KR20080100375A

KR20080100375A - 무선 라디오 네트워크에서의 분산형 공간-시간 코딩을 위한방법 및 장치

Info

Publication number: KR20080100375A
Application number: KR1020087023249A
Authority: KR
Inventors: 하라로보스 파파도풀로스
Original assignee: 가부시키가이샤 엔티티 도코모
Priority date: 2006-06-01
Filing date: 2007-06-01
Publication date: 2008-11-17
Also published as: WO2007143172A2; KR101094684B1; EP2022184A2; EP2022184B1; US8194760B2; JP5135337B2; JP2010506433A; WO2007143172A3; US20070281633A1

Abstract

본 명세서에 분산형 공간-시간 코딩을 수행하는 방법 및 장치가 개시되어 있다. 일 실시형태에 있어서, 분산형 공간-시간 코딩은 무선 라디오 네트워크에서의 다운링크 통신에 이용된다. 일 실시형태에 있어서, 이러한 분산형 공간-시간 코딩을 수행하는 방법은, 기지국들의 그룹에서의 2 개 이상의 기지국들에 정보-포함 시퀀스를 저장하는 단계; 및 사용자의 수신기에 의한 수신을 위해 일 개수의 기지국들로부터 정보-포함 시퀀스에 대응하는 데이터를 송신하는 단계를 포함하고, 기지국들의 개수는 사전에 전체적으로는 공지되지 않고, 다이버시티 차수를 나타내어, 다수의 기지국들에 걸쳐 확산된 총 M 개의 안테나들이 정보-포함 시퀀스를 송신하는 경우에 차수 M 의 다이버시티가 획득되고, 여기서 M 은 정수이다.

공간 시간 블록 코드 (STBC), 정보-포함 시퀀스, 다이버시티 차수, 무선 통신 시스템, 프리코딩, 포스트코딩, 조종 벡터, 분산형 공간-시간 코딩

Description

무선 라디오 네트워크에서의 분산형 공간-시간 코딩을 위한 방법 및 장치{A METHOD AND APPARATUS FOR DISTRIBUTED SPACE-TIME CODING IN WIRELESS RADIO NETWORKS}

우선권

본 특허출원은, 2006 년 6 월 1 일 출원되었으며, 발명의 명칭이 "A Method and Apparatus for Distributed Space-Time Coding for the Downlink of Wireless Radio Networks" 인 대응하는 미국 가특허출원 제 60/810,457 호에 대해 우선권 주장하고, 이 대응하는 미국 가특허출원을 참조로서 포함하고 있다.

발명의 기술분야

본 발명은 공간-시간 코딩의 기술분야에 관한 것으로, 보다 상세하게는 본 발명은 무선 라디오 네트워크에서의 다운링크 통신을 위한 분산형 공간-시간 코딩에 관한 것이다.

발명의 배경기술

정보 시퀀스가 다수의 기지국에서 이용가능한 셀룰러 시스템의 다운링크를 수반하는 설정시 중요한 문제점이 야기된다. 본 발명은, 각 송신 기지국으로부 터 수신기로의 다수의 독립적인 페이딩 경로를 통한 정보 포함 신호의 지능형 송신을 이용하여, 수신기로 다이버시티 및 그에 따른 커버리지/신뢰성 이점을 제공한다. 본 발명의 일 실시형태는, 데이터가 다수의 기지국에서 이용가능한 주어진 설정과, 다수의 송신 안테나를 갖는 단일 활성 기지국을 수반하는 설정 사이의 커넥션을 이용한다. 특히, 본 발명의 일 실시형태는, 다수의 송신 안테나를 갖는 단일 기지국이 송신에 이용되는 경우에 다운링크에서 다이버시티를 제공하기 위해서 이용 공간-시간 블록 코드 (STBC) 에 대해 기존의 작동체 (body of work) 를 확립한다.

최근에, 셀룰러 시스템의 순방향 링크에서 다수의 송신 안테나를 사용함으로써 다이버시티 및/또는 다중화 이점을 제공하는 수단으로서, STBC 의 광범위한 컬렉션이 제안되었다. N 개의 송신 안테나가 존재하는 경우, 통상적인 목적은, 이 시스템에서 차수-N 다이버시티를 제공하도록 STBC 를 디자인하는 것이다. 통상적인 STBC 디자인은, T 개의 샘플로 N 개의 안테나 각각을 통해 송신되는 K 개의 심볼의 블록을 인코딩하는데, 여기서 T 는 N 이상일 뿐만 아니라, K 이상이다. 이러한 STBC 디자인은, T×N STBC 행렬로 표현되는데, 이 행렬의 (i, j) 번째 엔트리는 시점 i 에서 j 번째 안테나에 의해 송신된 샘플을 나타낸다. 풀-레이트 방식, 즉 유효 데이터 송신 레이트 R=K/T 가 1 심볼/채널 이용과 동일한 방식이 관심 대상이다. STBC 의 또다른 중요한 속성은 그 디코딩 복잡도이다. 임의의 STBC 의 복잡도가 공동 인코딩된 심볼의 크기 "K" 에 지수적이지만, 훨씬 더 낮은 복잡도를 갖는 디자인이 존재한다. 직교 공간-시간 코드로 언급되는 이러 한 하나의 매력적인 디자인 클래스는, 그 최적의 디코딩이 (선형 처리 다음의) 심볼 기반 디코딩 (symbol-by-symbol decoding) 에 디커플링되는 동안에 최대 다이버시티 (full diversity) 를 제공할 수 있다.

S. Yiu, R. Schober 및 L. Lampe 의 "Distributed Block Source Coding" (IEEE GLOBECOM 2005 Proceedings, 2005 년 11 월) 에 있어서, 관심 대상인 설정에서 다이버시티 이점을 제공하기 위한 분산형 공간-시간 코딩 방법이 제안되었다. 이 방법은, 기지국 특정 "포스트코딩 (postcoding)" 동작과 함께 표준 차수-N 다이버시티 STBC 를 이용한다.

직교 공간-시간 블록 코드 디자인은 본 발명이 속하는 기술분야에서 잘 알려져 있고, 다음의 특징을 갖는다: 이들은 최대 (차수-N) 다이버시티를 제공한다; 이들은 심볼 기반 디코딩을 허용한다; 또한, 그 (열) 단축화 버전도 직교 디자인이고, 그에 따라 N 이하의 임의의 개수의 안테나를 갖는 시스템에 대해 이러한 직교 디자인을 제공한다.

분산형 다운링크 송신 환경에서의 직교 STBC 디자인의 자명한 이점에도 불구하고, 이러한 접근법에 대한 중요한 단점이 그 제한된 적용성으로부터 송신 파라미터에서 초래되는 제한의 형태로 생긴다. 특히, 3 이상의 안테나에 대한 (복소) 풀-레이트 직교 디자인이 존재하지 않는다. 추가 정보에 대해서는, H. Jafarkani 의 "Space-Time Coding, Theory and Practice" (Cambridge University Press, 2005 년) 을 참조하라. 상세하게는, N>3 송신-안테나 설정에 대해 OSTBC 를 이용하는 최대 송신 레이트는 3/4 로 입증가능하게 상한된다 (H. Wang 및 X. G. Xia 의 "Upper bounds of rates of space-time block codes from complex orthogonal designs" (IEEE Trans. Information Theory, pp. 2788-2796, 2003 년 10 월) 참조). 또한, 3/4 레이트 직교 공간-시간 코드가 N=3 및 N=4 개의 송신 안테나에 대해 확인되었지만, 직교 디자인의 제약을 갖는 N>4 에 대해 3/4 레이트가 달성가능한지 여부는 공지되어 있지 않다. 사실상, 계통적 (복소) 직교 STBC 디자인에 의해 달성가능한 최고 공지 레이트는 1/2 이다. 이러한 디자인은, 이들이 송신을 위한 신호 공간에서 이용가능한 치수의 1/2 만을 이용함에 따라, 대역폭을 비효율적으로 이용한다.

