JP2008259334A - ブラシレスモータのセンサレス駆動方法、ブラシレスモータの制御装置、及び電動オイルポンプ - Google Patents

ブラシレスモータのセンサレス駆動方法、ブラシレスモータの制御装置、及び電動オイルポンプ Download PDF

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Abstract

【課題】ロータの回転停止位置に依存することなくスムーズに強制転流から誘起電圧同期駆動に移行することができ、大きな異音を発生させることなく高速に起動が行えるブラシレスモータのセンサレス駆動方法を提供する。
【解決手段】U,V,W各相のコイルと該コイルに発生する電磁力により回転駆動されるロータとを備えるブラシレスモータのセンサレス駆動方法である。ロータの回転停止位置に応じて複数の波形パターン[5]〜[4]のいずれか一つである[5]から開始される波形パターンシーケンスSQ1を選択する。そして、この選択された波形パターンシーケンスSQ1に基づいてセンサレス駆動を行う。
【選択図】図1

Description

本発明は、ブラシレスモータのセンサレス駆動方法、該センサレス駆動方法を実行するブラシレスモータの制御装置、及び、該制御装置によって回転駆動されるブラシレスモータと、該ブラシレスモータにより駆動されるポンプとを備えた電動オイルポンプに関する。
ブラシレスモータは、一般に、ロータの近傍にホール素子センサ等の磁極位置センサを配置し、該センサによりロータの磁極位置の検出を行うとともに、得られた磁極位置情報等に基づき、直流電源に接続されたインバータ回路を介してロータの回転を制御している。
ところで、近年、地球環境問題に対応し、自動車等の車両にはアイドルストップ時の油圧補助等のための電動オイルポンプが幅広く活用されつつある。こうした電動オイルポンプには、油を吸入・吐出するポンプを駆動するためにブラシレスモータが設けられている。
このような自動車用途のブラシレスモータでは、120℃程度に高温となる自動車のエンジンルーム内の環境に耐えうるようにするため、前述の磁極位置センサを使用せず、ステータに巻回されたコイルに誘起される誘起電圧を利用してロータの磁極位置(回転位置)を検出し、得られた磁極位置情報に基づき、センサレス駆動を行うことが通常になっている(例えば、特許文献1参照)。
このようなブラシレスモータの一例を図4に示す。図4に示すブラシレスモータ2は、スター結線されたU,V,W各相のコイル2u〜2wを有し、前記擬似交流電流によって励磁されるステータ2b、及び、永久磁石を有し、前記ステータ2bに発生する電磁力によって回転駆動されるロータ2aを備えている。また、このブラシレスモータ2は、円筒形のステータ2bがロータ2aを取り囲む所謂インナーロータ型の円筒形ブラシレスモータである。また、このブラシレスモータ2と、該ブラシレスモータ2により駆動されるポンプ3とにより自動車等の車両のアイドルストップ時に油圧を補助する電動オイルポンプ4が構成されている。
図4に示すように、前記ブラシレスモータ2を制御する制御装置1は、自動車の車載バッテリの直流電源に接続され、該直流を擬似交流に変換してロータ2aに駆動電流として供給するインバータ回路10を備えている。
この制御装置1は、さらに、ブラシレスモータ2のU,V,W各相のコイル2u〜2wの端子電圧Vu,Vv,Vw[V]と前記直流電源からの基準電圧Vref[V]とを比較するとともに、該比較結果に基づきロータ2aの回転位置を検出する位置検出手段12と、該位置検出手段12からのロータ回転位置情報θ(θはロータ回転位置パターンとも表現できる。)、直流電源の電圧Vdc[V]、外部からの速度指令f*又はトルク指令T*に基づき、指令信号としてのPWM(パルス幅変調:Pulse Width Modulation)信号(u+,v+,w+、u−,v−,w−)として前記インバータ回路10を構成する各半導体スイッチング素子11ua〜11ubに出力し、ロータ2aの回転を制御するコントローラ13とを備えている。このコントローラ13は専用IC又は汎用CPUより構成される。
詳細には、前記位置検出手段12は、U,V,W各相のコイル2u〜2wの端子電圧Vu,Vv,Vw[V]と、基準電圧Vref[V]、即ち、直流電源の電圧Vdc[V]の1/2とした(1/2)Vdc[V]とをU,V,W各相毎に比較するコンパレータ12u〜12wとを備えており、該比較結果を前記ロータ回転位置情報θに対応するロータ2aの回転位置信号としてコントローラ13に出力する。
