JP2002524972A - 多重アンテナ構造におけるチャネルコーディングと空間ブロックコーディングの組合わせ - Google Patents
多重アンテナ構造におけるチャネルコーディングと空間ブロックコーディングの組合わせInfo
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- 239000013598 vector Substances 0.000 claims description 13
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 5
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 claims description 5
- 238000004891 communication Methods 0.000 abstract description 18
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 abstract description 14
- 238000012937 correction Methods 0.000 abstract description 3
- 238000007667 floating Methods 0.000 abstract description 3
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 abstract description 3
- 108091006146 Channels Proteins 0.000 description 48
- 238000000034 method Methods 0.000 description 15
- 238000007476 Maximum Likelihood Methods 0.000 description 12
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 10
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 9
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 8
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 6
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 4
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 2
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000011664 signaling Effects 0.000 description 2
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 239000006185 dispersion Substances 0.000 description 1
- 150000003278 haem Chemical class 0.000 description 1
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 1
- 238000011160 research Methods 0.000 description 1
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】
チャネルコーディングと空間−時間コーディング原理を組み合わせることによって、性能の向上が得られる。Ｎ個のアンテナでＭ≧Ｋ個の受信アンテナをもつ基地局に送信を行うＫ個の同期した端末ユニットを用いる場合、内側のコードが空間−時間ブロックコード、外側のコードが従来のチャネル誤差訂正コードである連結符号化方式を用いて、システムの通信容量の増大と性能の向上が得られる。情報記号はまず、従来のチャネルコードを用いて符号化され、得られた信号は空間−時間ブロックコードで符号化される。受信機では、内側の空間−時間ブロックコードを用いて他の同一チャネル端末からの干渉を抑圧し、送信された記号についての浮動的な判定が行われる。その後のチャネル復号により、送信記号の確定が行われる。入来データレートを複数のチャネルに分割し、各チャネルをその独自の端末を介して送信することにより、効果的にデータレートを上げることができる。
Description
【０００１】 （技術分野） 本発明は無線通信に関し、より特定的には、フェージング、同一チャネル干渉
、およびその他のデグラデーションが存在する場合に有効な無線通信技術に関す
る。
、およびその他のデグラデーションが存在する場合に有効な無線通信技術に関す
る。
【０００２】 無線チャネルの物理的制限により、信頼性の高い通信に対する根本的な技術上
の課題が生じる。帯域幅の制限、伝搬損失、時間分散、ノイズ、干渉、およびマ
ルチパスフェージングは、無線チャネルを、データフローに容易に適応できない
狭い「パイプ」にしている。また、携帯無線装置内部で使用される各種装置の電
力上の制限、サイズ、および速度によって、さらなる課題が生じる。
の課題が生じる。帯域幅の制限、伝搬損失、時間分散、ノイズ、干渉、およびマ
ルチパスフェージングは、無線チャネルを、データフローに容易に適応できない
狭い「パイプ」にしている。また、携帯無線装置内部で使用される各種装置の電
力上の制限、サイズ、および速度によって、さらなる課題が生じる。
【０００３】 基地局および遠隔局の双方で複数の送信アンテナを使用すると、無線チャネル
の通信容量が増大するが、この増大の方法は情報理論によって与えられる。この
通信容量を利用するための標準的なアプローチとしては受信機側での線形処理が
あり、これは例えばJ.Winters, J. Salz and R.D.Gitlin, in "The impact of a
ntenna diversity and the capacity of wireless communication systems（無
線通信システムの容量に対するアンテナダイバーシチの影響）" IEEE Trans. Co
mmunications, Vol. 42. No.2/3/4/, pp. 1740-1751, Feb/March/April 1994に
記載されている。送信ダイバーシチの研究は、Wittneben in "Base station mod
ulation diversity for digital SIMULCAST（デジタルＳＩＭＵＬＣＡＳＴ用の
基地局変調ダイバーシチ）," Proc. IEEE'VTC, pp. 505-511, May 1993 および
Seshadri and Winters in "Two signaling schemes for improving the error p
erformance of frequency-division-duplex (FDD) transmission systems using
transmitter antenna diversity（送信機アンテナダイバーシチを用いて周波数
分割二重化（ＦＥＤ）送信システムの誤り率を改善するための２つの信号法）,"
Internationl Journal of Wireless Information Networks, Vol. 1, No. 1, 1
994によって行われてきている。WittnebenおよびSeshadriらの論文は、信号処理
の観点からダイバーシチにアプローチをしている。
の通信容量が増大するが、この増大の方法は情報理論によって与えられる。この
通信容量を利用するための標準的なアプローチとしては受信機側での線形処理が
