JP2008243284A

JP2008243284A - 復調回路及び光ディスク装置

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Publication number: JP2008243284A
Application number: JP2007081968A
Authority: JP
Inventors: Keiji Ueno; 圭司上野
Original assignee: Teac Corp
Current assignee: Teac Corp
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Filing date: 2007-03-27
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Abstract

【課題】クロストークによる位相ずれによらず光ディスクのウォブル信号を正確に復調する。
【解決手段】光ディスクから再生されたウォブル信号はＡ／Ｄ変換器６０でＡ／Ｄ変換され、ゼロクロス検出回路６２に供給される。ゼロクロス検出回路６２は、ウォブル信号のゼロクロス点を検出する。正弦波発生回路６６は、ゼロクロス点の時間間隔を周期とする正弦波要素を順次連結して正弦波を生成する。乗算器６８は、元のウォブル信号と正弦波信号との乗算を行う。スライサ７４でウォブル信号のＨＭＷ変調部を検出し、スライサ７８でウォブル信号のＭＳＫ変調部を検出する。
【選択図】図３

Description

本発明は復調回路及び光ディスク装置、特にウォブル信号の再生に関する。

記録可能型の光ディスクには、記録トラックをウォブルさせており、このウォブルの周波数に基づいて記録用クロック信号が生成される。また、ディスク上のアドレス情報は、ウォブル内にウォブルを種々に変調させることで埋め込まれている。したがって、ウォブル信号の再生は記録を行うのに不可欠で、ウォブル信号の品質は、記録品質に大きな影響を与えることになる。

一方、ＣＤ、ＤＶＤ、Ｂｌｕ−ｒａｙあるいはＨＤＤＶＤと光ディスクの容量が増すにつれ、ディスク上に合焦した光スポット径に比してトラックピッチが狭くなり、当該トラックのウォブル信号が隣接トラックのウォブル信号から受けるクロストークが増大する傾向にある。具体的には、記録再生中であるトラックの内周側あるいは外周側隣接トラックのウォブル信号からのクロストークの影響で、記録再生中であるトラックのウォブル信号の位相が乱れ、変動することによりウォブルジッタが増大し、アドレス復調エラーの増大を引き起こす。例えば、Ｂｌｕ−ｒａｙでは、ウォブル信号と、ウォブル信号をＰＬＬ回路に供給することで生成されたクロック信号とを乗算してＭＳＫ復調及びＨＭＷ復調を行うが、ウォブル信号の位相乱れに対してＰＬＬクロックが追従できないためクロストークは復調誤りの大きな要因となる。

図６に、ウォブル信号のクロストーク発生のメカニズムを示す。通常、光ディスクのトラックＮにオントラックしている場合、レーザ光スポットはトラックＮのみならず隣接するトラックＮ−１、Ｎ＋１にもかかっており、再生信号にはこれらトラックＮ−１、Ｎ＋１のウォブル信号も重畳される。ところが、トラックＮ、Ｎ−１、Ｎ＋１各々のウォブル信号はその位相関係が随時変動し、また、各々のウォブル信号成分にＭＳＫ、ＨＭＷ等の変調も加えられているので、トラックＮ、Ｎ−１のウォブル信号からクロストークを受けたトラックＮのウォブル信号は予測困難な位相変動を有することになる。

Ｂｌｕ−ｒａｙ規格のウォブル信号はＭＳＫ、ＨＭＷ両方式の併用であり、復調方式としてはヘテロダイン方式が採用されている。これは、ウォブル信号と、ウォブル信号をＰＬＬ回路に供給して得られたクロック信号とを乗算して変調部を検出する方式である。ＰＬＬ回路は、ループフィルタの時定数により平均的ウォブル周波数と平均的位相に合わせて動作するため、ＰＬＬ回路で生成されたクロックは、上記のクロストーク成分変動によるジッタには追従することができない。