また、前記コントローラ13は、ロータ2aの回転を制御するための制御プログラムを格納したメモリ13m及びタイマ13tを有する制御手段と、前記PWM信号を発生し、該PWM信号に基づいて前記インバータ回路10の各半導体スイッチング素子11ua〜11ubをオン・オフさせるPWM信号形成回路13b(通電信号形成回路)とを備えている。そして、前記制御手段は、前記制御プログラムにより、タイマ13tからの時間情報に基づいて前記ロータ2aの回転位置信号の時間間隔を求め、これにより回転速度fを演算するとともに、該回転速度f、前記速度指令f*又はトルク指令T*、直流電源Vdcの電圧Vdc[V]よりPWMデューティー比duty(各半導体スイッチング素子11ua〜11ubのオン・オフの周期におけるオン時間の比)を演算し、得られたPWMデューティー比dutyをロータ回転位置情報θとともにPWM信号形成回路13bに出力し、当該PWM信号形成回路13bにおいてPWM信号が形成される。尚、前記制御プログラムが動作することで、前記位置検出手段12によりPWM信号のオン期間に検出されたロータ回転位置情報θがPWM信号のオン期間にコントローラ13のメモリ13mに逐次記憶される。
以下、このブラシレスモータ2の制御装置1の基本動作について図4〜図6を参照してさらに詳細に説明する。尚、図5に示すフローチャートは前記制御プログラムによって実行されるものである。また、ここで、U,V,W各相のコイルに対する通電角を120°とする。
図4及び図5を参照して、まず、前記コントローラ13からリニア電圧信号によりスタート指令を発信し(S100)、そして、次のS101で直流励磁によりロータ2aを一定の待機区間(回転停止位置)で待機(停止)させる。このようにロータ2aを一定の待機区間で停止させるのは、当該ロータ2aの回転停止位置に対応して予め決定しておいた転流タイミングに基づき誘起電圧同期駆動を行うためである。
次に、前記コントローラ13から強制転流の通電信号を出力し、強制転流を開始する。即ち、図6(a)(i)に示すように、強制的にインバータ回路10を介してU,V,W各相のコイル2u〜2wに通電角120°で矩形波からなる印加電圧を印加してロータ2aを回転させる(S102:強制転流ステップ)。
ここで、仮に強制転流をロータ2aの一回転周期の電気角360°以上に持続させると、図6(a)(ii)に示すように、この印加電圧と、ロータ2aの回転によりU,V,W各相のコイル2u〜2wに誘起された誘起電圧とが重畳した端子電圧Vu,Vv,Vw[V]が、各相のコイル2u〜2wに発生する。そして、位置検出手段12のコンパレータ12u〜12wにより、各端子電圧Vu,Vv,Vw[V]と基準電圧Vref{=(1/2)Vdc}[V]との差分を検出し、両電圧の大小関係に応じて2値化する。即ち、図6(a)(iii)に示すように、位置検出手段12(コンパレータ12u〜12w)は、各端子電圧Vu,Vv,Vw[V]が基準電圧Vref[V]より大の場合は、H信号(1)を出力し、それ以外の場合はL信号(0)を出力する。このH信号(1)及びL信号(0)をU,V,W各相について2値化数値の組にすることにより、図6(a)(α)及び図6(a)(β)に示すように、ロータ2aの一回転周期の電気角360°の間、誘起電圧及び印加電圧において、且つU,V,W各相について、電気角60°の間隔で[5](101)⇒[1](100)⇒[3](110)⇒[2](010)⇒[6](011)⇒[4](001)の全部で6(複数)種の波形パターンが得られる(ここで、[]内の数値は、各波形パターンを識別する識別番号を示す)。ここで、印加電圧の各波形パターン[5]〜[4]は、誘起電圧のそれに対して電気角30°遅れたものとして設定する。該6種の波形パターンは、誘起電圧についてPWM信号のオン期間(サンプリング時間)毎にサンプリングされ、前記ロータ回転位置情報θとともにコントローラ13のメモリ13mに逐次記憶される。尚、[5](101)の波形パターンから開始し、[4](001)の波形パターンまで時系列で連続する一連の波形パターンを「波形パターンシーケンスSQ1」という。この波形パターンシーケンスSQ1は、時系列で周期的に繰り返されるものであり、コントローラ13のメモリ13mに記憶されている。
前記通電角120°の間に位置し、強制転流ステップにおいてロータ2aが回転を開始した後に現れる電気角60°の通電休止区間においては、U,V,W各相のコイル2u〜2wにおいて印加電圧は重畳されず誘起電圧のみが端子電圧Vu,Vv,Vw[V]として発生するようになる。つまり、この通電休止区間においては、誘起電圧[V]は端子電圧Vu,Vv,Vw[V]と一致するようになる。
以下のS103〜S105では、位置検出手段12により、前記通電休止区間における端子電圧Vu,Vv,Vw[V]、即ちU,V,W各相の誘起電圧[V]を基準電圧Vref[V]と比較することで誘起電圧について波形パターンをサンプリングし、各端子電圧(誘起電圧)Vu,Vv,Vw[V]と基準電圧Vref[V]との差分が0[V]となるゼロクロス点Tzu1,Tzw1,Tzv1,Tzu2,Tzw2,Tzv2を捕捉する。このゼロクロス点Tzu1〜Tzv2は、電気角60°毎に出現し、ロータ2aの一回転周期の電気角360°の間、6回出現することになる。