あり、これは例えばJ.Winters, J. Salz and R.D.Gitlin, in "The impact of a
ntenna diversity and the capacity of wireless communication systems（無
線通信システムの容量に対するアンテナダイバーシチの影響）" IEEE Trans. Co
mmunications, Vol. 42. No.2/3/4/, pp. 1740-1751, Feb/March/April 1994に
記載されている。送信ダイバーシチの研究は、Wittneben in "Base station mod
ulation diversity for digital SIMULCAST（デジタルＳＩＭＵＬＣＡＳＴ用の
基地局変調ダイバーシチ）," Proc. IEEE'VTC, pp. 505-511, May 1993 および
Seshadri and Winters in "Two signaling schemes for improving the error p
erformance of frequency-division-duplex (FDD) transmission systems using
transmitter antenna diversity（送信機アンテナダイバーシチを用いて周波数
分割二重化（ＦＥＤ）送信システムの誤り率を改善するための２つの信号法）,"
Internationl Journal of Wireless Information Networks, Vol. 1, No. 1, 1
994によって行われてきている。WittnebenおよびSeshadriらの論文は、信号処理
の観点からダイバーシチにアプローチをしている。
【０００４】 空間−時間コードは、受信機における信号処理を、多送信アンテナに適した符
号化技術に結びつける。例えば、V. Tarokh, N. Seshadri, and A.R. Calderban
k in "Space-Time Codes For High Data Rate Wireless Communication: Perfor
mance Analysis and Code Construction（高速データレート無線通信用の空間−
時間コード：性能分析とコード構造）," IEEE Trans. Info. Theory, Vol. 44,
No. 2, pp. 744-765, March 1998を参照されたい。空間−時間アプローチは、上
述した先行技術に対して大幅な利得を提供する。２〜４個の送信アンテナ用に設
計される特定の空間−時間コードは、フェージングがゆっくり変化する環境（屋
内通信など）では良好に機能し、理論上のアウテージ（outage：機能不全、停止
）容量は２〜３ｄＢとなる。アウテージ容量については、例えばJ.Foschini, Jr
. and M.J. Gans, "On limits of wireless communication in a fading enviro
nment, when using multiple antennas（多重アンテナ使用時のフェージング環
境における無線通信の限界について）," Wireless Personal Communication, Vo
l. 6, No. 3, pp. 311-335, March 1998に記載されている。Tarokhらの論文で説
明されるコードの帯域幅効率は、現行のシステムの約３〜４倍である。性能の改
善に貢献するもっとも重要なものはダイバーシチであり、これは送信される信号
の多数のレプリカを受信機に与える方法と考えることができ、そのうちいくつか
のレプリカはフェージングによる減衰が少ない。Tarokhらの論文に登場する空間
−時間コードは、コンステレーションのサイズ、データレート、ダイバーシチ利
得、およびトレリスの複雑さとの間で最適な調整を行う。
号化技術に結びつける。例えば、V. Tarokh, N. Seshadri, and A.R. Calderban
k in "Space-Time Codes For High Data Rate Wireless Communication: Perfor
mance Analysis and Code Construction（高速データレート無線通信用の空間−
時間コード：性能分析とコード構造）," IEEE Trans. Info. Theory, Vol. 44,
No. 2, pp. 744-765, March 1998を参照されたい。空間−時間アプローチは、上
述した先行技術に対して大幅な利得を提供する。２〜４個の送信アンテナ用に設
計される特定の空間−時間コードは、フェージングがゆっくり変化する環境（屋
内通信など）では良好に機能し、理論上のアウテージ（outage：機能不全、停止
）容量は２〜３ｄＢとなる。アウテージ容量については、例えばJ.Foschini, Jr
. and M.J. Gans, "On limits of wireless communication in a fading enviro
nment, when using multiple antennas（多重アンテナ使用時のフェージング環
境における無線通信の限界について）," Wireless Personal Communication, Vo
l. 6, No. 3, pp. 311-335, March 1998に記載されている。Tarokhらの論文で説
明されるコードの帯域幅効率は、現行のシステムの約３〜４倍である。性能の改
善に貢献するもっとも重要なものはダイバーシチであり、これは送信される信号
の多数のレプリカを受信機に与える方法と考えることができ、そのうちいくつか
のレプリカはフェージングによる減衰が少ない。Tarokhらの論文に登場する空間
−時間コードは、コンステレーションのサイズ、データレート、ダイバーシチ利
得、およびトレリスの複雑さとの間で最適な調整を行う。
【０００５】 送信アンテナの数が一定の場合、復号の複雑さ（デコーダ中のトレリス状態の
数等によって測定される）は、送信速度にともなって指数関数的に増大する。こ
れは、Tarokhらに記載されているように、空間−時間コードの多レベル構造での
設計、および多段復号の採用によって、ある程度、改良することができる。適度
な数（３〜６）の送信アンテナでは、この方法は、復号の複雑さを抑えながら、
より高速なデータレートを実現する。しかし復号の簡易化には不利な点が伴う。
多段復号は、誤差係数の拡大等のため次善策であり、この性能上の不利な点があ
ることは、超高速データレートの達成には他の解決策が必要なことを意味する。
数等によって測定される）は、送信速度にともなって指数関数的に増大する。こ
れは、Tarokhらに記載されているように、空間−時間コードの多レベル構造での
設計、および多段復号の採用によって、ある程度、改良することができる。適度
な数（３〜６）の送信アンテナでは、この方法は、復号の複雑さを抑えながら、
より高速なデータレートを実現する。しかし復号の簡易化には不利な点が伴う。
多段復号は、誤差係数の拡大等のため次善策であり、この性能上の不利な点があ
ることは、超高速データレートの達成には他の解決策が必要なことを意味する。
【０００６】 狭帯域無線通信路上で超高速データレートを達成するには、送受信機双方に多
数のアンテナが必要である。ｎ個の送信アンテナとｍ個の受信アンテナとを用い
る無線通信システムの場合を考えると、各送信アンテナと受信アンテナ間の各サ
ブチャネルは、準静的レイリーで、平坦、かつ互いに独立している。ｎが一定な
らば、通信容量はｍに従って対数関数的に増大する。一方、ｍが一定ならば、送
信アンテナを増やしても大差がない点に達することが察せられる。もちろんこれ
は、FoschiniおよびGansが上述の論文の中で示したアウテージ容量の数学的計算
の中で示される。従って、受信アンテナが１つの場合、４つ以上の送信アンテナ