図７に、クロストークの有無によるヘテロダイン動作を示す。図７（Ａ）は、クロストークのないＭＳＫ変調部のヘテロダイン乗算の様子である。乗算後の信号波形を積分することで、ＭＳＫ変調部を検出することができる。図７（Ｂ）は、クロストークによりウォブル信号と乗算用クロック信号が位相ずれを生じた場合のＭＳＫ変調部におけるヘテロダイン乗算の様子である。図７（Ａ）に比べ、乗算後波形のエンベロープが波打っており、ＭＳＫ変調部を正確に検出することが困難である。図７（Ｃ）は、クロストークのないＨＭＷ変調部のヘテロダイン乗算の様子であり、図７（Ｄ）は、クロストークによりウォブル信号と乗算用クロック信号が位相ずれを生じた場合のＨＭＷ変調部におけるヘテロダイン乗算の様子を示す。これらの図より、ＨＭＷ変調部もＭＳＫ変調部と同様に、クロストークによる位相ずれにより乗算後波形にエンベロープ乱れが生じて検出が困難となることが分かる。

従来技術においては、上記の問題を解決すべく、最適位相のクロックを選択するために、位相の異なる多数のクロックを準備することが開示されている。例えば、下記の特許文献１には、復調装置においてサンプリング周波数を上げなくとも、より精密な位相調整ができるようにして安定した復調動作が実現されるようにすることを目的とした復調装置が開示されている。入力される変調信号波に内部基準波を演算することによって復調を行なう回路において、内部基準波のテーブルとして位相を変えたテーブルを複数備え、複数のテーブルのうちで１つを選択できる構成をとることにより、内部基準波を生成するクロックと入力される変調信号の位相に差がある場合でも、その位相差を解消するように内部基準波の位相を調整し、位相のそろった波形で復調のための演算を行うことができる構成が開示されている。

特開２００５−２１６３９４号公報

しかしながら、このように位相の異なる多数のクロックを準備するのは構成が複雑化し、コストも増大する。

本発明の目的は、簡易な構成でありながらクロストークの影響を排除し、高精度にウォブル信号を復調することができる装置を提供することにある。

本発明は、ＭＳＫ変調されたウォブル信号を復調する復調回路であって、前記ウォブル信号のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出手段と、前記ゼロクロス点に基づき、前記ゼロクロス点の時間間隔を周期とする１周期分の正弦波要素を順次連結して正弦波信号を生成する正弦波生成手段と、前記ウォブル信号と前記正弦波信号とを乗算する演算手段と、乗算して得られた信号から前記ＭＳＫ変調部分を検出するＭＳＫ変調部検出手段とを有することを特徴とする。

また、本発明は、ＨＭＷ変調されたウォブル信号を復調する復調回路であって、前記ウォブル信号のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出手段と、前記ゼロクロス点に基づき、前記ゼロクロス点の時間間隔を周期とする１周期分の正弦波要素を順次連結して正弦波信号を生成する正弦波生成手段と、前記ウォブル信号と前記正弦波信号とを乗算する演算手段と、乗算して得られた信号から前記ＨＭＷ変調部分を検出するＨＭＷ変調部検出手段とを有することを特徴とする。

また、本発明は、ＭＳＫ変調及びＨＭＷ変調されたウォブル信号を復調する復調回路であって、前記ウォブル信号のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出手段と、前記ゼロクロス点に基づき、前記ゼロクロス点の時間間隔を周期とする１周期分の正弦波要素を順次連結して正弦波信号を生成する正弦波生成手段と、前記ウォブル信号と前記正弦波信号とを乗算する演算手段と、乗算して得られた信号から前記ＭＳＫ変調部分を検出するＭＳＫ変調部検出手段と、乗算して得られた信号から前記ＨＭＷ変調部分を検出するＨＭＷ変調部検出手段とを有することを特徴とする。

本発明によれば、クロストークの影響を排除して高精度にウォブル信号を復調することができる。

以下、図面に基づき本発明の実施形態について説明する。

図１に、本実施形態における光ディスク装置の全体構成を示す。ＣＤやＤＶＤ、ＨＤ−ＤＶＤ、Ｂｌｕ−ｒａｙ等の光ディスク１０はスピンドルモータ（ＳＰＭ）１２により駆動される。スピンドルモータＳＰＭ１２は、ドライバ１４で駆動され、ドライバ１４はサーボプロセッサ３０により所望の回転速度となるようにサーボ制御される。

