JP3633872B2 - 多重アンテナ構造におけるチャネルコーディングと空間ブロックコーディングの組合わせ - Google Patents

Description

【０００１】
（技術分野）
本発明は無線通信に関し、より特定的には、フェージング、同一チャネル干渉、およびその他のデグラデーションが存在する場合に有効な無線通信技術に関する。
【０００２】
無線チャネルの物理的制限により、信頼性の高い通信に対する根本的な技術上の課題が生じる。帯域幅の制限、伝搬損失、時間分散、ノイズ、干渉、およびマルチパスフェージングは、無線チャネルを、データフローに容易に適応できない狭い「パイプ」にしている。また、携帯無線装置内部で使用される各種装置の電力上の制限、サイズ、および速度によって、さらなる課題が生じる。
【０００３】
基地局および遠隔局の双方で複数の送信アンテナを使用すると、無線チャネルの通信容量が増大するが、この増大の方法は情報理論によって与えられる。この通信容量を利用するための標準的なアプローチとしては受信機側での線形処理があり、これは例えばＪ．Ｗｉｎｔｅｒｓ， Ｊ． Ｓａｌｚ ａｎｄ Ｒ．Ｄ．Ｇｉｔｌｉｎ， ｉｎ ”Ｔｈｅ ｉｍｐａｃｔ ｏｆ ａｎｔｅｎｎａ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ａｎｄ ｔｈｅ ｃａｐａｃｉｔｙ ｏｆ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍｓ（無線通信システムの容量に対するアンテナダイバーシチの影響）” ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ， Ｖｏｌ． ４２． Ｎｏ．２／３／４／， ｐｐ． １７４０−１７５１， Ｆｅｂ／Ｍａｒｃｈ／Ａｐｒｉｌ １９９４に記載されている。送信ダイバーシチの研究は、Ｗｉｔｔｎｅｂｅｎ ｉｎ ”Ｂａｓｅ ｓｔａｔｉｏｎ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｆｏｒ ｄｉｇｉｔａｌ ＳＩＭＵＬＣＡＳＴ（デジタルＳＩＭＵＬＣＡＳＴ用の基地局変調ダイバーシチ），” Ｐｒｏｃ． ＩＥＥＥ’ＶＴＣ， ｐｐ． ５０５−５１１， Ｍａｙ １９９３ およびＳｅｓｈａｄｒｉ ａｎｄ Ｗｉｎｔｅｒｓ ｉｎ ”Ｔｗｏ ｓｉｇｎａｌｉｎｇ ｓｃｈｅｍｅｓ ｆｏｒ ｉｍｐｒｏｖｉｎｇ ｔｈｅ ｅｒｒｏｒ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｄｉｖｉｓｉｏｎ−ｄｕｐｌｅｘ （ＦＤＤ） ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍｓ ｕｓｉｎｇ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ ａｎｔｅｎｎａ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ（送信機アンテナダイバーシチを用いて周波数分割二重化（ＦＥＤ）送信システムの誤り率を改善するための２つの信号法），” Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎｌ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ， Ｖｏｌ． １， Ｎｏ． １， １９９４によって行われてきている。ＷｉｔｔｎｅｂｅｎおよびＳｅｓｈａｄｒｉらの論文は、信号処理の観点からダイバーシチにアプローチをしている。
【０００４】
空間−時間コードは、受信機における信号処理を、多送信アンテナに適した符号化技術に結びつける。例えば、Ｖ． Ｔａｒｏｋｈ， Ｎ． Ｓｅｓｈａｄｒｉ， ａｎｄ Ａ．Ｒ． Ｃａｌｄｅｒｂａｎｋ ｉｎ ”Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ Ｃｏｄｅｓ Ｆｏｒ Ｈｉｇｈ Ｄａｔａ Ｒａｔｅ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ： Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｏｎ（高速データレート無線通信用の空間−時間コード：性能分析とコード構造），” ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｉｎｆｏ． Ｔｈｅｏｒｙ， Ｖｏｌ． ４４， Ｎｏ． ２， ｐｐ． ７４４−７６５， Ｍａｒｃｈ １９９８を参照されたい。空間−時間アプローチは、上述した先行技術に対して大幅な利得を提供する。２〜４個の送信アンテナ用に設計される特定の空間−時間コードは、フェージングがゆっくり変化する環境（屋内通信など）では良好に機能し、理論上のアウテージ（ｏｕｔａｇｅ：機能不全、停止）容量は２〜３ｄＢとなる。アウテージ容量については、例えばＪ．Ｆｏｓｃｈｉｎｉ， Ｊｒ． ａｎｄ Ｍ．