を使用するとアウテージ容量の利得はほとんどないことがわかる。同様の議論に
よって、もし受信アンテナが２つならば、達成可能な容量増大のほぼすべては６
つの送信アンテナを用いる場合に得られることがわかる。
数のアンテナが必要である。ｎ個の送信アンテナとｍ個の受信アンテナとを用い
る無線通信システムの場合を考えると、各送信アンテナと受信アンテナ間の各サ
ブチャネルは、準静的レイリーで、平坦、かつ互いに独立している。ｎが一定な
らば、通信容量はｍに従って対数関数的に増大する。一方、ｍが一定ならば、送
信アンテナを増やしても大差がない点に達することが察せられる。もちろんこれ
は、FoschiniおよびGansが上述の論文の中で示したアウテージ容量の数学的計算
の中で示される。従って、受信アンテナが１つの場合、４つ以上の送信アンテナ
を使用するとアウテージ容量の利得はほとんどないことがわかる。同様の議論に
よって、もし受信アンテナが２つならば、達成可能な容量増大のほぼすべては６
つの送信アンテナを用いる場合に得られることがわかる。
【０００７】 ｎが増大し、かつｍ≧ｎならば、システムの容量はｎの関数として少なくとも
線形に増大することが情報理論によって示される。従って容量を上げるために送
受信機双方のアンテナの数を増やすことは、理にかなっている。送信機および受
信機に多数のアンテナを用いることによって、自由度の数が送信機のアンテナ数
と受信機のアンテナ数との積によって与えられる多入力多出力システムを形成す
る。
線形に増大することが情報理論によって示される。従って容量を上げるために送
受信機双方のアンテナの数を増やすことは、理にかなっている。送信機および受
信機に多数のアンテナを用いることによって、自由度の数が送信機のアンテナ数
と受信機のアンテナ数との積によって与えられる多入力多出力システムを形成す
る。
【０００８】 Foschiniは、このようなシステムを"Layered space-time architecture for w
ireless communication in a fading environment when using multi-element a
ntennas（多素子アンテナ使用時のフェージング環境における無線通信用の階層
空間−時間アーキテクチャ）," Bell Labs Technical Journal, Vol. 1, No.2,
Autumn 1996で考慮している。彼は、原理上、容量の厳密な下限を達成可能な多
層構造を提案している。ｎ個の送信アンテナとｎ個の受信アンテナを使用する場
合、受信機において、送信アンテナ１から送られる送信信号が所望の信号として
処理され、他の送信アンテナからの信号は干渉として処理される。次に線形処理
を用いて、ｎ個の受信アンテナを使用して干渉信号を抑圧し、ダイバーシチ利得
１を得る。アンテナ１から送信される信号が正しく検波されると、アンテナ２か
ら送信される信号が所望の信号として処理され、送信アンテナ３，４，．．．，
ｎからの信号は干渉として処理される。アンテナ１から送信されたすでに検波さ
れた信号の寄与は、受信機アンテナ１〜ｎで受信される信号から減じられる。そ
の後、アンテナ２によって送信される信号の検波は、アンテナ３〜ｎからの干渉
信号の抑圧のために適用される線形処理を続行する。これによりダイバーシチ利
得２を得る。この工程はすべての送信信号が検波されるまで繰り返される。明ら
かに、この構造での最悪の場合のダイバーシチは１である。このようなシステム
では、アウテージ容量の下減を達成するには、長いデータフレームを強力なコー
ディング技術と組み合わることが必要である。
ireless communication in a fading environment when using multi-element a
ntennas（多素子アンテナ使用時のフェージング環境における無線通信用の階層
空間−時間アーキテクチャ）," Bell Labs Technical Journal, Vol. 1, No.2,
Autumn 1996で考慮している。彼は、原理上、容量の厳密な下限を達成可能な多
層構造を提案している。ｎ個の送信アンテナとｎ個の受信アンテナを使用する場
合、受信機において、送信アンテナ１から送られる送信信号が所望の信号として
処理され、他の送信アンテナからの信号は干渉として処理される。次に線形処理
を用いて、ｎ個の受信アンテナを使用して干渉信号を抑圧し、ダイバーシチ利得
１を得る。アンテナ１から送信される信号が正しく検波されると、アンテナ２か
ら送信される信号が所望の信号として処理され、送信アンテナ３，４，．．．，
ｎからの信号は干渉として処理される。アンテナ１から送信されたすでに検波さ
れた信号の寄与は、受信機アンテナ１〜ｎで受信される信号から減じられる。そ
の後、アンテナ２によって送信される信号の検波は、アンテナ３〜ｎからの干渉
信号の抑圧のために適用される線形処理を続行する。これによりダイバーシチ利
得２を得る。この工程はすべての送信信号が検波されるまで繰り返される。明ら
かに、この構造での最悪の場合のダイバーシチは１である。このようなシステム
では、アウテージ容量の下減を達成するには、長いデータフレームを強力なコー
ディング技術と組み合わることが必要である。
【０００９】 米国特許出願第０９／１１４８３８（１９９８年７月１４日出願、米国優先権
主張、仮出願番号６０／０５２６８９（１９９７年７月１６日出願））では、性
能の向上を達成する配置が開示されており、これはアレイ信号処理とチャネルコ
ーディングとを組み合わせる考え方を用いて実現される。具体的には、送信機の
アンテナは小グループに区分けされ、個々の空間−時間コードを使用して、各ア
ンテナグループからの情報を送信する。受信機では、他グループのアンテナから
送信される信号を干渉として処理してこれらの信号を抑圧する線形アレイ処理技
術によって、各空間−時間コードが復号される。その後、復号された信号の他の
受信信号への寄与は、それら受信信号から減じられる。この結果、所与のダイバ
ーシチ利得をもつ非符号化システムよりも、ダイバーシチおよび符号化利得を与
える単純な受信機構造が得られる。受信機でのアレイ処理と複数の送信アンテナ
用の符号化技術との組み合わせは、無線チャネルを介する信頼性のある超高速デ
ータレートの通信を提供する。Foschiniの構造に対するこのグループ干渉抑圧方
法の利点は、受信アンテナの数が送信アンテナの数より少なくてよいことである
。
主張、仮出願番号６０／０５２６８９（１９９７年７月１６日出願））では、性
能の向上を達成する配置が開示されており、これはアレイ信号処理とチャネルコ
ーディングとを組み合わせる考え方を用いて実現される。具体的には、送信機の
アンテナは小グループに区分けされ、個々の空間−時間コードを使用して、各ア
ンテナグループからの情報を送信する。受信機では、他グループのアンテナから
送信される信号を干渉として処理してこれらの信号を抑圧する線形アレイ処理技
術によって、各空間−時間コードが復号される。その後、復号された信号の他の
受信信号への寄与は、それら受信信号から減じられる。この結果、所与のダイバ
ーシチ利得をもつ非符号化システムよりも、ダイバーシチおよび符号化利得を与
える単純な受信機構造が得られる。受信機でのアレイ処理と複数の送信アンテナ
用の符号化技術との組み合わせは、無線チャネルを介する信頼性のある超高速デ
ータレートの通信を提供する。Foschiniの構造に対するこのグループ干渉抑圧方
法の利点は、受信アンテナの数が送信アンテナの数より少なくてよいことである
。
【００１０】 米国特許出願第０９／１４９，１６３（１９９９年９月４日出願、米国優先権
主張、仮出願番号６０／０５２６８９（１９９７年７月１７日出願））では、Ｋ
個の同期した端末ユニットが、Ｎ個のアンテナで、Ｍ≧Ｋ個のアンテナをもつ基
地局へ送信を行う配置が開示されている。改良点は、干渉相殺（ＩＣ）および最