의사-직교 공간-시간 블록 코드 디자인은, 2N 안테나 시스템에 대해 풀-레이트 디자인을 제공하도록 N 송신-안테나 시스템에 대해 직교 디자인의 존재를 이용한다. 몇몇 디자인은, "Alamouti" 방식으로 언급되는 베이스 (N=2) 풀 레이트 직교 디자인을 채택하여, 계층적 디코딩을 허용하는 N=4 에 대한 최대 다이버시티 시스템을 획득한다. 추가 정보에 대해서는, S. M. Alamouti 의 "A simple transmitter diversity scheme for wireless communications" (IEEE Journal Selected Areas in Communications, pp. 1451-1458, 1998 년 10 월) 을 참조하라. 예를 들어, 하나의 디자인은 4 시간 슬롯 동안 한번에 2 개의 심볼의 2 개의 블록을 인코딩하는데, 여기서 4 개의 송신 안테나는 2 그룹/쌍으로 분할되고, 주어진 2 쌍의 심볼 각각은 독립적으로 이용되어, 2 개의 Alamouti (N=2) 공간-시간 코드를 구성한다. 첫번째 2 시간 슬롯에 있어서, 2 개의 안테나 그룹 각각은 2 개의 "Alamouti" 코드 중 하나를 시그널링하고, 다음의 2 시간 슬롯 동안 교체된다 (swap). 두번째 심볼 세트가 적절히 회전된 콘스텔레이션으로부터 비롯되는 경우, 이들 디자인은 최대 다이버시티 및 계층적 디코딩을 달성한다.

포스트코더에 기초한 분산형 공간-시간 블록 코드의 이용은, S. Yiu, R. Schober 및 L. Lampe 의 "Distributed Block Source Coding" (IEEE GLOBECOM 2005 Proceedings, 2005 년 11 월) 에서 도입되었다. 그 기술에 있어서, 각 활성 기지국은 시그널링을 위해 동일한 공간-시간 블록을 이용한다. 특히, 레이트 K/T 로 n 개의 안테나를 통해 K 개의 심볼의 블록을 송신하도록 디자인된 T×N 공간-시간 블록 코드가 주어지고, 송신될 심볼 시퀀스가 주어지는 경우, 먼저 각 기지국은, N 개의 송신 안테나를 갖는 단일 "활성" 기지국이 존재하는 것처럼 공통 코드 T×N STBC 행렬을 발생시킨다. 그러면, "활성" 기지국의 단일-안테나에 의해 송신된 신호는 T×N STBC 행렬의 열의 일차 결합 (linear combination) 이다. 이 일차 결합은 특정 기지국에서의 특정 안테나에 대해 특정이고, 기지국 특정 "조종 (steering)" 벡터 상으로의 공통 STBC 의 "투영" 으로서 편리하게 표현될 수 있다. M_max 개의 단일-안테나 기지국의 세트가 주어지는 경우 (그 각각은 잠재적으로 "활성" 일 수 있음), M_max 개의 조종 벡터의 세트는, 예를 들어 LMS 알고리즘을 이용함으로써, 사전에 (a priori) 공동 최적화될 수 있다. 그 결과로서 생기는 최적화된 조종 벡터의 세트는 다음을 허용한다: (어떤 "M" 개의 기지국이 "활성" 인지에 관계없이) M_max 개의 기지국 중에서 임의의 M 개의 기지국이 "활성" 인 경우 (여기서, M 은 N 이상임), 분산형 방식은 차수-N 다이버시티, 즉 오리지널 STBC 코드의 최대 다이버시티를 제공한다. 또한, 조종 벡터의 공동 최적화 (joint optimization) 를 통해, 표준 STBC 에 대한 코딩-이득-거리 (coding-gain-distance) 성능에서의 최악의 손실이 최소화될 수 있다.

전술한 접근법은 다수의 이점을 갖지만, 이는 또한 2 가지 주요 결점을 갖는다. 첫번째로, 잠재적 활성 조종 벡터의 세트가 많아질수록, 표준 코드 성능에 대한 성능 손실이 높아진다. 그에 따라, 스케일러블 접근법, 즉 M_max 의 변화에 따라 적절히 스케일링되는 접근법에 대한 필요성이 존재한다. S. Yiu, R. Schober 및 L. Lampe 의 "Distributed Block Source Coding" (IEEE GLOBECOM 2005 Proceedings, 2005 년 11 월) 에 제안된 잠재적 활성 조종 벡터의 세트의 공동 최적화는 스케일러블하지 않다. 두번째로 또한 보다 중요하게는, 이 접근법의 다이버시티 이점은, 이 디자인에서 채택된 표준 STBC 코드의 세기에 의해 제한된다는 것이다. 따라서, 잘 알려진 "Alamouti" 코드가 채택되는 (2 개의 안테나 시스템용으로 디자인되는) 경우, "활성" 협력 송신 안테나의 개수 M 이 2 보다 훨씬 클 수도 있을 지라도, 최대 차수 2 의 다이버시티를 제공한다.

발명의 개요

본 명세서에 분산형 공간-시간 코딩을 수행하는 방법 및 장치가 개시되어 있다. 일 실시형태에 있어서, 분산형 공간-시간 코딩은 무선 라디오 네트워크에서의 다운링크 통신에 이용된다. 일 실시형태에 있어서, 이러한 분산형 공간- 시간 코딩을 수행하는 방법은, 기지국들의 그룹에서의 2 개 이상의 기지국들에 정보-포함 시퀀스를 저장하는 단계; 및 사용자의 수신기에 의한 수신을 위해 일 개수의 기지국들로부터 정보-포함 시퀀스에 대응하는 데이터를 송신하는 단계를 포함하고, 기지국들의 개수는 사전에 전체적으로는 공지되지 않고, 다이버시티 차수를 나타내어, 다수의 기지국들에 걸쳐 확산된 총 M 개의 안테나들이 정보-포함 시퀀스를 송신하는 경우에 차수 M 의 다이버시티가 획득되고, 여기서 M 은 정수이다.

도면의 간단한 설명

본 발명은, 이하에 제공되는 상세한 설명 및 본 발명의 각종 실시형태의 첨부 도면으로부터 보다 완전히 이해될 것이지만, 이는 특정 실시형태로 본 발명을 제한하도록 취해져서는 안 되고, 단지 설명 및 이해를 위한 것이다.

도 1a 는 기본적인 인코딩 방식의 일 실시형태의 블록도이다.

도 1b 는 무선 통신 시스템의 일 실시예를 도시한 도면이다.

도 2 는 기본적인 디코딩 방식의 일 실시형태의 블록도이다.

도 3 은 프리코딩된 블록-대각 (block-diagonal) STBC 인코더의 일 실시형태를 도시한 도면이다.

도 4 는 베이스라인으로서 Alamouti 코드를 이용하는 계층적 디코딩을 허용하는 프리코더 구조의 일 실시형태를 도시한 도면이다.

도 5 는 통상적인 프리코딩된 심볼의 콘스텔레이션을 도시한 도면이다.

도 6 은 블록-대각 결합을 이용하는 심볼 벡터 s 및 그 켤레의 선형 프리코 딩을 도시한 도면이다.

도 7 은 계층적 디코딩을 허용하는 인코더의 일 실시형태의 블록도이다.

본 발명의 상세한 설명

다수의 최근 개발된 기술 및 최근 생겨난 표준은, 무선 시스템의 유효 데이터 레이트를 손상시키지 않으면서 무선 매체를 통한 데이터 통신의 신뢰성을 향상시키기 위해서 기지국에서 다수의 안테나를 이용하는 것을 제안한다. 상세하게는, 무선 통신에서의 최근의 진보는, 기지국에서의 다수의 안테나의 존재가 이용되어, 기지국으로부터 셀룰러 사용자로의 데이터 송신에 있어서 스루풋 이점뿐만 아니라, 신뢰성 (다이버시티) 이점을 제공할 수 있다는 것을 증명하였다. 본래, 이들 다중화 및 다이버시티 이점은, 이들이 다중화-다이버시티 트레이드오프 커브에 의해 기본적으로 제한되기 때문에, 배치되었던 시스템에서의 송신 안테나 및 수신 안테나의 개수에 종속한다.