Ｊ． Ｇａｎｓ， ”Ｏｎ ｌｉｍｉｔｓ ｏｆ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ｉｎ ａ ｆａｄｉｎｇ ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔ， ｗｈｅｎ ｕｓｉｎｇ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｎｔｅｎｎａｓ（多重アンテナ使用時のフェージング環境における無線通信の限界について），” Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ， Ｖｏｌ． ６， Ｎｏ． ３， ｐｐ． ３１１−３３５， Ｍａｒｃｈ １９９８に記載されている。Ｔａｒｏｋｈらの論文で説明されるコードの帯域幅効率は、現行のシステムの約３〜４倍である。性能の改善に貢献するもっとも重要なものはダイバーシチであり、これは送信される信号の多数のレプリカを受信機に与える方法と考えることができ、そのうちいくつかのレプリカはフェージングによる減衰が少ない。Ｔａｒｏｋｈらの論文に登場する空間−時間コードは、コンステレーションのサイズ、データレート、ダイバーシチ利得、およびトレリスの複雑さとの間で最適な調整を行う。
【０００５】
送信アンテナの数が一定の場合、復号の複雑さ（デコーダ中のトレリス状態の数等によって測定される）は、送信速度にともなって指数関数的に増大する。これは、Ｔａｒｏｋｈらに記載されているように、空間−時間コードの多レベル構造での設計、および多段復号の採用によって、ある程度、改良することができる。適度な数（３〜６）の送信アンテナでは、この方法は、復号の複雑さを抑えながら、より高速なデータレートを実現する。しかし復号の簡易化には不利な点が伴う。多段復号は、誤差係数の拡大等のため次善策であり、この性能上の不利な点があることは、超高速データレートの達成には他の解決策が必要なことを意味する。
【０００６】
狭帯域無線通信路上で超高速データレートを達成するには、送受信機双方に多数のアンテナが必要である。ｎ個の送信アンテナとｍ個の受信アンテナとを用いる無線通信システムの場合を考えると、各送信アンテナと受信アンテナ間の各サブチャネルは、準静的レイリーで、平坦、かつ互いに独立している。ｎが一定ならば、通信容量はｍに従って対数関数的に増大する。一方、ｍが一定ならば、送信アンテナを増やしても大差がない点に達することが察せられる。もちろんこれは、ＦｏｓｃｈｉｎｉおよびＧａｎｓが上述の論文の中で示したアウテージ容量の数学的計算の中で示される。従って、受信アンテナが１つの場合、４つ以上の送信アンテナを使用するとアウテージ容量の利得はほとんどないことがわかる。同様の議論によって、もし受信アンテナが２つならば、達成可能な容量増大のほぼすべては６つの送信アンテナを用いる場合に得られることがわかる。
【０００７】
ｎが増大し、かつｍ≧ｎならば、システムの容量はｎの関数として少なくとも線形に増大することが情報理論によって示される。従って容量を上げるために送受信機双方のアンテナの数を増やすことは、理にかなっている。送信機および受信機に多数のアンテナを用いることによって、自由度の数が送信機のアンテナ数と受信機のアンテナ数との積によって与えられる多入力多出力システムを形成する。
【０００８】
Ｆｏｓｃｈｉｎｉは、このようなシステムを”Ｌａｙｅｒｅｄ ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ ｆｏｒ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ｉｎ ａ ｆａｄｉｎｇ ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔ ｗｈｅｎ ｕｓｉｎｇ ｍｕｌｔｉ−ｅｌｅｍｅｎｔ ａｎｔｅｎｎａｓ（多素子アンテナ使用時のフェージング環境における無線通信用の階層空間−時間アーキテクチャ），” Ｂｅｌｌ Ｌａｂｓ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｊｏｕｒｎａｌ， Ｖｏｌ． １， Ｎｏ．２， Ａｕｔｕｍｎ １９９６で考慮している。彼は、原理上、容量の厳密な下限を達成可能な多層構造を提案している。ｎ個の送信アンテナとｎ個の受信アンテナを使用する場合、受信機において、送信アンテナ１から送られる送信信号が所望の信号として処理され、他の送信アンテナからの信号は干渉として処理される。次に線形処理を用いて、ｎ個の受信アンテナを使用して干渉信号を抑圧し、ダイバーシチ利得１を得る。アンテナ１から送信される信号が正しく検波されると、アンテナ２から送信される信号が所望の信号として処理され、送信アンテナ３，４，．．．，ｎからの信号は干渉として処理される。アンテナ１から送信されたすでに検波された信号の寄与は、受信機アンテナ１〜ｎで受信される信号から減じられる。その後、アンテナ２によって送信される信号の検波は、アンテナ３〜ｎからの干渉信号の抑圧のために適用される線形処理を続行する。これによりダイバーシチ利得２を得る。この工程はすべての送信信号が検波されるまで繰り返される。明らかに、この構造での最悪の場合のダイバーシチは１である。このようなシステムでは、アウテージ容量の下減を達成するには、長いデータフレームを強力なコーディング技術と組み合わることが必要である。