光ピックアップ１６は、レーザ光を光ディスク１０に照射するための半導体レーザ素子であるレーザダイオード（ＬＤ）や光ディスク１０からの反射光を受光して電気信号に変換するフォトディテクタ（ＰＤ）を含み、光ディスク１０に対向配置される。光ピックアップ１６はステッピングモータで構成されるスレッドモータ１８により光ディスク１０の半径方向に駆動され、スレッドモータ１８はドライバ２０で駆動される。ドライバ２０は、ドライバ１４と同様にサーボプロセッサ３０によりサーボ制御される。また、光ピックアップ１６の半導体レーザ素子はドライバ２２により駆動され、ドライバ２２は、オートパワーコントロール回路（ＡＰＣ）２４により、駆動電流が所望の値となるように制御される。ＡＰＣ２４及びドライバ２２は、システムコントローラ３２からの指令により半導体レーザ素子の発光量を制御する。図１ではドライバ２２は光ピックアップ１６と別個に設けられているが、ドライバ２２を光ピックアップ１６に搭載してもよい。

光ディスク１０に対する記録再生動作は以下のとおりである。光ディスク１０に記録されたデータを再生する際には、光ピックアップ１６の半導体レーザ素子から再生パワーのレーザ光が照射され、その反射光がＰＤで電気信号に変換されて出力される。光ピックアップ１６からの再生信号はＲＦ回路２６に供給される。ＲＦ回路２６は、再生信号からフォーカスエラー信号やトラッキングエラー信号を生成し、サーボプロセッサ３０に供給する。サーボプロセッサ３０は、これらのエラー信号に基づいて光ピックアップ１６をサーボ制御し、光ピックアップ１６をオンフォーカス状態及びオントラック状態に維持する。また、ＲＦ回路２６は、再生信号に含まれるアドレス信号をアドレスデコード回路２８に供給する。アドレスデコード回路２８はアドレス信号から光ディスク１０のアドレスデータを復調し、サーボプロセッサ３０やシステムコントローラ３２に供給する。また、ＲＦ回路２６は、再生ＲＦ信号を２値化回路３４に供給する。２値化回路３４は、再生信号を２値化し、得られた信号をエンコード／デコード回路３６に供給する。エンコード／デコード回路３６では、２値化信号を復調及びエラー訂正して再生データを得、当該再生データをインタフェースＩ／Ｆ４０を介してパーソナルコンピュータなどのホスト装置に出力する。なお、再生データをホスト装置に出力する際には、エンコード／デコード回路３６はバッファメモリ３８に再生データを一旦蓄積した後に出力する。

光ディスク１０にデータを記録する際には、ホスト装置からの記録すべきデータはインターフェースＩ／Ｆ４０を介してエンコード／デコード回路３６に供給される。エンコード／デコード回路３６は、記録すべきデータをバッファメモリ３８に格納し、当該記録すべきデータをエンコードして変調データとしてライトストラテジ回路４２に供給する。ライトストラテジ回路４２は、変調データを所定の記録ストラテジに従ってマルチパルス（パルストレーン）等に変換し、記録パルスとしてドライバ２２に供給する。記録ストラテジは記録品質に影響することから、データ記録に先立って最適化が行われる。記録パルスによりパワー変調されたレーザ光は光ピックアップ１６の半導体レーザ素子から照射されて光ディスク１０にデータが記録される。データ記録時の記録パワーは、ＯＰＣ（Optimum Power Control）により光ディスク１０の内周側に形成されたＰＣＡ（Power Calibration Area：パワー較正領域）を用いてテストデータを試し書きすることで最適化される。データを記録した後、光ピックアップ１６は再生パワーのレーザ光を照射して当該記録データを再生し、ＲＦ回路２６に供給する。ＲＦ回路２６は再生信号を２値化回路３４に供給し、２値化されたデータはエンコード／デコード回路３６に供給される。エンコード／デコード回路３６は、変調データをデコードし、バッファメモリ３８に格納されている記録データと照合する。ベリファイの結果はシステムコントローラ３２に供給される。システムコントローラ３２はベリファイの結果に応じて引き続きデータを記録するか、あるいは交替処理を実行するかを決定する。システムコントローラ３２は、システム全体の動作を制御し、サーボプロセッサ３０を介してスレッドモータ１８を駆動し、光ピックアップ１６の位置を制御する。

