal efectiva es una matriz de N_{R} x 2 que puede
darse como:
H _{eff}=H\cdotB\cdotV=[h_{eff,1}
h_{eff,2}], donde h_{eff,m} es un vector de
respuesta de canal efectivo para el flujo de símbolos codificados m.
La entidad de recepción de múltiples antenas puede deducir
estimaciones de los dos símbolos de datos s_{a} y s_{b} como
sigue:
y
\vskip1.000000\baselineskip
donde
- \hat{\scur{h}}_{eff,m}
- Es una estimación de \underbar{h}_{eff,m}, para m = 1, 2;
- "H"
- indica la transpuesta de la conjugada; y
\vskip1.000000\baselineskip
n''_{a} y n''_{b} son
ruido post procesado para los símbolos detectados \hat{s}_{a} y
\hat{s}_{b}, respectivamente. Los símbolos de datos s_{a} y
s_{b} también pueden recuperarse usando otras técnicas de
procesamiento espacial del receptor, como se describe más
adelante.
Para facilitar el procesamiento espacial del
receptor, puede formarse un único vector de datos s para los
2N_{D} símbolos de datos incluidos en los vectores s_{1}
y s_{2} enviados en dos períodos de símbolos. Un único
vector recibido r también puede formarse para los 2N_{R}
símbolos recibidos incluidos en los vectores r_{1} y
r_{2} obtenidos en dos períodos de símbolos. El vector
recibido r puede entonces expresarse como:
donde
- r
- es un vector de 2N_{R} x 1 con 2N_{R} símbolos recibidos obtenidos en dos períodos de símbolos;
- s
- es un vector de 2N_{D} x 1 con 2N_{D} símbolos de datos enviados en dos períodos de símbolos;
- H _{all}
- es una matriz de respuesta de canal global de 2N_{R} x 2N_{D} observada por los símbolos de datos en \underbar{s}; y
- n _{all}
- es un vector de ruido para los 2N_{D} símbolos de datos.
\vskip1.000000\baselineskip
La matriz de respuesta de canal global
H _{all} contiene dos veces el número de filas de la
matriz de respuesta de canal efectiva H _{eff} e
incluye los efectos de la STTD, la propagación espacial, y la
formación de haz continua llevadas a cabo por la entidad de
transmisión. Los elementos H _{all} se deducen en
base a los elementos de H _{eff}, como se describe
más adelante.
Para la configuración de 2 x 3, la entidad de
transmisión genera unos vectores 23
230 para cuatro símbolos de datos s_{a}, s_{b},
s_{c} y s_{d} a enviar en dos períodos de símbolos para dos
flujos de símbolos de datos, como se muestra en la Tabla 1. Cada
vector s_{t} contiene tres símbolos codificados a ser
enviados desde las N_{T} antenas de transmisión en un período de
símbolos, donde N_{T} \geq 3 para la configuración de 2 x
3.
Si la entidad receptora va equipada con dos
antenas de recepción (N_{R} = 2), entonces r_{t} es un
vector de 2 x 1 con dos símbolos recibidos para el período de
símbolos t, H es una matriz de respuesta de canal de 2 x
N_{T}, y H _{eff} es una matriz de respuesta de
canal efectiva de 2 x 3. La matriz de respuesta de canal efectiva
para la configuración de 2 x 3 con dos antenas de recepción, que se
indica como H_{eff}^{2/2x3}, puede expresarse como:
Los símbolos recibidos para el primer período de
símbolos se indica como r_{1} = [r_{1,1}
r_{2,1}]^{T}, y los símbolos recibidos para el segundo
período de símbolos se indican como r_{2} = [r_{1,2}
r_{2,2}]^{T}, donde r_{j,t} es el símbolo recibido
desde la antena de recepción j en el período de símbolos
t. Estos cuatro símbolos recibidos pueden expresarse
como:
\vskip1.000000\baselineskip
Para la configuración de 2 x 3 con dos antenas
de recepción, el vector de datos s puede formarse como s =
[s_{a} s_{b} s_{c} s_{d}]^{T}, el vector recibido
r puede formarse como 26 y la matriz de
respuesta de canal H_{all}^{2/2x3} puede expresarse
como:
\vskip1.000000\baselineskip
Con la formulación anterior, r puede expresarse
en base a H_{all}^{2/2x3} y s como se
muestra en la ecuación (10). La matriz H_{all}^{2/2x3}
se forma a partir del conjunto de las ecuaciones (12) y usando
la propiedad: r = h \cdot s* \Rightarrow r* = h* \cdot s.
Como se muestra en la ecuación (13), las primeras dos filas de
H_{all}^{2/2x3} contienen todos los elementos de
H_{eff}^{2/2x3} y las dos últimas filas de
H_{all}^{2/2x3} contienen los elementos de
H_{eff}^{2/2x3}, pero reorganizados y transformados (es
decir, conjugados y/o invertidos) debido a la codificación STTD en
los símbolos de datos.
Para la configuración de 2 x 4, la entidad de
transmisión genera unos vectores 28
280 para dos pares de símbolos de datos (s_{a} y
s_{b}) y (s_{c} y s_{d}) a enviar en dos períodos se
símbolos para dos flujos de símbolos de datos. Cada vector
s_{t} incluye cuatro símbolos codificados a enviar desde
las N_{T} antenas de transmisión en un período de símbolos, donde
N_{T} \geq 4 para la configuración de 2 x 4.
Si la entidad receptora va equipada con dos
antenas de recepción (N_{R} = 2), entonces r_{t} es un
vector de 2 x 1 con dos símbolos recibidos para el período de
símbolos t, H es una matriz de respuesta de canal de
2 x N_{T}, y H _{eff} es una matriz de respuesta de
canal efectiva de 2 x 4. La matriz de respuesta de canal efectiva
para la configuración de 2 x 4 con dos antenas de recepción, que se
indica como H_{eff}^{2/2x4} puede expresarse
como:
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Los símbolos recibidos de las dos antenas de
recepción en los dos períodos de símbolos pueden expresarse
como:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Para la configuración de 2 x 4 con dos antenas
de recepción, el vector de datos s puede formarse como
s = [s_{a} s_{b} s_{c} s_{d}]^{T}, el
vector recibido r puede formarse como 31 y la
matriz de respuesta de canal global H_{all}^{2/2x4}
puede expresarse como:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Como se muestra en la ecuación (16), las
primeras dos filas de H_{all}^{2/2x4} son
iguales a H_{eff}^{2/2x4}, y las dos últimas filas de
H_{all}^{2/2x4} contienen elementos reorganizados y
transformados de H_{eff}^{2/2x4}.
\newpage
En general, el vector recibido r para
todas las configuraciones puede expresarse como:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
El vector de datos s depende de la
configuración usada para la transmisión de datos. La matriz de
respuesta de canal global H _{all} es independiente
de la configuración y del número de antenas de recepción.
Para la configuración de 1 x 2, el vector
s y la matriz H _{all} pueden expresarse
como:
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\vskip1.000000\baselineskip
Para la configuración de 2 x 3, el vector
s y la matriz H _{all} pueden expresarse
como:
\vskip1.000000\baselineskip
\newpage
Para la configuración de 2 x 4, el vector
s y la matriz H _{all} pueden expresarse
como:
\vskip1.000000\baselineskip
Para la configuración de 3 x 4, el vector
s y la matriz H _{all} pueden expresarse
como:
\vskip1.000000\baselineskip
La entidad de recepción de múltiples antenas
puede deducir unas estimaciones de los símbolos de datos
transmitidos usando diversas técnicas de procesamiento espacial del
receptor. Estas técnicas incluyen una técnica MMSE, una técnica
CCMI (que también se denomina comúnmente técnica de
"zero-forcing" o técnica de decorrelación),
una técnica MMSE parcial, y una técnica CCMI parcial. Para las
técnicas MMSE y CCMI, la entidad de recepción lleva a cabo un
filtrado adaptado espacial en 2N_{R} símbolos recibidos obtenidos
en cada intervalo de 2 símbolos. Para las técnicas MMSE parcial y
CCMI parcial, la entidad receptora lleva a cabo un filtrado adaptado
espacial en N_{R} símbolos recibidos obtenidos en cada período de
símbolos.
\vskip1.000000\baselineskip
Para la técnica MMSE, la entidad receptora
deduce una matriz de filtro espacial como sigue:
donde
- \hat{\scur{H}}_{all}
- es una matriz de 2N_{R} x 2N_{D} que es una estimación de H_{all},
- \varphi_{nn}
- Es una matriz de autocovarianza del vector de ruido n_{all} en la ecuación (10); y
- M_{mmse}
- es una matriz de filtro espacial MMSE de 2N_{D} x 2N_{R}.
\vskip1.000000\baselineskip
La entidad de recepción puede deducir
\hat{\scur{H}}_{all} de maneras diferentes dependiendo de cómo los
símbolos piloto son enviados por la entidad de transmisión. Por
ejemplo, la entidad de recepción puede obtener
\hat{\scur{H}}_{eff}, que es una estimación la matriz de respuesta
de canal efectiva H _{eff} en base a los símbolos
piloto recibidos. La entidad de recepción puede entonces deducir
\hat{\scur{H}}_{all} en base a \hat{\scur{H}}_{eff}, como se
muestra en la ecuación (19), (21), (23) ó (25) para las cuatro
configuraciones dadas en la Tabla 1. La entidad de recepción también
puede estimar la matriz de respuesta de canal global
H _{all} directamente en base a los símbolos piloto
recibidos. En cualquier caso, la segunda igualdad en la ecuación
(26) da por hecho que el vector de ruido n _{all} es
AWGN con media cero y varianza \sigma_{n}^{2} La matriz de
filtro espacial M_{mmse} minimiza el error cuadrático
medio entre las estimaciones de símbolos de la matriz de filtro
espacial y los símbolos de datos.
La entidad receptora lleva a cabo un
procesamiento espacial MMSE como sigue:
donde
- \hat{\scur{s}}
- es un vector de 2N_{D} x 1 con 2N_{D} símbolos detectados obtenidos para un intervalo de 2 símbolos con la técnica MMSE;
- Q
- = \underbar{M}_{mmse} \cdot H_{all};
- D
- = [diag[\underbar{Q}]]^{-1} es una matriz diagonal de 2N_{D} x 2N_{D}; y
- n _{mmse}
- es el ruido filtrado por MMSE
\vskip1.000000\baselineskip
Las estimaciones de símbolos de la matriz de
filtro espacial M _{mmse} son estimaciones no
normalizadas de los símbolos de datos. La multiplicación con la
matriz de escalado D proporciona unas estimaciones
normalizadas de los símbolos de datos.
Para la técnica CCMI, la entidad de recepción
deduce una matriz de filtro espacial como sigue:
\vskip1.000000\baselineskip
donde
- M_{ccmi}
- es una matriz de filtro espacial CCMI de 2N_{D} x 2N_{R}.
\vskip1.000000\baselineskip
La entidad de recepción lleva a cabo un
procesamiento espacial CCMI como sigue:
donde
- \hat{\scur{s}}_{ccmi}
- Es un vector de 2N_{D} x 1 con 2N_{D} símbolos detectados obtenidos para un intervalo de 2 símbolos con la técnica CCMI; y
- n_{ccmi}
- Es el ruido filtrado por CCMI.
\vskip1.000000\baselineskip
Para las técnicas MMSE parcial y CCMI parcial,
la entidad de recepción lleva a cabo un filtrado adaptado espacial
en los N_{R} símbolos recibidos para cada período de símbolos en
base a una matriz de filtro espacial para ese período de símbolos.
Para cada flujos de símbolos de datos codificados STTD, la entidad
de recepción obtiene dos estimaciones en dos períodos de símbolos
para cada símbolo de datos enviado en el flujo y combina estas dos
estimaciones para generar una única estimación para el símbolo de
datos. Las técnicas MMSE parcial y CCMI parcial pueden usarse si la
entidad de recepción va equipada con por lo menos N_{C} antenas de
recepción, ó N_{R} \geq N_{C}. Debería haber por lo menos
tantas antenas de recepción como número de símbolos codificados
transmitidos en cada período de símbolos, lo cual se muestra en la
Tabla 1.
