JP2008131363A - 受信方式，受信装置，プログラム - Google Patents

Abstract

【課題】簡易な手法により、干渉による受信品質の低下を軽減する受信方法、及びその受信方法を適用した受信装置、プログラムを提供する。
【解決手段】受信装置２０では、ＡＤ変換器２５がサンプリングしたデータｒ^I _q[ｋ]，ｒ^Q _q[ｋ]に基づき、レベル検出器２８が、ＯＦＤＭシンボル毎に、データｒ^I _q[ｋ]，ｒ^Q _q[ｋ]のいずれかがＡＤ変換器２５の出力レンジの最大値にクリップされた回数をカウント
した干渉評価値Ｃｃ[ｌ]を求める。そして、重み制御部２９は、干渉評価値Ｃｃ[ｌ]が干渉判定値ｔｈｃ以上であれば、軟判定値ｗ_l,m,n に重み係数γｃを乗じることで、復号への寄与度が低下するように軟判定値ｗ_l,m,n を補正する。
【選択図】図１

Description

本発明は、軟判定値を用いて誤り訂正符号を復号する受信方式、及びその受信方式を適用した受信装置、プログラムに関する。

従来より、無線ＬＡＮに代表されるように、無線通信により複数の通信機器間でパケットデータを送受信するデジタル無線通信システムが知られている。
また、デジタル無線通信システムにおいて使用されるアクセス制御方式の一つとしてＣＳＭＡ方式が知られている。

このＣＳＭＡ方式では、データを送信しようとする通信機器は、受信先の通信機器との通信に使用するチャンネルをキャリアセンスし、そのチャンネルが空いていれば、データを送信し、空いていなければ、チャンネルが空くのを待ってデータを送信することで、他の通信機器からの信号と干渉を生じないように制御している。

しかし、このＣＳＭＡ方式のようなアクセス制御を行っているデジタル無線通信システムであっても、いわゆる隠れ端末問題として知られているキャリアセンスが不可能な状況が発生するため、干渉の発生を完全に回避することはできない。

即ち、端末Ａの通信範囲内に端末Ｂ，Ｃが位置し、且つ端末Ｂ，Ｃは互いの通信範囲外に位置する場合、端末Ｂ，Ｃは、キャリアセンスを行っても互いの存在を検知することができない。このため、一方の端末Ｂが端末Ａに対してデータを送信している最中に、他方の端末Ｃも端末Ａに対してデータの送信を開始してしまう可能性があり、この場合、端末Ａの受信信号が干渉してしまうのである。

また、デジタル無線通信システムにおいて使用される符号化方式の一つとして、畳み込み符号が知られており、その復号方式としては、誤り訂正能力の高いビタビ復号が広く用いられている。

このビタビ復号では、受信信号（即ち、受信したデータ）から、符号器の状態遷移を推定し、最も確からしい（最尤）状態遷移を選んで送信信号を推定する。このとき、状態遷移の確からしさを数量的に表すための尤度として、受信符号と候補符号とのハミング距離を用いるのが一般的である。そして、尤度を求める際に、受信信号を０，１の２値で表す硬判定と、受信信号の振幅に応じた多値で表す軟判定とが知られている。

なお、硬判定で生成される判定値は、その判定値自体の信頼性に関わらず、復号に与える影響がいずれも同じであるのに対して、軟判定で生成される判定値は、その判定値自体の信頼性が低いと復号に与える影響も小さくなるため、硬判定の場合よりも復号の信頼性が高くなる（以下では、軟判定において尤度を表す値（即ち、判定値）を軟判定値と称する）。

このような軟判定の特性を利用し、干渉の発生期間中に生成された軟判定値を、尤度ゼロを表す値に書き換えることにより、その軟判定値がビタビ復号に寄与することのないようにする制御方法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００１−２５７６０４号公報

しかし、特許文献１に記載の従来装置では、他のシステム（例えば、気象用レーダ等）から周期的に送信されてくる大電力の干渉波を想定し、その干渉波の特性を利用して、干渉の発生期間を検出しているため、干渉波の検出のために特別な検出回路が別途必要となり、装置が大型化し高価なものとなってしまうという問題があった。