即ち、ロータ2aの回転開始後、U,V,W各相について、前記通電休止区間において、PWM信号のオン期間毎に、誘起電圧の波形パターン(図6(a)(α)参照)をサンプリングし、今回印加した印加電圧と誘起電圧の両波形パターンを比較する(S103:第1比較ステップ)。その結果、両波形パターンが不一致であれば、次のS104を実行し、一致しておれば、強制転流ステップS102の手前に戻り、S102から再度実行する。
次に、前回サンプリングした誘起電圧の波形パターンと、今回サンプリングした誘起電圧の波形パターンとを比較する(S104:第2比較ステップ)。その結果、両波形パターンが一致しておれば、次のS105を実行し、不一致であれば、強制転流ステップS102の手前に戻り、S102から再度実行する。
次いで、次回サンプリングするべき誘起電圧の波形パターンと、今回サンプリングした誘起電圧の波形パターンとを比較する(S105:第3比較ステップ)。その結果、両波形パターンが一致しておれば、次のS106を実行し、不一致であれば、強制転流ステップS102の手前に戻り、S102から再度実行する。
S106では、強制転流ステップS102以前のロータ2aの待機区間(ロータ2aの回転停止位置)に応じ、予め決定した転流タイミングとしての波形パターンシーケンス(この場合は、波形パターンシーケンスSQ1)に設定する。そして、該波形パターンシーケンスSQ1を誘起電圧同期駆動の転流タイミングとして、今回サンプリングした時刻、即ち、ゼロクロス点Tzu1から遅延時間としての電気角30°後に誘起電圧同期駆動を開始する(S107:誘起電圧同期駆動ステップ)。逆に云えば、予め誘起電圧の転流タイミングを波形パターンシーケンスSQ1に設定しておけば、センサレス駆動の直前にロータ2aが該波形パターンシーケンスSQ1に対応した一定の待機区間で停止している場合に、図6(a)(ii)に示すゼロクロス点Tzu1を起点として電気角30°後に、強制転流から当該波形パターンシーケンスSQ1に基づく誘起電圧同期駆動に移行できる。
そして、誘起電圧同期駆動においては、図6(a)及び図6(b)を参照して、U,V,W各相のコイル2u〜2wについて、ゼロクロス点Tzu1から電気角30°の点Tsu1を起点として、電気角60°毎に、即ち、各ゼロクロス点Tzu1,…,Tzv2から電気角30°の点Tsu1,…,Tsv2毎に、位置検出手段12の極性反転タイミング(コンパレータ12u〜12wの出力切り替えタイミング)をもって、U,V,W各相の端子電圧Vu,Vv,Vw[V]の波形パターン[5],…,[4]に対応した通電電流の方向に切り替えられる。
以上のとおり、従来においては、予め決定した波形パターンシーケンス(例えば、波形パターンシーケンスSQ1)に基づいてロータ2aが回転駆動されるように、予め特定のゼロクロス点Tzu1以前の一定の待機区間にロータ2aを移動・停止させておき、強制転流後にゼロクロス点Tzu1の捕捉を行うことで、ブラシレスモータ2の起動及び駆動が行われていた。
特開平11−318097号公報
ところが、何らかの原因でブラシレスモータ2の負荷が大きくなり、ロータ2aが一定の待機区間からずれて停止した場合や、強制転流によりロータ2aの回転数が上昇せず、予定したロータ2aの回転位置でU,V,W各相のコイル2u〜2wに発生した誘起電圧について波形パターンをサンプリングできない場合は、強制転流から波形パターンシーケンスSQ1に基づく誘起電圧同期駆動に移行しないため、再度、一定の待機区間にロータ2aを復帰させる必要が生じる。
この結果、強制転流に要する時間が長期化し、ブラシレスモータ2において無駄に駆動電力が消費されたり、所謂コギング(回転むら)が生じて大きな異音が発生する原因となっていた。
本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、ロータの回転停止位置に依存することなくスムーズに強制転流から誘起電圧同期駆動に移行することができ、大きな異音を発生させることなく高速に起動が行えるブラシレスモータのセンサレス駆動方法、及び、ブラシレスモータの制御装置を提供することにある。
上記問題点を解決するために、複数相のコイルと該コイルに発生する電磁力により回転駆動されるロータとを備えるブラシレスモータのセンサレス駆動方法であって、前記各相のコイルに誘起された誘起電圧と基準電圧との差分を前記各相について2値化し、前記複数相についての2値化数値の組に対応する複数種の波形パターンと、該複数種の波形パターンが時系列で連続することにより構成されるとともに時系列で周期的に繰り返す波形パターンシーケンスとを取得し、且つ、前記ロータの回転停止位置に応じて前記複数の波形パターンのいずれか一つから開始される前記波形パターンシーケンスを選択し、該波形パターンシーケンスに基づいてセンサレス駆動を行うようにしたこと、を要旨とする。
