JP2008147868A - Pll回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】LPFで発生するリーク電流によるVCO制御電圧の電位の変動を補償することのできるPLLを提供する。
【解決手段】PLL回路1は、チャージポンプ回路300とLPF400の間に挿入され、位相差検出信号PDが入力されたときにのみ導通してチャージポンプ回路300の出力電位をLPF400へ伝達するスイッチ10と、スイッチ10が導通していたときの制御電圧VCOinの電位をスイッチ10が非導通である間保持する制御電圧保持回路20と、を備える。
【選択図】図1
【解決手段】PLL回路1は、チャージポンプ回路300とLPF400の間に挿入され、位相差検出信号PDが入力されたときにのみ導通してチャージポンプ回路300の出力電位をLPF400へ伝達するスイッチ10と、スイッチ10が導通していたときの制御電圧VCOinの電位をスイッチ10が非導通である間保持する制御電圧保持回路20と、を備える。
【選択図】図1
Description
本発明は、PLL(Phase Locked Loop)回路に関する。
半導体集積回路に搭載するPLLの基本的な回路構成は、電圧制御発振回路(VCO)と、VCOの発振周波数を分周した分周信号を出力する分周器と、分周信号の位相と基準周波数信号の位相を比較する位相比較器と、位相比較器から出力される位相差信号に応じてチャージポンプ電流を出力するチャージポンプ回路と、チャージポンプ電流を平滑化してVCOの制御電圧を出力するローパスフィルタ(LPF)と、からなる。
LPFは、直列接続された抵抗とキャパシタとによる積分器である。チャージポンプ回路は、分周信号の位相が基準周波数信号の位相に対して遅れている場合は、LPFのキャパシタを充電する方向にチャージポンプ電流を出力し、分周信号の位相が基準周波数信号の位相に対して進んでいる場合は、LPFのキャパシタを放電する方向にチャージポンプ電流を出力する。これにより、LPFからは、分周信号の位相と基準周波数信号の位相を一致させるようにVCOの発振周波数を変化させるVCO制御電圧が出力される。
分周信号の位相と基準周波数信号の位相が一致すると、チャージポンプ回路の出力はハイインピーダンス状態となり、VCO制御電圧はその直前の電位を保持する。
ところが、チャージポンプ回路の出力がハイインピーダンス状態であるときにリーク電流が発生すると、VCO制御電圧の電位が変動し、VCOの発振周波数が変動する。
そこで、チャージポンプ回路を構成するトランジスタに発生するリーク電流によるVCO制御電圧の電位の変動を補償する電圧補償回路を設けたPLL回路が提案されている(例えば、特許文献1参照。)。
ところで、リーク電流は、チャージポンプ回路を構成するトランジスタだけではなく、LPFにも発生する。特に、LPFを構成するキャパシタには大容量が必要であるため、このキャパシタを小面積で形成できるよう、キャパシタの電極間に挟み込む絶縁膜を薄膜酸化膜とすると、キャパシタにおけるリーク電流が増大する。
しかし、上述の電圧補償回路では、LPFで発生するリーク電流によるVCO制御電圧の電位の変動を補償できないという問題があった。
特開2003−298414号公報 (第4ページ、図1)
そこで、本発明の目的は、LPFで発生するリーク電流によるVCO制御電圧の電位の変動を補償することのできるPLLを提供することにある。
本発明の一態様によれば、位相差検出信号が入力されたときにチャージポンプ電流を出力するチャージポンプ回路と、前記チャージポンプ電流を平滑化して制御電圧を出力するローパスフィルタと、前記制御電圧の大きさに応じて発振周波数が変化する電圧制御発振器とを備えるPLL回路であって、前記チャージポンプ回路と前記ローパスフィルタの間に挿入され、前記位相差検出信号が入力されたときにのみ導通して前記チャージポンプ回路の出力電位を前記ローパスフィルタへ伝達する第1のスイッチと、前記第1のスイッチが導通していたときの前記制御電圧の電位を前記第1のスイッチが非導通である間保持する制御電圧保持回路とを備えることを特徴とするPLL回路が提供される。
本発明によれば、LPFで発生するリーク電流によるVCO制御電圧の電位の変動を補償することができる。
以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。
図1は、本発明の実施例に係るPLL回路の構成の例を示すブロック図である。
本実施例のPLL回路1は、位相差検出信号PDが入力されたときにチャージポンプ電流を出力するチャージポンプ回路300と、そのチャージポンプ電流を平滑化して制御電圧VCOinを出力するローパスフィルタ(LPF)400と、制御電圧VCOinの大きさに応じて発振周波数が変化する電圧制御発振器(VCO)500とを備えている。
さらに、PLL回路1は、チャージポンプ回路300とLPF400の間に挿入され、位相差検出信号PDが入力されたときにのみ導通してチャージポンプ回路300の出力電位をLPF400へ伝達するスイッチ10と、スイッチ10が導通していたときの制御電圧VCOinの電位をスイッチ10が非導通である間保持する制御電圧保持回路20と、を備える。
図2は、このPLL回路のLPF400および制御電圧保持回路20の回路構成の例を示す回路図である。
LPF400は、スイッチ10の一端と電源電位端子VDDとの間に直列に接続された抵抗R1とキャパシタC1とにより構成される。この抵抗R1とキャパシタC1とにより、LPF400は積分器を形成する。