本発明は、上記問題点を解決するために、簡易な手法により、干渉による受信品質の低下を軽減する受信方法、及びその受信方法を適用した受信装置、プログラムを提供することを目的とする。

上記目的を達成するためになされた第一発明の受信方式では、伝送単位となるパケット毎に誤り訂正符号にて符号化され且つインタリーブされたデータ列を、１ビットまたは複数ビットが１シンボルで表されるように変調してなる信号を受信し、復調過程では、その受信信号を復調し、誤り訂正符号の復号に用いる軟判定値を生成する。但し、インタリーブは、タイミングの異なる複数のシンボル期間に渡って行われたものが用いられる。

そして、デインタリーブ過程では、その軟判定値をデインタリーブし、復号過程では、デインタリーブされた軟判定値を用いて、誤り訂正符号の復号を行う。
また、受信レベル評価過程では、予め設定された測定時間の間に複数回検出される受信信号の受信レベルに基づいて、その受信レベルを評価するための評価値を算出し、補正過程では、その評価値が干渉の発生を示すレベルにある場合に、復調過程で生成された軟判定値を、誤り訂正符号の復号への寄与度が低下するように補正する。

このように、本発明の受信方法では、復調過程により得られる軟判定値列は、タイミングの異なる複数のシンボル期間に渡ってインタリーブされているため、あるタイミングのシンボル期間が干渉を受けていたとしても、そのシンボル期間に受信された受信信号から復調されインタリーブされた軟判定値は、パケット内の１カ所に集中してしまうことがない。

このため、本発明の受信方法によれば、誤り訂正符号の復号を適切に行うことができ、通信品質を向上させることができる。
また、本発明の受信方法によれば、干渉の発生を、予め設定された測定時間の間に複数回検出される受信信号の受信レベルに基づいて算出される評価値により判定しているため、干渉検出のための特別な回路を付加する必要がなく装置構成を簡易なものとすることができると共に、周期的に発生する干渉に限らず、ランダムに発生する干渉であっても検出することができる。

次に第二発明の受信装置では、復調手段が、受信信号を復調して、誤り訂正符号の復号に用いる軟判定値を生成し、デインタリーブ手段が、復調手段にて生成された軟判定値をデインタリーブし、復号手段が、デインタリーブされた軟判定値列を用いて誤り訂正符号の復号を行う。但し、デインタリーブ手段は、タイミングの異なる複数のシンボル期間に渡ってインタリーブされたデータ列（軟判定値列）をデインタリーブするように構成されている。

また、受信レベル評価手段が、予め設定された測定時間の間に複数回検出される受信信号の受信レベルに基づいて、その受信レベルを評価するための評価値を算出し、補正手段が、評価値算出手段にて算出された評価値が干渉の発生を示すレベルにある場合に、復調手段にて生成された軟判定値を、誤り訂正符号の復号へ寄与度が低下するように補正する。

つまり、本発明の受信装置は、第一発明の受信方式を実現する装置であり、従って、この受信方式を実施した場合に得られる効果と同様の効果を得ることができる。
ところで、デインタリーブ手段にて規定される複数のシンボル期間の数は、パケット全体が含まれるように設定されていることが望ましい。

この場合、干渉を受けたシンボル期間の受信信号から生成される軟判定値は、単に一つのシンボル期間に集中しないだけでなく、確実にパケット全体に分散されることになるため、誤り訂正符号の復号の信頼性をより向上させることができる。

ところで、受信レベル評価手段は、例えば、測定時間の間に検出される受信レベルが予め設定された過大閾値を上回る割合を評価値として求めるように構成されていてもよいし、測定時間の間に検出される受信レベルの平均値を評価値として求めるように構成されていいてもよい。

また、受信レベル評価手段は、測定時間の間に検出される受信レベルのサンプル数が復調手段での復調に必要なサンプル数の整数倍に設定されていることが望ましい。この場合、評価値を精度良く求めることができる。