【０００９】
米国特許出願第０９／１１４８３８（１９９８年７月１４日出願、米国優先権主張、仮出願番号６０／０５２６８９（１９９７年７月１６日出願））では、性能の向上を達成する配置が開示されており、これはアレイ信号処理とチャネルコーディングとを組み合わせる考え方を用いて実現される。具体的には、送信機のアンテナは小グループに区分けされ、個々の空間−時間コードを使用して、各アンテナグループからの情報を送信する。受信機では、他グループのアンテナから送信される信号を干渉として処理してこれらの信号を抑圧する線形アレイ処理技術によって、各空間−時間コードが復号される。その後、復号された信号の他の受信信号への寄与は、それら受信信号から減じられる。この結果、所与のダイバーシチ利得をもつ非符号化システムよりも、ダイバーシチおよび符号化利得を与える単純な受信機構造が得られる。受信機でのアレイ処理と複数の送信アンテナ用の符号化技術との組み合わせは、無線チャネルを介する信頼性のある超高速データレートの通信を提供する。Ｆｏｓｃｈｉｎｉの構造に対するこのグループ干渉抑圧方法の利点は、受信アンテナの数が送信アンテナの数より少なくてよいことである。
【００１０】
米国特許出願第０９／１４９，１６３（１９９９年９月４日出願、米国優先権主張、仮出願番号６０／０５２６８９（１９９７年７月１７日出願））では、Ｋ個の同期した端末ユニットが、Ｎ個のアンテナで、Ｍ≧Ｋ個のアンテナをもつ基地局へ送信を行う配置が開示されている。改良点は、干渉相殺（ＩＣ）および最尤法（ＭＬ）復号を用いることによって得られる。より具体的には、それぞれＮ個の送信アンテナを用いる送信機群中で空間−時間ブロックコーディングが使用され、Ｍ個の受信アンテナを用いる受信機で信号が受信される。空間−時間ブロックコード構造を利用することによって、所与の移動体から送信される信号の復号時に、送信アンテナ数Ｎに関係なく、Ｋ−１個の干渉送信ユニットは受信機で相殺される。また、第１の端末ユニットの信号が最初に復号され、得られる復号信号を用いて、基地局のアンテナで受信される信号へのこの信号の寄与を相殺すると同時に、残りのＫ−１個の端末ユニットの信号を復号する構造も開示されている。この工程は、残りのＫ−１個の端末ユニットで繰り返される。
【００１１】
（発明の開示）
チャネルコーディングと、上記の’１６３号出願で開示される空間−時間コーディングの原理とを組合わせることにより、性能の向上が達成される。より特定的には、Ｎ個のアンテナでＭ≧Ｋ個の受信アンテナをもつ基地局へ送信を行うＫ個の同期された端末ユニットを用いて、内側のコードが空間−時間ブロックコード、外側のコードが従来のチャネル誤り訂正コードである連結符号化方式を利用することによって、システム容量の増大および性能の改善が達成される。すなわち、情報記号はまず従来のチャネルコードを用いて符号化される。チャネルコードで符号化された信号は、その後、空間−時間ブロックコードを用いて符号化され、Ｎ個のアンテナを介して送信される。受信機側では、内側の空間−時間ブロックコードを用いて他の同一チャネル端末からの干渉を抑圧し、送信された記号について浮動的な判定がなされる。その後のチャネル復号により、送信された記号について確定判定がなされる。
【００１２】
データレートの高速化は、入来データレートを複数のチャネルに分割し、各チャネルを独自の端末を介して送信することによって有効に達成される。視点を変えると、送信端末からの情報記号はＬ個のパラレルストリームに分割される。ストリームＬはチャネルコードを用いてレートＲ_Ｌで符号化され、その後、Ｎ個の送信アンテナをもつ空間−時間ブロックエンコーダでコードされる。有利な点は、符号化レートは、Ｒ_１＞Ｒ_２＞・・・＞Ｒ_Ｌとなるべく選択されることである。
【００１３】
（発明を実施するための最良の形態）
図１は、空間−時間ブロック符号化ユニット１３と、それに続く従来のコンステレーションマッパおよびパルス整形回路１６とを用いる装置１０を示す。回路１６の出力は２つの送信アンテナ１１および１２に与えられる。空間−時間ブロックエンコーダへの入力記号は、それぞれ２つの記号からなるグループに分割され、所与の記号期間において、各グループ内の２つの記号｛ｃ_１，ｃ_２｝が２つのアンテナから同時に送信される。アンテナ１１から送信される信号はｃ_１、アンテナ１２から送信される信号はｃ_２である。次の記号期間には、信号−ｃ_２ ^＊がアンテナ１１から送信され、信号ｃ_１ ^＊がアンテナ１２から送信される。
【００１４】
受信機２０では、アンテナ２１および２２によって信号が受信され、検波器２５に与えられる。チャネル推定器２３および２４は、アンテナ２１および２２それぞれの入来信号に対して従来の方法で動作し、チャネルパラメータの推定値を算出する。これらの推定値は検波器２５に与えられる。本明細書で開示するアルゴリズムの数学的展開では、２つの送信アンテナの各々からのチャネルは、連続した２記号期間の間、固定されると仮定する。すなわち
【００１５】
【数２】