尤法（ＭＬ）復号を用いることによって得られる。より具体的には、それぞれＮ
個の送信アンテナを用いる送信機群中で空間−時間ブロックコーディングが使用
され、Ｍ個の受信アンテナを用いる受信機で信号が受信される。空間−時間ブロ
ックコード構造を利用することによって、所与の移動体から送信される信号の復
号時に、送信アンテナ数Ｎに関係なく、Ｋ−１個の干渉送信ユニットは受信機で
相殺される。また、第１の端末ユニットの信号が最初に復号され、得られる復号
信号を用いて、基地局のアンテナで受信される信号へのこの信号の寄与を相殺す
ると同時に、残りのＫ−１個の端末ユニットの信号を復号する構造も開示されて
いる。この工程は、残りのＫ−１個の端末ユニットで繰り返される。
主張、仮出願番号６０／０５２６８９（１９９７年７月１７日出願））では、Ｋ
個の同期した端末ユニットが、Ｎ個のアンテナで、Ｍ≧Ｋ個のアンテナをもつ基
地局へ送信を行う配置が開示されている。改良点は、干渉相殺（ＩＣ）および最
尤法（ＭＬ）復号を用いることによって得られる。より具体的には、それぞれＮ
個の送信アンテナを用いる送信機群中で空間−時間ブロックコーディングが使用
され、Ｍ個の受信アンテナを用いる受信機で信号が受信される。空間−時間ブロ
ックコード構造を利用することによって、所与の移動体から送信される信号の復
号時に、送信アンテナ数Ｎに関係なく、Ｋ−１個の干渉送信ユニットは受信機で
相殺される。また、第１の端末ユニットの信号が最初に復号され、得られる復号
信号を用いて、基地局のアンテナで受信される信号へのこの信号の寄与を相殺す
ると同時に、残りのＫ−１個の端末ユニットの信号を復号する構造も開示されて
いる。この工程は、残りのＫ−１個の端末ユニットで繰り返される。
【００１１】 （発明の開示） チャネルコーディングと、上記の’１６３号出願で開示される空間−時間コー
ディングの原理とを組合わせることにより、性能の向上が達成される。より特定
的には、Ｎ個のアンテナでＭ≧Ｋ個の受信アンテナをもつ基地局へ送信を行うＫ
個の同期された端末ユニットを用いて、内側のコードが空間−時間ブロックコー
ド、外側のコードが従来のチャネル誤り訂正コードである連結符号化方式を利用
することによって、システム容量の増大および性能の改善が達成される。すなわ
ち、情報記号はまず従来のチャネルコードを用いて符号化される。チャネルコー
ドで符号化された信号は、その後、空間−時間ブロックコードを用いて符号化さ
れ、Ｎ個のアンテナを介して送信される。受信機側では、内側の空間−時間ブロ
ックコードを用いて他の同一チャネル端末からの干渉を抑圧し、送信された記号
について浮動的な判定がなされる。その後のチャネル復号により、送信された記
号について確定判定がなされる。
ディングの原理とを組合わせることにより、性能の向上が達成される。より特定
的には、Ｎ個のアンテナでＭ≧Ｋ個の受信アンテナをもつ基地局へ送信を行うＫ
個の同期された端末ユニットを用いて、内側のコードが空間−時間ブロックコー
ド、外側のコードが従来のチャネル誤り訂正コードである連結符号化方式を利用
することによって、システム容量の増大および性能の改善が達成される。すなわ
ち、情報記号はまず従来のチャネルコードを用いて符号化される。チャネルコー
ドで符号化された信号は、その後、空間−時間ブロックコードを用いて符号化さ
れ、Ｎ個のアンテナを介して送信される。受信機側では、内側の空間−時間ブロ
ックコードを用いて他の同一チャネル端末からの干渉を抑圧し、送信された記号
について浮動的な判定がなされる。その後のチャネル復号により、送信された記
号について確定判定がなされる。
【００１２】 データレートの高速化は、入来データレートを複数のチャネルに分割し、各チ
ャネルを独自の端末を介して送信することによって有効に達成される。視点を変
えると、送信端末からの情報記号はＬ個のパラレルストリームに分割される。ス
トリームＬはチャネルコードを用いてレートＲLで符号化され、その後、Ｎ個の
送信アンテナをもつ空間−時間ブロックエンコーダでコードされる。有利な点は
、符号化レートは、Ｒ1＞Ｒ2＞・・・＞ＲLとなるべく選択されることである。
ャネルを独自の端末を介して送信することによって有効に達成される。視点を変
えると、送信端末からの情報記号はＬ個のパラレルストリームに分割される。ス
トリームＬはチャネルコードを用いてレートＲLで符号化され、その後、Ｎ個の
送信アンテナをもつ空間−時間ブロックエンコーダでコードされる。有利な点は
、符号化レートは、Ｒ1＞Ｒ2＞・・・＞ＲLとなるべく選択されることである。
【００１３】 （発明を実施するための最良の形態） 図１は、空間−時間ブロック符号化ユニット１３と、それに続く従来のコンス
テレーションマッパおよびパルス整形回路１６とを用いる装置１０を示す。回路
１６の出力は２つの送信アンテナ１１および１２に与えられる。空間−時間ブロ
ックエンコーダへの入力記号は、それぞれ２つの記号からなるグループに分割さ
れ、所与の記号期間において、各グループ内の２つの記号｛ｃ1，ｃ2｝が２つの
アンテナから同時に送信される。アンテナ１１から送信される信号はｃ1、アン
テナ１２から送信される信号はｃ2である。次の記号期間には、信号−ｃ2 *がア
ンテナ１１から送信され、信号ｃ1 *がアンテナ１２から送信される。
テレーションマッパおよびパルス整形回路１６とを用いる装置１０を示す。回路
１６の出力は２つの送信アンテナ１１および１２に与えられる。空間−時間ブロ
ックエンコーダへの入力記号は、それぞれ２つの記号からなるグループに分割さ
れ、所与の記号期間において、各グループ内の２つの記号｛ｃ1，ｃ2｝が２つの
アンテナから同時に送信される。アンテナ１１から送信される信号はｃ1、アン
テナ１２から送信される信号はｃ2である。次の記号期間には、信号−ｃ2 *がア
ンテナ１１から送信され、信号ｃ1 *がアンテナ１２から送信される。
【００１４】 受信機２０では、アンテナ２１および２２によって信号が受信され、検波器２
５に与えられる。チャネル推定器２３および２４は、アンテナ２１および２２そ
れぞれの入来信号に対して従来の方法で動作し、チャネルパラメータの推定値を
算出する。これらの推定値は検波器２５に与えられる。本明細書で開示するアル
ゴリズムの数学的展開では、２つの送信アンテナの各々からのチャネルは、連続
した２記号期間の間、固定されると仮定する。すなわち
５に与えられる。チャネル推定器２３および２４は、アンテナ２１および２２そ
れぞれの入来信号に対して従来の方法で動作し、チャネルパラメータの推定値を
算出する。これらの推定値は検波器２５に与えられる。本明細書で開示するアル
ゴリズムの数学的展開では、２つの送信アンテナの各々からのチャネルは、連続
した２記号期間の間、固定されると仮定する。すなわち
【００１５】
【数２】
【００１６】 チャネル特性を確認するため、送信機は較正セッションを実行し、その間はパイ
ロット信号またはトーンが送信される。周知の回路であるチャネル推定器回路２
３および２４が用いる信号は、この較正セッション中に受信される信号である。
ロット信号またはトーンが送信される。周知の回路であるチャネル推定器回路２
３および２４が用いる信号は、この較正セッション中に受信される信号である。
【００１７】 最尤法検波 アンテナ２１で受信する信号は
【数３】
【００１８】 と表すことができ、ここで ｒ1はおよびｒ2は連続した２記号期間に受信される
信号、ｈ1は送信アンテナ１１と受信アンテナ２１との間のフェージングチャネ
ル、ｈ2は送信アンテナ１２と受信アンテナ２１との間のチャネル、η1およびη 2 はノイズ項をさし、これらは０平均と一次元あたりのパワースペクトル密度Ｎ0 ／２の複素ガウスランダム変数であると仮定する。ベクトルをｒ＝［ｒ1ｒ2 *］T ，ｃ＝［ｃ1ｃ2］T，およびη＝［η1η2 *］Tと定義すると、上記の式（２），
（３）は次のように行列で書き直すことができる。
信号、ｈ1は送信アンテナ１１と受信アンテナ２１との間のフェージングチャネ