Para la técnica MMSE parcial, la entidad de
recepción deduce una matriz de filtro espacial como sigue:
donde
- \hat{\scur{H}}_{eff}
- Es una matriz de N_{R} x N_{C} que es una estimación de \underbar{H}_{eff}; y
- M_{p-mmse}
- Es una matriz de filtro espacial MMSE de N_{C} x N_{R} para un período de símbolos.
\vskip1.000000\baselineskip
La matriz de respuesta de canal efectiva
H_{eff} depende de la configuración usada para la
transmisión de datos y tiene la forma mostrada en la ecuación
(8).
La entidad de recepción lleva a cabo un
procesamiento espacial MMSE para cada período de símbolos como
sigue:
donde
- \hat{\scur{s}}_{mmse,t}
- Es un vector de N_{C} x 1 con N_{C} símbolos detectados obtenidos en el período de símbolos t con la técnica MMSE parcial;
- Q _{p-mmse}
- = \underbar{M}_{p-mmse} \cdot H_{eff};
- D _{p-mmse}
- = [diag[\underbar{Q}_{p-mmse}]]^{-1} es una matriz diagonal de N_{C} x N_{C}; y
- n _{mmse,t}
- es el ruido filtrado por MMSE para el período de símbolos t.
\vskip1.000000\baselineskip
El procesamiento MMSE parcial proporciona dos
vectores \hat{\scur{s}}_{mmse,1} y \hat{\scur{s}}_{mmse,2}
para el primer y segundo períodos de símbolos, respectivamente, que
son estimaciones de los vectores s_{1} y s_{2},
respectivamente. Los símbolos detectados en el vector
\hat{\underline{s}}_{mnse,2} son conjugados y/o negados, según
resulte necesario, para obtener las estimaciones de los símbolos de
datos incluidos en el vector s_{2}. A modo de ejemplo, para
la configuración de 44
45
Para el vector \hat{\scur{s}}_{mmse,2},
\hat{\mathit{s}}_{d}^{\text{*}} se conjuga para obtener
una segunda estimación de s_{b},
-\hat{\mathit{s}}_{a}^{\text{*}} es negado y conjugado para
obtener una segunda estimación de s_{a}, y
\hat{\mathit{s}}_{b}^{\text{*}} es conjugado para obtener una
estimación de s_{d}.
Para cada flujo de datos de símbolos de datos
codificados con STTD, el procesamiento MMSE parcial proporciona dos
símbolos detectados en dos períodos de símbolos para cada símbolo de
datos enviado en ese flujo. En concreto, el procesamiento MMSE
parcial proporciona dos estimaciones de s_{a} y dos estimaciones
de s_{b} para las cuatro configuraciones de la Tabla 1 y
proporciona adicionalmente dos estimaciones de s_{c} y dos
estimaciones de s_{d} para la configuración de 2 x 4. Las dos
estimaciones de cada símbolo de datos pueden combinarse para
generar una única estimación de ese símbolo de datos.
Las dos estimaciones de un símbolo de datos
s_{m} pueden combinarse usando una combinación de relación
máxima (MRC), como sigue:
donde
- \hat{\mathit{s}}_{m,t}
- es una estimación del símbolo de datos s_{m} obtenida en el período de símbolos t;
- \gamma_{m,t}
- es la SNR de \hat{\mathit{s}}_{m,t}; y
- \hat{\mathit{s}}_{m}
- es una estimación final del símbolo de datos s_{m}.
\vskip1.000000\baselineskip
La estimación \hat{\mathit{s}}_{m,1} se
obtiene a partir del flujo de símbolos codificados m_{1} en
el período de símbolos t = 1, y la estimación
\hat{\mathit{s}}_{m,2} se obtiene a partir del flujo de símbolos
codificados m_{2} en el período de símbolos t = 2.
La SNR de \hat{\mathit{s}}_{m,t} para la técnica MMSE parcial
puede expresarse como:
donde
- m_{t}
- es el flujo de símbolos codificado a partir del cual se obtuvo; y
- q_{m_{t},m_{t}}
- Es el elemento m_{t}^{avo} de la diagonal de \underbar{Q}_{p-mmse} definido anteriormente para la ecuación (31).
\vskip1.000000\baselineskip
Las dos estimaciones del símbolo de datos
s_{m} también pueden combinarse linealmente, como sigue:
La ecuación (34) proporciona el mismo
rendimiento que la técnica MRC si las SNRs de las dos estimaciones
\hat{\mathit{s}}_{m,1} y \hat{\mathit{s}}_{m,2} son iguales
pero proporciona un rendimiento sub óptimo si las SNRs no son
iguales.
\vskip1.000000\baselineskip
Para la técnica CCMI parcial, la entidad de
recepción deduce una matriz de filtro espacial para un período de
símbolos como sigue:
donde
- M _{p-ccmi}
- Es una matriz de filtro espacial CCMI de N_{C} x N_{R} para un período de símbolos.
\vskip1.000000\baselineskip
La entidad de recepción lleva a cabo un
procesamiento espacial CCMI para cada período de símbolos como
sigue:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde
- \hat{\underline{s}}_{ccm,t}
- Es un vector de N_{C} x 1 con N_{C} símbolos detectados obtenidos en el período de símbolos t con la técnica CCMI parcial; y
- n _{ccmi,t}
- es el ruido filtrado por CCMI para el período de símbolos t.
\vskip1.000000\baselineskip
La entidad de recepción puede combinar dos
estimaciones de un símbolo de datos dado utilizando MRC, como se
muestra en la ecuación (32). En este caso, la SNR del símbolo
detectado para la técnica CCMI puede expresarse como:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde
- r_{mt,mt}
- es el m_{t}^{avo} elemento de la diagonal de \hat{\underbar{R}}_{eff}^{-1}.
\vskip1.000000\baselineskip
Las técnicas MMSE parcial y CCMI parcial pueden
reducir el retardo (o latencia) para los flujos de símbolos de
datos enviados sin STTD. Las técnicas MMSE parcial y CCMI parcial
también pueden reducir la complejidad del filtrado adaptado
espacial puesto que la matriz de filtro espacial para cada período
de símbolos tiene unas dimensiones de N_{C} x N_{R} mientras
que la matriz de filtro espacial para cada intervalo de período de
2 símbolos tiene unas dimensiones de 2N_{D} x 2N_{R}.
\vskip1.000000\baselineskip
Por razones de claridad, la descripción anterior
es para el caso en el que un par de símbolos de datos s_{a} y
s_{b} es codificado mediante STTD en dos vectores
52 Como se ha destacado anteriormente, el par de
símbolos de datos s_{a} y s_{b} también pueden ser codificados
mediante STTD en dos vectores 53 Los diversos
vectores y matrices descritos anteriormente pueden ser diferentes
para este esquema de codificación STTD alternativo.
A modo de ejemplo, para la configuración de 2 x
4, la entidad de transmisión puede generar unos vectores
54 para dos pares de símbolos de datos (s_{a} y
s_{b}) y (s_{c} y s_{d}) a ser enviados en dos períodos de
símbolos para dos flujos de símbolos de datos. El vector de
datos s puede darse como 55 el vector
r recibido puede darse como 56 y
la matriz de respuesta de canal global H _{all} puede
expresarse como:
Los vectores s_{1}, s_{2} y s
y la matriz H _{all} para las demás configuraciones
pueden deducirse de manera similar a la descrita anteriormente para
la configuración de 2 x 4.
Para el esquema de codificación STTD
alternativo, la entidad de recepción usa la matriz
H _{all} definida para el esquema de codificación
STTD alternativo, en lugar de la matriz H _{all}
definida para el primer esquema de codificación STTD, para deducir
una matriz de filtro espacial MMSE o una matriz de filtro espacial
CCMI. Para la configuración de 2 x 4, se usa la matriz
H _{all} mostrada en la ecuación (38) en lugar de la
matriz H _{all} mostrada en la ecuación (23).
Entonces la entidad de recepción lleva a cabo un filtrado adaptado
espacial sobre el vector recibido r con la matriz de filtro
espacial para obtener, que es una estimación de s para el
esquema de codificación STTD alternativo. Entonces la entidad de
recepción conjuga los símbolos en \hat{\scur{s}}, según resulte
necesario, para obtener los símbolos de datos recuperados.
En general, la matriz de respuesta de canal
global H _{all} depende de la manera en que se lleva
a cabo la codificación STTD por la entidad de transmisión y
cualquier otro procesamiento espacial llevado a cabo por la entidad
de transmisión. La entidad de recepción lleva a cabo un
procesamiento MMSE o CCMI de la misma manera, aunque con la matriz
de respuesta de canal global deducida de la manera apropiada.
La matriz de respuesta de canal efectiva
H _{eff} es la misma para ambos esquemas de
codificación STTD y se muestra en la ecuación (8). La entidad de
recepción usa H _{eff} para deducir una matriz de
filtro espacial MMSE parcial o una matriz de filtro espacial CCMI
parcial. A continuación la entidad de recepción lleva a cabo un
filtrado adaptado espacial sobre el vector recibido r, para
cada período de símbolos con la matriz de filtro espacial para
obtener \hat{\scur{s}}_{t}, que es una estimación de
s _{t} para el esquema de codificación STTD
alternativo. A continuación la entidad de recepción conjuga los
símbolos detectados en \hat{\scur{s}}_{t}, según resulte
necesario y combina adicionalmente las estimaciones según resulte
apropiado para obtener los símbolos de datos recuperados.
La Fig. 3 muestra un diagrama de bloques de un
procesador espacial RX 170a y un procesador RX STTD 172a, que
pueden implementar la técnica MMSE o CCMI. El procesador espacial RX
170a y el procesador RX STTD 172a son una forma de realización del
procesador espacial RX 170 y del procesador RX STTD 172,
respectivamente, para la entidad de recepción de múltiples antenas
150 y de la Fig. 2. El estimador de canal 166 deduce la estimación
de respuesta de canal efectiva \hat{\scur{H}}_{eff} en base a
los símbolos piloto recibidos, como se describe más adelante. El
generador de filtro adaptado 168 forma la estimación de respuesta de
canal global \hat{\scur{H}}_{all} en base a
\hat{\scur{H}}_{eff} y deduce una matriz de filtro espacial MMSE
o CCMI M para un intervalo de 2 símbolos basado en
\hat{\scur{H}}_{all}, como se muestra en la ecuación (26) ó
(28).
Dentro del procesador espacial 170a, un pre
procesador 310 obtiene el vector recibido r _{t} para
cada período de símbolos, conjuga los símbolos recibidos para el
segundo período de símbolos de cada intervalo de 2 símbolos, y
forma el vector recibido r para cada intervalo de 2 símbolos,
como se muestra en la ecuación (17). Un procesador espacial 320
lleva a cabo el filtrado adaptado espacial sobre el vector recibido
r con la matriz de filtro espacial M y proporciona el
vector \hat{\scur{s}}, como se muestra en la ecuación (27) ó (29).
Dentro del procesador RX STTD 172a, un post procesador STTD 330
conjuga el símbolo en el vector \hat{\scur{s}}, según resulte
necesario, y proporciona 2N_{D} símbolos de datos recuperados
para cada intervalo de 2 símbolos. Un demultiplexador (Demux) 340
demultiplexa los símbolos de datos recuperados del post procesador
STTD 330 sobre N_{D} flujos de símbolos de datos recuperados y
proporciona estos flujos al procesador de datos RX 174.
La Fig. 4 muestra un diagrama de bloques de un
procesador espacial RX 170b y un procesador RX STTD 172b, que
pueden implementar la técnica MMSE parcial o CCMI parcial. El
procesador espacial RX 170b y el procesador RX STTD 172b son otra
forma de realización del procesador espacial RX 170 y el procesador
RX STTD 172, respectivamente. El estimador de canal 166 deduce la
estimación de respuesta de canal efectiva \hat{\scur{H}}_{eff}. El
generador de filtro adaptado 168 genera una matriz de filtro
espacial MMSE parcial o CCMI parcial M_{p} para un período
de símbolos en base a \hat{\scur{H}}_{eff} como se muestra en
la ecuación (30) ó (35).