このような全体構成において、ＲＦ回路２６は再生ＲＦ信号に含まれるウォブル信号を復調するが、従来のようにウォブル信号と、ウォブル信号をＰＬＬ回路に供給して得られるクロック信号との乗算を行うのではなく、ウォブル信号と、ウォブル信号のゼロクロス点から演算して得られた正弦波との乗算を行うことで、クロストークによる位相ずれに対応してウォブル信号のＭＳＫ変調部とＨＭＷ変調部を復調する。ここで、ＭＳＫ変調及びＨＭＷ変調は公知であるが、ＭＳＫ（Minimum Shift Keying）変調方式では、ウォブル信号の基本周波数信号（基準キャリア信号）の一部を１．５倍の周波数の信号に置換し、この周波数変調部を検出することでアドレッシングを行う。ＨＭＷ（Harmonic Wave）変調方式では、基準キャリア信号に一部その２倍の周波数の信号を重畳してウォブル信号を鋸歯状とするもので、重畳信号の位相を検出することでアドレッシングを行う。ＭＳＫ変調部とＨＭＷ変調部はそれそれブロック内の異なる位置に配置され、ＭＳＫ変調部とＨＭＷ変調部との間には１周期以上の基準キャリア信号が配置される。ＭＳＫ変調方式は、比較的傷やクロストークに弱く、ＨＭＷ変調方式はチルトに対して敏感である特性を有しており、両者を併用して相補うことによりアドレッシングの信頼性を向上させている。

図２に、本実施形態によるウォブル信号復調の原理を示す。再生されたウォブル信号１００は適当なＨＰＦ（ハイパスフィルタ）と適当なＬＰＦ（ローパスフィルタ）でＤＣ成分と高周波ノイズが除去された後、Ａ／Ｄ変換される。

次に、ウォブル信号１００がゼロクロスする直前及び直後の時刻とＡ／Ｄ値、すなわち図２に示す（ｔ０，ｘ０）〜（ｔ３，ｘ３）からゼロクロス時刻を演算する。このとき、（ｔ０，ｘ０）−（ｔ１，ｘ１）間や（ｔ２，ｘ２）−（ｔ３，ｘ３）間は例えば直線補間される。これにより、ウォブル信号１００のゼロクロス時刻ｔｚ０、ｔｚ１、ｔｚ２、ｔｚ３、ｔｚ４、ｔｚ５、ｔｚ６を得ることができる。

次に、ｔｚ０−ｔｚ１間の時間Ｔ０１、ｔｚ１−ｔｚ２間の時間Ｔ１２、ｔｚ２−ｔｚ３間の時間Ｔ２３等を演算し、時刻ｔｚ０を０°として周期Ｔ０１、所定振幅の正弦波１周期分（正弦波要素２００ａ）、時刻ｔｚ１を０°として周期Ｔ１２、所定振幅の正弦波１周期分（正弦波要素２００ｂ）、時刻ｔｚ２を０°として周期Ｔ２３、所定振幅の正弦波１周期分（正弦波要素２００ｃ）等を作成し、これらの正弦波要素２００ａ、２００ｂ、２００ｃ、・・を順次連結することで一つの正弦波信号２００を作成する。そして、正弦波要素２００ａ、２００ｂ、２００ｃ、・・を連結して作成される正弦波信号２００をウォブル信号と乗算することでヘテロダイン演算を行う。

図３に、本実施形態におけるウォブル信号復調回路の構成を示す。ウォブル信号復調回路はＲＦ回路２６内に設けられていてもよく、ＲＦ回路２６とは別個に設けられていてもよい。

ＨＰＦ（ハイパスフィルタ）５０は、アナログウォブル信号が入力され、アナログウォブル信号のＤＣ成分を除去してＬＰＦ（ローパスフィルタ）５２に出力する。ＨＰＦ５０は、例えばウォブル周波数の１／１００程度の帯域を有する。