同構成によれば、任意のロータの回転停止位置において、当該回転停止位置に応じた波形パターンシーケンスを選択し、該波形パターンシーケンスに基づいてブラシレスモータをセンサレス駆動する。このため、何らかの原因でブラシレスモータの負荷が大きくなり、ロータが一定の待機区間からずれて停止した場合や、強制転流によりロータの回転数が上昇せず、予定したロータの回転位置で複数相のコイルに誘起電圧が発生しない場合でも、当該一定の待機区間にロータを復帰させる必要がなくなる。この結果、ロータの回転停止位置に依存することなくスムーズに強制転流から誘起電圧同期駆動に切り替えることができるようになる。
請求項2に記載の発明は、請求項1に記載のブラシレスモータのセンサレス駆動方法において、前記コイルに印加電圧を印加して前記ロータを強制的に回転させる強制転流ステップと、所定のサンプリング時間ごとに、前記誘起電圧の波形パターンをサンプリングし、印加電圧と誘起電圧の両波形パターンを比較する第1比較ステップと、前記両波形パターンが同一でないことが確認されたことを条件に、前回サンプリングされた誘起電圧の波形パターンと、今回サンプリングした誘起電圧の波形パターンとを比較する第2比較ステップと、前記第2比較ステップにおいて両波形パターンが同一であることが確認されたことを条件として、次回サンプリングするべき誘起電圧の波形パターンと、今回サンプリングした誘起電圧の波形パターンとを比較する第3比較ステップと、前記第3比較ステップにおいて両波形パターンが同一であることが確認されたことを条件として、前記強制転流ステップ以前のロータの回転停止位置に応じて、前記波形パターンのいずれか一つから開始される波形パターンシーケンスを選択し、該波形パターンシーケンスに基づいて、今回サンプリングした時刻から所定の電気角後に誘起電圧同期駆動を開始する誘起電圧同期駆動ステップと、を備えたことを要旨とする。
同構成によれば、強制転流ステップ、第1〜第3比較ステップ、及び誘起電圧同期駆動ステップによって、ロータの回転停止位置に依存することなくスムーズに強制転流から誘起電圧同期駆動に切り替えることができる。
請求項3に記載の発明は、請求項2に記載のブラシレスモータのセンサレス駆動方法において、前記ロータの回転停止位置を、前記第1比較ステップにてサンプリングされ、前記第2比較ステップにて同一でないことが確認された前記誘起電圧と印加電圧の両波形パターンに基づいて推定するようにしたことを要旨とする。
同構成によれば、ロータの回転停止位置を、第1比較ステップにてサンプリングされ、第2比較ステップにて同一でないことが確認された誘起電圧と印加電圧の両波形パターンに基づいて確度高く推定できる。これにより、ロータの回転停止位置が確定され、当該回転停止位置に応じて、誘起電圧同期駆動において基づくべき波形パターンシーケンスを確実に選択することができる。
請求項4に記載の発明は、請求項2又は請求項3に記載のブラシレスモータのセンサレス駆動方法を実行するブラシレスモータの制御装置であって、U,V,W各相のコイルの端子電圧と前記基準電圧とを比較するとともに、該比較結果に基づきロータの回転位置を検出する位置検出手段と、前記強制転流ステップ、第1〜第3比較ステップ、及び、誘起電圧同期駆動ステップを実行するとともに、ロータの回転を制御するための指令信号を出力するコントローラと、前記指令信号に基づき、ロータに駆動電流を供給するインバータ回路とを備えたことを特徴とすることを要旨とする。
同構成によれば、強制転流ステップ、第1〜第3比較ステップ、及び誘起電圧同期駆動ステップによって、ロータの回転停止位置に依存することなくスムーズに強制転流から誘起電圧同期駆動に切り替えるセンサレス駆動が的確に行えるブラシレスモータの制御装置が提供できるようになる。
請求項5に記載の発明は、自動車等の車両のトランスミッションにおいて、アイドルストップ時に低下する油圧を補助するための電動オイルポンプであって、請求項4に記載の制御装置によって回転駆動されるブラシレスモータと、該ブラシレスモータにより駆動されるポンプとを備えたことを要旨とする。
同構成によれば、大きな異音を発生させることなく高速に起動が行える電動オイルポンプが実現され、自動車用途としての信頼性が高められるようになる。
本発明によれば、ブラシレスモータにおいて、ロータの回転停止位置に依存することなくスムーズに強制転流から誘起電圧同期駆動に移行することができ、大きな異音を発生させることなく高速に起動が行えるようになる。
以下、本発明を具体化した実施形態について図面を参照しつつ説明する。
本実施形態に係るブラシレスモータは、図4に示すブラシレスモータ2と同様に、自動車等の車両のトランスミッションにおいて、アイドルストップ時に低下する油圧を補助するための電動オイルポンプ4に備えられるものである。
また、本実施形態のブラシレスモータの制御装置は、図4に示すブラシレスモータ2の制御装置1と構造上同様であって、その動作も以下に特に示す場合を除いて同様なものであり、対応する部位や名称には同一の符号を付してその説明を省略する。また、本実施形態において、ブラシレスモータ2のU,V,W各相のコイル2u〜2wに対する通電角を120°とする。また、端子電圧の波形については、簡単のため、U相についてのみ示す。