Dentro del procesador espacial RX 170b, un
procesador espacial 420 lleva a cabo el filtrado adaptado espacial
sobre el vector recibido r _{t} para cada período de
símbolos con la matriz de filtro espacial M _{p}
para ese período de símbolos y proporciona un vector
\hat{\scur{s}}_{t}, como se muestra en la ecuación (31) ó (36).
Dentro del procesador RX STTD 172b, un post procesador STTD 430
conjuga los símbolos detectados en el vector \hat{\scur{s}}_{t},
según resulte necesario, y proporciona N_{C} estimaciones de
símbolos de datos para cada período de símbolos. Un combinador 432
combina dos estimaciones para cada símbolo de datos enviado con
STTD, p. ej., como se muestra en la ecuación (32) ó (34), y
proporciona una única estimación para ese símbolo de datos. Un
demultiplexador 440 demultiplexa los símbolos de datos recuperados
del combinador 432 sobre N_{D} flujos de símbolos de datos
recuperados y proporciona estos flujos al procesador de datos RX
174.
La Fig. 5 muestra un proceso 500 para recibir
una transmisión de datos con la técnica MMSE o CCMI. Los símbolos
recibidos se obtienen para la transmisión de datos, que incluye por
lo menos un flujo de símbolos de datos codificados STTD (bloque
510). Se obtiene una matriz de respuesta de canal efectiva, p. ej.,
en base a los símbolos piloto recibidos (bloque 512). Se forma una
matriz de respuesta de canal global en base a la matriz de
respuesta de canal efectiva y de acuerdo con el esquema de
codificación STTD usado para la transmisión de datos (bloque 514).
Se deduce una matriz de filtro espacial en base a la matriz de
respuesta de canal global y de acuerdo con, p. ej., la técnica MMSE
o CMMI (bloque 516). Se forma un vector de símbolos recibidos para
cada intervalo de 2 símbolos (bloque 518). Se lleva a cabo un
procesamiento espacial sobre el vector de símbolos recibidos para
cada intervalo de 2 símbolos con la matriz de filtro espacial para
obtener un vector de símbolos detectados para el intervalo de 2
símbolos (bloque 520). Se lleva a cabo un post procesamiento (p.
ej., conjugación) en los símbolos detectados, en caso de resultar
necesario, para obtener los símbolos de datos recuperados (bloque
522).
La Fig. 6 muestra un proceso 600 para recibir
una transmisión de datos con la técnica MMSE parcial o CCMI
parcial. Los símbolos recibidos se obtienen para la transmisión de
datos, que incluye por lo menos un flujo de símbolos de datos
codificados STTD (bloque 610). Se obtiene una matriz de respuesta de
canal efectiva, p. ej., en base a los símbolos piloto recibidos
(bloque 612). Se deduce una matriz de filtro espacial en base a la
matriz de respuesta de canal efectiva y de acuerdo con p. ej., la
técnica MMSE o CCMI (bloque 614). Se lleva a cabo un procesamiento
espacial sobre los símbolos recibidos para cada período de símbolos
con la matriz de filtro espacial para obtener símbolos detectados
para el período de símbolos (bloque 616). Se lleva a cabo un post
procesamiento (p. ej., conjugación) sobre los símbolos detectados,
en caso de ser necesario, para obtener unas estimaciones de los
símbolos de datos (bloque 618). Se combinan múltiples estimaciones
de cada símbolo de datos enviado con STTD para obtener una única
estimación para el símbolo de datos (bloque 620).
\vskip1.000000\baselineskip
La entidad de transmisión también puede usar una
combinación de SFTD, propagación espacial, y posiblemente formación
de haz continua. Para cada configuración mostrada en la Tabla 1, la
entidad de transmisión puede generar dos vectores s_{1} y
s_{2} para 2N_{D} símbolos de datos a enviar en dos
subbandas en un período de símbolos para 2N_{D} flujos de
símbolos de datos. La entidad de transmisión puede propagar
espacialmente y enviar el vector s_{1} en una subbanda en
un período de símbolos y propagar espacialmente y enviar el vector
s_{2} en otra subbanda en el mismo período de símbolos. Las
dos subbandas son por lo general subbandas adyacentes. La entidad
de recepción puede deducir la matriz de respuesta de canal global
H _{all} como se ha descrito anteriormente, excepto
que las primeras filas N_{R} de H _{all} son para
la primera subbanda (en lugar del primer período de símbolos) y las
últimas filas N_{R} de H _{all} son para la
segunda subbanda (en lugar del segundo período de símbolos). La
entidad de recepción puede llevar a cabo un procesamiento MMSE,
CCMI, MMSE parcial, o CCMI parcial de la manera descrita
anteriormente.
\vskip1.000000\baselineskip
Pueden usarse diversos tipos de matrices de
orientación para la propagación espacial. Por ejemplo, la matriz de
orientación V puede ser una matriz de Walsh, una matriz de
Fourier, o alguna otra matriz. Una matriz de Walsh de 2 x 2
W_{2x2} puede expresarse como 58
Puede formarse una matriz de Walsh de mayor tamaño
W_{2Nx2N} a partir de una matriz de Walsh de menor tamaño
W_{NxN}, como sigue:
\vskip1.000000\baselineskip
\newpage
Una matriz de Fourier de N x N D_{NxN}
tiene un elemento d_{n,m} en la n^{ava} fila de la
m^{ava} columna, que puede expresarse como:
\vskip1.000000\baselineskip
Pueden formarse matrices de Fourier de cualquier
dimensión cuadrada (p. ej., 2, 3, 4, 5, etcétera).
Puede usarse una matriz de Walsh
W_{NxN}, una matriz de Fourier D_{NxN}, o
cualquier otra matriz como matriz base B_{NxN} para formar
otras matrices de orientación. Para una matriz base de N x N, cada
una de las filas 2 a N de la matriz base puede multiplicarse
independientemente con uno de los M posibles escalares diferentes.
Pueden obtenerse M^{N-1} matrices de orientación
diferentes a partir de M^{N-1} permutaciones
diferentes de los M escalares para las N-1 filas.
Por ejemplo, cada una de las filas 2 a N puede multiplicarse
independientemente con un escalar de +1, -1, +j, ó -j,
donde j = \sqrt{-1}. Para N = 4, pueden generarse 64
matrices de orientación diferentes a partir de una matriz base
B_{4x4} con los cuatro escalares diferentes. Pueden
generarse matrices de orientación adicionales con otros escalares,
p. ej., e^{\pm j3\pi /4}, e^{\pm j\pi /4},
e^{\pm j\pi /8}, etcétera. En general, cada fila de la
matriz base puede multiplicarse con cualquier escalar que tenga la
forma e^{j \theta}, donde \theta puede ser cualquier
valor de fase. Pueden generarse N x N matrices de orientación a
partir de la matriz base de N x N como v(i) =
g_{N} \cdot B_{NxN}^{i}, donde g_{N} = \sqrt{N} y
B_{NxN}^{i} es la i^{ava} matriz de orientación
generada con la matriz base B_{NxN}. El escalado mediante
asegura que cada columna de V(i) tiene potencia
unitaria.
Las matrices de orientación también pueden
generarse de una manera seudo aleatoria. Las matrices de orientación
son por lo general matrices unitarias con columnas ortogonales una
a la otra. Las matrices de orientación también pueden ser matrices
ortonormales con columnas ortogonales y potencia unitaria para cada
columna, de manera que V^{H}\cdotV = I, e
I es la matriz identidad. Una matriz de orientación de una
dimensión que no sea cuadrada puede obtenerse eliminando una o más
columnas de una matriz de orientación cuadrada.
Pueden usarse matrices de orientación diferentes
para intervalos de tiempo diferentes. Por ejemplo, pueden usarse
matrices de orientación diferentes para períodos de símbolos
diferentes para SFTD y para intervalos de 2 símbolos diferentes
para STTD, y OTD. Para un sistema OFDM, pueden usarse matrices de
orientación diferentes para subbandas diferentes para STTD y OTD y
para pares de subbandas diferentes para SFTD. También pueden usarse
matrices de orientación diferentes para subbandas diferentes y
períodos de símbolos diferentes. La aleatorización proporcionada
por la propagación espacial (en el tiempo y/o la frecuencia) con el
uso de matrices de orientación diferentes puede mitigar los efectos
perjudiciales de un canal inalámbrico.
\vskip1.000000\baselineskip
La Fig. 7 muestra una unidad de datos de
protocolo (PDU) 700 a título de ejemplo que soporta las
transmisiones MISO y MIMO. La PDU 700 incluye una sección 710 para
un piloto MIMO y una sección 720 para los datos. La PDU 700 también
puede incluir otras secciones, p. ej., para un preámbulo,
señalización, etcétera. Un piloto MIMO es un piloto que se envía
desde todas las antenas de transmisión usadas para la transmisión de
datos y permite que una entidad de recepción estime el canal MISO o
MIMO usado para la transmisión de datos. El piloto MIMO puede
transmitirse de diversas maneras.
En una forma de realización, la entidad de
transmisión transmite un piloto MIMO "limpio" (es decir, sin
propagación espacial) desde las N_{T} antenas de transmisión,
como sigue:
\vskip1.000000\baselineskip
donde
- p(k)
- es un vector de N_{T} x 1 con N_{T} símbolos piloto enviados en la subbanda k;
- W(t)
- es una matriz de Walsh diagonal de N_{T} x N_{T} para el período de símbolos t; y
\vskip1.000000\baselineskip
x_{pilot}^{ns} (k,t) es un
vector N_{T} x con N_{T} símbolos procesados espacialmente para
el piloto MIMO limpio para la subbanda k en el período de
símbolos t. A las N_{T} antenas de transmisión se les
pueden asignar N_{T} secuencias de Walsh diferentes de longitud
L, donde L \geq N_{T}. Cada secuencia de Walsh se corresponde
con un elemento de la diagonal de W(t). De manera
alternativa, la entidad de transmisión puede generar el piloto
MIMO limpio como:
Los símbolos piloto recibidos obtenidos por la
entidad de recepción para el piloto MIMO limpio pueden expresarse
como:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde
r_{piloto}^{ns}(k,t) es un vector de N_{R} x 1 con
N_{R} símbolos piloto recibidos para el piloto MIMO limpio para
la subbanda k en el período de símbolos
t.
La entidad de recepción puede deducir una
estimación de la matriz de canal MIMO H(k) en base al
piloto MIMO limpio. Cada columna de H(k) se asocia
con una secuencia de Walsh respectiva. La entidad de recepción
puede obtener una estimación de h_{j,i}(k), que es
la ganancia del canal entre la i^{ava} antena de
transmisión y la j^{ava} antena de recepción, como sigue.
La entidad de recepción primero multiplica el elemento
j^{avo} de r_{piloto}^{ns}(k,1) a
r_{piloto}^{ns}(k,L) por los L chips de la secuencia
de Walsh W_{i} asignada a la i^{ava} antena de
transmisión y obtiene una secuencia de L símbolos recuperados. A
continuación la entidad de recepción elimina la modulación usada
para el símbolo piloto p _{i}(k), que es el
i^{avo} elemento de p(k), a partir de los L
símbolos recuperados. A continuación la entidad de recepción acumula
los L símbolos resultantes para obtener la estimación de
h_{j,i}(k), que es el elemento de la
j^{ava} fila y la i^{ava} columna de
H(k). El proceso se repite para cada uno de los
elementos de H(k). La entidad de recepción puede
entonces deducir una estimación de H _{eff}(k)
en base a \hat{\scur{H}}(k) y las matrices de
orientación conocidas usadas por la entidad de transmisión. La
entidad de recepción puede usar \hat{\underbar{H}}_{eff}
(k) para el procesamiento espacial del receptor, como se ha descrito
anteriormente.
La entidad de transmisión puede enviar un piloto
MIMO propagado espacialmente, como sigue:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde
- p(k)
- es un vector de N_{C} x 1 con N_{C} símbolos piloto a enviar en la subbanda k;
- W(t)
- es una matriz de Walsh diagonal de N_{C} x N_{C} para el período de símbolos t;
- V(k)
- es una matriz de orientación de N_{T} x N_{C} para la propagación espacial para la subbanda k; y
\vskip1.000000\baselineskip
x_{piloto}^{ss}(k,t) es un
vector N_{T} x 1 con N_{T} símbolos procesados espacialmente
para el piloto MIMO propagado espacialmente para la subbanda
k en el período de símbolos t. Las secuencias de Walsh
tienen una longitud de L, donde L \geq N_{C} para el piloto
MIMO propagado espacialmente. De manera alternativa, la entidad de
transmisión puede generar el piloto MIMO propagado
espacialmente como: 65 donde
p(k) y w(t) se han descrito anteriormente.