다수의 최근 생겨난 라디오 네트워크 및 미래 라디오 네트워크에 있어서, 임의의 특정 셀 사용자에 대한 데이터는 다수의 기지국에 대해 이용가능할 수도 있다. 관심 대상인 사용자에 대한 데이터를 갖는 임의의 이러한 기지국은 본 명세서에서 "활성" 기지국으로 언급된다. 활성 기지국의 안테나에 대해 공간-시간 코딩 기술을 이용함으로써, 활성 기지국 안테나 각각은, 특정 사용자에 대해, 원하는 사용자에게 다이버시티 이점을 제공하는데 이용될 수 있는 가상 안테나 어레이의 엘리먼트로서 고려될 수도 있다. 일 실시형태에 있어서, 활성 기지국의 개수 및 세트는, 개별 기지국의 서비스 요구, 또는 데이터를 기지국으로 중계하는 무선 채널의 시변 품질로 인해, 시간에 따라 변한다. 또한, 임의의 시점에서 활성 기지국은 사전에 전체적으로는 공지되지 않을 수도 있다. 이를 보상하기 위해서, 어떤 기지국의 세트가 임의의 시점에 활성인지에 관계없이 다이버시티 이점을 제공하도록 공간-시간 코딩 기술이 이용된다.

일 실시형태에 있어서, 활성 기지국의 특정 세트에 관계없이, 수신기에서 균일하게 최적화된 성능을 제공하는데 일 기술이 이용된다. 이 기술은, 각 잠재적 활성 기지국에서의 공통 데이터 프리코더, 및 그 다음의 (모든 기지국에 대한) 공통 표준 공간-시간 블록 코드 (STBC) 의 이용을 포함한다. 그런 다음, 포스트코딩 동작이 STBC 를 따른다. 일 실시형태에 있어서, 이 포스트코딩 동작은, 조종 벡터 상에 STBC 동작의 출력을 투영함으로써 송신될 신호를 발생시키는데, 이 조종 벡터는 각 기지국에 대해 (또한 주어진 기지국에서 다수의 안테나가 존재하는 경우에, 각 기지국에서의 각 안테나에 대해) 별개이다. 이 기술은, 어떤 다른 기지국이 활성인지에 관계없이 각 기지국에서 채택된 송신기/인코더가 동일하다는 점에서 분산형이다. 또한, 일 실시형태에 있어서, 수신기는 활성 기지국의 세트의 정보를 가질 필요가 없다.

이하의 설명으로부터 자명한 바와 같이, 본 명세서에 기재된 기술의 이점은, (순방향 링크에서 데이터 송신을 위해 베이스라인 시스템이 단일 기지국을 이용하는 것과 비교하여) 2 이상의 기지국이 활성인 경우에 비트 에러 레이트를 향상시키는 것 또는 향상된 커버리지나 스루풋, 및 활성 송신 기지국의 임의의 세트가 주어 지는 경우에 활성 기지국의 세트에서 이용가능한 최대 다이버시티를 제공하는 것을 포함하지만, 이에 제한되지는 않는다. 일 실시형태에 있어서, 이 부가적인 (또한 최대) 다이버시티 이점은, (지연을 희생하여) 한번에 몇몇 공간-시간 코딩 블록을 인코딩하고, 각 잠재적 활성 기지국에서 본 명세서에 기재된 공통 프리코더를 이용함으로써 보증된다. 또한, 일 실시형태에 있어서, 이들 최대 다이버시티 시스템의 코딩 이득 이점은, 잠재적 활성 기지국 모두에서 채택된 포스트코더를 이용하여 최적화된다.

다음의 설명에 있어서, 본 발명의 보다 완전한 설명을 제공하도록 다수의 상세가 기재된다. 그러나, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게, 본 발명이 이들 특정 상세 없이 실시될 수도 있다는 것은 자명할 것이다. 다른 경우에, 본 발명의 모호함을 회피하기 위해서, 잘 알려진 구조 및 디바이스가 상세하게 보다는 블록도 형태로 도시된다.

다음의 상세한 설명의 일부는, 컴퓨터 메모리 내의 데이터 비트에 대한 동작의 심볼 표현 및 알고리즘에 관하여 제공된다. 이들 알고리즘 설명 및 표현은, 데이터 처리 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 그 작업의 실체를 보다 효과적으로 전달하는데 이용되는 수단이다. 알고리즘은 본 명세서에서 또한 일반적으로 원하는 결과를 야기하는 자기 모순 없는 단계의 시퀀스로 고려된다. 이들 단계는 물리적 양의 물리적 조작을 요구하는 단계이다. 일반적으로, 반드시 필요하지는 않지만, 이들 양은, 저장, 전달, 결합, 비교, 및 그렇지 않으면 조작될 수 있는 전기적 또는 자기적 신호의 형태를 취한다. 이들 신호를 비트, 값, 엘리먼트, 심볼, 문자, 용어, 숫자 등으로 언급하는 것이, 때때로, 주로 보통 용법 (common usage) 을 이유로 편리하다고 입증되었다.

그러나, 이들 용어 및 유사한 용어 모두가 적절한 물리적 양과 연관되고, 단지 이들 양에 적용되는 편리한 라벨이라는 것을 명심해야 한다. 다음의 설명으로부터 자명한 바와 같이 다른 방식으로 상세하게 기재되지 않는 한, 이 상세한 설명 전체에 걸쳐, "처리" 또는 "컴퓨팅" 또는 "계산" 또는 "결정" 또는 "디스플레이" 등과 같은 용어를 이용하는 설명은, 컴퓨터 시스템의 레지스터 및 메모리 내의 물리적 (전자적) 양으로서 표현된 데이터를 컴퓨터 시스템 메모리나 레지스터나 다른 이러한 정보 스토리지 내의 물리적 양으로서 유사하게 표현된 다른 데이터로 조작 및 변환하는 컴퓨터 시스템 또는 유사한 전자 컴퓨팅 디바이스, 송신 디바이스 또는 디스플레이 디바이스의 동작 및 프로세스를 언급한다.

또한, 본 발명은 본 명세서에서의 동작을 수행하기 위한 장치에 관한 것이다. 이 장치는 필요한 목적을 위해 특별하게 구성될 수도 있고, 또는 이 장치는 컴퓨터에 저장된 컴퓨터 프로그램에 의해 선택적으로 활성화되거나 재구성되는 범용 컴퓨터를 포함할 수도 있다. 이러한 컴퓨터 프로그램은, 플로피 디스크, 광학 디스크, CD-ROM, 및 자기-광학 디스크를 포함한 임의의 타입의 디스크, ROM (Read Only Memory), RAM (Random Access Memory), EPROM, EEPROM, 자기 또는 광학 카드, 또는 전자 명령들을 저장하기에 적합한 임의의 타입의 매체와 같은 컴퓨터 판독가능 저장 매체에 저장될 수도 있지만, 이에 제한되지는 않고, 그 각각은 컴퓨 터 시스템 버스에 연결되어 있다.

본 명세서에서 제공된 알고리즘 및 디스플레이는 본래 임의의 특정 컴퓨터 또는 다른 장치에 관련되지는 않는다. 각종 범용 시스템은 본 명세서에 기재된 교시에 따른 프로그램과 함께 사용될 수도 있고, 또는 필요한 방법 단계를 수행하도록 보다 전문화된 장치를 구성하는 것이 편리하다고 입증될 수도 있다. 각종 이들 시스템에 필요한 구조는 이하의 설명으로부터 나타날 것이다. 또한, 본 발명은 임의의 특정 프로그래밍 언어를 참조하여 설명되지는 않는다. 본 명세서에 기재된 바와 같은 본 발명의 교시를 구현하는데 각종 프로그래밍 언어가 이용될 수도 있다는 것이 인식될 것이다.