なお、シンボル期間毎に干渉の有無を判定できるようにするためには、測定時間は、１シンボル期間に等しい長さに設定されていることが望ましい。
但し、１シンボル期間が、受信信号の振幅の評価を十分な精度で行うために最低限必要な時間（以下、必要評価時間という）より長い場合は、これより短くてもよい。逆に、１シンボル期間が、必要評価時間より短い場合、測定時間はその整数倍に設定されていることが望ましい。

次に、補正手段は、例えば、評価値が予め設定された干渉判定値以上である場合に、干渉があると判定するように構成すればよい。
また、軟判定値の補正を、該軟判定値に重み係数を乗ずることで行うようにした場合、補正手段は、評価値と重み係数との対応関係を規定した対応テーブルに従って、重み係数を可変設定するよう構成されていてもよい。

この場合、軟判定値をより細かく補正することができるため、軟判定値に基づく復号の精度をより向上させることができる。
なお、補正手段は、軟判定値の補正をシンボル期間毎に行うように構成されていることが望ましい。

次に、本発明の受信装置では、復調手段として、例えば、Ｍ（Ｍは２以上の整数）本のサブキャリアを使用して直交周波数多重（ＯＦＤＭ）された受信信号を復調するものを用いてもよい。

この場合、ＯＦＤＭ１シンボル期間の間に非ＯＦＤＭシンボルＭ個分のデータを同時に受信することになる。しかしながら、受信レベル評価手段では、ＯＦＤＭ１シンボル期間の間に検出される受信レベルをもとに同様にして評価を行うことができる。

また、本発明の受信装置では、復調手段として、例えば、２^N （Ｎは正整数）値直交振幅変調（ＱＡＭ）または２^N 値位相変調（ＰＳＫ）された受信信号を復調するものや、これら２^N 値ＱＡＭや２^N 値ＰＳＫで一次変調され、且つＯＦＤＭされた受信信号を復調するものを用いてもよい。

ところで、上記軟判定値補正方法は、この方法を構成する各手順をコンピュータに実行させるためのプログラムとして実現してもよい。
この場合、プログラムは、コンピュータが読み取り可能な記録媒体に記憶され、その記録媒体から必要に応じてコンピュータシステムにロードされるものであってもよいし、ネットワークを介してコンピュータシステムにロードされるものであってもよい。また、記録媒体は、持ち運び可能なものであってもよいし、コンピュータシステムに組み込まれたものであってもよい。

以下に、本発明の実施形態を図面と共に説明する。
図１は、本発明が適用されたパケット無線通信システムを構成する送信装置１０及び受信装置２０の概略構成を示すブロック図である。
＜システム構成＞
図１に示すように、送信装置１０は、送信ビット列を、誤り訂正符号（ここでは畳み込み符号）に符号化するエンコーダ１１と、エンコーダ１１から出力される符号列の順番の並べ替え（インタリーブ処理）をするインタリーバ１２と、インタリーバ１２の出力をＮビット毎に２^N ＱＡＭのシンボル点にマッピングするマッパ１３と、マッパ１３の出力（以下「一次変調シンボル」ともいう）ｄを、後述する直交周波数多重（ＯＦＤＭ）に使用するＭ（Ｍは２以上の整数）本のサブキャリアに対応させて、逆ＦＦＴ変換を実行することによりＯＦＤＭシンボル（以下「二次変調シンボル」ともいう）のＩ成分及びＱ成分を表す二つのデータ列を生成するＯＦＤＭ変調器１４と、ＯＦＤＭ変調器１４が生成した二つのデータ列をそれぞれデジタル−アナログ変換することによりＩ成分及びＱ成分を表す二つのベースバンド信号を生成するＤＡ変換器１５と、ＤＡ変換器１５が生成した二つのベースバンド信号を混合して送信信号を生成する直交変調器１６と、直交変調器１６が生成した送信信号を、予め設定された周波数帯の信号にアップコンバートし、送信アンテナＡＳを介して送信するＲＦ送信部１７とを備えている。