Los símbolos piloto recibidos obtenidos por la
entidad de recepción para el piloto MIMO propagado espacialmente
pueden expresarse como:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde
r_{piloto}^{ss}(k,t) es un vector de N_{R} x 1 con
N_{R} símbolos piloto recibidos para el piloto NDMO propagado
espacialmente para la subbanda k en el período de símbolos
t.
La entidad de recepción puede deducir una
estimación del canal MIMO efectivo H_{eff}(k) en
base a los símbolos piloto recibidos en
r_{piloto}^{ss}(k,t), p. ej., como se ha descrito
anteriormente para el piloto MIMO limpio. En este caso, la entidad
de recepción elimina p(k) y W(t) y
obtiene \hat{\underbar{H}}_{eff} (k), que es una
estimación de H (k)\cdotV(k). De manera
alternativa, la entidad de transmisión puede generar un piloto MIMO
propagado espacialmente como: 67
670 donde W(t) o w(t)
lleva a cabo la propagación espacial. En este caso, la entidad de
recepción puede formar \hat{\underbar{H}}_{eff} (k), que
es una estimación de
H (k)\cdotW(k) basada
directamente en los símbolos piloto recibidos sin ningún otro
procesamiento adicional. En cualquier caso, la entidad de recepción
puede usar \hat{\underbar{H}}_{eff} (k) para el
procesamiento espacial del receptor.
En otra forma de realización, la entidad de
transmisión transmite un piloto MIMO propagado espacialmente o
limpio usando el multiplexado en las subbandas. Con el multiplexado
en las subbandas, solo se usa una antena de transmisión para cada
subbanda en cada período de símbolos. No se necesita la matriz de
Walsh W(t).
Las técnicas de transmisión y recepción de datos
descritas en la presente memoria pueden implementarse por diversos
medios. Por ejemplo, estas técnicas pueden implementarse en
hardware, software, o una combinación de los mismos. Para una
implementación hardware, las unidades de procesamiento en una
entidad de transmisión pueden implementarse dentro de uno o más
circuitos integrados para aplicaciones específicas (ASICs),
procesadores digitales de señal (DSPs), dispositivos digitales de
procesamiento de señal (DSPDs), dispositivos lógicos programables
(PLDs), matrices de puertas programables (FPGAs), procesadores,
controladores, micro controladores, microprocesadores, otras
unidades electrónicas diseñadas para llevar a cabo las funciones
descritas en la presente memoria, o una combinación de los mismas.
Las unidades de procesamiento en una entidad de recepción también
pueden implementarse dentro de uno o más ASICs, DSPs, etcétera.
Para una implementación software, las técnicas
descritas en la presente memoria pueden implementarse con unos
módulos (p. ej., procedimientos, funciones, etcétera) que lleven a
cabo las funciones descritas en la presente memoria. Los códigos de
software pueden almacenarse en una unidad de memoria (p. ej., unidad
de memoria 142 en la Fig.1, o unidad de memoria 182x ó 182y en la
Fig.2) y ejecutarse mediante un procesador (p. ej., un controlador
140 en la Fig. 1, o un controlador 180x ó 180y en la Fig.2). La
unidad de memoria puede implementarse dentro del procesador o
externa al procesador.
En la presente memoria se incluyen unos
encabezamientos a modo de referencia y para ayudar a ubicar
determinadas secciones. Estos encabezamientos no pretenden limitar
el alcance de los conceptos allí descritos, y estos conceptos
pueden tener aplicabilidad en otras secciones a lo largo de toda la
especificación.
La descripción anterior de las formas de
realización descritas se proporciona para permitir que cualquier
experto en la materia lleve a cabo o haga uso de la presente
invención. Diversas modificaciones a estas formas de realización se
pondrán fácilmente de manifiesto para los expertos en la materia, y
los principios genéricos definidos en la presente memoria pueden
aplicarse a otras formas de realización sin alejarse del alcance de
la invención. De esta manera, la presente invención no pretende
limitarse a las formas de realización mostradas en la presente
memoria sino que debe responder al alcance más amplio que sea
consistente con las reivindicaciones adjuntas.
Claims (52)
1. Un procedimiento para recibir datos en un
sistema de comunicación inalámbrica, que comprende:
- \quad
- obtener símbolos recibidos para una transmisión de datos que comprende por lo menos un flujo de símbolos de datos enviado con diversidad de transmisión espacio-tiempo (STTD);
- \quad
- obtener una matriz de respuesta de canal efectiva para la transmisión de datos, en el que la matriz de respuesta de canal efectiva es el producto de la matriz que comprende los factores matriz de respuesta de canal, una matriz diagonal para la formación de haz continua para usar diferentes haces en las subbandas y una matriz de orientación para la propagación espacial para transmitir un símbolo desde antenas de transmisión múltiples simultáneamente;
- \quad
- deducir una matriz de filtro espacial con la matriz de respuesta de canal efectiva;
- \quad
- y llevar a cabo un procesamiento espacial en los símbolos recibidos con la matriz de filtro espacial para obtener símbolos detectados.
\vskip1.000000\baselineskip
2. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el que la obtención de la matriz de respuesta de canal efectiva
comprende recibir símbolos piloto enviados con la transmisión de
datos, y deducir la matriz de respuesta de canal efectiva en base a
los símbolos piloto recibidos.
3. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el que la obtención de la matriz de respuesta de canal efectiva
comprende recibir símbolos piloto enviados con propagación espacial,
y deducir la matriz de respuesta de canal efectiva en base a los
símbolos piloto recibidos.
4. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el que la obtención de la matriz de respuesta de canal efectiva
comprende recibir símbolos piloto enviados con propagación espacial
y la formación de haz continua, y deducir la matriz de respuesta de
canal efectiva en base a los símbolos piloto recibidos.
5. El procedimiento según la reivindicación 1,
que comprende adicionalmente: formar una matriz de respuesta de
canal global en base a la matriz de respuesta de canal efectiva y de
acuerdo con un esquema de codificación STTD usado para la
transmisión de datos, en el que se forma un único vector de datos a
partir del número de símbolos de datos múltiples de acuerdo con el
esquema STTD y en el que la matriz de respuesta de canal global se
observa mediante los símbolos de datos en el vector de datos
único.
6. El procedimiento según la reivindicación 5,
en el que la deducción de la matriz de filtro espacial comprende
formar la matriz de filtro espacial en base a la matriz de respuesta
de canal global y de acuerdo con una técnica del mínimo error
cuadrático medio (MMSE).
7. El procedimiento según la reivindicación 5,
en el que la deducción de la matriz de filtro espacial comprende la
formación de la matriz de filtro espacial en base a la matriz de
respuesta de canal global y de acuerdo con una técnica de inversión
de matrices de correlación de canal (CCMI).
8. El procedimiento según la reivindicación 1,
que comprende adicionalmente: formar un vector de símbolos
recibidos para un intervalo de 2 símbolos, y en el que la actuación
del procesamiento espacial en los símbolos recibidos comprende
llevar a cabo un procesamiento espacial en el vector de símbolos
recibidos para el intervalo de 2 símbolos para obtener un vector
para los símbolos detectados para el intervalo de 2 símbolos.
9. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el que la deducción de la matriz de filtro espacial comprende
formar la matriz de filtro espacial en base a la matriz de respuesta
de canal efectiva y de acuerdo con una técnica del mínimo error
cuadrático medio (MMSE).
10. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el que la deducción de la matriz de filtro espacial comprende
formar la matriz de filtro espacial en base a la matriz de respuesta
de canal efectiva y de acuerdo con una técnica de inversión de
matrices de correlación de canal (CCMI).
11. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el que la actuación del procesamiento espacial en los símbolos
recibidos comprende llevar a cabo el procesamiento espacial sobre
los símbolos recibidos para cada uno de los por lo menos dos
períodos de símbolos con la matriz de filtro espacial para obtener
los símbolos detectados para el período de símbolos.
12. El procedimiento según la reivindicación 1,
que comprende adicionalmente: combinar los símbolos detectados
múltiples obtenidos para cada símbolo de datos enviado con STTD.
13. El procedimiento según la reivindicación 1,
que comprende adicionalmente: llevar a cabo una combinación de
relación máxima de los múltiples símbolos detectados obtenidos para
cada símbolo de datos enviado con STTD.
14. El procedimiento según la reivindicación 1,
que comprende adicionalmente: llevar a cabo un post procesamiento
en los símbolos detectados de acuerdo con un esquema de codificación
STTD usado para la transmisión de datos para obtener estimaciones
de los símbolos de datos enviados para la transmisión de datos.
15. El procedimiento según la reivindicación 14,
en el que la actuación del post procesamiento sobre los símbolos
detectados comprende conjugar los símbolos detectados, según resulte
necesario, de acuerdo con el esquema STTD usado para la transmisión
de datos.
16. El procedimiento según la reivindicación 14,
que comprende adicionalmente: demultiplexar las estimaciones de los
símbolos de datos sobre uno o más flujos de símbolos de datos
enviados para la transmisión de datos.
17. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el que la transmisión de datos comprende múltiples flujos de
símbolos de datos y en el que el procesamiento espacial en los
símbolos recibidos con la matriz de filtro espacial para obtener
símbolos detectados se lleva a cabo para la pluralidad de los flujos
de símbolos de datos.
18. El procedimiento según la reivindicación 17,
en el que la obtención de los símbolos recibidos comprende obtener
los símbolos recibidos para la transmisión de datos que comprende
los flujos de símbolos de múltiples datos con por lo menos un flujo
de símbolos de datos que es enviado con STTD y por lo menos un flujo
de símbolos de datos que es enviado sin STTD.
19. El procedimiento según la reivindicación 17,
en el que la obtención de los símbolos recibidos comprende obtener
los símbolos recibidos para la transmisión de datos que comprende
los múltiples flujos de símbolos de datos con por lo menos dos
flujos de símbolos de datos que son enviados con STTD.
20. El procedimiento según la reivindicación 17,
en el que la obtención de la matriz de respuestas de canal efectiva
comprende estimar la ganancia del canal para cada uno de los
múltiples flujos de símbolos de datos en una pluralidad de antenas
de recepción, y formar la matriz de respuesta de canal efectiva con
las ganancias de canal estimadas para los múltiples flujos de
símbolos de datos y la pluralidad de antenas de recepción.
21. El procedimiento según la reivindicación 17,
en el que la actuación del procesamiento espacial sobre los
símbolos recibidos comprende llevar a cabo un procesamiento espacial
sobre los símbolos recibidos para cada uno de los por lo menos dos
períodos de símbolos con la matriz de filtro espacial para obtener
los símbolos detectados para la pluralidad de flujos de símbolos de
datos en el período de símbolos.
22. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el que después de obtener una matriz de respuesta de canal
efectiva para la transmisión de datos se forma una matriz de
respuesta de canal global de acuerdo con un esquema de codificación
STTD usado para la transmisión de datos y en el que después de
deducir una matriz de filtro espacial en base a la matriz de
respuesta de canal global se forma un vector de símbolos recibidos
para un intervalo de 2 símbolos y en el que se lleva a cabo el
procesamiento espacial sobre el vector de símbolos recibidos para
el intervalos de 2 símbolos con la matriz de filtro espacial para
obtener un vector de símbolos detectados para el intervalo de
2
símbolos.
símbolos.
23. El procedimiento según la reivindicación 22,
en el que la deducción de la matriz de filtro espacial comprende
formar la matriz de filtro espacial en base a la matriz de respuesta
de canal global y de acuerdo con una técnica del mínimo error
cuadrático medio (MMSE) o una técnica de inversión de matrices de
correlación de canal
(CCMI).
(CCMI).
24. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el que el procesamiento espacial se lleva a cabo sobre los
símbolos recibidos para cada uno de los por lo menos dos períodos de
símbolos con la matriz de filtro espacial para obtener los símbolos
detectados para el período de símbolos y en el que se combinan los
múltiples símbolos detectados obtenidos para cada símbolo de datos
enviado con STTD.
25. El procedimiento según la reivindicación 24,
en el que la deducción de la matriz de filtro espacial comprende
formar la matriz de filtro espacial en base a la matriz de respuesta
de canal efectiva y de acuerdo con una técnica del mínimo error
cuadrático medio (MMSE) o una técnica de inversión de matrices de
correlación de canal
(CCMI).
(CCMI).
26. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el que los símbolos recibidos para una transmisión de datos se
envían con diversidad de transmisión espacio-tiempo
(STTD) y con una propagación espacial para todos los flujos de
símbolos de datos en la transmisión de datos y en el que obtener una
matriz de respuesta de canal efectiva para la transmisión de datos
incluye los efectos de la propagación espacial.
27. El procedimiento según la reivindicación 26,
que comprende adicionalmente: formar un vector de símbolos
recibidos para un intervalo de 2 símbolos, y en el que la actuación
del procesamiento espacial sobre los símbolos recibidos comprende
llevar a cabo un procesamiento espacial sobre el vector o símbolos
recibidos para el intervalo de 2 símbolos con la matriz de filtro
espacial para obtener un vector de símbolos detectados para el
intervalo de 2 símbolos.
28. El procedimiento según la reivindicación 26,
en el que la actuación del procesamiento espacial sobre los
símbolos recibidos comprende llevar a cabo el procesamiento espacial
sobre los símbolos recibidos para cada uno de por lo menos dos
períodos de símbolos con la matriz de filtro espacial para obtener
los símbolos detectados para el período de símbolos.
29. Un procedimiento de recepción de datos en un
sistema de comunicación inalámbrica, que comprende:
- \quad
- obtener símbolos recibidos para una transmisión de datos que comprende por lo menos un flujo de símbolos de datos enviado con diversidad de transmisión espacio-frecuencia (SFTD) o diversidad de transmisión ortogonal (OTD);
- \quad
- obtener una matriz de respuesta de canal efectiva para la transmisión de datos, en el que la matriz de respuesta de canal efectiva es el producto de la matriz que comprende los factores matriz de respuesta de canal, una matriz diagonal para la formación de haz continua para usar diferentes haces en las subbandas y una matriz de orientación para la propagación espacial para transmitir un símbolo desde múltiples antenas de transmisión simultáneamente;
- \quad
- deducir una matriz de filtro espacial con la matriz de respuesta de canal efectiva;
- \quad
- y llevar a cabo un procesamiento espacial sobre los símbolos recibidos con la matriz de filtro espacial para obtener símbolos detectados, en el que los símbolos recibidos para una transmisión de datos se envían con propagación espacial para todos los flujos de símbolos de datos en la transmisión de datos y en el que obtener una matriz de respuesta de canal efectiva para la transmisión de datos incluye efectos de propagación espacial.
\vskip1.000000\baselineskip
30. El procedimiento según la reivindicación 29,
en el que los símbolos recibidos para una transmisión de datos se
envían con diversidad de transmisión
espacio-frecuencia (SFTD), que comprende
adicionalmente:
- \quad
- formar un vector de símbolos recibidos para cada par de subbandas de frecuencia, y
en el que la actuación del procesamiento
espacial sobre los símbolos recibidos comprende llevar a cabo un
procesamiento espacial sobre el vector de símbolos recibidos para el
par de subbandas de frecuencia con la matriz de filtro espacial
para obtener un vector de símbolos detectados para el par de
subbandas de frecuencia.
31. El procedimiento según la reivindicación 29,
en el que deducir la matriz de filtro espacial comprende formar la
matriz de filtro espacial con la matriz de respuesta de canal
efectiva y de acuerdo con una técnica del mínimo error cuadrático
medio (MMSE) o una técnica de inversión de matrices de correlación
de canal (CCMI).
32. Un dispositivo para un sistema de
comunicación inalámbrica, que comprende:
- \quad
- medios (156a, 156r) para obtener unos símbolos recibidos para una transmisión de datos que comprende por lo menos un flujo de símbolos de datos enviados con diversidad de transmisión espacio-tiempo (STTD);
- \quad
- medios (166) para obtener una matriz de respuesta de canal efectiva para la transmisión de datos, en el que la matriz de respuesta de canal efectiva es el producto de la matriz que comprende los factores matriz de respuesta de canal, una matriz diagonal para la formación de haz continua para usar diferentes haces en las subbandas y una matriz de orientación para la propagación espacial para transmitir un símbolo desde múltiples antenas de transmisión simultáneamente;
- \quad
- medios (168) para deducir una matriz de filtro espacial con la matriz de respuesta de canal efectiva; y
- \quad
- medios (170, 320, 420) para llevar a cabo un procesamiento espacial en los símbolos recibidos con la matriz de filtro espacial para obtener los símbolos detectados.
\vskip1.000000\baselineskip
33. El dispositivo según la reivindicación 32,
que comprende adicionalmente:
- \quad
- medios (168) para formar una matriz de respuesta de canal global en base a la matriz de respuesta de canal efectiva y de acuerdo con un esquema de codificación STTD usado para la transmisión de datos.
\vskip1.000000\baselineskip
34. El dispositivo según la reivindicación 33,
en el que los medios (168) para deducir la matriz de filtro
espacial comprenden medios para formar la matriz de filtro espacial
en base a la matriz de respuesta de canal global y de acuerdo con
una técnica del mínimo error cuadrático medio (MMSE) o una técnica
de inversión de matrices de correlación de canal (CCMI).
\newpage
35. El dispositivo según la reivindicación 32,
que comprende adicionalmente:
- \quad
- medios para formar un vector de símbolos recibidos para un intervalo de 2 símbolos, y
en el que los medios (170, 320, 420) para llevar
a cabo el procesamiento espacial en los símbolos recibidos
comprenden medios para llevar a cabo el procesamiento espacial sobre
el vector de símbolos recibidos para el intervalo de 2 símbolos
para obtener un vector de símbolos detectados para el intervalo de 2
símbolos.
36. El dispositivo según la reivindicación 32,
en el que los medios (168) para deducir la matriz de filtro
espacial comprenden medios para formar la matriz de filtro espacial
en base a la matriz de respuesta de canal efectiva y de acuerdo con
una técnica del mínimo error cuadrático medio (MMSE) o una técnica
de inversión de matrices de correlación de canal (CCMI).
37. El dispositivo según la reivindicación 32,
en el que los medios (170, 320, 420) para llevar a cabo el
procesamiento espacial comprenden medios para llevar a cabo el
procesamiento espacial sobre los símbolos recibidos para cada uno
de los por lo menos dos períodos de símbolos con la matriz de filtro
espacial para obtener los símbolos detectados para el período de
símbolos.
38. El dispositivo según la reivindicación 32,
que comprende adicionalmente:
- \quad
- medios para combinar múltiples símbolos detectados obtenidos para cada símbolo de datos enviado con STTD.
39. El dispositivo según la reivindicación 32,
en el que los símbolos recibidos para una transmisión de datos se
envían con diversidad de transmisión espacio-tiempo
(STTD) para por lo menos un flujo de símbolos de datos y con
propagación espacial para todos los flujos de símbolos de datos en
la transmisión de datos y en el que los medios (166) para obtener
una matriz de respuesta de canal efectiva para la transmisión de
datos incluyen efectos de la propagación espacial.
40. El dispositivo según la reivindicación 39,
que comprende adicionalmente: medios para formar un vector de
símbolos recibidos para un intervalo de 2 símbolos, y en el que los
medios (170, 320, 420) para llevar a cabo el procesamiento espacial
comprenden medios para llevar a cabo el procesamiento espacial sobre
el vector de símbolos recibidos para el intervalo de 2 símbolos con
la matriz de filtro espacial para obtener un vector de símbolos
detectados para el intervalo de 2 símbolos.
41. El dispositivo según la reivindicación 32,
en el que los medios (170, 320, 420) para llevar a cabo el
procesamiento espacial sobre los símbolos recibidos comprenden
medios para llevar a cabo el procesamiento espacial sobre los
símbolos recibidos para cada uno de los por lo menos dos períodos de
símbolos con la matriz de filtro espacial para obtener los símbolos
detectados para el período de símbolos.
42. El dispositivo según la reivindicación 32,
en el que
los medios (156a, 156r) para obtener los
símbolos recibidos para una transmisión de datos que comprende por
lo menos un flujo de símbolos de datos enviados con diversidad de
transmisión espacio-tiempo (STTD) comprenden por lo
menos un demodulador (156a, 156r);
los medios (166) para obtener una matriz de
respuesta de canal efectiva para la transmisión de datos comprenden
un estimador de canal (166) para obtener una matriz de respuesta de
canal efectiva para la transmisión de datos;
los medios (168) para deducir una matriz de
filtro espacial con la matriz de respuesta de canal efectiva
comprenden un generador de filtro adaptado (168); y
los medios (170, 320, 420) para llevar a cabo el
procesamiento espacial sobre los símbolos recibidos con la matriz
de filtro espacial para obtener los símbolos detectados comprenden
un procesador espacial (170, 320, 420).
43. El dispositivo según la reivindicación 42,
en el que la matriz de respuesta de canal efectiva incluye efectos
de procesamiento espacial llevado a cabo para la transmisión de
datos.
44. El dispositivo según la reivindicación 42,
en el que el generador de filtro adaptado (168) forma una matriz de
respuesta de canal global en base a la matriz de respuesta de canal
efectiva y de acuerdo con un esquema de codificación STTD usado
para la transmisión de datos.
45. El dispositivo según la reivindicación 42,
en el que el generador de filtro adaptado (168) forma la matriz de
filtro espacial en base a la matriz de respuesta de canal global y
de acuerdo con una técnica del mínimo error cuadrático medio (MMSE)
o una técnica de inversión de matrices de correlación de canal
(CCMI).
46. El dispositivo según la reivindicación 42,
en el que el procesador espacial (170, 320, 420) forma un vector de
símbolos recibidos para un intervalo de 2 símbolos y lleva a cabo el
procesamiento espacial en el vector de símbolos recibidos para
obtener un vector de símbolos detectados para el intervalo de 2
símbolos.
47. El dispositivo según la reivindicación 42,
en el que el generador de filtro adaptado (168) forma la matriz de
filtro espacial en base a la matriz de respuesta de canal efectiva y
de acuerdo con una técnica del mínimo error cuadrático medio (MMSE)
o una técnica de inversión de matrices de correlación de canal
(CCMI).
48. El dispositivo según la reivindicación 42,
en el que el procesador espacial (170, 320, 420) lleva a cabo el
procesamiento espacial sobre los símbolos recibidos para cada uno de
los por lo menos dos períodos de símbolos con la matriz de filtro
espacial para obtener los símbolos detectados para el período de
símbolos.
49. El dispositivo según la reivindicación 42,
que comprende adicionalmente: un combinador (432) para combinar
múltiples símbolos detectados obtenidos para cada símbolo de datos
enviado con STTD.
50. El dispositivo según la reivindicación 42,
que comprende adicionalmente: un post procesador (330, 430) para
llevar a cabo el post procesamiento sobre los símbolos detectados de
acuerdo con un esquema de codificación STTD usado para la
transmisión de datos para obtener unas estimaciones de los símbolos
de datos enviados para la transmisión de datos.
51. Un dispositivo para un sistema de
comunicación inalámbrica, que comprende:
- \quad
- medios (156a, 156r) para obtener unos símbolos recibidos para una transmisión de datos que comprende por lo menos un flujo de símbolos de datos enviado con diversidad de transmisión espacio-frecuencia (SFTD) o diversidad de transmisión ortogonal (OTD);
- \quad
- medios (166) para obtener una matriz de respuesta de canal efectiva para la transmisión de datos, en el que la matriz de respuesta de canal efectiva es el producto de la matriz que comprende los factores matriz de respuesta de canal, una matriz diagonal para la formación de haz continua para usar diferentes haces en de las subbandas y una matriz de orientación para la propagación espacial para transmitir un símbolo desde múltiples antenas de transmisión simultáneamente;
- \quad
- medios (168) para deducir una matriz de filtro espacial con la matriz de respuesta de canal efectiva; y
- \quad
- medios (170, 320, 420) para llevar a cabo un procesamiento espacial sobre los símbolos recibidos con la matriz de filtro espacial para obtener los símbolos detectados.
en el que los símbolos recibidos para una
transmisión de datos se envían con propagación espacial para todos
los flujos de símbolos de datos en la transmisión de datos y en el
que los medios (166) para obtener una matriz de respuesta de canal
efectiva para la transmisión de datos incluye efectos de propagación
espacial.