ル、ｈ2は送信アンテナ１２と受信アンテナ２１との間のチャネル、η1およびη 2 はノイズ項をさし、これらは０平均と一次元あたりのパワースペクトル密度Ｎ0 ／２の複素ガウスランダム変数であると仮定する。ベクトルをｒ＝［ｒ1ｒ2 *］T ，ｃ＝［ｃ1ｃ2］T，およびη＝［η1η2 *］Tと定義すると、上記の式（２），
（３）は次のように行列で書き直すことができる。
【００１９】
【数４】
【００２０】 ここでチャネル行列Ｈは次のように定義される。
【００２１】
【数５】
【００２２】 ベクトルηは、０平均かつ共分散Ｎ0・Ｉの複素ガウスランダムベクトルである
。Ｃを可能なすべての記号対ｃ＝｛ｃ1，ｃ2｝の組と定義し、かつそれらすべて
の記号対が同程度の確率をもつとすると、最適な最尤法（ＭＬ）デコーダは、
。Ｃを可能なすべての記号対ｃ＝｛ｃ1，ｃ2｝の組と定義し、かつそれらすべて
の記号対が同程度の確率をもつとすると、最適な最尤法（ＭＬ）デコーダは、
【００２３】
【数６】
【００２４】 を最小にする記号対
【００２５】
【数７】
【００２６】 をＣから選択することが容易に示される。これは次のように書くことができる。
【００２７】
【数８】
【００２８】 S. Alamouti 著の"Space Block Coding: A simple Transmitter Diversity Sc
heme for wireless Communications（空間ブロックコーディング：無線通信用の
単純な送信機ダイバーシチ方式）," （１９９７年９月、IEEE JSACに提出）では
、上記の空間−時間ブロックコードのダイバーシチの次数は、２分岐の最大比受
信コンバイニング（ＭＲＲＣ）のものに等しいことが示される。Alamoutiはまた
、行列Ｈの直交性のため、この復号法則は、ｃ1とｃ2について２つの別個の復号
法則に分解されると示している。復号された記号
heme for wireless Communications（空間ブロックコーディング：無線通信用の
単純な送信機ダイバーシチ方式）," （１９９７年９月、IEEE JSACに提出）では
、上記の空間−時間ブロックコードのダイバーシチの次数は、２分岐の最大比受
信コンバイニング（ＭＲＲＣ）のものに等しいことが示される。Alamoutiはまた
、行列Ｈの直交性のため、この復号法則は、ｃ1とｃ2について２つの別個の復号
法則に分解されると示している。復号された記号
【００２９】
【数９】
【００３０】 の不確定性Δcは次のように定義される。
【００３１】
【数１０】
【００３２】 式（６）の最尤法（ＭＬ）法則は、チャネル行列Ｈが直交していることを理解
すれば単純化できる。すなわち、
すれば単純化できる。すなわち、
【００３３】
【数１１】
【００３４】 である。これにより受信ベクトルは次のように修正される。
【００３５】
【数１２】
【００３６】 このように、単純な線形コンバイニングを用いることにより、式（９）の復号法
則は、ｃ1およびｃ2について、２つの別々の大幅に単純な復号法則になる。これ
は、２ｂ個のコンステレーションポイントをもつ信号伝送コンステレーションを
用いる場合は、ＭＬ復号用に計算すべき復号行列の数を２2bから２ｘ２bへ減じ
る。
則は、ｃ1およびｃ2について、２つの別々の大幅に単純な復号法則になる。これ
は、２ｂ個のコンステレーションポイントをもつ信号伝送コンステレーションを
用いる場合は、ＭＬ復号用に計算すべき復号行列の数を２2bから２ｘ２bへ減じ
る。
【００３７】 受信機２０がＭ個の受信アンテナを用いる場合、アンテナｍで受信されるベク
トルは
トルは
【００３８】
【数１３】
【００３９】 ここでチャネル行列Ｈmは次のように定義される。
【００４０】
【数１４】
【００４１】 上記と同じく、受信アンテナがＭ個の場合、復号法則は、受信信号にＨm *を前も
って乗じることによって単純化できる。
って乗じることによって単純化できる。
【００４２】 上述のように、図１は２つの端末ユニット１０および３０を示し、対処すべき
問題点は、２つの端末ユニットが同じ時間および周波数チャネルで同時に送信を
行った場合の基地局受信機の検波性能である。
問題点は、２つの端末ユニットが同じ時間および周波数チャネルで同時に送信を
行った場合の基地局受信機の検波性能である。
【００４３】 以下の表記では、ｇ11は送信アンテナ３１と受信アンテナ２１間のフェージン
グチャネル、ｇ12はアンテナ３１とアンテナ２２間のチャネル、ｇ21はアンテナ
３２とアンテナ２１間のチャネル、ｇ22はアンテナ３２とアンテナ２２間のチャ
ネルをさす。また、｛ｃ1，ｃ2｝および｛ｓ1，ｓ2｝は端末ユニット１０と３０
からそれぞれ送信される２つの記号をさす。
グチャネル、ｇ12はアンテナ３１とアンテナ２２間のチャネル、ｇ21はアンテナ
３２とアンテナ２１間のチャネル、ｇ22はアンテナ３２とアンテナ２２間のチャ
ネルをさす。また、｛ｃ1，ｃ2｝および｛ｓ1，ｓ2｝は端末ユニット１０と３０
からそれぞれ送信される２つの記号をさす。
【００４４】 受信機２０では、連続した２記号期間に受信アンテナ２１で受信される信号ｒ 11 およびｒ12は
【００４５】
【数１５】 ここで
【数１６】
【００４６】 と定義すると、式（１４）および（１５）は次のように行列形式で書き直すこと
ができる。
ができる。
【００４７】
【数１７】
【００４８】 ここで送信機ユニット１０および３０と受信アンテナ２１との間のチャネル行列
Ｈ1およびＧ1は次のように与えられる。
Ｈ1およびＧ1は次のように与えられる。
【００４９】
【数１８】
【００５０】 ベクトルｎ1＝［η11η12 *］Tは０平均および共分散Ｎ0・Ｉの複素ガウスランダ
ムベクトルである。同様に、連続した２記号期間にアンテナ２２で受信される信
号ｒ21およびｒ22は、
ムベクトルである。同様に、連続した２記号期間にアンテナ２２で受信される信
号ｒ21およびｒ22は、
【００５１】
【数１９】
【００５２】 同様のやり方で、
【００５３】
【数２０】
【００５４】 と定義すると、式（１８）および（１９）は
【００５５】
【数２１】
【００５６】 と書きなおすことができ、ここでチャネル行列Ｈ2は以下の（２１）のように与
えられる。
えられる。
【００５７】
【数２２】
【００５８】 最小２乗平均誤差干渉相殺（ＭＭＳＥＩＣ） ２乗平均誤差規準を最小にすることによって信号｛ｃ1，ｃ2｝を検波および復
号しようとする場合、信号｛ｃ1，ｃ2｝の検波時に平均２乗誤差が最小になるよ
うに受信信号の線形組み合わせを見つけることを目標にする。一般的には、これ
は以下の関数のような、最小にすべき誤差コスト関数によって表すことができる
。
号しようとする場合、信号｛ｃ1，ｃ2｝の検波時に平均２乗誤差が最小になるよ
うに受信信号の線形組み合わせを見つけることを目標にする。一般的には、これ
は以下の関数のような、最小にすべき誤差コスト関数によって表すことができる
。
【００５９】
【数２３】
【００６０】 上記の式からわかるように、αおよびβがともに０のときに、確かに最小に達
するが、もちろんこれは望ましくない。従って、β1またはβ2のいずれかを１に
設定する。
するが、もちろんこれは望ましくない。従って、β1またはβ2のいずれかを１に
設定する。
【００６１】 β1を１に設定する場合、式（２３）から次の最小化規準が得られる。
【００６２】
【数２４】
【００６３】 これより、次のことがわかる。
【００６４】
【数２５】
【００６５】 式（２４）の予想値が最小になるように
【数２６】 を選択することが必要である。つまり、
【数２７】
【００６６】 を最小にするように
【００６７】
【数２８】
【００６８】 を選択する。
【００６９】
【数２９】
【００７０】 に関して偏導関数をとり、これを０に設定すると、
【００７１】
【数３０】
【００７２】 が得られる。
【００７３】 ここで
【数３１】
【００７４】 であり、Γは信号対ノイズ比であり、Ｉは４ｘ４の恒等行列であり、ｈ1はＨの