一方、受信装置２０は、受信アンテナＡＲを介して送信装置１０から送信された信号を受信して信号処理に適した周波帯の信号にダウンコンバートするＲＦ受信部２１と、ＲＦ受信部２１の出力から不要な周波数成分を除去するフィルタ２２と、フィルタ２２が出力する受信信号を、増幅後の受信信号の平均電力が予め設定された目標値に一致するようにゲイン（利得）を自動的に調整しながら増幅する自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器２３と、ＡＧＣ増幅器２３にて増幅された受信信号から、Ｉ成分及びＱ成分を表す二つのベースバンド信号を生成する直交復調器２４と、直交復調器２４が生成した二つのベースバンド信号をそれぞれサンプリングして、Ｉ成分及びＱ成分を表す二つのデータ列を生成するＡＤ変換器２５とを備えている。

また、受信装置２０は、ＡＤ変換器２５が生成した二つのデータ列を、ＦＦＴ変換することにより、Ｍ本のサブキャリアに対応させた一次変調シンボルに復調するＯＦＤＭ復調器２６と、ＯＦＤＭ復調器２６にて復調された一次変調シンボルに基づいてｎビットの軟判定値を生成するデマッパ２７と、ＡＤ変換器２５が生成した二つのデータ列に基づいて、受信信号の受信レベルを評価するための評価値を生成するレベル検出器２８と、レベル検出器２８が生成した評価値に基づいて重み係数を設定し、その重み係数をデマッパ２７が生成する軟判定値のそれぞれに乗じることにより、補正された軟判定値からなる符号列を生成する重み制御部２９と、重み制御部２９が生成した符号列の順番を元の順番に並べ替えるデインタリーバ３０と、デインタリーバ３０の出力に基づいて最尤復号を行って受信ビット列を生成するビタビ復号器３１とを備えている。

なお、本実施形態において、送信装置１０のエンコーダ１１，インタリーバ１２，マッパ１３，ＯＦＤＭ変調器１４、および受信装置２０のＯＦＤＭ復調器２６，デマッパ２７，レベル検出器２８，重み制御部２９，デインタリーバ３０，ビタビ復号器３１は、マイクロコンピュータが予め用意されたプログラムに従って実行する処理として実現されている。
＜インタリーバ，デインタリーバ＞
ここで図２（Ａ）は、インタリーバ１２の構成を示すブロック図である。

図２（Ａ）に示すように、インタリーバ１２は、書き込み順にデータを読み出すように構成されたメモリ（ＦＩＦＯ）１２ｂ，１２ｃと、書き込み順とは反対順にデータを読み出すように構成されたメモリ（ＬＩＦＯ）１２ｄ，１２ｅと、エンコーダ１１の出力である入力ビット列を構成する各ビットを、ＦＩＦＯ１２ｂ，ＬＩＦＯ１２ｅ，ＦＩＦＯ１２ｃ，ＬＩＦＯ１２ｄの順に１ビットずつ繰り返し分配して、各メモリ１２ｂ〜１２ｃへの書き込みを行うディストリビュータ１２ａと、各メモリ１２ｂ〜１２ｅに書き込まれたデータを、ＦＩＦＯ１２ｂに書き込まれたデータを連続して全部読み出した後に、ＦＩＦＯ１２ｃに書き込まれたデータを連続して全部読み出し、以下同様に、ＬＩＦＯ１２ｄ，ＬＩＦＯ１２ｅの順に全てのデータを連続して読み出すことにより、マッパ１３に供給する出力ビット列を生成するマージ回路１２ｆとからなる。

但し、上述したようにＮは一次変調シンボルのビット数、ＭはＯＦＤＭのサブキャリア数（即ち、二次変調シンボルに含まれる一次変調シンボルの数）である。つまり、Ｍ×Ｎは、１シンボル期間に送信可能なビット数を表す。また、１パケットはＬ個の二次変調シンボルで構成されているものとする。つまり、１パケット内ではＭ×Ｎ×Ｌ個のビットが送信される。インタリーバ１２では，メモリ１２ｂ〜１２ｅを用いて、インタリーバ１２の入力をｘ[ｉ]（ｉ＝０，１，２，…，ＭＮＬ−１）、出力をｙ[ｊ]（ｊ＝０，１，２，…ＭＮＬ−１）とした場合に、ｉとｊの関係が（１２）式で表されるようにインタリーブする。
ただし、νは（１３）式で示されるものとする。