位相差検出信号PDが入力されて、チャージポンプ回路300にチャージポンプ電流が発生すると同時に、スイッチ10が導通し、このチャージポンプ電流がLPF400へ出力される。LPF400は、このチャージポンプ電流を積分して、VCO500の発振周波数を制御する制御電圧VCOinを出力する。
制御電圧保持回路20は、位相差検出信号PDが入力されたときのチャージポンプ回路300の出力電位を初期電位として保持する初期電位保持部201と、初期電位保持部201に保持された初期電位と、スイッチ10が非導通のときの制御電圧VCOinの電位とを比較し、その電位の不一致を検出したときに不一致信号を出力する比較器202と、比較器202から不一致信号が出力されたときに、制御電圧VCOinの電位を初期電位に一致させるように調整する電位調整部203と、を備える。
初期電位保持部201は、チャージポンプ回路300の出力に一端が接続され、他端が比較器202に接続されて、位相差検出信号PDが入力されたときに導通するスイッチ2011と、スイッチ2011の他端に接続されるキャパシタC2と、を備える。
スイッチ2011は、スイッチ10の導通を制御する位相差検出信号PDにより導通が制御されるため、スイッチ10がチャージポンプ回路300の出力をLPF400へ伝達している間、スイッチ2011も導通している。スイッチ2011が導通すると、キャパシタC2が充電され、キャパシタC2の電位は、チャージポンプ回路300の出力電位に達する。その後、スイッチ2011が非導通になると、キャパシタC2の電位は保持される。すなわち、位相差検出信号PDが入力されていたときのチャージポンプ回路300の出力電位が保持される。
このキャパシタC2に保持されたチャージポンプ回路300の出力電位は、スイッチ10が導通しているときにLPF400から出力される制御電圧VCOinの初期電位に相当する。
位相差検出信号PDが出力されなくなり、チャージポンプ回路300がチャージポンプ電流を発生しなくなると、スイッチ10が非導通となり、チャージポンプ回路300は、LPF400から切り離される。これにより、従来問題であった、チャージポンプ回路300に発生するリーク電流による制御電圧VCOinの変動を防止することができる。
しかし、LPF400にリーク電流が発生した場合、スイッチ10が非導通であるときに、制御電圧VCOinが変動する。そこで、スイッチ10が非導通であるときの制御電圧VCOinの変動を検出するために、比較器202を設ける。
比較器202は、初期電位保持部201のキャパシタC2に保持された制御電圧VCOinの初期電位と、スイッチ10が非導通のときの制御電圧VCOinの電位とが差動入力されるオペアンプであり、その入力の電位が不一致であるときに不一致信号を出力する。
スイッチ10が非導通のときの制御電圧VCOinの電位が初期電位よりも低いときは、比較器202は、‘L’レベルの不一致信号を出力する。
逆に、スイッチ10が非導通のときの制御電圧VCOinの電位が初期電位よりも高いときは、比較器202は、‘H’レベルの不一致信号を出力する。
この比較器202からの不一致信号の出力を受けて、電位調整部203が、初期電位に一致するように制御電圧VCOinの電位を調整する。
電位調整部203は、比較器202から出力される不一致信号が‘L’レベルのときにLPF400へ電流を注入するPMOSトランジスタP1と、比較器202から出力される不一致信号が‘H’レベルのときにLPF400から電流を放出するNMOSトランジスタN1と、を備える。
なお、電位調整部203のPMOSトランジスタP1およびNMOSトランジスタN1のしきい値は、ともに高く設定しておく。これにより、制御電圧VCOinの電位が初期電位と一致して、比較器202から‘L’レベルでも‘H’レベルでもない、いわゆる中間レベルの不一致信号が出力されたときは、PMOSトランジスタP1およびNMOSトランジスタN1がともにオフし、電位調整部203の出力がハイインピーダンス状態となって、制御電圧VCOinの電位をそのまま保持する。
この電位調整部203が制御電圧VCOinの電位を調整する動作を図3および図4を用いて説明する。
図3は、スイッチ10が非導通のときの制御電圧VCOinの電位が、初期電位よりも低くなったときの電位調整部203の動作を示す図である。
図3(a)に示すように、位相差検出信号PDが出力されなくなった後に、LPF400に発生するリーク電流により、制御電圧VCOinの電位が初期電位よりも低下すると、比較器202から‘L’レベルの不一致信号が出力される。
比較器202から‘L’レベルの不一致信号が出力されると、図3(b)に示すように、PMOSトランジスタP1からLPF400へ電流が注入される。電流が注入されると、LPF400で積分される電圧が上がり、制御電圧VCOinの電位が上昇する。この電流の注入は、制御電圧VCOinの電位が初期電位に一致するまで継続する。
制御電圧VCOinの電位が初期電位に一致すると、比較器202から不一致信号が出力されなくなり、PMOSトランジスタP1からの電流の注入は停止する。
一方、図4は、スイッチ10が非導通のときの制御電圧VCOinの電位が、初期電位よりも高くなったときの電位調整部203の動作を示す図である。
図4(a)に示すように、位相差検出信号PDが出力されなくなった後に、LPF400に発生するリーク電流により、制御電圧VCOinの電位が初期電位よりも上昇すると、比較器202から‘H’レベルの不一致信号が出力される。