머신 판독가능 매체는, 머신 (예를 들어, 컴퓨터) 에 의해 판독가능한 형태로 정보를 저장하거나 송신하기 위한 임의의 메커니즘을 포함한다. 예를 들어, 머신 판독가능 매체는, ROM (Read Only Memory); RAM (Random Access Memory); 자기 디스크 저장 매체; 광학 저장 매체; 플래시 메모리 디바이스; 전기, 광학, 음향 또는 다른 형태의 전파 신호 (예를 들어, 반송파, 적외선 신호, 디지털 신호 등) 등을 포함한다.

개략

본 발명의 일 실시형태는, 잠재적 활성 송신 기지국의 세트를 통한 수신기로의 공통 정보의 송신을 허용한다. 어떤 기지국의 세트가 송신하고 있는지, 즉 잠재적 "활성" 인지에 관계없이, 이는 신뢰성있는 송신을 허용한다. 일 실시형 태에 있어서, 일 방법은 한번에 k 개의 심볼을 인코딩하는 주어진 t×n 공간-시간 블록 코드를 이용하여, 각 활성 기지국에서, 처리 지연 T=L×t 를 갖는 보다 큰 코드를 발생시키는데, 여기서 보다 큰 코드는 한번에 K=L×k 개의 심볼을 인코딩한다. 일 실시형태에 있어서, 이 분산형 인코딩 방식은, 활성 기지국의 개수가 최대 N=L×n 인 경우에 "활성" 기지국의 세트에서 이용가능한 최대 다이버시티를 제공한다.

전술한 바와 같이, 본 발명의 일 실시형태는, 무차별 (nonselective) 페이딩 채널을 통한 분산형 통신을 위해 기지국-특정 및 안테나-특정 포스트코딩/조종 벡터의 세트 및 (모든 기지국에 대한) 공통 표준 베이스라인 공간-시간 블록 코드 (STBC) 와 협력하는 (모든 기지국에 대한) 공통 선형 프리코더를 포함한다. 일 실시형태에 있어서, 선형 프리코더, L 원소의 t×n STBC 블록을 T×N STBC 행렬로 결합하는 방법의 일 실시형태, 및 임의의 활성 기지국의 세트에 대해 최대 가능한 다이버시티를 제공하기 위한 조종 벡터의 세트는 공동으로, 최대 이용가능한 다이버시티가 임의의 주어진 활성 기지국의 세트에 대해 달성가능하도록 구성된다. 일 실시형태에 있어서, 선형 프리코더, L 원소의 t×n STBC 블록을 T×N STBC 행렬로 결합하는 방법의 일 실시형태, 및 임의의 활성 기지국의 세트에 대해 최대 가능한 다이버시티를 제공하기 위한 조종 벡터의 세트는 공동으로, 최대 다이버시티, 양호한 코딩 이득 및 계층적 디코딩을 제공하도록 구성된다.

통신 시스템 및 트랜시버 디자인

일 실시형태에 있어서, 통신 시스템에서 다수의 기지국으로부터 수신기로의 심볼 스트림의 분산형 통신용으로 트랜시버가 디자인된다. 각 활성 기지국은, 수신기로 통신되는 이용가능한 공통 정보-포함 심볼 스트림 s_i 를 갖는다. 일 실시형태에 있어서, 각 "활성" 기지국은, 어떤 다른 기지국이 활성인지에 대한 사전 정보를 갖지 않는다. 정보-포함 심볼 스트림은 K 개의 연속 심볼의 인접 블록으로 파티셔닝된다. 치수 K 의 일반적 블록 심볼은 본 명세서에서 "s" 로 라벨링된다. 이러한 각 블록 심볼은, T 시간 슬롯과 동일한 지속기간을 갖는 신호를 통해서 각 활성 안테나에 의해 통신된다.

도 1b 는 무선 통신 시스템의 블록도이다. 도 1b 를 참조하면, 무선 통신 시스템은, 다수의 기지국 (101), 및 하나 이상의 무선 통신 디바이스 (102) (예를 들어, 모바일 전화기, 핸드셋, 컴퓨터 등) 를 포함한다. 기지국의 그룹에서의 2 개 이상의 기지국 (101) 으로부터 무선 통신 디바이스로 송신되는 정보-포함 시퀀스는 이들 기지국에 저장되고, 무선 통신 디바이스의 수신기에 의한 수신을 위해 이들 기지국에 의해 송신된다. 정보-포함 시퀀스를 송신하는 기지국의 개수는 사전에 전체적으로는 공지되지 않고, 다이버시티 차수를 설정한다. 이러한 정황에 있어서, "전체적으로는 (globally)" 이라는 용어는, 일반적으로 특정 사용자로의 데이터 송신시 능동적으로 협력하고 있는 기지국과 그 안테나의 개수 및 ID (identity) 가 참여 기지국에 대해 공지되지 않는다는 것을 의미한다. 예를 들어, 각 기지국이 단일 안테나를 갖는 경우, M 개의 (예를 들어, 4 개의) 기지국이 정보-포함 시퀀스에 대응하는 데이터를 송신한다면, 차수 M (예를 들어, 4) 의 다이버시티가 획득되는데, 여기서 M 은 정수이다. 일반적으로, (다수의 기지국에 걸쳐 확산된) 총 M 개의 안테나가 정보-포함 시퀀스에 대응하는 데이터를 송신하는 경우, 다이버시티 차수 M 이 획득되는데, 여기서 M 은 정수이다.

정보-포함 시퀀스에 대응하는 데이터를 송신하는 기지국 각각에서, 전처리 모듈 (111) 은 정보-포함 시퀀스에 대응하는 데이터를 송신하는 모든 기지국에 대해 공통인 프리코딩을 이용하여 정보-포함 시퀀스를 전처리함으로써 프리코딩된 데이터를 생성하고; 공간-시간 블록 코드 모듈 (112) 은 전술한 개수의 기지국에서의 모든 기지국에 대해 공통인 공간 시간 블록 코딩 방식을 이용하여 이 프리코딩된 데이터를 인코딩하고; 후처리 모듈 (113) 은 프리코딩된 데이터의 인코딩 결과로서 발생된 데이터의 기지국-특정 및 안테나-특정 후처리를 수행한다.

일 실시형태에 있어서, 전처리 모듈 (111) 은 K=Lk 개의 심볼의 벡터 s 를 수신하고, 이 심볼 벡터 s 를 프리코딩한다. 일 실시형태에 있어서, 전처리 모듈 (111) 은, 심볼 벡터의 공통 원소를 갖지 않은 (disjoint) 서브블록을 프리코딩된 서브벡터의 세트로 선형으로 프리코딩하고, 이 프리코딩된 데이터로부터 서브블록을 생성함으로써, 정보-포함 시퀀스를 전처리한다. 일 실시형태에 있어서, 서브블록은, 프리코딩된 벡터의 엘리먼트를 신규 벡터의 세트로 재인터리빙함으로써 생성된다. 서브블록 생성이 또다른 모듈에 의해 수행될 수도 있다는 것에 주목하라. 또다른 실시형태에 있어서, 전처리 모듈 (111) 은, 계층적 디코딩을 허용하는 방식으로 크기 L 의 k 심볼 서브벡터를 프리코딩한다. 또다른 실시형 태에 있어서, 전처리 모듈 (111) 은 크기 L 의 k 개의 프리코딩된 서브벡터로부터 크기 k 의 L 개의 프리코딩된 심볼을 발생시킨다.