<波形パターンシーケンスについて>
以下、本実施形態のブラシレスモータ2の制御装置1で用いる波形パターンシーケンスについて図面を参照して説明する。
本実施形態に係るブラシレスモータ2の制御装置1において、まず、前記コントローラ13から強制転流の通電信号を出力し、強制転流を開始すると、図1(a)及び図4を参照して、印加電圧と、ロータ2aの回転によりU相のコイル2u〜2wに誘起された誘起電圧とが重畳した端子電圧Vu[V]が、U相のコイル2uに発生する。
次に、位置検出手段12のコンパレータ12u〜12wにより、U,V,W各相のコイル2u〜2wの端子電圧Vu,Vv,Vw[V]と基準電圧Vref{=(1/2)Vdc}[V]との差分を検出し、両電圧の大小関係に応じてH信号(1)及びL信号(0)に2値化する。そして、図6(a)及び図6(b)を参照して、このH信号(1)及びL信号(0)をU,V,W各相について2値化数値の組にすることにより、ロータ2aの一回転周期の電気角360°の間、誘起電圧及び印加電圧において、且つU,V,W各相について、電気角60°の間隔で[5](101)⇒[1](100)⇒[3](110)⇒[2](010)⇒[6](011)⇒[4](001)の全部で6(複数)種の波形パターンが得られる(ここで、[]内の数値は、各波形パターンを識別する識別番号を示す)。また、本実施形態において、印加電圧の各波形パターンは、誘起電圧のそれに対して電気角30°遅れたものとして設定する。
ここで、図1(a)(ii)に示すように、[5](101)の波形パターンから開始し、[4](001)の波形パターンまで時系列で連続する一連の波形パターンを「波形パターンシーケンスSQ1」といい、以下同様に、電気角60°の間隔で順次遅れて発生する[1](100),…,[4](001)の各波形パターンから開始し、[5](101),…,[6](001)の波形パターンまで時系列で連続する一連の波形パターンをそれぞれ、「波形パターンシーケンスSQ2,…,SQ6」という。この波形パターンシーケンスSQ1〜SQ6は、時系列で周期的に繰り返されるものであり、コントローラ13のメモリ13mに記憶されている。
<制御プログラムに基づく基本動作について>
本実施形態のブラシレスモータ2の制御装置1では、図5に示すフローチャートを実行する制御プログラムに代えて、図2に示すフローチャートを実行する制御プログラムを用いる。以下、当該制御プログラムに基づく制御装置1の基本動作について、図面を参照して説明する。
図1(a)、図2、及び図4を参照して、まず、コントローラ13からリニア電圧信号によりスタート指令を発信し(S0)、そして、次のS1で直流励磁によりロータ2aを任意の待機区間(回転停止位置)Ws(°)で待機(停止)させる。ここで、ロータ2aの待機区間Ws(°)(ロータ2aの回転停止位置)は、後述するように、第1比較ステップS3にてサンプリングされ、第2比較ステップS4にて同一でないことが確認された誘起電圧と印加電圧の両波形パターンに基づいて推定される。
次に、前記コントローラ13から強制転流の通電信号を出力し、強制転流を開始する。即ち、強制的にインバータ回路10を介してU,V,W各相のコイル2u〜2wに通電角120°で矩形波からなる印加電圧を印加してロータ2aを回転させる。ここでの強制転流におけるロータ2aの回転数は、280[rpm]とする(S2:強制転流ステップ)。
すると、図1(a)を参照して、ロータ2aの一回転周期の電気角360°の間、誘起電圧及び印加電圧において、且つU,V,W各相について、電気角60°の間隔で[5](101)⇒[1](100)⇒[3](110)⇒[2](010)⇒[6](011)⇒[4](001)の全部で6(複数)種の波形パターンが得られる。
この6種の波形パターンは、図1(b)及び図4を参照して、誘起電圧についてPWM信号のオン期間(サンプリング時間)毎にサンプリングされ、ロータ回転位置情報(ロータ回転位置パターン)θとともにコントローラ13のメモリ13mに逐次記憶される。ここで、通電角120°の間に位置し、強制転流ステップにおいてロータ2aが回転を開始した後に現れる電気角60°の通電休止区間においては、U相のコイル2uにおいて印加電圧は重畳されず誘起電圧のみが端子電圧Vu[V]として発生するようになる。つまり、この通電休止区間においては、誘起電圧は端子電圧と一致するようになる。
以下のS3〜S5では、位置検出手段12により、前記通電休止区間における端子電圧Vu,Vv,Vw[V]、即ちU,V,W各相の誘起電圧を基準電圧Vref[V]と比較することで誘起電圧について波形パターンをサンプリングし、U,V,W各相の端子電圧(誘起電圧)Vu,Vv,Vw[V]と基準電圧Vref[V]との差分が0[V]となるゼロクロス点Tzu1〜Tzv2のいずれかを捕捉する。