52. Programa informático que comprende
instrucciones ejecutables por ordenador para llevar a cabo las
etapas de cualquiera de las reivindicaciones 1 a 31 cuando el
programa informático se ejecuta en un ordenador.
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Families Citing this family (88)
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|---|---|---|---|---|
| US9130810B2 (en) | 2000-09-13 | 2015-09-08 | Qualcomm Incorporated | OFDM communications methods and apparatus |
| US7295509B2 (en) | 2000-09-13 | 2007-11-13 | Qualcomm, Incorporated | Signaling method in an OFDM multiple access system |
| US8204149B2 (en) | 2003-12-17 | 2012-06-19 | Qualcomm Incorporated | Spatial spreading in a multi-antenna communication system |
| US7302009B2 (en) * | 2003-12-17 | 2007-11-27 | Qualcomm Incorporated | Broadcast transmission with spatial spreading in a multi-antenna communication system |
| US7336746B2 (en) * | 2004-12-09 | 2008-02-26 | Qualcomm Incorporated | Data transmission with spatial spreading in a MIMO communication system |
| US8169889B2 (en) * | 2004-02-18 | 2012-05-01 | Qualcomm Incorporated | Transmit diversity and spatial spreading for an OFDM-based multi-antenna communication system |
| US20050238111A1 (en) * | 2004-04-09 | 2005-10-27 | Wallace Mark S | Spatial processing with steering matrices for pseudo-random transmit steering in a multi-antenna communication system |
| US8923785B2 (en) * | 2004-05-07 | 2014-12-30 | Qualcomm Incorporated | Continuous beamforming for a MIMO-OFDM system |
| US8285226B2 (en) | 2004-05-07 | 2012-10-09 | Qualcomm Incorporated | Steering diversity for an OFDM-based multi-antenna communication system |
| US7110463B2 (en) * | 2004-06-30 | 2006-09-19 | Qualcomm, Incorporated | Efficient computation of spatial filter matrices for steering transmit diversity in a MIMO communication system |
| US7978649B2 (en) | 2004-07-15 | 2011-07-12 | Qualcomm, Incorporated | Unified MIMO transmission and reception |
| US9148256B2 (en) | 2004-07-21 | 2015-09-29 | Qualcomm Incorporated | Performance based rank prediction for MIMO design |
| US9137822B2 (en) | 2004-07-21 | 2015-09-15 | Qualcomm Incorporated | Efficient signaling over access channel |
| US7894548B2 (en) * | 2004-09-03 | 2011-02-22 | Qualcomm Incorporated | Spatial spreading with space-time and space-frequency transmit diversity schemes for a wireless communication system |
| US8130855B2 (en) | 2004-11-12 | 2012-03-06 | Interdigital Technology Corporation | Method and apparatus for combining space-frequency block coding, spatial multiplexing and beamforming in a MIMO-OFDM system |
| US7778366B2 (en) * | 2004-11-19 | 2010-08-17 | Broadcom Corporation | Wireless system having channel fading compensation using zero-forcing |
| US7787573B2 (en) * | 2004-11-19 | 2010-08-31 | Broadcom Corporation | Wireless system having channel fading compensation using minimum mean square error |
| KR100701315B1 (ko) * | 2005-02-03 | 2007-03-29 | 삼성전자주식회사 | 이동통신 시스템에서 시공간 다중 사용자 검파기 및 검파방법 |
| BRPI0609150B1 (pt) * | 2005-03-02 | 2019-08-27 | Rohde & Schwarz | método e aparelho para a provisão a um receptor de um sinal digital correspondente a um serviço e sistema para a provisão de um serviço |
| US7532857B2 (en) * | 2005-03-02 | 2009-05-12 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Apparatus, systems and methods for providing time diversity for mobile broadcast services |
| US7738582B2 (en) * | 2005-03-02 | 2010-06-15 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Apparatus, systems and methods for producing coherent symbols in a single frequency network |
| US7822139B2 (en) * | 2005-03-02 | 2010-10-26 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Apparatus, systems, methods and computer products for providing a virtual enhanced training sequence |
| US20060245516A1 (en) * | 2005-03-02 | 2006-11-02 | Rohde & Schwarz, Inc. | Apparatus, systems and methods for providing in-band atsc vestigial sideband signaling or out-of-band signaling |
| US9246560B2 (en) | 2005-03-10 | 2016-01-26 | Qualcomm Incorporated | Systems and methods for beamforming and rate control in a multi-input multi-output communication systems |
| US8724740B2 (en) | 2005-03-11 | 2014-05-13 | Qualcomm Incorporated | Systems and methods for reducing uplink resources to provide channel performance feedback for adjustment of downlink MIMO channel data rates |
| US8995547B2 (en) * | 2005-03-11 | 2015-03-31 | Qualcomm Incorporated | Systems and methods for reducing uplink resources to provide channel performance feedback for adjustment of downlink MIMO channel data rates |
| US9154211B2 (en) | 2005-03-11 | 2015-10-06 | Qualcomm Incorporated | Systems and methods for beamforming feedback in multi antenna communication systems |
| US8446892B2 (en) | 2005-03-16 | 2013-05-21 | Qualcomm Incorporated | Channel structures for a quasi-orthogonal multiple-access communication system |
| US9461859B2 (en) | 2005-03-17 | 2016-10-04 | Qualcomm Incorporated | Pilot signal transmission for an orthogonal frequency division wireless communication system |
| US9143305B2 (en) | 2005-03-17 | 2015-09-22 | Qualcomm Incorporated | Pilot signal transmission for an orthogonal frequency division wireless communication system |
| US9520972B2 (en) | 2005-03-17 | 2016-12-13 | Qualcomm Incorporated | Pilot signal transmission for an orthogonal frequency division wireless communication system |
| US9184870B2 (en) | 2005-04-01 | 2015-11-10 | Qualcomm Incorporated | Systems and methods for control channel signaling |
| US9036538B2 (en) | 2005-04-19 | 2015-05-19 | Qualcomm Incorporated | Frequency hopping design for single carrier FDMA systems |
| US9408220B2 (en) | 2005-04-19 | 2016-08-02 | Qualcomm Incorporated | Channel quality reporting for adaptive sectorization |
| US8611284B2 (en) | 2005-05-31 | 2013-12-17 | Qualcomm Incorporated | Use of supplemental assignments to decrement resources |
| US8565194B2 (en) | 2005-10-27 | 2013-10-22 | Qualcomm Incorporated | Puncturing signaling channel for a wireless communication system |
| US8879511B2 (en) | 2005-10-27 | 2014-11-04 | Qualcomm Incorporated | Assignment acknowledgement for a wireless communication system |
| US8462859B2 (en) | 2005-06-01 | 2013-06-11 | Qualcomm Incorporated | Sphere decoding apparatus |
| US9179319B2 (en) | 2005-06-16 | 2015-11-03 | Qualcomm Incorporated | Adaptive sectorization in cellular systems |
| US8599945B2 (en) | 2005-06-16 | 2013-12-03 | Qualcomm Incorporated | Robust rank prediction for a MIMO system |
| US8885628B2 (en) | 2005-08-08 | 2014-11-11 | Qualcomm Incorporated | Code division multiplexing in a single-carrier frequency division multiple access system |
| US20070041457A1 (en) * | 2005-08-22 | 2007-02-22 | Tamer Kadous | Method and apparatus for providing antenna diversity in a wireless communication system |
| US8073068B2 (en) * | 2005-08-22 | 2011-12-06 | Qualcomm Incorporated | Selective virtual antenna transmission |
| US9209956B2 (en) | 2005-08-22 | 2015-12-08 | Qualcomm Incorporated | Segment sensitive scheduling |
| US8644292B2 (en) * | 2005-08-24 | 2014-02-04 | Qualcomm Incorporated | Varied transmission time intervals for wireless communication system |
| US9136974B2 (en) | 2005-08-30 | 2015-09-15 | Qualcomm Incorporated | Precoding and SDMA support |
| US8582509B2 (en) | 2005-10-27 | 2013-11-12 | Qualcomm Incorporated | Scalable frequency band operation in wireless communication systems |
| US9210651B2 (en) * | 2005-10-27 | 2015-12-08 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for bootstraping information in a communication system |
| US9172453B2 (en) | 2005-10-27 | 2015-10-27 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for pre-coding frequency division duplexing system |
| US8477684B2 (en) | 2005-10-27 | 2013-07-02 | Qualcomm Incorporated | Acknowledgement of control messages in a wireless communication system |
| US8693405B2 (en) | 2005-10-27 | 2014-04-08 | Qualcomm Incorporated | SDMA resource management |
| US9144060B2 (en) | 2005-10-27 | 2015-09-22 | Qualcomm Incorporated | Resource allocation for shared signaling channels |
| US9225488B2 (en) * | 2005-10-27 | 2015-12-29 | Qualcomm Incorporated | Shared signaling channel |
| US8045512B2 (en) * | 2005-10-27 | 2011-10-25 | Qualcomm Incorporated | Scalable frequency band operation in wireless communication systems |
| US9088384B2 (en) | 2005-10-27 | 2015-07-21 | Qualcomm Incorporated | Pilot symbol transmission in wireless communication systems |
| US8582548B2 (en) | 2005-11-18 | 2013-11-12 | Qualcomm Incorporated | Frequency division multiple access schemes for wireless communication |
| US20070127608A1 (en) * | 2005-12-06 | 2007-06-07 | Jacob Scheim | Blind interference mitigation in a digital receiver |
| US20070223614A1 (en) * | 2006-03-23 | 2007-09-27 | Ravi Kuchibhotla | Common time frequency radio resource in wireless communication systems |
| CN100444543C (zh) * | 2006-03-31 | 2008-12-17 | 东南大学 | 用于多天线无线通信系统空域滤波检测方法 |
| US8543070B2 (en) | 2006-04-24 | 2013-09-24 | Qualcomm Incorporated | Reduced complexity beam-steered MIMO OFDM system |
| US8290089B2 (en) * | 2006-05-22 | 2012-10-16 | Qualcomm Incorporated | Derivation and feedback of transmit steering matrix |
| RU2417527C2 (ru) | 2006-09-06 | 2011-04-27 | Квэлкомм Инкорпорейтед | Перестановка кодовых слов и уменьшенная обратная связь для сгруппированных антенн |
| EP2084844A2 (en) * | 2006-10-23 | 2009-08-05 | LG Electronics Inc. | Method for transmitting data using cyclic delay diversity |
| US8149817B2 (en) * | 2007-02-01 | 2012-04-03 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Systems, apparatus, methods and computer program products for providing ATSC interoperability |
| US8780771B2 (en) * | 2007-02-06 | 2014-07-15 | Qualcomm Incorporated | Cyclic delay diversity and precoding for wireless communication |
| MX2009007448A (es) * | 2007-02-13 | 2009-07-22 | Ericsson Telefon Ab L M | Metodos y sistemas para diversidad de retardo ciclico y precodificacion de señales de radio combinadas. |
| EP2485409B1 (en) * | 2007-04-20 | 2016-08-03 | Marvell World Trade Ltd. | Antenna selection and training using a spatial spreading matrix for use in a wireless mimo communication system |
| EP2109231B1 (en) * | 2007-11-14 | 2017-01-04 | Sony Corporation | Improved alamouti encoding and decoding |
| DE102008017290A1 (de) * | 2007-12-11 | 2009-06-18 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Verfahren und Vorrichtung zur Bildung eines gemeinsamen Datenstroms insbesondere nach dem ATSC-Standard |
| DE102007059959B4 (de) * | 2007-12-12 | 2020-01-02 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Verfahren und System zur Übertragung von Daten zwischen einer zentralen Rundfunkstation und mindestens einem Sender |