ＬＰＦ（ローパスフィルタ）５２は、アナログウォブル信号の高周波ノイズを除去してＡ／Ｄ変換器６０に出力する。高周波ノイズを除去するのは、ウォブル信号のゼロクロス点検出を正確に行うためである。ＬＰＦ５２は、例えばウォブル周波数の３倍程度の帯域を有する。

Ａ／Ｄ変換器６０は、ウォブル信号をＡ／Ｄ変換してゼロクロス検出器６２と乗算器６８に出力する。ゼロクロス点検出を正確に行うためにはＡ／Ｄ変換のサンプリングレートは高い方が好適であり、少なくともウォブル周波数の１０倍程度が好適である。

ゼロクロス検出器６２は、図２に示すように直線補間でウォブル信号のゼロクロス時刻ｔｚ０、ｔｚ１、ｔｚ２、ｔｚ３、ｔｚ４、ｔｚ５、ｔｚ６、・・・を検出して正弦波発生回路６６に出力するとともに、ＰＬＬ回路６４に出力する。

ＰＬＬ回路６４は、ゼロクロス信号を用いてクロック信号を生成して記録クロック信号とするとともに、復調用クロック信号としてアドレスデコーダ２８に出力する。

正弦波発生回路６６は、上記のようにｔｚ０−ｔｚ１間の時間Ｔ０１、ｔｚ１−ｔｚ２間の時間Ｔ１２、ｔｚ２−ｔｚ３間の時間Ｔ２３等を演算し、時刻ｔｚ０を０°として周期Ｔ０１の正弦波１波、時刻ｔｚ１を０°として周期Ｔ１２の正弦波１波、時刻ｔｚ２を０°として周期Ｔ２３の正弦波１波を順次作成することで正弦波を生成する。正弦波発生回路６６は、生成した正弦波を乗算器６８に出力する。

乗算器６８は、Ａ／Ｄ変換器６０からのウォブル信号と、正弦波発生回路６６からの正弦波との乗算を行い（ヘテロダイン乗算）、乗算結果をＬＰＦ７０に出力する。

ＬＰＦ７０は、ＦＩＲフィルタであり、高周波ノイズを除去してＬＰＦ７２及びＨＰＦ７６に出力する。ＬＰＦ７０の帯域はウォブル周波数の１／２である。ＬＰＦ７２は、ＬＰＦ７０と同様にＦＩＲフィルタであり、さらに高周波成分を除去してスライサ７４に出力する。ＬＰＦ７２の帯域はウォブル周波数の１／４である。ＨＰＦ７６は、低周波ノイズを除去してスライサ７８に出力する。ＨＰＦ７６の帯域はＬＰＦ７２と同様にウォブル周波数の１／４である。

スライサ７４は、所定のスライスレベルＥ１、Ｅ２を用いて乗算結果の信号からＨＭＷの０、１を判別し、判別結果をアドレスデコーダ２８に出力する。

スライサ７６は、所定のスライスレベルＦ１、Ｆ２を用いて乗算結果の信号からモノトーンかＭＳＫ変調部かを判別し、判別結果をアドレスデコーダ２８に出力する。

アドレスデコーダ２８は、入力されたＨＭＷ０、ＨＭＷ１、モノトーン、ＭＳＫ変調部の判別結果よりアドレスを復調する。

図４に、各ＬＰＦ及びＨＰＦの帯域を制御する制御回路の構成を示す。帯域制御回路は、図３に示すウォブル信号復調回路の一部である。通常、ウォブル信号再生系のフィルタの帯域は固定値か、あるいはＣＡＶ（角速度一定）対応の場合は各フィルタはスイッチドキャパシタ型等入力クロックにより帯域可変なフィルタとして、ウォブル信号のＰＬＬで作成されたクロック信号により制御する。しかしながら、本実施形態では、フィルタの影響が相対的に大きく、シーク時等ＳＰＭが加速あるいは減速中で、ＳＰＭ回転数が目標回転数に達していない場合には、再生ウォブル信号に対してフィルタ帯域が必ずしも最適とはならないため、アドレス復調に支障が生じるおそれもある。そこで、本実施形態では、図４に示すように、ＳＰＭのＦＧパルス（出力信号）を用いて各フィルタの帯域を制限する。