일 실시형태에 있어서, 공간-시간 블록 코드 모듈 (112) 은, STBC 행렬을 발생시킴으로써 프리코딩된 데이터를 인코딩한다. 일 실시형태에 있어서, 공간-시간 블록 코드 모듈 (112) 은 또한 L 원소의 프리코딩된 STBC 블록을 보다 큰 STBC 행렬로 결합한다.

일 실시형태에 있어서, 후처리 모듈 (113) 은 프리코딩된 데이터의 인코딩 결과로서 발생된 데이터의 기지국-특정 후처리를 수행한다. 일 실시형태에 있어서, 후처리 모듈 (113) 은 포스트코딩 조종 벡터의 세트를 이용하고, 정보-포함 시퀀스를 송신하는 기지국들에서의 각 기지국에 대해 특정인 개별 조종 벡터 상에 STBC 행렬을 투영함으로써 후처리를 수행한다.

또한, 기지국은, 블록으로부터의 필요한 정보를 샘플 스트림으로 언팩 (unpack) 하는 모듈 (도시되지 않음), 및 "활성" 기지국의 송신 안테나에 의해 송신되는 하나 이상의 파형을 발생시키는 모듈을 포함한다.

도 1a 는 (기지국이 다수의 안테나를 갖는 경우에) i 번째 기지국에서의 인코딩/송신 프로세스의 일 실시형태의 보다 상세한 블록도이다 (여기서, "i" 는 특정 활성 기지국에서의 특정 안테나의 인덱스를 나타냄). 인코딩/송신 프로세스는, 하드웨어 (회로, 전용 로직 등), (범용 컴퓨터 시스템이나 전용 머신 상에서 실행되는 것과 같은) 소프트웨어, 또는 이 둘의 조합을 포함할 수도 있는 처리 로직에 의해 수행된다. 일 실시형태에 있어서, 인코딩/송신 프로세스는, t 시간 슬롯 동안 k 개의 심볼의 블록을 인코딩/통신하도록 디자인된 최대-다이버시티 "n" 송신 안테나 직교 공간-시간 블록 코드 (도 1a 에서, "베이스라인 코드" 로 언급됨) 의 이용에 종속한다. 블로킹 인수 (L) 가 주어지는 경우, 인코딩/송신 프로세스는, L×t (T) 시간 슬롯 동안 크기 L×k (K) 의 심볼의 블록을 L×n (N) 송신 안테나 시스템을 통해 인코딩할 수 있는 (최대-다이버시티) 공간-시간 블록 코드 ("유도된 코드") 를 발생시킨다.

도 1a 를 참조하면, 일 실시형태에 있어서, i 번째 기지국에서의 인코딩/송신 프로세스의 인코딩 동작은 다음과 같다. 선형 프리코더 (101) 는 크기 K 의 심볼 벡터 s 로 구성되는 입력 (111) 을 수신한다. 심볼 벡터 (111) 는 송신될 정보를 나타내고, 초기 단계에서 발생된 것으로 가정된다. 파일럿 (채널 추정) 단계에 있어서, 채택된 벡터 s 는 수신기에 공지된 것으로 가정된다. 데이터 송신 단계에 있어서, 벡터 s 는 수신기로 송신될 K 개의 심볼의 세트를 나타내고, 그에 따라 송신기에 공지되지 않는다.

일 실시형태에 있어서, 선형 프리코더 (101) 는 일차 변환을 통해 심볼 벡터 s 를 K×1 프리코딩된 벡터 z (112) 로 프리코딩한다. 벡터 z 는, s 를 K×K 프리코딩 행렬 (W) 상으로 (선형으로) 투영함으로써 발생된다.

파티셔닝 모듈 (102) 은 K×1 벡터 z 를 크기 k 의 L 개의 블록 (도 1a 에서, z(1), z(2), …, z(L) 로 표시됨) 으로 파티셔닝한다. 크기 k 의 프리코딩된 블록 z(1), z(2), …, z(L) 각각은 베이스 코드 (103₁ 내지 103_L) 각각을 통해 인코딩되어, 치수 t×n 의 L 개의 행렬 (도 1a 에서, B(1), B(2), …, B(L) 로 표시됨) 을 발생시킨다.

결합 모듈 (104) 은 베이스 코드 블록 B(1), B(2), …, B(L) 을 결합하고, 블록 구성요소로서 올제로 (all-zero) t×n 행렬을 이용하여, L×L 블록 행렬, 즉 유도된 코드 (도 1a 에서, B 로 표시됨) 를 발생시킨다. 행렬 B 는 치수 T×N (T=L×t, N=L×n) 을 갖는다. 그 가장 단순한 비축퇴 (non-degenerate) 형태에 있어서, 행렬 B 는 블록 대각 행렬이고, 그에 따라 i 번째 t×n 블록은 B(i) 와 같다.

i 번째 기지국 (또는 다중-안테나 기지국이 채택되는 경우에 i 번째 활성 안테나) 의 투영 모듈 (105) 은 후처리 모듈로서 동작하고, 행렬 B 를 크기 N×1 의 그 고유 조종 벡터 상에 투영하여, 유효 송신 샘플 벡터 (도 1a 에서, x(i) 로 표시됨) 를 발생시킨다.

i 번째 기지국의 역다중화 및 심볼 언팩 모듈 (106) 은 본 발명이 속하는 기술분야에서 잘 알려진 방식으로 그 유효 송신 샘플 벡터 x(i) 의 시퀀스를 스칼라 샘플의 시퀀스로 변환한다. 펄스-정형 및 변조 모듈 (107) 은 이들 샘플을 수신하고, 펄스 정형 및 변조를 수행하여, 본 발명이 속하는 기술분야에서 잘 알려진 방식으로, 송신 파형 (113) 으로서 표현되는 정보 시퀀스를 생성하는데, 이 송신 파형은 i 번째 기지국의 안테나를 통해 송신된다.

따라서, 일 실시형태에 있어서, 본 명세서에 기재된 기술은, 오리지널 STBC 에 의해 이용가능한 최대 다이버시티를 증가시키기 위해서, STBC 이전의 심볼의 블 록의 공동 프리코딩, 및 그 다음의 포스트코딩에 의해 기존의 분산형 공간 시간 코딩 방식의 성능을 향상시킨다. 이 방법은 코드의 메모리보다 큰 블록에서의 데이터를 인코딩함으로써, 신호 공간의 차원성 (dimensionality) 을 증가시키고, 표준 STBC 또는 다른 종래기술의 방식의 다이버시티 이점을 초과하는 다이버시티 이점을 허용한다. 주어진 "활성" 기지국의 세트에 대해 이용가능한 최대 다이버시티를 달성하기 위해서, 데이터 심볼의 블록은 STBC 인코딩 이전에 프리코딩된다. 일 실시형태에 있어서, 프리코더는, (필요하지는 않지만) 저복잡도 최적 디코딩을 허용하면서, 최대 다이버시티의 달성을 허용한다. 일 실시형태에 있어서, 이 기술은 종래기술의 포스트코딩 기술과 직접적으로 호환가능하다. 또한, M 개의 활성 기지국이 주어지는 경우, M 개의 기지국의 어떤 세트가 "활성" 인지에 관계없이 이 기술은 차수 M 의 다이버시티를 제공하고, M 개의 "활성" 기지국의 모든 서브세트에 대한 최악의 코딩 이득을 또한 경감하기 위해 STBC 모듈 및 프리코더와 포스트코더의 공동 최적화를 허용한다.

도 2 는 수신기의 일 실시형태의 일반적 블록도이다. 수신기는 도 1b 에서의 무선 통신 디바이스 (102) 의 일부일 수도 있다. 수신기는, 정보-포함 시퀀스에 대응하는 데이터를 송신하고 있는 통신 시스템에서의 일 개수의 기지국으로부터 파형을 수신한다. 기지국의 개수는 사전에 전체적으로는 공지되지 않고, 다이버시티 차수를 나타내어, (다수의 기지국에 걸쳐 확산된) 총 M 개의 안테나가 정보-포함 시퀀스를 송신하는 경우에 차수 M 의 다이버시티가 획득되는데, 여기서 M 은 정수이다.