そして、メモリ１２ｂ〜１２ｅから読み出す時には、まず、ＦＩＦＯ１２ｂに格納された１，５，９，…ビット目のデータが格納された順に連続して読み出され、次に、ＦＩＦＯ１２ｃに格納された３，７，１１，…ビット目のデータが同じく格納された順に連続して読み出され、更に、ＬＩＦＯ１２ｄに格納された，８，１２，…ビット目のデータは、格納された順とは逆順に連続して読み出され、最後に、ＬＩＦＯ１２ｅに格納された２，６，１０，…ビット目のデータが格納された順とは逆順に連続して読み出されることにより、図２（Ｂ）に示すような出力ビット列が生成される。

なお、各メモリ１２ｂ〜１２ｅにおいて、ＦＩＦＯ，ＬＩＦＯのいずれを用いるか、及び、各メモリ１２ｂ〜１２ｅに対するデータの書き込み順、読み出し順は、上記の例に限らず、任意に設定することができる。

このようにインタリーバ１２は、１パケットを構成する全ての二次変調シンボルにまたがった並べ替え（インタリーブ処理）を実行するように構成されている。
なお、デインタリーバ３０は、インタリーバ１２とは、全く逆の動作をするように構成されており、その構成は、上述したインタリーバ１２の構成から容易に理解できるため、ここでは、その説明を省略する。
＜受信部のフィルタ〜デマッパの動作＞
ここで、フィルタ２２で帯域制限された受信信号をＳｒ(ｔ)、ＡＧＣ増幅器２３のゲインをｇ(ｔ)とすると、ＡＧＣ増幅器２３で増幅された受信信号Ｓｃ(ｔ)は、（１）式で表される。

なお、ＡＧＣ増幅器２３では、復調すべき受信信号（パケット）の先頭部分に含まれるプリアンブルの部分の受信電力に基づいて、ゲインα（定数）を算出し、１パケットの継続時間Ｔｐの間は、このゲインαにて増幅を行うように構成されている。

次に、受信信号Ｓｃ(ｔ)を直交復調器２４にて直交復調することにより生成されたＩ成分を表すベースバンド信号をＲｅ[Ｓｃ(ｔ)]、Ｑ成分を表すベースバンド信号をＩｍ［Ｓｃ(ｔ)］、ＡＤ変換器２５でのサンプリング間隔をＴｓとすると、ＡＤ変換器２５がベースバンド信号Ｒｅ[Ｓｃ(ｔ)]をサンプリングしたｋ番目のデータｒ^I _q[ｋ]は（２）式、ベースバンド信号Ｉｍ[Ｓｃ(ｔ)]をサンプリングしたｋ番目のデータｒ^Q _q[ｋ]は（３）式で表される。

なお、ｑ(ｘ)は、ＡＤ変換器２５の入出力特性を表す関数であり、（４）式で定義され図３に示すグラフで表される特性を有する。

これらベースバンド信号をサンプリングしたデータ列に基づいてＯＦＤＭ復調器２６が復調したｌ番目のＯＦＤＭシンボルにおけるｍ番目のサブキャリアに対応した一次変調シンボルをｄ＾_l,m として、デマッパ２７では、この一次変調シンボルｄ＾_l,mに含まれるｎ番目のビットの軟判定値ｗ_l,m,n を、次式に従って算出する。

（６）式において、Ａは各サブキャリア毎に、その振幅から設定される閾値である。

但し、（５）式は、一次変調シンボルの生成（サブキャリアの変調）に、ＱＰＳＫ（Ｎ＝２の場合）を用いた場合（図４（ａ）参照）、（６）式は、１６ＱＡＭ（Ｎ＝４の場合）を用いた場合（図４（ｂ）参照）であり、他の場合（Ｎ＝２，４以外の場合）は、これらの式から容易に類推可能である。また、軟判定値の算出方法は、上記式に限るものではなく、公知であるいずれの方法を用いても良い。
＜レベル検出器＞
ここで、図５は、レベル検出器２８の構成を表すブロック図である。