第１列、ｈ2はＨの第２列である。このため
第１列、ｈ2はＨの第２列である。このため
【００７５】
【数３２】 これより
【数３３】
【００７６】 行列Ｈの構造から、ｈ1とｈ2とは直交していることが容易に証明できる。この事
実と行列Ｍの構造とを用いると、
実と行列Ｍの構造とを用いると、
【００７７】
【数３４】
【００７８】 従って、式（３１）および（３２）で与えられるＭＭＳＥＩＣの解は、ｃ2に関
係なくｃ1の２乗平均誤差を最小にする。β2＝１に設定した場合の他のコスト関
数を考えると、同様に分析して以下の式が得られる。
係なくｃ1の２乗平均誤差を最小にする。β2＝１に設定した場合の他のコスト関
数を考えると、同様に分析して以下の式が得られる。
【００７９】
【数３５】
【００８０】 この場合、式（３３）および（３４）で与えられるＭＭＳＥＩＣの解は、ｃ1に
関係なくｃ2の２乗平均誤差を最小にする。従って、式（３１）〜（３４）から
、端末ユニット１０からの信号のＭＭＳＥ干渉相殺は、ｃ1およびｃ2のそれぞれ
について重みα1およびα2の２つの異なる組からなることが容易に理解できる。
予想されるとおり、端末３０からの信号の復号用の重みも同様の方法で得ること
ができる。こうして、端末ユニット１０および３０からの信号の復号は、デコー
ダ２５中で、以下の１つのサブルーチンＭＭＳＥ．ＤＥＣＯＤＥで実行すること
ができる。
関係なくｃ2の２乗平均誤差を最小にする。従って、式（３１）〜（３４）から
、端末ユニット１０からの信号のＭＭＳＥ干渉相殺は、ｃ1およびｃ2のそれぞれ
について重みα1およびα2の２つの異なる組からなることが容易に理解できる。
予想されるとおり、端末３０からの信号の復号用の重みも同様の方法で得ること
ができる。こうして、端末ユニット１０および３０からの信号の復号は、デコー
ダ２５中で、以下の１つのサブルーチンＭＭＳＥ．ＤＥＣＯＤＥで実行すること
ができる。
【００８１】
【数３６】
【００８２】 ２段階の干渉相殺アプローチを用いれば、さらなる改良が実現できる。この２
段階アプローチでは、受信機は上記のＭＭＳＥ．ＤＥＣＯＤＥサブルーチンを用
いて双方の端末からの信号を復号する。端末ユニット１０からの記号
段階アプローチでは、受信機は上記のＭＭＳＥ．ＤＥＣＯＤＥサブルーチンを用
いて双方の端末からの信号を復号する。端末ユニット１０からの記号
【００８３】
【数３７】
【００８４】 が正確に復号されたと仮定すると、受信機は受信信号ベクトルｒ1およびｒ2中の
端末ユニット１０の寄与を完全に相殺することができる。その後、受信機は、端
末ユニット１０からの信号相殺後の受信信号ベクトルであるｘ1およびｘ2を用い
て、式（１２）の最適ＭＬ復号法則に従って端末ユニット３０からの記号
端末ユニット１０の寄与を完全に相殺することができる。その後、受信機は、端
末ユニット１０からの信号相殺後の受信信号ベクトルであるｘ1およびｘ2を用い
て、式（１２）の最適ＭＬ復号法則に従って端末ユニット３０からの記号
【００８５】
【数３８】
【００８６】 を再復号する。端末ユニット１０からの記号が正確に復号されていると仮定する
と、端末ユニット３０についての性能は、２送信アンテナ２受信アンテナ（４分
岐ＭＲＣダイバーシチと同じ）を用いた場合の性能に等しくなる。受信機はその
後、端末ユニット３０からの記号
と、端末ユニット３０についての性能は、２送信アンテナ２受信アンテナ（４分
岐ＭＲＣダイバーシチと同じ）を用いた場合の性能に等しくなる。受信機はその
後、端末ユニット３０からの記号
【００８７】
【数３９】
【００８８】 が、ＭＭＳＥ．ＤＥＣＯＤＥサブルーチンを用いて正確にデコードされたと仮定
して上記のステップを繰り返す。先ほどと同じく、受信機は受信信号ベクトルｒ 1 中の端末ユニット３０の寄与を相殺し、かつ端末ユニット３０からの信号相殺
後の受信信号ベクトルであるｙ1およびｙ2を用いて、式（１２）の最適ＭＬ復号
法則に従って端末ユニット１０からの記号
して上記のステップを繰り返す。先ほどと同じく、受信機は受信信号ベクトルｒ 1 中の端末ユニット３０の寄与を相殺し、かつ端末ユニット３０からの信号相殺
後の受信信号ベクトルであるｙ1およびｙ2を用いて、式（１２）の最適ＭＬ復号
法則に従って端末ユニット１０からの記号
【００８９】
【数４０】
【００９０】 を再復号する。また、やはり先ほどと同じく、端末ユニット３０からの記号が正
確に復号されていると仮定すると、端末ユニット１０についての性能は２送信ア
ンテナ２受信アンテナを用いた場合の性能と等しくなる。Δ0＝Δco＋Δs0およ
びΔ1＝Δc1＋Δs1を
確に復号されていると仮定すると、端末ユニット１０についての性能は２送信ア
ンテナ２受信アンテナを用いた場合の性能と等しくなる。Δ0＝Δco＋Δs0およ
びΔ1＝Δc1＋Δs1を
【００９１】
【数４１】
【００９２】 の各々についての全不確定性を示すとすると、受信機は、この全不確定性を比較
し、Δ0＜Δ1ならば、対
し、Δ0＜Δ1ならば、対
【００９３】
【数４２】
【００９４】 を選択し、それ以外ならば
【００９５】
【数４３】
【００９６】 を選択する。この２段階干渉相殺およびＭＬ復号アルゴリズムを、以下の疑似コ
ードサブルーチンＩＩ．ＭＭＳＥ．ＤＥＣＯＤＥで示す。
ードサブルーチンＩＩ．ＭＭＳＥ．ＤＥＣＯＤＥで示す。
【００９７】
【数４４】
【００９８】 上記の理論上の背景を理解すると、空間−時間ブロックコーディングを干渉相
殺およびＭＬ復号に適用し、同時に別のコーディング方式を用いてチャネルに起
因するフェージング等のデグラデーションを克服することによって、性能の改善
ができることがわかった。従って、図１の各送信機は、入力信号と送信機の空間
−時間符号器との間に配置されるチャネルコーダ（１４および３４の各々）を含
む。チャネルコーダ１４および３４は、従来の任意のチャネル誤り訂正コード（
トレリスコードや、畳み込みコード等）を使用可能である。
殺およびＭＬ復号に適用し、同時に別のコーディング方式を用いてチャネルに起
因するフェージング等のデグラデーションを克服することによって、性能の改善
ができることがわかった。従って、図１の各送信機は、入力信号と送信機の空間
−時間符号器との間に配置されるチャネルコーダ（１４および３４の各々）を含
む。チャネルコーダ１４および３４は、従来の任意のチャネル誤り訂正コード（
トレリスコードや、畳み込みコード等）を使用可能である。
【００９９】 受信機２０では、内側の空間−時間ブロックコードは要素２６中で復号され、
かつ上述したＭＭＳＥアプローチに従う各同一チャネル端末からの干渉抑圧に使
用される。要素２６はある端末ｉに対応する２つの干渉相殺ベクトルαi1および
αi1を形成し、要素２７は２つの判定変数
かつ上述したＭＭＳＥアプローチに従う各同一チャネル端末からの干渉抑圧に使
用される。要素２６はある端末ｉに対応する２つの干渉相殺ベクトルαi1および
αi1を形成し、要素２７は２つの判定変数
【０１００】
【数４５】
【０１０１】 を形成する。ただし、これらの判定は、送信された情報記号の浮動的な判定とし
て用いられ、チャネルエンコーダ１４および３４で行われる符号化の種類に対応
する従来型のデコーダであるチャネルデコーダ２８に与えられる。こうして、図
１に示す配置では、内側コーダ構造を用いて干渉抑圧を行い、ダイバーシチを与
えながら多数の同一チャネル端末が同時に動作できるようにする。内側のコード
空間−時間デコーダの出力は、外側の復号器（コーデック）への入力を形成し、
デコーダは送信情報を決定しながら、チャネル誤差からの防護を行う。
て用いられ、チャネルエンコーダ１４および３４で行われる符号化の種類に対応
する従来型のデコーダであるチャネルデコーダ２８に与えられる。こうして、図
１に示す配置では、内側コーダ構造を用いて干渉抑圧を行い、ダイバーシチを与
えながら多数の同一チャネル端末が同時に動作できるようにする。内側のコード
空間−時間デコーダの出力は、外側の復号器（コーデック）への入力を形成し、