수신기에서, 송신은 (구조적으로) 서로 중복되고, 수신기는 전체 영향을 관측한다. 수신기는, 어떤 부가적인 기지국이 송신을 지원하고 있는지를 상세하게 알 필요가 없다. 하나 이상의 송신 기지국이 존재하든지 아니든지 간에, 수신기 구조는 동일하다. 채널 추정 단계에 있어서, 수신기에서 획득된 채널 추정치는 공동 송신을 통한 전체 채널 영향을 요약하는 "유효" 채널 추정치라는 것에 주목하라.

도 2 를 참조하면, 채널 추정 단계 중에, 수신기는, 본 발명이 속하는 기술분야에서 잘 알려진 STBC 에 대한 표준 파일럿-지원 방법의 간단한 적용을 통해 채널 계수 (211) 를 추정한다.

데이터 검출 단계에 있어서, 전단 필터링 및 복조 모듈 (201) 은 입력으로서 수신 파형 (210) 을 수신하고, 필터링 및 복조를 수행하여, 복소값의 수신 신호 시퀀스를 생성한다. 벡터화 모듈 (202) 은 수신 신호 시퀀스를 T-치수의 벡터의 시퀀스로 변환한다. 일 실시형태에 있어서, 수신된 T-치수의 벡터 및 채널 추정 벡터 (211) 가 주어지는 경우, 최소 거리 디코더 (203) 는 유도된 코드를 구하는데, 이 유도된 코드는 주어진 채널 추정 벡터를 갖는 채널을 통과하는 경우에 유클리드 거리에 있어서 수신된 T 치수의 벡터에 가장 근접한 것이다. 다수의 실제의 경우에, 이 검출의 복잡도는, 유도된 코드가 블록-대각 형태를 갖는 경우와 같이 크게 감소될 수 있다.

수신기에서 확인된 유효 채널 응답은 (간접적으로) 참여 기지국의 개수 및 그 개별 포스트코딩 벡터를 "전체" 유효 채널 계수의 형태로 캡처한다. 이들은 채널 추정 단계에서 추정되고; (수신기에 공지된) 동일한 파일럿 심볼은 모든 기지국에 의해 송신되고, 수신된 신호는 이들 "전체-영향" 채널 계수를 추정하는데 이용된다. 또한, 도 2 에서의 최소 거리 디코더 (모듈 (203)) 는 그 거리 메트릭 계산시 선형 프리코더의 영향을 통합한다.

각종 실시형태의 상세한 설명

본 명세서에 기재된 인코딩 및/또는 디코딩 시스템의 성능에 영향을 미칠 수 있는 다수의 가능한 트랜스코더 디자인 선택사양이 존재한다. 예를 들어, 주어진 베이스라인 코드 및 주어진 블로킹 인수 L 과 함께 채택된 프리코더의 선택은, 디코더 복잡도뿐만 아니라, 유도된 코드의 다이버시티 및 코딩 이득 거리 특성에 영향을 미친다. 프리코더의 일 실시형태는 후술된다.

프리코더-포스트코더 실시형태

일 실시형태에 있어서, 프리코더의 기능은, (기본적인 베이스라인 코드의 L-겹 확장인) 유도된 코드의 에러 콘스텔레이션을 재정형함으로써, 유도된 코드의 다이버시티/코딩 이득 프로파일을 향상시키는 것이다. 일 실시형태에 있어서, 이들 성능 메트릭은 다음의 특성을 갖는 프리코더를 구현함으로써 향상된다.

첫번째로, 이용되는 베이스라인 코드는 잘 알려진 Alamouti 코드 (본 명세서에 참조로서 포함되어 있는, S. M. Alamouti 의 "A Simple Transmitter Diversity Scheme for Wireless Communications" (IEEE Journal Selected Areas in Communications, pp. 1451-1458, 1998 년 10 월)) 이다. Alamouti 코드는 n=2 개의 송신 안테나용으로 디자인된 직교 STBC 이고, t=2 시간 슬롯 동안 k=2 개의 심볼을 코딩하는데, 여기서 블로킹 인수는 L=2 로 선택된다. 따라서, 이 코드를 이용하여, 4 개의 심볼이 4 시간 슬롯 동안 4 개의 안테나를 통해 한번에 인코딩된다 (s₁, s₂, s₃ 및 s₄). 유도된 코드 B 는, 2 개의 베이스 코드 B(1) 및 B(2) 가 프리코딩 벡터 z(1) 및 z(2) 에 의해 발생됨에 따라, 선택된 2 개의 대각 블록을 갖는 블록-대각 행렬로서 선택된다.

두번째로, 프리코딩이 이용되지 않는다 (즉, W 가 도 4 에서의 항등 행렬 (identity matrix) 이다) 고 가정하면, 이 시스템은 차수 2 의 다이버시티를 제공한다. 특히, 다이버시티는, 모든 가능한 에러 이벤트 중에서, 제로와 상이한 코드-에러 행렬의 고유값 (eigenvalue) 의 최소 카운트와 같다. 이 실시예에 있어서, (본 명세서에서 λ(m) 으로 표시되는 (여기서, m=1, 2, 3, 4)) 4 개의 고유값이 존재한다. B 의 가정된 블록 대각 구조로 인해, λ(1) 및 λ(2) 모두는,

와 같고, 여기서 e₁(1) 및 e₂(1) 은 (이 경우에 각각 s₁ 및 s₂ 에서의 에러 이벤트에 대응하는) z(1) 의 제 1 엔트리 및 제 2 엔트리에 대한 에러 이벤트이다. 유사하게, λ(3) 및 λ(4) 모두는,

와 같고, 여기서 e₁(2) 및 e₂(2) 는 (이 경우에 각각 s₃ 및 s₄ 에서의 에러 이벤트에 대응하는) z(2) 의 제 1 엔트리 및 제 2 엔트리에 대한 에러 이벤트이다. 이 경우에 차수-2 다이버시티는, 고유값 중 2 개를 제로와 같게 하는 넌제로 (nonzero) 에러 이벤트 (예를 들어, s₁ 및 s₂ 에서는 에러가 존재하지 않지만, s₃, s₄ 중 적어도 하나에서는 에러가 존재하는 에러 이벤트, 또는 그 반대의 에러 이벤트) 가 존재한다는 사실로부터 기인한다.

세번째로, z 의 엔트리 각각에서의 오리지널 심볼의 일차 결합을 적절하게 프리코딩함으로써, 차수-4 의 다이버시티가 매우 양호한 코딩 이득으로 보증될 수 있다. 이러한 하나의 디자인이 도 4 에 도시되어 있다. 이 디자인에 있어서, z(1) 및 z(2) 의 제 1 엘리먼트는 첫번째 2 개의 심볼 s₁ 및 s₂ 의 일차 결합으로서 인코딩되는 한편, z(1) 및 z(2) 의 제 2 엘리먼트는 s₃ 및 s₄ 의 일차 결합이다. e₁(1), e₂(1), e₁(2) 및 e₂(2) 의 에러 콘스텔레이션이 사전-정형될 수 있도록 복소 스케일링 상수가 적절하게 선택되어, 오리지널 세트 s 에서의 임의의 넌제로 에러 패턴으로 인해 코드-에러 행렬의 4 개의 고유값 모두가 넌제로가 됨으로써, 차수 4 의 다이버시티를 보증하게 된다. 그 결과로서 생기는 z 의 엘리먼트의 콘스텔레이션은 도 5 에 도시되어 있고, 이 경우 각 심볼 s_m 은 QPSK 콘스텔레이션으로부터 비롯되고, 중첩 코드 (superposition code) 를 닮는다.