【００１６】
チャネル特性を確認するため、送信機は較正セッションを実行し、その間はパイロット信号またはトーンが送信される。周知の回路であるチャネル推定器回路２３および２４が用いる信号は、この較正セッション中に受信される信号である。
【００１７】
最尤法検波
アンテナ２１で受信する信号は
【数３】

【００１８】
と表すことができ、ここで ｒ_１はおよびｒ_２は連続した２記号期間に受信される信号、ｈ_１は送信アンテナ１１と受信アンテナ２１との間のフェージングチャネル、ｈ_２は送信アンテナ１２と受信アンテナ２１との間のチャネル、η_１およびη_２はノイズ項をさし、これらは０平均と一次元あたりのパワースペクトル密度Ｎ_０／２の複素ガウスランダム変数であると仮定する。ベクトルをｒ＝［ｒ_１ｒ_２ ^＊］^Ｔ，ｃ＝［ｃ_１ｃ_２］^Ｔ，およびη＝［η_１η_２ ^＊］^Ｔと定義すると、上記の式（２），（３）は次のように行列で書き直すことができる。
【００１９】
【数４】

【００２０】
ここでチャネル行列Ｈは次のように定義される。
【００２１】
【数５】

【００２２】
ベクトルηは、０平均かつ共分散Ｎ_０・Ｉの複素ガウスランダムベクトルである。Ｃを可能なすべての記号対ｃ＝｛ｃ_１，ｃ_２｝の組と定義し、かつそれらすべての記号対が同程度の確率をもつとすると、最適な最尤法（ＭＬ）デコーダは、
【００２３】
【数６】

【００２４】
を最小にする記号対
【００２５】
【数７】

【００２６】
をＣから選択することが容易に示される。これは次のように書くことができる。
【００２７】
【数８】

【００２８】
Ｓ． Ａｌａｍｏｕｔｉ 著の”Ｓｐａｃｅ Ｂｌｏｃｋ Ｃｏｄｉｎｇ： Ａ ｓｉｍｐｌｅ Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｓｃｈｅｍｅ ｆｏｒ ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（空間ブロックコーディング：無線通信用の単純な送信機ダイバーシチ方式），” （１９９７年９月、ＩＥＥＥ ＪＳＡＣに提出）では、上記の空間−時間ブロックコードのダイバーシチの次数は、２分岐の最大比受信コンバイニング（ＭＲＲＣ）のものに等しいことが示される。Ａｌａｍｏｕｔｉはまた、行列Ｈの直交性のため、この復号法則は、ｃ_１とｃ_２について２つの別個の復号法則に分解されると示している。復号された記号
【００２９】
【数９】