| JP5109707B2 (ja) * | 2008-02-19 | 2012-12-26 | コニカミノルタビジネステクノロジーズ株式会社 | 定着装置及び画像形成装置 |
| US20090316829A1 (en) * | 2008-06-19 | 2009-12-24 | Ahmadreza Rofougaran | Method and system for transmit diversity for chip-to-chip communications |
| US8355458B2 (en) * | 2008-06-25 | 2013-01-15 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Apparatus, systems, methods and computer program products for producing a single frequency network for ATSC mobile / handheld services |
| DE102008056703A1 (de) * | 2008-07-04 | 2010-01-07 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Verfahren und System zur Zeitsynchronisierung zwischen einer Zentrale und mehreren Sendern |
| JP2010010966A (ja) * | 2008-06-25 | 2010-01-14 | Sumitomo Electric Ind Ltd | 無線通信装置、及びｍｉｍｏ無線通信における信号送信方法 |
| DE102008059028B4 (de) * | 2008-10-02 | 2021-12-02 | Rohde & Schwarz GmbH & Co. Kommanditgesellschaft | Verfahren und Vorrichtung zur Erzeugung eines Transportdatenstroms mit Bilddaten |
| CA2731958C (en) * | 2008-11-06 | 2016-10-04 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Method and system for synchronized mapping of data packets in an atsc data stream |
| US8169886B2 (en) | 2008-11-19 | 2012-05-01 | Harris Corporation | Code division multiple access based contingency transmission |
| EP2234357B1 (en) * | 2009-03-21 | 2016-07-27 | Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG | Method for improving the data rate of mobile data and the quality of channel estimation in an ATSC-M/H transport data stream |
| DE102009025219A1 (de) * | 2009-04-07 | 2010-10-14 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Verfahren und Vorrichtung zur kontinuierlichen Anpassung von Kodierungsparametern an eine veränderliche Nutzdatenrate |
| US8355426B2 (en) * | 2009-04-27 | 2013-01-15 | New Jersey Institute Of Technology | Decoding data transmitted using space-time spreading in a wireless communication system |
| DE102009057363B4 (de) | 2009-10-16 | 2013-04-18 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Verfahren und Vorrichtung zur effizienten Übertragung von überregional und regional auszustrahlenden Programm-und Servicedaten |
| CN102237945A (zh) | 2010-05-06 | 2011-11-09 | 松下电器产业株式会社 | 基于正交编码的码分复用方法、码分复用设备和解复用设备 |
| US8989021B2 (en) | 2011-01-20 | 2015-03-24 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Universal broadband broadcasting |
| US8971210B1 (en) * | 2011-05-23 | 2015-03-03 | Redpine Signals, Inc. | Reconfigurable multi-stream processor for multiple-input multiple-output (MIMO) wireless networks |
| US9442182B2 (en) * | 2013-03-21 | 2016-09-13 | Panasonic Corporation | Radar device |
| RU2617993C1 (ru) * | 2013-08-14 | 2017-05-02 | ЭлДжи ЭЛЕКТРОНИКС ИНК. | Устройство для передачи широковещательных сигналов, устройство для приема широковещательных сигналов, способ для передачи широковещательных сигналов и способ для приема широковещательных сигналов |
| CN105375967B (zh) * | 2015-11-16 | 2018-04-06 | 北京邮电大学 | 一种基于统计方法的增强型最大比合并检测方法和接收机 |
Family Cites Families (127)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US661845A (en) * | 1900-08-02 | 1900-11-13 | Lewis O Brye | Folding seat-fastener. |
| US4032669A (en) * | 1974-03-25 | 1977-06-28 | Societe D'assistance Technique Pour Produits Nestle S.A. | Cheese product and process for production |
| IL100213A (en) | 1990-12-07 | 1995-03-30 | Qualcomm Inc | Mikrata Kedma phone system and its antenna distribution system |
| DE4101629C3 (de) | 1991-01-21 | 2003-06-26 | Fuba Automotive Gmbh | Antennendiversity-Anlage mit mindestens zwei Antennen für den mobilen Empfang von Meter- und Dezimeterwellen |
| IT1259032B (it) | 1992-05-25 | 1996-03-11 | Alcatel Italia | Metodo per processare ed ottimizzare la funzione per analogica in un sistema di trasmissione radio digitale in diversita' di spazio e/o angolo |
| US5668837A (en) | 1993-10-14 | 1997-09-16 | Ericsson Inc. | Dual-mode radio receiver for receiving narrowband and wideband signals |
| JP2807568B2 (ja) * | 1994-02-10 | 1998-10-08 | エヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社 | 適応形スペクトラム拡散受信機 |
| US5604921A (en) | 1995-07-07 | 1997-02-18 | Nokia Mobile Phones Ltd. | Radiotelephone user interface for broadcast short message service |
| US6134215A (en) | 1996-04-02 | 2000-10-17 | Qualcomm Incorpoated | Using orthogonal waveforms to enable multiple transmitters to share a single CDM channel |
| CA2302289C (en) | 1996-08-29 | 2005-11-08 | Gregory G. Raleigh | Spatio-temporal processing for communication |
| US6408016B1 (en) * | 1997-02-24 | 2002-06-18 | At&T Wireless Services, Inc. | Adaptive weight update method and system for a discrete multitone spread spectrum communications system |
| US6584144B2 (en) * | 1997-02-24 | 2003-06-24 | At&T Wireless Services, Inc. | Vertical adaptive antenna array for a discrete multitone spread spectrum communications system |
| US6058105A (en) | 1997-09-26 | 2000-05-02 | Lucent Technologies Inc. | Multiple antenna communication system and method thereof |
| US6314147B1 (en) | 1997-11-04 | 2001-11-06 | The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University | Two-stage CCI/ISI reduction with space-time processing in TDMA cellular networks |
| JP3718337B2 (ja) | 1998-01-08 | 2005-11-24 | 株式会社東芝 | 適応可変指向性アンテナ |
| US6618454B1 (en) * | 1998-02-06 | 2003-09-09 | At&T Corp. | Diversity coded OFDM for high data-rate communication |
| US6317466B1 (en) | 1998-04-15 | 2001-11-13 | Lucent Technologies Inc. | Wireless communications system having a space-time architecture employing multi-element antennas at both the transmitter and receiver |
| US6198775B1 (en) * | 1998-04-28 | 2001-03-06 | Ericsson Inc. | Transmit diversity method, systems, and terminals using scramble coding |
| US6175743B1 (en) * | 1998-05-01 | 2001-01-16 | Ericsson Inc. | System and method for delivery of short message service messages to a restricted group of subscribers |
| KR100778647B1 (ko) * | 1998-09-04 | 2007-11-22 | 에이티 앤드 티 코포레이션 | 다중-안테나 장치내의 결합된 채널 코딩 및 공간-블록 코딩 |
| US6678263B1 (en) * | 1998-09-18 | 2004-01-13 | Hughes Electronics Corporation | Method and constructions for space-time codes for PSK constellations for spatial diversity in multiple-element antenna systems |
| US6363121B1 (en) | 1998-12-07 | 2002-03-26 | Lucent Technologies Inc. | Wireless transmission method for antenna arrays using unitary space-time signals |
| GB9828216D0 (en) | 1998-12-21 | 1999-02-17 | Northern Telecom Ltd | A downlink beamforming approach for frequency division duplex cellular systems |
| WO2000049730A1 (fr) | 1999-02-16 | 2000-08-24 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Systeme de communication radio, emetteur et recepteur |
| US6218985B1 (en) | 1999-04-15 | 2001-04-17 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Array synthesis method |
| CA2388024C (en) * | 1999-10-19 | 2008-04-15 | Interdigital Technology Corporation | Receiver for multiuser detection of cdma signals |
| US6788661B1 (en) | 1999-11-12 | 2004-09-07 | Nikia Networks Oy | Adaptive beam-time coding method and apparatus |
| GB9928050D0 (en) * | 1999-11-26 | 2000-01-26 | Tyco Electronics Raychem Gmbh | Heating arrangement |
| US6351499B1 (en) | 1999-12-15 | 2002-02-26 | Iospan Wireless, Inc. | Method and wireless systems using multiple antennas and adaptive control for maximizing a communication parameter |
| US6298035B1 (en) | 1999-12-21 | 2001-10-02 | Nokia Networks Oy | Estimation of two propagation channels in OFDM |
| US6804307B1 (en) * | 2000-01-27 | 2004-10-12 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Method and apparatus for efficient transmit diversity using complex space-time block codes |
| US6816555B2 (en) | 2000-02-18 | 2004-11-09 | Sony Corporation | Signal component demultiplexing apparatus, filter apparatus, receiving apparatus, communication apparatus, and communication method |
| US6473467B1 (en) * | 2000-03-22 | 2002-10-29 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for measuring reporting channel state information in a high efficiency, high performance communications system |
| US6542556B1 (en) * | 2000-03-31 | 2003-04-01 | Nokia Mobile Phones Ltd. | Space-time code for multiple antenna transmission |
| US6486828B1 (en) | 2000-07-26 | 2002-11-26 | Western Multiplex | Adaptive array antenna nulling |
| US7065156B1 (en) | 2000-08-31 | 2006-06-20 | Nokia Mobile Phones Ltd. | Hopped delay diversity for multiple antenna transmission |
| US6985434B2 (en) | 2000-09-01 | 2006-01-10 | Nortel Networks Limited | Adaptive time diversity and spatial diversity for OFDM |
| US6842487B1 (en) | 2000-09-22 | 2005-01-11 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Cyclic delay diversity for mitigating intersymbol interference in OFDM systems |
| US6956897B1 (en) | 2000-09-27 | 2005-10-18 | Northwestern University | Reduced rank adaptive filter |
| US7110378B2 (en) | 2000-10-03 | 2006-09-19 | Wisconsin Alumni Research Foundation | Channel aware optimal space-time signaling for wireless communication over wideband multipath channels |
| EP1195937A1 (en) | 2000-10-03 | 2002-04-10 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Space-time coding with orthogonal transformations |
| EP1215507A3 (en) | 2000-12-12 | 2002-08-28 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Radio-wave arrival-direction estimating apparatus and directional variable transceiver |
| JP3576099B2 (ja) | 2000-12-22 | 2004-10-13 | 株式会社東芝 | スマートアンテナを用いた受信装置、スマートアンテナを用いた受信方法及びビーム形成回路 |
| US7050510B2 (en) | 2000-12-29 | 2006-05-23 | Lucent Technologies Inc. | Open-loop diversity technique for systems employing four transmitter antennas |
| US6801790B2 (en) | 2001-01-17 | 2004-10-05 | Lucent Technologies Inc. | Structure for multiple antenna configurations |
| GB0102316D0 (en) | 2001-01-30 | 2001-03-14 | Koninkl Philips Electronics Nv | Radio communication system |
| EP1241824A1 (en) | 2001-03-14 | 2002-09-18 | TELEFONAKTIEBOLAGET LM ERICSSON (publ) | Multiplexing method in a multicarrier transmit diversity system |
| US6496535B2 (en) | 2001-03-23 | 2002-12-17 | Navini Networks, Inc. | Method and system for effective channel estimation in a telecommunication system |
| US6771706B2 (en) | 2001-03-23 | 2004-08-03 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for utilizing channel state information in a wireless communication system |
| GB0108381D0 (en) * | 2001-04-04 | 2001-05-23 | Koninl Philips Electronics Nv | Radio communication system |
| US6982946B2 (en) * | 2001-04-05 | 2006-01-03 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Partly orthogonal multiple code trees |