네번째로, 4-안테나 시스템에서의 안테나가 4 개의 별개의 기지국에서의 단 일-안테나 엘리먼트를 나타내는 경우, 또한 4 개의 이들 기지국 중에서 M 개의 (단일-안테나) 기지국이 활성인 경우, 제안된 디자인은 풀-레이트 송신 및 차수 M 의 다이버시티를 보증하는데, 이는 유리하다.

도 4 의 형태로 프리코더를 제한함으로써, 프리코딩된 심볼은 한번에 단지 2 개의 심볼의 일차 결합으로서 형성되고, 이는 차선이라는 것에 주목하라. 이 경우에 프리코더의 무차별 (brute force) 최적화는, 도 4 에서의 디자인의 제한이 코딩 이득에서 무시해도 좋은 작은 희생을 산출한다는 것을 나타낸다. 보다 상세하게는, 도 4 의 프리코더 형태는 계층적 디코딩 (수신기에서 한번에 2 개의 심볼을 디코딩하는 것) 을 허용한다.

따라서, 전술한 바와 같이, 적절하게 디자인된 선형 프리코더를 통해 K 치수의 심볼 (즉, 전체 L×k-치수의 심볼) 의 선형 프리코딩이 수행되어, L×k-치수의 프리코딩된 심볼 벡터를 생성하는데, 여기서 이들 L 개의 벡터 각각은 베이스라인 코드로 인코딩되고, t×n STBC 행렬을 발생시킨다. 이 방법의 가장 단순한 형태에 있어서, T 슬롯이 t 슬롯의 L 개의 인접 세트로 분할되고, 각 t 슬롯 간격 동안에 코드 중 하나가 잠재적 활성 기지국의 L 크기-N 세트 중 하나로부터 송신된다.

또한, 본 명세서에 기재된 기술은, 오리지널 직교 STBC 디자인의 계통적 확장이, 안테나의 총 개수가 처음에 채택된 공간-시간 코드에서의 안테나의 개수의 2 배 초과인 통신 시스템을 획득하는 것을 허용한다.

프리코딩 및 계층적 디코딩

본래, 선형 프리코딩을 통해 에러 콘스텔레이션을 사전-정형하는 것은, 2 를 초과하는 t, k 및 n 치수뿐만 아니라, 2 초과의 L 인수를 수반하는 보다 일반적인 설정으로 확장된다. 일 실시형태에 있어서, 계층적 디코딩을 허용하면서, 베이스 코드가 k≤t 을 만족시키는 경우에, 활성 기지국의 세트에 관계없이 최대 다이버시티 송신을 획득하는 계통적 프리코딩 접근법이 달성된다. 도 7 은 이러한 접근법을 예시하는 인코더의 일 실시형태의 블록도이다. 도 7 의 동작은, 하드웨어 (회로, 전용 로직 등), (범용 컴퓨터 시스템이나 전용 머신 상에서 실행되는 것과 같은) 소프트웨어, 또는 이 둘의 조합을 포함할 수도 있는 처리 로직에 의해 수행된다.

도 7 을 참조하면, 파티셔닝 모듈 (701) 은 치수 K=L×k 의 심볼 벡터 s 를 수신하고, s 를 크기 L 의 k 개의 심볼 서브-벡터 (s(1), s(2), …, s(k) 로 표시됨) 로 분할한다. 프리코더 세트 (702₁ 내지 702_k) 는 동일한 선형 L×L 프리코더 Wo 를 통해 각 서브벡터를 프리코딩하여, 치수 L×1 의 k 개의 프리코딩된 심볼 (v(1), v(2), …, v(k) 로 표시됨) 을 획득한다. 인터리빙 모듈 (703) 은 L 개의 k×1 프리코딩된 심볼 z(1), z(2), …, z(L) 을 구성한다. 일 실시형태에 있어서, 인터리빙 모듈 (703) 은 다음과 같이 동작한다: z(1) 의 엔트리는 v(1), v(2), …, v(k) 의 제 1 엘리먼트이고; z(2) 의 엔트리는 v(1), v(2), …, v(k) 의 제 2 엘리먼트이고; z(L) 의 엔트리가 v(1), v(2), …, v(k) 의 최종 엘리먼트로서 설정될 때까지, 동일한 방식으로 이 구성이 계속된다.

인코더 (704) 는 베이스 코드 (704₁ 내지 704_L) 각각을 통해 크기 k 의 프리코딩된 블록 z(1), z(2), …, z(L) 각각을 인코딩하여, 치수 t×n 의 L 개의 행렬 (도 7 에서, B(1), B(2), …, B(L) 로 표시되고, 이는 블록-대각 행렬 B 임) 을 발생시킨다.

i 번째 기지국의 투영 모듈 (705) 은 행렬 B 를 크기 N×1 의 그 고유 조종 벡터 상에 투영하여, 유효 송신 샘플 벡터를 발생시킨다. 보다 상세하게는, 베이스라인 코드 B(1), B(2), …, B(L) 각각은 i 번째 조종 벡터의 분리된 서브벡터 상으로 투영된다.

i 번째 기지국의 역다중화 및 심볼 언팩 모듈 (706) 은 그 유효 송신 샘플 벡터 x(i) 의 시퀀스를 스칼라 샘플의 시퀀스로 변환한다. 펄스-정형 및 변조 모듈 (707) 은 이들 샘플을 수신하고, 펄스 정형 및 변조를 수행하여, 송신 파형 (713) 으로서 표현되는 정보 시퀀스를 생성하는데, 이 송신 파형은 i 번째 기지국의 안테나를 통해 송신된다.

또한, 전술한 바와 같이, 본 명세서에 기재된 기술은, t 시간 슬롯 동안 n 개의 안테나를 통해 한번에 k 개의 심볼을 인코딩하도록 디자인된 STBC 에 종속한다. 이 경우, 각 기지국은 한번에 k 개의 심볼의 L 개의 블록을 인코딩하는데, 이는 L×T 슬롯의 지연을 초래한다. STBC 를 형성하기 이전에, 일차 변환을 이용함으로써 데이터 심볼이 프리코딩된다. 일차 변환의 효과는, 표준 STBC 가 단지 단독으로 차수 n 의 다이버시티를 제공할 수 있을 지라도, L 개의 코딩 블록에 걸쳐 각 심볼을 확산시키고, 최대 L×n 의 다이버시티 차수를 허용하는 것이다. 일 실시형태에 있어서, 전체 시스템의 코딩 이득을 추가적으로 최적화하기 위해 시변 조종 벡터가 또한 이용된다.

성능 개선

이용될 수도 있는 적어도 2 보다 많은 성능 개선이 존재한다. 먼저, 복소 심볼 벡터 및 그 켤레 모두에 대해 동작하는 선형 프리코더의 이용이 있다. 이러한 프리코더 구조는 도 6 에 도시되어 있고, 여기서 W 및 V 는 모두 도 7 에서의 구현을 따르는 형태이다 (여기서, v(m) 벡터 각각은 Wo 을 통한 프리코딩 벡터 s(m) 과, V 와 연관된 L×L 프리코딩 행렬 Vo 을 통한 그 켤레의 합으로서 구성됨). 이 개선은 프리코더 시스템의 디자인시 보다 큰 자유도를 제공하고, 계층적 디코딩을 따르면서, 유도된 코드의 코딩 이득 거리에서의 개선을 산출할 수 있다. 두번째로, 개별 블록의 결합의 블록 대각 구조가 (도 4 에서의 디자인과 같은) 다수의 경우에 B 의 m 번째 블록 열에서의 블록 모두가 B(m) 과 같은 구조로 대체될 수 있다. 이 구성은 블록 대각 구조보다 양호한 피크-대-평균 전력비를 갖고, 계층적 디코딩을 허용할 수 있다.