【００３０】
の不確定性Δ_ｃは次のように定義される。
【００３１】
【数１０】

【００３２】
式（６）の最尤法（ＭＬ）法則は、チャネル行列Ｈが直交していることを理解すれば単純化できる。すなわち、
【００３３】
【数１１】

【００３４】
である。これにより受信ベクトルは次のように修正される。
【００３５】
【数１２】

【００３６】
このように、単純な線形コンバイニングを用いることにより、式（９）の復号法則は、ｃ_１およびｃ_２について、２つの別々の大幅に単純な復号法則になる。これは、２ｂ個のコンステレーションポイントをもつ信号伝送コンステレーションを用いる場合は、ＭＬ復号用に計算すべき復号行列の数を２^２ｂから２ｘ２^ｂへ減じる。
【００３７】
受信機２０がＭ個の受信アンテナを用いる場合、アンテナｍで受信されるベクトルは
【００３８】
【数１３】

【００３９】
ここでチャネル行列Ｈ_ｍは次のように定義される。
【００４０】
【数１４】

【００４１】
上記と同じく、受信アンテナがＭ個の場合、復号法則は、受信信号にＨ_ｍ ^＊を前もって乗じることによって単純化できる。
【００４２】
上述のように、図１は２つの端末ユニット１０および３０を示し、対処すべき問題点は、２つの端末ユニットが同じ時間および周波数チャネルで同時に送信を行った場合の基地局受信機の検波性能である。
【００４３】
以下の表記では、ｇ_１１は送信アンテナ３１と受信アンテナ２１間のフェージングチャネル、ｇ_１２はアンテナ３１とアンテナ２２間のチャネル、ｇ_２１はアンテナ３２とアンテナ２１間のチャネル、ｇ_２２はアンテナ３２とアンテナ２２間のチャネルをさす。また、｛ｃ_１，ｃ_２｝および｛ｓ_１，ｓ_２｝は端末ユニット１０と３０からそれぞれ送信される２つの記号をさす。
【００４４】
受信機２０では、連続した２記号期間に受信アンテナ２１で受信される信号ｒ_１１およびｒ_１２は
【００４５】
【数１５】

ここで
【数１６】

【００４６】
と定義すると、式（１４）および（１５）は次のように行列形式で書き直すことができる。
【００４７】
【数１７】

【００４８】
ここで送信機ユニット１０および３０と受信アンテナ２１との間のチャネル行列Ｈ_１およびＧ_１は次のように与えられる。
【００４９】
【数１８】

【００５０】
ベクトルｎ_１＝［η_１１η_１２ ^＊］^Ｔは０平均および共分散Ｎ_０・Ｉの複素ガウスランダムベクトルである。同様に、連続した２記号期間にアンテナ２２で受信される信号ｒ_２１およびｒ_２２は、
【００５１】
【数１９】

【００５２】
同様のやり方で、
【００５３】
【数２０】

【００５４】
と定義すると、式（１８）および（１９）は
【００５５】
【数２１】

【００５６】
と書きなおすことができ、ここでチャネル行列Ｈ_２は以下の（２１）のように与えられる。
【００５７】
【数２２】

【００５８】
最小２乗平均誤差干渉相殺（ＭＭＳＥＩＣ）
２乗平均誤差規準を最小にすることによって信号｛ｃ_１，ｃ_２｝を検波および復号しようとする場合、信号｛ｃ_１，ｃ_２｝の検波時に平均２乗誤差が最小になるように受信信号の線形組み合わせを見つけることを目標にする。一般的には、これは以下の関数のような、最小にすべき誤差コスト関数によって表すことができる。
【００５９】
【数２３】

【００６０】
上記の式からわかるように、αおよびβがともに０のときに、確かに最小に達するが、もちろんこれは望ましくない。従って、β_１またはβ_２のいずれかを１に設定する。
【００６１】
β_１を１に設定する場合、式（２３）から次の最小化規準が得られる。
【００６２】
【数２４】