すなわち、ＰＬＬ逓倍回路５８は、ＣＰＵ５４（あるいはシステムコントローラ３２）からの光ピックアップ（ＰＵ）位置情報に基づいて、ＳＰＭのＦＧ発生器５６からのＦＧパルスを逓倍し、スイッチ５９の一方の端子に出力する。スイッチ５９の他方の入力端子には、ＰＬＬ６４で生成されたクロック信号が供給される。ＣＰＵ５４はスイッチ５９を切り替えることで、クロック信号かＦＧパルスを逓倍した信号のいずれかを帯域制限信号として各フィルタ５２、７０、７４、５０、７６に供給する。具体的には、シーク時等のようにＳＰＭが加速あるいは減速中で、ＳＰＭ回転数が目標回転数に達していない場合にはＦＧパルスを光ピックアップ（ＰＵ）位置に応じて逓倍した信号を帯域制限信号として供給し、それ以外の場合にはクロック信号を帯域制限信号として供給する。もちろん、ＳＰＭ回転数が目標回転数に達した後であってもＦＧパルスを逓倍した信号を帯域制限信号として供給してもよい。光ピックアップ位置は常に変動するためＣＰＵ５４でこれを制御するのは煩雑であるので、ウォブル信号のＰＬＬで作成したクロック信号に切り替えて帯域制限するのが好適である。

図５に、図３の各部における信号波形を示す。図５（ａ）は、Ａ／Ｄ変換器６０からの信号Ａであり、ウォブル信号波形である。図５（ｂ）は、正弦波発生回路６６からの正弦波Ｂである。本実施形態では、上記のようにｔｚ０−ｔｚ１間の時間Ｔ０１、ｔｚ１−ｔｚ２間の時間Ｔ１２、ｔｚ２−ｔｚ３間の時間Ｔ２３等を演算し、時刻ｔｚ０を０°として周期Ｔ０１の正弦波１波、時刻ｔｚ１を０°として周期Ｔ１２の正弦波１波、時刻ｔｚ２を０°として周期Ｔ２３の正弦波１波を順次作成することで正弦波を生成するため、この正弦波はウォブル信号の２倍の周波数を有する。したがって、ＭＳＫ変調部ではモノトーン部の１．５倍となる。図５（ｃ）は、信号Ａと信号Ｂの乗算結果であり、乗算器６８からの信号Ｃである。図５（ｄ）は、ＬＰＦ７０からの信号Ｄであり、エリアシングの影響でＭＳＫ変調部の周波数が強調される。図５（ｅ）は、ＬＰＦ７２からの信号Ｅであり、スライサ７４ではこの信号ＥとスライスレベルＥ１、Ｅ２とを比較する。Ｅ１＞Ｅ２である。入力信号がスライスレベルＥ１より大きい場合にＨＭＷの１、入力信号がスライスレベルＥ２より小さい場合にＨＭＷの０と判別する。図５（ｆ）は、ＨＰＦ７６からの信号Ｆであり、スライサ７８ではこの信号ＦとスライスレベルＦ１、Ｆ２とを比較する。Ｆ１＞Ｆ２である。入力信号がスライスレベルＦ１より大きい場合、あるいはスライスレベルＦ２より小さい場合をＭＳＫ変調部と判別し、それ以外をモノトーン部と判別する。

このように、本実施形態では、ウォブル信号のゼロクロス点を検出し、ゼロクロス点の間隔から正弦波を生成してヘテロダイン乗算を行うことで、クロストークによるウォブル信号の位相ずれの影響を排除できる。

本実施形態では、スライサ７４によりＨＭＷの０、１を判別するとともにスライサ７８でＭＳＫ変調部とモノトーン部を判別しているが、スライサ７４によりＨＭＷの０、１を判別してＭＳＫ変調部は従来の構成により判別してもよく、あるいはスライサ７８によりＭＳＫ変調部とモノトーン部を判別し、ＨＭＷは従来の構成により判別してもよい。クロストークの影響は特にＭＳＫ変調部に顕著に現れるものと考えられるので、少なくとも本実施形態のスライサ７８によりＭＳＫ変調部とモノトーン部との判別を行うことが望ましい。