본 발명의 실시형태의 이점의 예시

본 명세서에 기재된 실시형태와 연관된 다수의 이점이 존재한다. 첫번째 로, 본 명세서에 기재된 실시형태는, 다른 활성 기지국에서 동일한 데이터 및 시그널링 리소스의 가용성을 이용함으로써, 수신기로의 데이터의 무선 통신에서 기회적인 (opportunistic) 다이버시티/신뢰성 향상을 허용한다. 이 신뢰성 향상은 심볼당 전체 송신 전력, 데이터 레이트, 또는 대역폭에서의 희생 없이 달성된다. 두번째로, 임의의 세트의 활성 기지국이 주어지는 경우, 기지국의 어떤 세트가 활성 세트인지에 관계없이 이들 기술은 최대 다이버시티 이점을 제공할 수 있다. 세번째로, 제안된 기술은 분산형이다, 즉 임의의 활성 기지국에서의 인코딩은 어떤 다른 기지국이 활성인지의 정보 없이 수행된다. 네번째로, 개시된 방법의 특정 실시형태는 수신기에서의 저복잡도 디코딩을 허용한다. 마지막으로, 일 실시형태에 있어서, 평균 수신 신호 SNR 은, 수신기로부터 상이한 거리에 개별 활성 기지국이 존재할 수 있고, 그에 따라 평균 수신 신호 세기가 상이하다는 사실을 수용하도록 고려될 수 있다.

본 발명의 다수의 변경 및 변형은 전술한 설명을 판독한 이후에 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명하게 된다는 것은 의심할 바 없지만, 예시로서 기재 및 설명된 임의의 특정 실시형태는 결코 제한으로서 의도되어서는 안 된다는 것이 이해되어야 한다. 그러므로, 각종 실시형태의 상세에 대한 참조는, 본 발명에 대해 본질적인 것으로서 간주되는 특징만을 기술하는 특허청구범위의 범위를 제한하는 것으로서 의도되지 않는다.

Claims

무선 통신 시스템에서 정보를 통신하는 방법으로서,

기지국들의 그룹에서의 2 개 이상의 기지국들에 정보-포함 시퀀스를 저장하는 단계; 및

사용자의 수신기에 의한 수신을 위해 일 개수의 기지국들로부터 상기 정보-포함 시퀀스에 대응하는 데이터를 송신하는 단계를 포함하고,

상기 기지국들의 개수는 사전에 (a priori) 전체적으로는 공지되지 않고, 다이버시티 차수를 나타내어, 다수의 기지국들에 걸쳐 확산된 총 M 개의 안테나들이 상기 정보-포함 시퀀스를 송신하는 경우에 차수 M 의 다이버시티가 획득되고, 여기서 M 은 정수인, 정보 통신 방법.
무선 통신 시스템에서 정보를 통신하기 위한 장치로서,

기지국들의 그룹에서의 2 개 이상의 기지국들에 정보-포함 시퀀스를 저장하는 메모리; 및

사용자의 수신기에 의한 수신을 위해 일 개수의 기지국들로부터 상기 정보-포함 시퀀스를 송신하는 송신기를 포함하고,

상기 기지국들의 개수는 사전에 (a priori) 전체적으로는 공지되지 않고, 다이버시티 차수를 나타내어, 다수의 기지국들에 걸쳐 확산된 총 M 개의 안테나들이 상기 정보-포함 시퀀스를 송신하는 경우에 차수 M 의 다이버시티가 획득되고, 여기 서 M 은 정수인, 정보 통신 장치.
명령들이 저장된 하나 이상의 컴퓨터 판독가능 저장 매체를 갖는 제조물로서,

상기 명령들은, 시스템에 의해 실행되는 경우, 상기 시스템으로 하여금,

기지국들의 그룹에서의 2 개 이상의 기지국들에 정보-포함 시퀀스를 저장하는 단계; 및

사용자의 수신기에 의한 수신을 위해 일 개수의 기지국들로부터 상기 정보-포함 시퀀스에 대응하는 데이터를 송신하는 단계를 포함하는 방법을 수행하게 하고,

상기 기지국들의 개수는 사전에 (a priori) 전체적으로는 공지되지 않고, 다이버시티 차수를 나타내어, 다수의 기지국들에 걸쳐 확산된 총 M 개의 안테나들이 상기 정보-포함 시퀀스를 송신하는 경우에 차수 M 의 다이버시티가 획득되고, 여기서 M 은 정수인, 컴퓨터 판독가능 저장 매체를 갖는 제조물.
임의의 세트의 기지국들의 협력을 통해 수신기로 정보-포함 시퀀스를 송신하는 방법으로서,

상기 임의의 세트의 기지국들에서의 각 기지국에서 수행되는 일련의 동작들을 포함하고,

상기 일련의 동작들은,

데이터를 블록들로 분할하는 단계; 및

상기 블록들을 순차적으로 또한 독립적으로 인코딩하는 단계로서,

프리코딩된 데이터를 생성하도록, 상기 임의의 세트의 기지국들에서의 기지국들에 대해 공통인 프리코더를 이용하여 각 데이터 블록을 프리코딩 (precoding) 하는 단계,

상기 프리코딩된 데이터로부터 서브블록들을 생성하는 단계,

STBC 행렬을 발생시키도록, 상기 임의의 세트의 기지국들에서의 기지국들에 대해 공통인 공간-시간 블록 코드 (STBC) 를 이용하여 독립적으로 상기 서브블록들을 인코딩하는 단계, 및

상기 각 기지국에 대해 특정인 개별 조종 벡터 상에 상기 STBC 행렬을 투영함으로써, 기지국-특정 및 안테나-특정 포스트코딩 (postcoding) 을 수행하는 단계에 의해, 상기 블록들을 순차적으로 또한 독립적으로 인코딩하는 단계를 포함하는, 정보-포함 시퀀스 송신 방법.
임의의 세트의 기지국들의 협력을 통해 수신기로 정보-포함 시퀀스를 송신하는 통신 시스템에서 사용하기 위한 기지국으로서,

상기 임의의 세트의 기지국들에서의 각 기지국은,

다수의 안테나 엘리먼트들;

데이터를 블록들로 분할하고, 상기 블록들을 순차적으로 또한 독립적으로 인코딩하는 처리 유닛으로서,

프리코딩된 데이터를 생성하도록 각 데이터 블록을 프리코딩 (precoding) 하며, 상기 임의의 세트의 기지국들에서의 기지국들에 대해 공통인 프리코더,

상기 임의의 세트의 기지국들에서의 기지국들에 대해 공통인 공간-시간 블록 코드 (STBC) 를 이용하여 독립적으로 상기 프리코딩된 데이터의 서브블록들을 인코딩하며, STBC 행렬을 발생시키도록 동작가능한 공간-시간 블록 코드 모듈, 및

상기 각 기지국 및 상기 각 기지국에 대한 각 안테나 엘리먼트에 대해 특정인 개별 조종 벡터 상에 상기 STBC 행렬을 투영함으로써, 기지국-특정 포스트코딩을 수행하는 포스트코딩 모듈을 포함하는, 상기 처리 유닛; 및

상기 기지국-특정 및 안테나-특정 포스트코딩을 수행하는 것으로부터 기인한 데이터에 기초하여 발생되는 파형에 대한 송신기를 포함하는, 통신 시스템에서 사용하기 위한 기지국.
임의의 세트의 기지국들의 협력을 통해 수신기로 정보-포함 시퀀스를 송신하는 기지국들을 갖는 통신 시스템에서 사용하기 위한 무선 통신 디바이스로서,

상기 수신기는, 상기 정보-포함 시퀀스에 대응하는 데이터를 송신하는 복수의 기지국들 각각으로부터의 파형을 수신하도록 동작가능하고,

상기 기지국들의 개수는 사전에 (a priori) 전체적으로는 공지되지 않고, 다이버시티 차수를 나타내어, 기지국들에 위치한 총 M 개의 안테나들이 상기 정보-포 함 시퀀스를 송신하는 경우에 차수 M 의 다이버시티가 획득되고, 여기서 M 은 정수인, 무선 통신 디바이스.