比較器202から‘H’レベルの不一致信号が出力されると、図4(b)に示すように、NMOSトランジスタN1へLPF400から電流が放出される。電流が放出されると、LPF400で積分される電圧が下がり、制御電圧VCOinの電位が下降する。この電流の放出は、制御電圧VCOinの電位が初期電位に一致するまで継続する。
制御電圧VCOinの電位が初期電位に一致すると、比較器202から不一致信号が出力されなくなり、NMOSトランジスタN1からの電流の放出は停止する。
このように、LPF400で発生するリーク電流により制御電圧VCOinの電位が変動すると、それに応じて、PMOSトランジスタP1からの電流の注入、またはNMOSトランジスタN1からの電流の放出が行われて、リーク電流が補償される。これにより、LPF400から出力される制御電圧VCOinの電位の変動が補償される。
このような本実施例によれば、LPFでリーク電流が発生してVCO制御電圧の電位が変動したときに、VCO制御電圧の電位が初期電位を保つように制御電圧保持回路がリーク電流を補償する電流を発生させるので、VCO制御電圧の電位の変動を補償することができる。
1 PLL回路
10、2011 スイッチ
20 制御電圧保持回路
201 初期電位保持部
202 比較器
203 電位調整部
C1、C2 キャパシタ
R1 抵抗
P1 PMOSトランジスタ
N1 NMOSトランジスタ
10、2011 スイッチ
20 制御電圧保持回路
201 初期電位保持部
202 比較器
203 電位調整部
C1、C2 キャパシタ
R1 抵抗
P1 PMOSトランジスタ
N1 NMOSトランジスタ
Claims (5)
- 位相差検出信号が入力されたときにチャージポンプ電流を出力するチャージポンプ回路と、前記チャージポンプ電流を平滑化して制御電圧を出力するローパスフィルタと、前記制御電圧の大きさに応じて発振周波数が変化する電圧制御発振器とを備えるPLL回路であって、
前記チャージポンプ回路と前記ローパスフィルタの間に挿入され、前記位相差検出信号が入力されたときにのみ導通して前記チャージポンプ回路の出力電位を前記ローパスフィルタへ伝達する第1のスイッチと、
前記第1のスイッチが導通していたときの前記制御電圧の電位を前記第1のスイッチが非導通である間保持する制御電圧保持回路と
を備えることを特徴とするPLL回路。 - 前記制御電圧保持回路が、
前記位相差検出信号が入力されたときの前記チャージポンプ回路の出力電位を初期電位として保持する初期電位保持手段と、
前記初期電位保持手段に保持された前記初期電位と、前記第1のスイッチが非導通のときの前記制御電圧の電位とを比較し、その電位の不一致を検出したときに不一致信号を出力する比較手段と、
前記不一致信号が出力されたときに、前記制御電圧の電位を前記初期電位に一致させるように調整する電位調整手段と
を備えることを特徴とする請求項1に記載のPLL回路。 - 前記初期電位保持手段が、
前記チャージポンプ回路の出力に一端が接続され、他端が前記比較手段に接続されて、前記位相差検出信号が入力されたときに導通する第2のスイッチと、
前記第2のスイッチの前記他端に接続されるキャパシタと
を備えることを特徴とする請求項2に記載のPLL回路。 - 前記比較手段が、
前記初期電位保持手段に保持された前記初期電位と、前記第1のスイッチが非導通のときの前記制御電圧の電位とが差動入力されるオペアンプ
を備えることを特徴とする請求項2に記載のPLL回路。 - 前記電位調整手段が、
前記不一致信号の制御により前記ローパスフィルタへ電流を注入するPMOSトランジスタと、
前記不一致信号の制御により前記ローパスフィルタから電流を放出するNMOSトランジスタと
を備えることを特徴とする請求項2に記載のPLL回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2006330842A JP2008147868A (ja) | 2006-12-07 | 2006-12-07 | Pll回路 |
Applications Claiming Priority (1)
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Family Applications (1)
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Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2012509024A (ja) * | 2008-11-12 | 2012-04-12 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | Pll(phaselockedloop)回路内のチャージポンプリークに起因した制御電圧リプルを最小化する技術 |
JP2012231447A (ja) * | 2011-04-12 | 2012-11-22 | Fujitsu Semiconductor Ltd | 位相ロックループ回路 |
-
2006
- 2006-12-07 JP JP2006330842A patent/JP2008147868A/ja not_active Withdrawn
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