【００６３】
これより、次のことがわかる。
【００６４】
【数２５】

【００６５】
式（２４）の予想値が最小になるように
【数２６】

を選択することが必要である。つまり、
【数２７】

【００６６】
を最小にするように
【００６７】
【数２８】

【００６８】
を選択する。
【００６９】
【数２９】

【００７０】
に関して偏導関数をとり、これを０に設定すると、
【００７１】
【数３０】

【００７２】
が得られる。
【００７３】
ここで
【数３１】

【００７４】
であり、Γは信号対ノイズ比であり、Ｉは４ｘ４の恒等行列であり、ｈ_１はＨの第１列、ｈ_２はＨの第２列である。このため
【００７５】
【数３２】

これより
【数３３】

【００７６】
行列Ｈの構造から、ｈ_１とｈ_２とは直交していることが容易に証明できる。この事実と行列Ｍの構造とを用いると、
【００７７】
【数３４】

【００７８】
従って、式（３１）および（３２）で与えられるＭＭＳＥＩＣの解は、ｃ_２に関係なくｃ_１の２乗平均誤差を最小にする。β_２＝１に設定した場合の他のコスト関数を考えると、同様に分析して以下の式が得られる。
【００７９】
【数３５】

【００８０】
この場合、式（３３）および（３４）で与えられるＭＭＳＥＩＣの解は、ｃ_１に関係なくｃ_２の２乗平均誤差を最小にする。従って、式（３１）〜（３４）から、端末ユニット１０からの信号のＭＭＳＥ干渉相殺は、ｃ_１およびｃ_２のそれぞれについて重みα_１およびα_２の２つの異なる組からなることが容易に理解できる。予想されるとおり、端末３０からの信号の復号用の重みも同様の方法で得ることができる。こうして、端末ユニット１０および３０からの信号の復号は、デコーダ２５中で、以下の１つのサブルーチンＭＭＳＥ．ＤＥＣＯＤＥで実行することができる。
【００８１】
【数３６】

【００８２】
２段階の干渉相殺アプローチを用いれば、さらなる改良が実現できる。この２段階アプローチでは、受信機は上記のＭＭＳＥ．ＤＥＣＯＤＥサブルーチンを用いて双方の端末からの信号を復号する。端末ユニット１０からの記号
【００８３】
【数３７】

【００８４】
が正確に復号されたと仮定すると、受信機は受信信号ベクトルｒ_１およびｒ_２中の端末ユニット１０の寄与を完全に相殺することができる。その後、受信機は、端末ユニット１０からの信号相殺後の受信信号ベクトルであるｘ_１およびｘ_２を用いて、式（１２）の最適ＭＬ復号法則に従って端末ユニット３０からの記号
【００８５】
【数３８】

【００８６】
を再復号する。端末ユニット１０からの記号が正確に復号されていると仮定すると、端末ユニット３０についての性能は、２送信アンテナ２受信アンテナ（４分岐ＭＲＣダイバーシチと同じ）を用いた場合の性能に等しくなる。受信機はその後、端末ユニット３０からの記号
【００８７】
【数３９】

【００８８】
が、ＭＭＳＥ．ＤＥＣＯＤＥサブルーチンを用いて正確にデコードされたと仮定して上記のステップを繰り返す。先ほどと同じく、受信機は受信信号ベクトルｒ_１中の端末ユニット３０の寄与を相殺し、かつ端末ユニット３０からの信号相殺後の受信信号ベクトルであるｙ_１およびｙ_２を用いて、式（１２）の最適ＭＬ復号法則に従って端末ユニット１０からの記号
【００８９】
【数４０】

【００９０】
を再復号する。また、やはり先ほどと同じく、端末ユニット３０からの記号が正確に復号されていると仮定すると、端末ユニット１０についての性能は２送信アンテナ２受信アンテナを用いた場合の性能と等しくなる。Δ_０＝Δ_ｃｏ＋Δ_ｓ０およびΔ_１＝Δ_ｃ１＋Δ_ｓ１を
【００９１】
【数４１】

【００９２】
の各々についての全不確定性を示すとすると、受信機は、この全不確定性を比較し、Δ_０＜Δ_１ならば、対
【００９３】
【数４２】

【００９４】
を選択し、それ以外ならば
【００９５】
【数４３】

【００９６】
を選択する。この２段階干渉相殺およびＭＬ復号アルゴリズムを、以下の疑似コードサブルーチンＩＩ．ＭＭＳＥ．ＤＥＣＯＤＥで示す。
【００９７】
【数４４】