即ち、ロータ2aの回転開始後、U,V,W各相について、前記通電休止区間において、PWM信号のオン期間毎に、誘起電圧の波形パターン(図6(a)(α)参照)をサンプリングし、印加電圧と誘起電圧の両波形パターンを比較する(S3:第1比較ステップ)。その結果、両波形パターンが不一致であれば、次のS4を実行し、一致しておれば、強制転流ステップS2の手前に戻り、S2から再度実行する。
次に、前回サンプリングした誘起電圧の波形パターンと、今回サンプリングした誘起電圧の波形パターンとを比較する(S4:第2比較ステップ)。その結果、両波形パターンが一致しておれば、次のS5を実行し、不一致であれば、強制転流ステップS2の手前に戻り、S2から再度実行する。
そして、次回サンプリングするべき誘起電圧の波形パターンと、今回サンプリングした誘起電圧の波形パターンとを比較する(S5:第3比較ステップ)。その結果、両波形パターンが一致しておれば、次のS6を実行し、不一致であれば、強制転流ステップS2の手前に戻り、S2から再度実行する。
S6では、強制転流ステップS2以前のロータ2aの待機区間(ロータ2aの回転停止位置)に応じて波形パターンシーケンスを選択する。即ち、例えば、ロータ2aが図1(a)及び図1(b)に示す待機区間Ws(°)に位置する場合は、波形パターンシーケンスSQ1を選択し、待機区間Ws(°)より電気角60°遅れて位置する場合は、波形パターンシーケンスSQ2を選択する。さらに以下同様である。ここで、ロータ2aの待機区間Ws(°)(ロータ2aの回転停止位置)は、前記第1比較ステップS3にてサンプリングされ、第2比較ステップS4にて同一でないことが確認された誘起電圧と印加電圧の両波形パターンに基づいて推定する。例えば、図6(a)を参照して、誘起電圧の波形パターンが[5]、印加電圧の両波形パターンが[4]の場合は、ロータ2aの待機区間Ws(°)は、図1(a)及び図1(b)に示すとおりとなる。尚、図1(a)に示すように、任意の波形パターン(この場合は[4])が占める電気角60°の間に待機区間Ws(°)が存在する場合は、ゼロクロス点Tzu1の前に、当該ゼロクロス点Tzu1の捕捉に必要な助走区間Rs(°)(Ws>>Rs)が必要となる。つまり、待機区間Ws(°)+助走区間Rs(°)=電気角60°となる。
続いて、該選択された波形パターンシーケンスSQ1を誘起電圧同期駆動の転流タイミングとして、今回サンプリングした時刻、即ち、ゼロクロス点Tzu1から遅延時間としての電気角30°後に誘起電圧同期駆動を開始する(S7:誘起電圧同期駆動ステップ)。
そして、誘起電圧同期駆動においては、図1(a)、図4、及び図6(a)を参照して、U,V,W各相のコイル2u〜2wについて、ゼロクロス点Tzu1から電気角30°の点Tsu1を起点として、電気角60°毎に、即ち、各ゼロクロス点Tzu1,…,Tzv2から電気角30°の点Tsu1,…,Tsv2毎に、位置検出手段12の極性反転タイミング(コンパレータ12u〜12wの出力切り替えタイミング)をもって、U,V,W各相の端子電圧Vu,Vv,Vw[V]の波形パターン[5],…,[4]に対応した通電電流の方向に切り替えられる。
<制御装置の具体的動作について>
以下、上記したブラシレスモータ2の制御装置1の具体的動作を図面を参照して従来技術と対比しつつ説明する。
まず、従来技術においては、図3(b)(I)に示すように、予めロータ2aが波形パターンシーケンスSQ1に対応した一定の待機区間にある場合は、特定のゼロクロス点Tzu1(図6(a)参照)の捕捉が迅速に行え、当該ゼロクロス点Tzu1を起点として電気角30°後に、強制転流から所定の波形パターンシーケンスSQ1に基づく誘起電圧同期駆動にスムーズに移行できる。
ところが、図3(b)(II)に示すように、何らかの原因でブラシレスモータ2の負荷が大きくなり、ロータ2aが一定の待機区間からずれて停止した場合は、波形パターンシーケンスSQ1に基づいて誘起電圧同期駆動に移行させることができない。このため、再度、前記一定の待機区間にロータ2aを復帰させる必要が生じ、結果として、ゼロクロス点Tzu1の捕捉が迅速に行えなかったことになる。
これと同様に、図3(b)(III)に示すように、強制転流によりロータ2aの回転数が上昇せず、予定したロータ2aの回転位置でU,V,W各相のコイル2u〜2wに発生した誘起電圧について波形パターンをサンプリング(検出)できない場合についても、任意のロータ2aの回転停止位置([1]〜[5]のいずれかの手前の位置)において、当該回転停止位置からロータ2aを回転開始し、常に同じ波形パターンシーケンスSQ1に基づくのでは誘起電圧同期駆動に移行させることができない。このため、再度、前記一定の待機区間にロータ2aを復帰させる必要が生じ、結果として、ゼロクロス点Tzu1の捕捉が迅速に行えなかったことになる。