| US7173981B1 (en) | 2001-04-27 | 2007-02-06 | The Directv Group, Inc. | Dual layer signal processing in a layered modulation digital signal system |
| US6711124B2 (en) * | 2001-05-25 | 2004-03-23 | Ericsson Inc. | Time interval based channel estimation with transmit diversity |
| US7190734B2 (en) * | 2001-05-25 | 2007-03-13 | Regents Of The University Of Minnesota | Space-time coded transmissions within a wireless communication network |
| US6999472B2 (en) * | 2001-05-30 | 2006-02-14 | Nokia Mobile Phones Limited | Apparatus, and associated method, for space-time encoding, and decoding, data at a selected code rate |
| US20020193146A1 (en) | 2001-06-06 | 2002-12-19 | Mark Wallace | Method and apparatus for antenna diversity in a wireless communication system |
| FR2827439B1 (fr) * | 2001-07-13 | 2003-10-24 | Leroy Somer Moteurs | Machine discoide |
| US6441786B1 (en) | 2001-07-20 | 2002-08-27 | Motorola, Inc. | Adaptive antenna array and method for control thereof |
| EP1415427B1 (en) | 2001-08-09 | 2010-12-08 | Qualcomm Incorporated | Diversity transmitter and diversity transmission method |
| US7359466B2 (en) | 2001-08-24 | 2008-04-15 | Lucent Technologies Inc. | Signal detection by a receiver in a multiple antenna time-dispersive system |
| US7149254B2 (en) * | 2001-09-06 | 2006-12-12 | Intel Corporation | Transmit signal preprocessing based on transmit antennae correlations for multiple antennae systems |
| US7248559B2 (en) | 2001-10-17 | 2007-07-24 | Nortel Networks Limited | Scattered pilot pattern and channel estimation method for MIMO-OFDM systems |
| US7327798B2 (en) | 2001-10-19 | 2008-02-05 | Lg Electronics Inc. | Method and apparatus for transmitting/receiving signals in multiple-input multiple-output communication system provided with plurality of antenna elements |
| KR200260860Y1 (ko) | 2001-10-25 | 2002-01-17 | 김지환 | 접이식 휴대폰 충전기 |
| US7095987B2 (en) * | 2001-11-15 | 2006-08-22 | Texas Instruments Incorporated | Method and apparatus for received uplinked-signal based adaptive downlink diversity within a communication system |
| US6760388B2 (en) | 2001-12-07 | 2004-07-06 | Qualcomm Incorporated | Time-domain transmit and receive processing with channel eigen-mode decomposition for MIMO systems |
| JP3992489B2 (ja) | 2001-12-12 | 2007-10-17 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 無線通信方法及びその装置 |
| US20030112745A1 (en) * | 2001-12-17 | 2003-06-19 | Xiangyang Zhuang | Method and system of operating a coded OFDM communication system |
| JP2003198645A (ja) | 2001-12-27 | 2003-07-11 | Sharp Corp | 送信装置及びこれを用いた通信システム |
| EP1468517B1 (en) * | 2002-01-04 | 2016-03-30 | Nokia Technologies Oy | High rate transmit diversity transmission and reception |
| US7020110B2 (en) | 2002-01-08 | 2006-03-28 | Qualcomm Incorporated | Resource allocation for MIMO-OFDM communication systems |
| EP1469686B1 (en) | 2002-01-18 | 2013-05-29 | Fujitsu Limited | Method and apparatus for controlling feedback in closed loop transmission diversity |
| JP4078848B2 (ja) * | 2002-02-26 | 2008-04-23 | Ｋｄｄｉ株式会社 | 時空間ブロック符号を用いた適応符号化方法及び送信装置 |
| US6862271B2 (en) | 2002-02-26 | 2005-03-01 | Qualcomm Incorporated | Multiple-input, multiple-output (MIMO) systems with multiple transmission modes |
| US6741587B2 (en) | 2002-04-02 | 2004-05-25 | Nokia Corporation | Inter-frequency measurements with MIMO terminals |
| US6711528B2 (en) | 2002-04-22 | 2004-03-23 | Harris Corporation | Blind source separation utilizing a spatial fourth order cumulant matrix pencil |
| EP1359684A1 (en) | 2002-04-30 | 2003-11-05 | Motorola Energy Systems Inc. | Wireless transmission using an adaptive transmit antenna array |
| KR100511292B1 (ko) | 2002-04-30 | 2005-08-31 | 엘지전자 주식회사 | 레이크 수신기의 빔포밍 웨이트 벡터 업데이트 방법 및 웨이트 벡터를 이용한 레이크 수신장치 |
| US6847306B2 (en) * | 2002-05-17 | 2005-01-25 | Keyvan T. Diba | Emergency traffic signal attachment |
| GB0212165D0 (en) * | 2002-05-27 | 2002-07-03 | Nokia Corp | A wireless system |
| KR100548311B1 (ko) * | 2002-06-07 | 2006-02-02 | 엘지전자 주식회사 | 이동 통신 시스템에서의 송신 다이버시티 장치와 방법 |
| JP2004023416A (ja) | 2002-06-17 | 2004-01-22 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 指向性形成装置および指向性形成方法 |
| US7613248B2 (en) | 2002-06-24 | 2009-11-03 | Qualcomm Incorporated | Signal processing with channel eigenmode decomposition and channel inversion for MIMO systems |
| US7095709B2 (en) | 2002-06-24 | 2006-08-22 | Qualcomm, Incorporated | Diversity transmission modes for MIMO OFDM communication systems |
| JP3677492B2 (ja) | 2002-07-31 | 2005-08-03 | 松下電器産業株式会社 | マルチキャリア送信装置およびマルチキャリア送信方法 |
| US7394754B2 (en) | 2002-08-01 | 2008-07-01 | Mediatek Inc. | System and method for transmitting data in a multiple-branch transmitter-diversity orthogonal frequency-division multiplexing (OFDM) system |
| JP4098027B2 (ja) | 2002-08-01 | 2008-06-11 | 松下電器産業株式会社 | 無線基地局装置 |
| US6940917B2 (en) * | 2002-08-27 | 2005-09-06 | Qualcomm, Incorporated | Beam-steering and beam-forming for wideband MIMO/MISO systems |
| US7529177B2 (en) | 2002-08-28 | 2009-05-05 | Agere Systems Inc. | Dithering scheme using multiple antennas for OFDM systems |
| DE60223367T2 (de) | 2002-09-05 | 2008-02-14 | Mitsubishi Electric Information Technology Centre Europe B.V. | Verfahren zur Übertragung von einer Basisstation eines MC-CDMA-Telekommunikationssystems zu einer Vielzahl von Benutzern |
| US7031669B2 (en) * | 2002-09-10 | 2006-04-18 | Cognio, Inc. | Techniques for correcting for phase and amplitude offsets in a MIMO radio device |
| US20040081263A1 (en) * | 2002-10-24 | 2004-04-29 | Lee King F. | Method and apparatus for receiving diversity transmissions |
| US7151809B2 (en) | 2002-10-25 | 2006-12-19 | Qualcomm, Incorporated | Channel estimation and spatial processing for TDD MIMO systems |
| US8134976B2 (en) | 2002-10-25 | 2012-03-13 | Qualcomm Incorporated | Channel calibration for a time division duplexed communication system |
| US7324429B2 (en) | 2002-10-25 | 2008-01-29 | Qualcomm, Incorporated | Multi-mode terminal in a wireless MIMO system |
| US7002900B2 (en) | 2002-10-25 | 2006-02-21 | Qualcomm Incorporated | Transmit diversity processing for a multi-antenna communication system |
| US8320301B2 (en) | 2002-10-25 | 2012-11-27 | Qualcomm Incorporated | MIMO WLAN system |
| US8208364B2 (en) | 2002-10-25 | 2012-06-26 | Qualcomm Incorporated | MIMO system with multiple spatial multiplexing modes |
| US7317750B2 (en) | 2002-10-31 | 2008-01-08 | Lot 41 Acquisition Foundation, Llc | Orthogonal superposition coding for direct-sequence communications |
| AU2003287484A1 (en) | 2002-11-04 | 2004-06-07 | Vivato, Inc. | Complementary beamforming methods and apparatuses |
| US7057555B2 (en) | 2002-11-27 | 2006-06-06 | Cisco Technology, Inc. | Wireless LAN with distributed access points for space management |
| US7200631B2 (en) | 2003-01-10 | 2007-04-03 | Lucent Technologies Inc. | Method and apparatus for determining an inverse square root of a given positive-definite hermitian matrix |
| US7130580B2 (en) | 2003-03-20 | 2006-10-31 | Lucent Technologies Inc. | Method of compensating for correlation between multiple antennas |
| US7099678B2 (en) | 2003-04-10 | 2006-08-29 | Ipr Licensing, Inc. | System and method for transmit weight computation for vector beamforming radio communication |
| US7385617B2 (en) | 2003-05-07 | 2008-06-10 | Illinois Institute Of Technology | Methods for multi-user broadband wireless channel estimation |
| US7079870B2 (en) | 2003-06-09 | 2006-07-18 | Ipr Licensing, Inc. | Compensation techniques for group delay effects in transmit beamforming radio communication |
| GB0317147D0 (en) | 2003-07-22 | 2003-08-27 | Dalton Stephen | "GAM"- Gravity-air-motion |
| KR100584321B1 (ko) | 2003-08-02 | 2006-05-26 | 삼성전자주식회사 | 카르테시안 피드백 루프 회로를 포함하는 ｔｄｍａ 방식송수신 장치 |
| US7065144B2 (en) | 2003-08-27 | 2006-06-20 | Qualcomm Incorporated | Frequency-independent spatial processing for wideband MISO and MIMO systems |
| US7356073B2 (en) * | 2003-09-10 | 2008-04-08 | Nokia Corporation | Method and apparatus providing an advanced MIMO receiver that includes a signal-plus-residual-interference (SPRI) detector |
| US7302009B2 (en) | 2003-12-17 | 2007-11-27 | Qualcomm Incorporated | Broadcast transmission with spatial spreading in a multi-antenna communication system |
| US8204149B2 (en) * | 2003-12-17 | 2012-06-19 | Qualcomm Incorporated | Spatial spreading in a multi-antenna communication system |
| US7778425B2 (en) | 2003-12-24 | 2010-08-17 | Nokia Corporation | Method for generating noise references for generalized sidelobe canceling |
| US7336746B2 (en) * | 2004-12-09 | 2008-02-26 | Qualcomm Incorporated | Data transmission with spatial spreading in a MIMO communication system |
| US7194042B2 (en) * | 2004-01-13 | 2007-03-20 | Qualcomm Incorporated | Data transmission with spatial spreading in a mimo communication system |
| US20050180312A1 (en) | 2004-02-18 | 2005-08-18 | Walton J. R. | Transmit diversity and spatial spreading for an OFDM-based multi-antenna communication system |
| US8169889B2 (en) | 2004-02-18 | 2012-05-01 | Qualcomm Incorporated | Transmit diversity and spatial spreading for an OFDM-based multi-antenna communication system |
| US7447268B2 (en) | 2004-03-31 | 2008-11-04 | Intel Corporation | OFDM system with per subcarrier phase rotation |
| US7583747B1 (en) | 2004-03-31 | 2009-09-01 | University Of Alberta | Method of systematic construction of space-time constellations, system and method of transmitting space-time constellations |
| US20050238111A1 (en) | 2004-04-09 | 2005-10-27 | Wallace Mark S | Spatial processing with steering matrices for pseudo-random transmit steering in a multi-antenna communication system |
| US7564814B2 (en) | 2004-05-07 | 2009-07-21 | Qualcomm, Incorporated | Transmission mode and rate selection for a wireless communication system |
| US8285226B2 (en) | 2004-05-07 | 2012-10-09 | Qualcomm Incorporated | Steering diversity for an OFDM-based multi-antenna communication system |
| US8923785B2 (en) * | 2004-05-07 | 2014-12-30 | Qualcomm Incorporated | Continuous beamforming for a MIMO-OFDM system |
| US8619907B2 (en) | 2004-06-10 | 2013-12-31 | Agere Systems, LLC | Method and apparatus for preamble training in a multiple antenna communication system |
| US7110463B2 (en) | 2004-06-30 | 2006-09-19 | Qualcomm, Incorporated | Efficient computation of spatial filter matrices for steering transmit diversity in a MIMO communication system |
| US7978649B2 (en) | 2004-07-15 | 2011-07-12 | Qualcomm, Incorporated | Unified MIMO transmission and reception |
| US7894548B2 (en) * | 2004-09-03 | 2011-02-22 | Qualcomm Incorporated | Spatial spreading with space-time and space-frequency transmit diversity schemes for a wireless communication system |
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