【００９８】
上記の理論上の背景を理解すると、空間−時間ブロックコーディングを干渉相殺およびＭＬ復号に適用し、同時に別のコーディング方式を用いてチャネルに起因するフェージング等のデグラデーションを克服することによって、性能の改善ができることがわかった。従って、図１の各送信機は、入力信号と送信機の空間−時間符号器との間に配置されるチャネルコーダ（１４および３４の各々）を含む。チャネルコーダ１４および３４は、従来の任意のチャネル誤り訂正コード（トレリスコードや、畳み込みコード等）を使用可能である。
【００９９】
受信機２０では、内側の空間−時間ブロックコードは要素２６中で復号され、かつ上述したＭＭＳＥアプローチに従う各同一チャネル端末からの干渉抑圧に使用される。要素２６はある端末ｉに対応する２つの干渉相殺ベクトルα_ｉ１およびα_ｉ１を形成し、要素２７は２つの判定変数
【０１００】
【数４５】

【０１０１】
を形成する。ただし、これらの判定は、送信された情報記号の浮動的な判定として用いられ、チャネルエンコーダ１４および３４で行われる符号化の種類に対応する従来型のデコーダであるチャネルデコーダ２８に与えられる。こうして、図１に示す配置では、内側コーダ構造を用いて干渉抑圧を行い、ダイバーシチを与えながら多数の同一チャネル端末が同時に動作できるようにする。内側のコード空間−時間デコーダの出力は、外側の復号器（コーデック）への入力を形成し、デコーダは送信情報を決定しながら、チャネル誤差からの防護を行う。
【０１０２】
図２は、無線システムのデータレートまたはスループット向上のための構造を示す。図２では、送信される情報は要素４０中で２つのストリームにデマルチプレクスされる。一方のストリームはチャネルエンコーダ４１に与えられ、他方のストリームはチャネルエンコーダ５１に与えられる。チャネルエンコーダ４１の出力は空間−時間ブロックエンコーダ４２に与えられ、その後、マッパおよびパルス整形器４３、そしてアンテナ４４および４５に与えられる。同様に、チャネルエンコーダ５１の出力は空間−時間ブロックエンコーダ５２に与えられ、その後、マッパおよびパルス整形器５３、そしてアンテナ５４および５５に与えられる。一般的には、送信端末からの情報記号はＬ個のパラレルストリームに分割される。ストリームＬは、チャネルコードを用いてレートＲ_Ｌでエンコードされ、その後、Ｎ個の送信アンテナを用いて空間−時間ブロックエンコーダで符号化される。符号化レートは同一でもよいが、Ｒ_１＞Ｒ_２＞・・・＞Ｒ_Ｌとなるように符号化レートを選択したほうが有利である。このような場合、ストリームＬで送信される記号は、ｕ＞Ｌのストリームｕで送信される記号よりもチャネル誤差に強い。基地局受信機には最低Ｌ個の受信アンテナが設けられると仮定する。基地局受信機は各ストリームを異なるユーザとして扱い、上記で説明した反復的干渉相殺技術、または上記の’１６３出願で開示される技術を用いる。最初のストリームの符号化レートＲ_Ｌは最低なので、このストリームはチャネル誤差に対して一番強く、おそらく誤差なしと考えられる。その後、受信機はストリームＬの復号した記号を用いて、全受信信号から最初のストリームの寄与を除去すると同時に、残りのＬ−１個のストリームを復号する。残りのＬ−１個のストリームを復号する際、第２のストリームが残りのＬ−ｌ個のストリームの中でチャネル誤差にもっとっも強いので（残りのストリームの内でもっとも低いレートＲ_２をもつため）ので、デコーダはこの第２のストリームからの信号をまず復号する。その後、受信機は第２のストリームの復号後の記号を用いて受信信号中のその寄与を相殺する。このステップは、全ストリームの復号が完了するまで繰り返される。
【０１０３】
この場合、システムスループットは、ＦＥＲ_ＬをストリームＬのフレーム誤り率とすると、
【０１０４】
【数４６】