これに対して、本実施形態においては、図3(a)(I)(i)に示すように、ロータ2aの回転停止位置が予定の位置からずれた場合であっても、当該ロータ2aの回転停止位置([5]の手前の位置)に応じて波形パターン[5]から開始される波形パターンシーケンスSQ1を選択し、該選択された波形パターンシーケンスSQ1に基づいて強制転流から誘起電圧同期駆動にスムーズに移行できる。また、これと同様に、図3(a)(I)(ii)に示すように、ロータ2aの回転停止位置が予定の位置からずれた場合において、当該ロータ2aの回転停止位置([1]の手前の位置)に応じて波形パターン[1]から開始される波形パターンシーケンスSQ2を選択し、該選択された波形パターンシーケンスSQ2に基づいて強制転流から誘起電圧同期駆動にスムーズに移行できる。そして、図3(a)(I)(i)及び(ii)のいずれの場合も、結果として、各ゼロクロス点Tzu1,Tzw1(図6(a)参照)の捕捉が迅速に行えることになる。
さらには、図3(a)(II)に示すように、強制転流によりロータ2aの回転数が上昇せず、予定したロータ2aの回転位置でU,V,W各相のコイル2u〜2wに発生した誘起電圧について波形パターンをサンプリング(検出)できない場合であっても、任意のロータ2aの回転停止位置([1]〜[5]のいずれかの手前の位置)において、当該回転停止位置に応じた波形パターンシーケンスSQ1〜SQ6のいずれかに基づいて強制転流から誘起電圧同期駆動に移行させることができるようになり、結果として、各ゼロクロス点Tzu1,…,Tzv2(図6(a)参照)の捕捉が迅速に行えることになる。
以上、本実施形態のブラシレスモータのセンサレス駆動方法によれば、以下のような作用・効果を得ることができる。
(1)任意のロータ2aの回転停止位置において、当該回転停止位置に応じた波形パターンシーケンスSQ1〜SQ6のいずれかを選択し、該波形パターンシーケンスSQ1〜SQ6のいずれかに基づいてブラシレスモータ2をセンサレス駆動する。このため、何らかの原因でブラシレスモータ2の負荷が大きくなり、ロータ2aが一定の待機区間Ws(°)からずれて停止した場合や、強制転流によりロータ2aの回転数が上昇せず、予定したロータ2aの回転位置でU,V,W各相のコイル2u〜2wに誘起電圧が発生しない場合でも、当該一定の待機区間Ws(°)にロータ2aを復帰させる必要がなくなる。この結果、ロータ2aの回転停止位置に依存することなくスムーズに強制転流から誘起電圧同期駆動に切り替えることができるようになる。
(2)強制転流ステップS2、第1〜第3比較ステップS3〜S5、及び誘起電圧同期駆動ステップS7によって、ロータ2aの回転停止位置(待機区間)に依存することなくスムーズに強制転流から誘起電圧同期駆動に切り替えることができる。
(3)ロータ2aの回転停止位置を、第1比較ステップS3にてサンプリングされ、第2比較ステップS4にて同一でないことが確認された誘起電圧と印加電圧の両波形パターンに基づいて確度高く推定できる。これにより、ロータ2aの回転停止位置が確定され、当該回転停止位置に応じて、誘起電圧同期駆動において基づくべき波形パターンシーケンスSQ1〜SQ6のいずれかを確実に選択することができる。
(4)U,V,W各相のコイル2u〜2wに通電角を120°としたので、印加電圧は重畳されず誘起電圧のみが端子電圧として発生し、当該誘起電圧からロータ2aの磁極位置(回転位置)を検出する通電休止区間が十分な長さの電気角60°に確保でき、センサレス駆動が安定して行えるようになる。
(5)自動車等の車両のトランスミッションにおいて、アイドルストップ時に低下する油圧を補助するための電動オイルポンプに、本実施形態のブラシレスモータ2を使用するので、大きな異音を発生させることなく高速に起動が行える電動オイルポンプが実現され、自動車用途としての信頼性が高められるようになる。
尚、上記実施形態は、以下のように変形してもよい。
・上記実施形態では、U,V,W各相のコイル2u〜2wに通電角を120°とし、それに対応して通電休止区間の電気角を60°としたが、誘起電圧からロータ2aの磁極位置(回転位置)を検出する通電休止区間が十分な長さに確保できる限り、その他の通電角(例えば100°)にも変更可能である。
・上記実施形態では、インナーロータ型のブラシレスモータ2を意図したが、本発明の技術的思想は、ステータがロータの外周に位置する所謂アウタロータ型のブラシレスモータをセンサレス駆動する際にも同様に適用できる。
・上記実施形態では、ロータ2aの回転停止位置を、第1比較ステップS3にてサンプリングされ、第2比較ステップS4にて同一でないことが確認された誘起電圧と印加電圧の両波形パターンに基づいて推定するようにしたが、その他の方法で推定しても勿論よい。
・上記実施形態では、ブラシレスモータ2を自動車等の車両のトランスミッションにおいて、アイドルストップ時に低下する油圧を補助するための電動オイルポンプに使用したが、本発明の技術的思想に基づくブラシレスモータ2は、その他の用途、例えば、冷蔵庫やコンピュータ等の各種電子機器用途にも使用できることは言うまでもない。
・上記実施形態では、コントローラ13とインバータ回路10をそれぞれ個別のICで構成したが、両者は一体の専用IC又は汎用CPUで構成することもできる。