デコーダは送信情報を決定しながら、チャネル誤差からの防護を行う。
【０１０２】 図２は、無線システムのデータレートまたはスループット向上のための構造を
示す。図２では、送信される情報は要素４０中で２つのストリームにデマルチプ
レクスされる。一方のストリームはチャネルエンコーダ４１に与えられ、他方の
ストリームはチャネルエンコーダ５１に与えられる。チャネルエンコーダ４１の
出力は空間−時間ブロックエンコーダ４２に与えられ、その後、マッパおよびパ
ルス整形器４３、そしてアンテナ４４および４５に与えられる。同様に、チャネ
ルエンコーダ５１の出力は空間−時間ブロックエンコーダ５２に与えられ、その
後、マッパおよびパルス整形器５３、そしてアンテナ５４および５５に与えられ
る。一般的には、送信端末からの情報記号はＬ個のパラレルストリームに分割さ
れる。ストリームＬは、チャネルコードを用いてレートＲLでエンコードされ、
その後、Ｎ個の送信アンテナを用いて空間−時間ブロックエンコーダで符号化さ
れる。符号化レートは同一でもよいが、Ｒ1＞Ｒ2＞・・・＞ＲLとなるように符
号化レートを選択したほうが有利である。このような場合、ストリームＬで送信
される記号は、ｕ＞Ｌのストリームｕで送信される記号よりもチャネル誤差に強
い。基地局受信機には最低Ｌ個の受信アンテナが設けられると仮定する。基地局
受信機は各ストリームを異なるユーザとして扱い、上記で説明した反復的干渉相
殺技術、または上記の’１６３出願で開示される技術を用いる。最初のストリー
ムの符号化レートＲLは最低なので、このストリームはチャネル誤差に対して一
番強く、おそらく誤差なしと考えられる。その後、受信機はストリームＬの復号
した記号を用いて、全受信信号から最初のストリームの寄与を除去すると同時に
、残りのＬ−１個のストリームを復号する。残りのＬ−１個のストリームを復号
する際、第２のストリームが残りのＬ−ｌ個のストリームの中でチャネル誤差に
もっとっも強いので（残りのストリームの内でもっとも低いレートＲ2をもつた
め）ので、デコーダはこの第２のストリームからの信号をまず復号する。その後
、受信機は第２のストリームの復号後の記号を用いて受信信号中のその寄与を相
殺する。このステップは、全ストリームの復号が完了するまで繰り返される。
示す。図２では、送信される情報は要素４０中で２つのストリームにデマルチプ
レクスされる。一方のストリームはチャネルエンコーダ４１に与えられ、他方の
ストリームはチャネルエンコーダ５１に与えられる。チャネルエンコーダ４１の
出力は空間−時間ブロックエンコーダ４２に与えられ、その後、マッパおよびパ
ルス整形器４３、そしてアンテナ４４および４５に与えられる。同様に、チャネ
ルエンコーダ５１の出力は空間−時間ブロックエンコーダ５２に与えられ、その
後、マッパおよびパルス整形器５３、そしてアンテナ５４および５５に与えられ
る。一般的には、送信端末からの情報記号はＬ個のパラレルストリームに分割さ
れる。ストリームＬは、チャネルコードを用いてレートＲLでエンコードされ、
その後、Ｎ個の送信アンテナを用いて空間−時間ブロックエンコーダで符号化さ
れる。符号化レートは同一でもよいが、Ｒ1＞Ｒ2＞・・・＞ＲLとなるように符
号化レートを選択したほうが有利である。このような場合、ストリームＬで送信
される記号は、ｕ＞Ｌのストリームｕで送信される記号よりもチャネル誤差に強
い。基地局受信機には最低Ｌ個の受信アンテナが設けられると仮定する。基地局
受信機は各ストリームを異なるユーザとして扱い、上記で説明した反復的干渉相
殺技術、または上記の’１６３出願で開示される技術を用いる。最初のストリー
ムの符号化レートＲLは最低なので、このストリームはチャネル誤差に対して一
番強く、おそらく誤差なしと考えられる。その後、受信機はストリームＬの復号
した記号を用いて、全受信信号から最初のストリームの寄与を除去すると同時に
、残りのＬ−１個のストリームを復号する。残りのＬ−１個のストリームを復号
する際、第２のストリームが残りのＬ−ｌ個のストリームの中でチャネル誤差に
もっとっも強いので（残りのストリームの内でもっとも低いレートＲ2をもつた
め）ので、デコーダはこの第２のストリームからの信号をまず復号する。その後
、受信機は第２のストリームの復号後の記号を用いて受信信号中のその寄与を相
殺する。このステップは、全ストリームの復号が完了するまで繰り返される。
【０１０３】 この場合、システムスループットは、ＦＥＲLをストリームＬのフレーム誤り
率とすると、
率とすると、
【０１０４】
【数４６】
【０１０５】 で与えられることがわかる。
【図１】 ４つのアンテナをもつ基地局２０と、２つのアンテナをもつ端末
ユニット１０と、２つのアンテナをもつ端末ユニット３０とを含む配置を示する
図である。
ユニット１０と、２つのアンテナをもつ端末ユニット３０とを含む配置を示する
図である。
【図２】 入力信号を２つのストリームに分割し、各ストリームは別個の２
アンテナ構造を介して送信される端末ユニットの図である。
アンテナ構造を介して送信される端末ユニットの図である。
１０，３０ 送信機、２０ 受信機、２５ 検波器、２６ ＭＭＳＥＩＣおよ
びＭＬデコーダ、４０ デマルチプレクサ、２１，２２ 受信アンテナ、１４，
３４，４１，５１ チャネルエンコーダ、１３，３３，４２，５２ 空間−時間
ブロックエンコーダ、１６，３６，４３，５３ マッパおよびパルス整形回路、
１１，１２，３１，３２，４４，４５，５４，５５ 送信アンテナ。
びＭＬデコーダ、４０ デマルチプレクサ、２１，２２ 受信アンテナ、１４，
３４，４１，５１ チャネルエンコーダ、１３，３３，４２，５２ 空間−時間
ブロックエンコーダ、１６，３６，４３，５３ マッパおよびパルス整形回路、
１１，１２，３１，３２，４４，４５，５４，５５ 送信アンテナ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０４Ｂ 7/005 Ｈ０４Ｂ 7/005 ５Ｋ０６０ 7/26 Ｈ０４Ｌ 1/02 ５Ｋ０６７ Ｈ０４Ｌ 1/02 1/08 1/08 Ｈ０４Ｂ 7/26 Ｄ (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＢＲ，ＣＡ，Ｃ Ｎ，ＪＰ，ＫＲ，ＭＸ (72)発明者 ナグイブ エイマン エフ アメリカ合衆国 ニュージャージー州 ニ ュー プロビデンス スプリングフィール ド アベニュー 1701 (72)発明者 セシャドリ ナムビラヤン アメリカ合衆国 ニュージャージー州 チ ェイザム ヴァン ホートン アベニュー 88 Ｆターム(参考） 5J021 AA02 CA06 DB04 FA31 FA32 GA02 HA05 HA10 5K014 AA01 BA10 CA06 5K046 AA05 EE06 EE56 EF13 5K052 AA01 BB02 CC06 DD03 EE11 FF29 FF32 5K059 AA08 DD39 EE02 5K060 BB07 CC04 CC11 CC19 DD04 HH01 HH36 JJ21 5K067 AA03 CC24 KK00 KK03
Claims (14)
- 【請求項１】 与えられる入力信号に応答するチャネルコードエンコーダと
、 前記チャネルコードエンコーダの出力信号に応答する空間−時間エンコーダと
、 前記空間−時間エンコーダに応答する変調器とを含む配置。 - 【請求項２】 請求項１に記載の配置であって、前記空間−時間エンコーダ
によって作成され、かつ前記変調器によって変調された空間−時間符号化信号を
送信する、パルス整形回路および少なくとも２つのアンテナをさらに含む配置。 - 【請求項３】 与えられた入力信号に応答して、少なくとも２つの複数の信
号ストリームを形成するデマルチプレクサと、 前記複数の信号ストリームの各信号ストリームに応答する複数の同様のチャネ
ルコーディング／空間−時間コーディング送信機群とを含む送信機。 - 【請求項４】 請求項３に記載の送信機において、前記チャネルコーディン