【０１０５】
で与えられることがわかる。
【図面の簡単な説明】
【図１】４つのアンテナをもつ基地局２０と、２つのアンテナをもつ端末ユニット１０と、２つのアンテナをもつ端末ユニット３０とを含む配置を示する図である。
【図２】入力信号を２つのストリームに分割し、各ストリームは別個の２アンテナ構造を介して送信される端末ユニットの図である。
【符号の説明】
１０，３０ 送信機、２０ 受信機、２５ 検波器、２６ ＭＭＳＥＩＣおよびＭＬデコーダ、４０ デマルチプレクサ、２１，２２ 受信アンテナ、１４，３４，４１，５１ チャネルエンコーダ、１３，３３，４２，５２ 空間−時間ブロックエンコーダ、１６，３６，４３，５３ マッパおよびパルス整形回路、１１，１２，３１，３２，４４，４５，５４，５５ 送信アンテナ。

Claims (10)

1. 与えられた入力信号に応答して、Ｌ個の信号ストリームを形成するデマルチプレクサと、
   Ｌ個のチャネルコーディング／空間−時間コーディング送信機群であって、その各々が、前記複数の信号ストリームの異なる各信号ストリームに応答して、チャネルコーディングを行った上で、空間−時間コーディングを行うチャネルコーディング／空間−時間コーディング送信機群と、
   を含む送信機であって、
   前記チャネルコーディング／空間−時間コーディング送信機群は、ｉ＝１，２，．．．，Ｌのとき、互いに同一ではないレートＲ_iを作成する送信機。
2. 請求項１に記載の送信機において、前記チャネルコーディング／空間−時間コーディング送信機群の各々が、
   レートＲ_iのチャネルコーディングエンコーダと、
   前記チャネルコーディングエンコーダの出力信号に応答する空間−時間エンコーダと、
   前記空間−時間エンコーダに応答するマッパおよびパルス整形回路と、
   前記空間−時間エンコーダによって作成されて、前記マッパによってマッピングされて、前記パルス整形回路によって調整された空間−時間符号化信号を送信する少なくとも２つのアンテナと、
   を含む送信機。
3. 請求項２に記載の送信機において、前記レートＲ_iは、ｉ＝１，２，．．．，Ｌのとき、Ｒ₁＞Ｒ₂＞・・・＞Ｒ_Lとなる送信機。
4. 請求項２に記載の送信機において、前記チャネルコーディングエンコーダはトレリス符号化を行う送信機。
5. 請求項２に記載の送信機において、前記チャネルコーディングエンコーダは畳み込み符号化を行う送信機。
6. 与えられた入力信号に応答して、Ｌ個であって、少なくとも２個の信号ストリームを形成するデマルチプレクサと、
   Ｌ個のチャネルコーディングエンコーダであって、その各々が、前記複数の信号ストリームの異なる各々に応答して、ｉ＝１，２，．．．，Ｌのとき、異なる指数値ｉについての各レートが互いに同一ではないＲ_iにおける各コードを作成するチャネルコーディングエンコーダと、
   Ｌ個の空間−時間コーディング送信機群であって、その各々が、前記チャネルコーディングエンコーダの異なる各々に応答する空間−時間コーディング送信機群と、
   を含む送信機。
7. 請求項６に記載の送信機において、前記空間−時間コーディング送信機群の各々が、
   前記空間−時間コーディング送信機の入力信号に応答する空間−時間エンコーダと、
   前記空間−時間エンコーダに応答するマッパおよびパルス整形回路と、
   前記空間−時間エンコーダによって作成されて、前記マッパによってマッピングされて、前記パルス整形回路によって調整された空間−時間符号化信号を送信する少なくとも２つのアンテナと、
   を含む送信機。
8. 請求項６に記載の送信機において、前記デマルチプレクサはＬ個の複数の信号ストリームを形成し、前記チャネルコーディングエンコーダは、ｉ＝１，２，．．．，Ｌのとき、Ｒ₁＞Ｒ₂＞・・・＞Ｒ_LとなるようなレートＲ_iを作成する送信機。
9. 請求項６に記載の送信機において、前記デマルチプレクサはＬ個の複数の信号ストリームを形成し、前記チャネルコーディングエンコーダは、ｉ＝１，２，．．．，Ｌのとき、Ｒ₁＜Ｒ₂＜・・・＜Ｒ_LとなるようなレートＲ_iを作成する送信機。
10. 請求項６に記載の送信機において、前記チャネルコーディングエンコーダは、トレリス符号化または畳み込み符号化を行う送信機。

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