図５に示すように、レベル検出器２８は、ＡＤ変換器２５で生成されたＩ成分を表すデータｒ^I _q[ｋ]が、ＡＤ変換器２５の出力レンジの最大値にクリップされている（過大閾値に達している）か否かを検出するクリッピング検出回路４１と、同様に、ＡＤ変換器２５で生成されたＱ成分を表すデータｒ^Q _q[ｋ]が、ＡＤ変換器２５の出力レンジの最大値にクリップされているか否かを検出するクリッピング検出回路４２と、両クリッピング検出回路４１，４２のうち、少なくとも一方にてクリップされていることが検出された場合にパルス信号を出力するマージ回路４３と、マージ回路４３が出力するパルス信号を、シンボル期間（ＯＦＤＭシンボル単位）毎にカウントし、そのカウント値を干渉評価値Ｃｃ[ｌ]として出力するカウンタ４４とを備えている。

つまり、ＡＤ変換器２５でのＯＦＤＭシンボル１個（シンボル期間Ｔ）当たりのサンプル数をＫｓ（＝Ｔ／Ｔｓ）とすると、マージ回路４３の出力ｅ_c [ｋ]は（７）式で表され、カウンタ４４の出力である干渉評価値Ｃｃ[ｌ]は（８）式で表される。

但し、データｒ^I _q[ｋ]，ｒ^Q _q[ｋ]は、ＡＤ変換器２５の出力レンジの最大値が１となるように正規化されているものとする。また、サンプル数Ｋｓは、ＯＦＤＭ復調器２６の処理（ＦＦＴ）で最低限必要となるサンプル数のＰ（Ｐは２以上の正整数）倍に設定されている。つまり、ＡＤ変換器２５は、いわゆるオーバーサンプリングを行うように設定されている。
＜重み制御部＞
次に、重み制御部２９は、ｌ番目のＯＦＤＭシンボルから生成された全ての軟判定値ｗ_l,m,n に対して、（９）式に示す処理を行う。

つまり、レベル検出器２８で生成された干渉評価値Ｃｃ[ｌ]が、予め設定された干渉判定値ｔｈｃ以上である場合には、デマッパ２７で生成された軟判定値ｗ_l,m,n に重み係数γｃを乗じることで補正された軟判定値ｖ_l,m,n とする。それ以外の場合は、デマッパ２７で生成された軟判定値ｗ_l,m,n をそのまま補正された軟判定値ｖ_l,m,n とする。

なお、干渉判定値ｔｈｃ、重み係数γｃは、実験に基づいて設定される定数である。また、γｃ＝１の場合が、軟判定値の補正を行わない場合に相当し、γｃが小さくなるほど、軟判定値の尤度も小さくなり、その判定値がビタビ復号器３１での復号に寄与する割合が小さくなる。そして、γｃ＝０の場合が、軟判定値の尤度をゼロとすること、即ち、その軟判定値がビタビ復号器３１での復号に寄与しないようにすることに相当する。

この補正された軟判定値ｖ_l,m,n は、デインタリーバ３０にてデインタリーブされた後、ビタビ復号器３１に入力され、受信ビット列に復号される。
＜シミュレーション＞
ここで、本実施形態の通信システムの有効性を評価するために、受信ビット誤り率（ＢＥＲ）特性を計算機シミュレーションにより算出した結果を示す。

なお、シミュレーションには、図６（Ａ）に示すパケット干渉モデルを用いた。
即ち、受信装置ＲＸでは、送信装置ＴＸｄからの希望信号パケットＳｄに加え、送信装置ＴＸｕからの干渉信号パケットＳｕが白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ：両側スペクトル密度がＮ０／２）とともに受信される。