(a)は、本発明の実施形態に係る(i)ブラシレスモータのU相の端子電圧(誘起電圧+印加電圧)波形グラフと、(ii)U,V,W各相についての各波形パターンから開始する波形パターンシーケンスとの対応関係を示す図、(b)は、(a)の非通電区間の周辺を拡大した拡大図。 本発明に係るブラシレスモータのセンサレス駆動方法の手順を示すフローチャート図。 (a)は、本発明に係るブラシレスモータのセンサレス駆動の具体的動作を説明する模式図、(b)は、従来例のブラシレスモータのセンサレス駆動の具体的動作を説明する模式図。 従来例及び本発明に係るブラシレスモータの回路ブロック図。 従来例のブラシレスモータのセンサレス駆動方法の手順を示すフローチャート図。 (a)は、従来例及び本発明に係るブラシレスモータのU,V,W各相の(i)印加電圧波形グラフ、(ii)端子電圧(誘起電圧+印加電圧)波形グラフ、(iii)コンパレータ出力、(α)端子電圧(誘起電圧)の波形パターン、(β)印加電圧の波形パターンをそれぞれ示す図、(b)は、従来例及び本発明に係るブラシレスモータの(i)端子電圧の波形パターンと、(ii)U,V,W各相のコイルに対する通電電流の方向との対応関係を示す図。
符号の説明
SQ1〜SQ6…波形パターンシーケンス、1…制御装置、2…ブラシレスモータ、2a…ロータ、2u〜2w…コイル、10…インバータ回路、12…位置検出手段、13…コントローラ。

Claims (5)

  1. 複数相のコイルと該コイルに発生する電磁力により回転駆動されるロータとを備えるブラシレスモータのセンサレス駆動方法であって、
    前記各相のコイルに誘起された誘起電圧と基準電圧との差分を前記各相について2値化し、
    前記複数相についての2値化数値の組に対応する複数種の波形パターンと、該複数種の波形パターンが時系列で連続することにより構成されるとともに時系列で周期的に繰り返す波形パターンシーケンスとを取得し、且つ、
    前記ロータの回転停止位置に応じて前記複数の波形パターンのいずれか一つから開始される前記波形パターンシーケンスを選択し、該波形パターンシーケンスに基づいてセンサレス駆動を行うようにしたことを特徴とするブラシレスモータのセンサレス駆動方法。
  2. 請求項1に記載のブラシレスモータのセンサレス駆動方法において、
    前記コイルに印加電圧を印加して前記ロータを強制的に回転させる強制転流ステップと、
    所定のサンプリング時間ごとに、前記誘起電圧の波形パターンをサンプリングし、印加電圧と誘起電圧の両波形パターンを比較する第1比較ステップと、
    前記両波形パターンが同一でないことが確認されたことを条件に、前回サンプリングされた誘起電圧の波形パターンと、今回サンプリングした誘起電圧の波形パターンとを比較する第2比較ステップと、
    前記第2比較ステップにおいて両波形パターンが同一であることが確認されたことを条件として、次回サンプリングするべき誘起電圧の波形パターンと、今回サンプリングした誘起電圧の波形パターンとを比較する第3比較ステップと、
    前記第3比較ステップにおいて両波形パターンが同一であることが確認されたことを条件として、前記強制転流ステップ以前のロータの回転停止位置に応じて、前記波形パターンのいずれか一つから開始される波形パターンシーケンスを選択し、該波形パターンシーケンスに基づいて、今回サンプリングした時刻から所定の電気角後に誘起電圧同期駆動を開始する誘起電圧同期駆動ステップと、を備えたブラシレスモータのセンサレス駆動方法。
  3. 請求項2に記載のブラシレスモータのセンサレス駆動方法において、
    前記ロータの回転停止位置を、前記第1比較ステップにてサンプリングされ、前記第2比較ステップにて同一でないことが確認された前記誘起電圧と印加電圧の両波形パターンに基づいて推定するようにしたブラシレスモータのセンサレス駆動方法。
  4. 請求項2又は請求項3に記載のブラシレスモータのセンサレス駆動方法を実行するブラシレスモータの制御装置であって、
    U,V,W各相のコイルの端子電圧と前記基準電圧とを比較するとともに、該比較結果に基づきロータの回転位置を検出する位置検出手段と、
    前記強制転流ステップ、第1〜第3比較ステップ、及び、誘起電圧同期駆動ステップを実行するとともに、ロータの回転を制御するための指令信号を出力するコントローラと、
    前記指令信号に基づき、ロータに駆動電流を供給するインバータ回路とを備えたことを特徴とするブラシレスモータの制御装置。
  5. 自動車等の車両のトランスミッションにおいて、アイドルストップ時に低下する油圧を補助するための電動オイルポンプであって、
    請求項4に記載の制御装置によって回転駆動されるブラシレスモータと、該ブラシレスモータにより駆動されるポンプとを備えたことを特徴とする電動オイルポンプ。
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