実施形態の光ディスク装置の全体構成図である。実施形態の原理説明図であり、正弦波要素及びこれらを連結してなる正弦波信号の説明図である。実施形態のウォブル信号復調回路の構成図である。実施形態のフィルタ帯域制御回路の構成図である。図３における各部の信号波形説明図である。クロストーク発生説明図である。従来のＭＳＫ変調部及びＨＭＷ変調部の検出方法を示すタイミングチャートである。

符号の説明

１０光ディスク、２６ＲＦ回路、３２システムコントローラ、１００ウォブル信号、２００正弦波信号。

Claims

ＭＳＫ変調されたウォブル信号を復調する復調回路であって、
前記ウォブル信号のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出手段と、
前記ゼロクロス点に基づき、前記ゼロクロス点の時間間隔を周期とする１周期分の正弦波要素を順次連結して正弦波信号を生成する正弦波生成手段と、
前記ウォブル信号と前記正弦波信号とを乗算する演算手段と、
乗算して得られた信号から前記ＭＳＫ変調部分を検出するＭＳＫ変調部検出手段と、
を有することを特徴とする復調回路。
ＨＭＷ変調されたウォブル信号を復調する復調回路であって、
前記ウォブル信号のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出手段と、
前記ゼロクロス点に基づき、前記ゼロクロス点の時間間隔を周期とする１周期分の正弦波要素を順次連結して正弦波信号を生成する正弦波生成手段と、
前記ウォブル信号と前記正弦波信号とを乗算する演算手段と、
乗算して得られた信号から前記ＨＭＷ変調部分を検出するＨＭＷ変調部検出手段と、
を有することを特徴とする復調回路。
ＭＳＫ変調及びＨＭＷ変調されたウォブル信号を復調する復調回路であって、
前記ウォブル信号のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出手段と、
前記ゼロクロス点に基づき、前記ゼロクロス点の時間間隔を周期とする１周期分の正弦波要素を順次連結して正弦波信号を生成する正弦波生成手段と、
前記ウォブル信号と前記正弦波信号とを乗算する演算手段と、
乗算して得られた信号から前記ＭＳＫ変調部分を検出するＭＳＫ変調部検出手段と、
乗算して得られた信号から前記ＨＭＷ変調部分を検出するＨＭＷ変調部検出手段と、
を有することを特徴とする復調回路。
請求項３記載の装置において、
前記ＭＳＫ変調部検出手段は、
前記乗算して得られた信号の高周波成分を除去するローパスフィルタ手段と、
前記ローパスフィルタ手段の出力信号を所定の第１レベルと比較することで前記ＭＳＫ変調部を検出する第１比較手段と、
を有し、前記ＨＭＷ変調部検出手段は、
前記乗算して得られた信号の低周波成分を除去するハイパスフィルタ手段と、
前記ハイパスフィルタ手段の出力信号を所定の第２レベルと比較することで前記ＨＭＷ変調部を検出する第２比較手段と、
を有することを特徴とする復調回路。
請求項３記載の装置において、
前記ウォブル信号の高周波成分を除去して前記ゼロクロス点検出手段に供給する第１ローパスフィルタ手段と、
を有し、前記ＭＳＫ変調部検出手段は、
前記乗算して得られた信号の高周波成分を除去する第２ローパスフィルタ手段と、
前記ローパスフィルタ手段の出力信号を所定の第１レベルと比較することで前記ＭＳＫ変調部を検出する第１比較手段と、
を有し、前記ＨＭＷ変調部検出手段は、
前記乗算して得られた信号の低周波成分を除去するハイパスフィルタ手段と、
前記ハイパスフィルタ手段の出力信号を所定の第２レベルと比較することで前記ＨＭＷ変調部を検出する第２比較手段と、
を有し、さらに、
前記光ディスクの回転速度に応じて前記第１ローパスフィルタ手段、前記第２ローパスフィルタ手段、及びハイパスフィルタ手段の帯域周波数を変化させる帯域周波数制御手段と、
を有することを特徴とする復調回路。
請求項１〜５のいずれかに記載の復調回路を備える光ディスク装置。