グ／空間−時間コーディング送信機群の各々は、 レートＲiのチャネルコーダと、 前記チャネルコードエンコーダの出力信号に応答する空間−時間エンコーダと
、 前記空間−時間エンコーダに応答する変調器と、 前記変調器に応答するパルス整形回路と、 前記空間−時間エンコーダによって作成され、前記変調器によって変調され、
前記パルス整形回路によって調整された空間−時間符号化信号を送信する最低２
つのアンテナとを含む送信機。 - 【請求項５】 請求項４に記載の送信機において、前記デマルチプレクサは
Ｌ個の複数の信号ストリームを形成し、前記Ｌ個のチャネルコーディング／空間
−時間コーディング送信機群の前記チャネルコーダは、ｉ＝１，２，．．．，Ｌ
とすると、互いに同一ではないレートＲiを作成する送信機。 - 【請求項６】 請求項４に記載の送信機において、前記デマルチプレクサは
Ｌ個の複数の信号ストリームを形成し、前記Ｌ個のチャネルコーディング／空間
−時間コーディング送信機群の前記チャネルコーダは、ｉ＝１，２，．．．，Ｌ
とすると、Ｒ1＞Ｒ2＞・・・＞ＲLとなるようにレートＲiを形成する送信機。 - 【請求項７】 請求項１に記載の送信機において、前記チャネルコードエン
コーダはトレリス符号化を行う送信機。 - 【請求項８】 請求項１に記載の送信機において、前記チャネルコードエン
コーダは畳み込み符号化を行う送信機。 - 【請求項９】 空間−時間符号化信号の検波器と、 前記検波器の出力信号に埋め込まれたチャネルコードで符号化された信号を復
号するデコーダとを含む受信機。 - 【請求項１０】 請求項９に記載の受信機において、前記検波器はＭＭＳＥ
ＩＣデコーダを用いる受信機。 - 【請求項１１】 請求項９に記載の受信機において、前記検波器は２段階ア
ルゴリズムを用いて重み付けベクトルを形成し、信号検波中の所与の端末以外の
端末からの干渉信号を相殺する受信機。 - 【請求項１２】 請求項１１に記載の受信機において、前記２段階アルゴリ
ズムは以下のとおりである受信機。 【数１】 - 【請求項１３】 請求項９に記載の受信機において、前記チャネルコードを
復号するデコーダはトレリスデコーダである受信機。 - 【請求項１４】 請求項９に記載の受信機において、前記チャネルコードを
復号するデコーダは畳み込みデコーダである受信機。
Applications Claiming Priority (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US9921298P | 1998-09-04 | 1998-09-04 | |
| US60/099,212 | 1998-09-04 | ||
| US09/300,494 US7215718B1 (en) | 1999-04-28 | 1999-04-28 | Combined channel coding and space-time block coding in a multi-antenna arrangement |
| US09/300,494 | 1999-04-28 | ||
| PCT/US1999/019117 WO2000014921A1 (en) | 1998-09-04 | 1999-08-23 | Combined channel coding and space-block coding in a multi-antenna arrangement |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002524972A true JP2002524972A (ja) | 2002-08-06 |
| JP3633872B2 JP3633872B2 (ja) | 2005-03-30 |
Family
ID=26795775
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000569545A Expired - Lifetime JP3633872B2 (ja) | 1998-09-04 | 1999-08-23 | 多重アンテナ構造におけるチャネルコーディングと空間ブロックコーディングの組合わせ |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (4) | US7463705B2 (ja) |
| EP (1) | EP1110344A1 (ja) |
| JP (1) | JP3633872B2 (ja) |
| KR (1) | KR100778647B1 (ja) |
| CN (1) | CN1342354A (ja) |
| BR (1) | BR9913277A (ja) |
| CA (1) | CA2341747C (ja) |
| WO (1) | WO2000014921A1 (ja) |
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- 1999-08-23 KR KR1020017002839A patent/KR100778647B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1999-08-23 JP JP2000569545A patent/JP3633872B2/ja not_active Expired - Lifetime
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- 1999-08-23 CA CA002341747A patent/CA2341747C/en not_active Expired - Lifetime
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1342354A (zh) | 2002-03-27 |
| CA2341747A1 (en) | 2000-03-16 |
| BR9913277A (pt) | 2001-09-25 |
| US20090092209A1 (en) | 2009-04-09 |
| US20120134436A1 (en) | 2012-05-31 |
| KR20010079740A (ko) | 2001-08-22 |
| JP3633872B2 (ja) | 2005-03-30 |
| US7463705B2 (en) | 2008-12-09 |
| EP1110344A1 (en) | 2001-06-27 |
| US8422587B2 (en) | 2013-04-16 |
| KR100778647B1 (ko) | 2007-11-22 |
| US20070177697A1 (en) | 2007-08-02 |
| US8139695B2 (en) | 2012-03-20 |
| US7643589B2 (en) | 2010-01-05 |
| US20100056092A1 (en) | 2010-03-04 |
| CA2341747C (en) | 2007-05-22 |
| WO2000014921A1 (en) | 2000-03-16 |
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Legal Events
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|
| A602 | Written permission of extension of time |
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| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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