但し、図６（Ｂ）に示すように、希望信号パケットＳｄの平均受信電力がＰｄ（ここではＰｄ＝１）、干渉信号パケットＳｕの平均受信電力がＰｕ（つまり、希望波対干渉波電力比がＤＵＲ＝Ｐｄ／Ｐｕ＝１／Ｐｕ）であり、希望信号パケットＳｄの受信が開始されてから時間τだけ遅延して、干渉信号パケットＳｕの受信が開始されるものとする。

また、送信装置及び受信装置の条件として、パケットサイズを２００ＯＦＤＭシンボル（Ｌ＝２００）、エンコーダ１１における畳み込み符号の拘束長Ｋ＝７，符号化率Ｒ＝１／２、インタリーバ１２，デインタリーバ３０におけるインターリーブサイズをパケットサイズと同じ２００ＯＦＤＭシンボル、マッパ１３，デマッパ２７で用いる変復調形式を１６ＱＡＭ（Ｎ＝４）、サブキャリア数をＭ＝６４、ＡＤ変換器２５での量子化ビット数を６とした。

更に、ＡＤ変換器２５におけるＯＦＤＭシンボル（シンボル期間Ｔ）当たりのサンプル数をＫｓ，ＡＧＣ増幅器２３のゲインを固定ゲイン（ｇ(ｔ)＝α）として、λｃ＝ｔｈｃ／Ｋｓ＝１／８，γｃ＝０，α＝０．１とした。

この条件下で、ＤＵＲ＝−２０ｄＢの時、Ｅｂ／Ｎ０（送信情報１ビットのエネルギーに対する雑音電力密度比）対ＢＥＲ（ビットエラーレート）特性を求めた結果を、図７に示す。

但し、図７には、パケット継続時間をＴｐとしたとき、パケット内で干渉を受けない時間の割合が、τ／Ｔｐ＝０．６５の場合と、τ／Ｔｐ＝０．９５の場合について示し（図中黒で塗りつぶされた点）、比較のため重み付け計数γｃ＝１（軟判定値の補正を行わない）とした場合も示した（図中白抜きの点）。

図７から明らかなように、γｃ＝１とした場合は、Ｅｂ／Ｎ０が大きくなっても、ＢＥＲの改善効果は見られないが、本実施形態の通信システムでは、Ｅｂ／Ｎ０が大きくなるほど、ＢＥＲが改善され、Ｅｂ／Ｎ０＞２０ｄＢであれば、τ／Ｔｐ＝０．６５，０．９５のいずれの場合も、実用レベルと考えられるＢＥＲ≦１０^-7となること、即ち、干渉の影響が大幅に軽減されることがわかる。

また、本実施形態の通信システムでは、干渉を受ける時間的長さが自パケット長の１／３（τ／Ｔｐ＝０．６５）程度に達する場合でも、十分な効果が得られており、比較的短い干渉（パルス）を対象とする従来装置と比較して、適用範囲を大幅に広げることができる。
＜効果＞
以上説明したように、本実施形態の通信システムでは、送信装置１０から送信されるデータ列は、伝送単位であるパケットデータの全体が含まれる複数のシンボル期間Ｔに渡ってインタリーブされている。このため、あるタイミングで受信されるＯＦＤＭシンボルが干渉を受けていたとしても、そのシンボル期間に受信された受信信号から復調されインタリーブされた軟判定値は、パケット全体に分散され１カ所に集中してしまうことがない。

従って、本実施形態の通信システムでは、受信信号に干渉が発生した場合でも、ビタビ復号器３１にて復号を適切に行うことができ、通信品質を向上させることができる。
また、本実施形態の通信システムでは、干渉の有無の判定に用いる評価値Ｃｃ[ｌ]を、シンボル期間Ｔの間に繰り返し検出されるベースバンド信号のサンプリング値ｒ^I _q[ｋ]，ｒ^Q _q[ｋ]に基づいて算出するようにされている。

従って、本実施形態の通信システムによれば、干渉の発生を検出するために特別な回路を付加する必要がなく、装置構成を簡易なものとすることができると共に、周期的に発生する干渉に限らず、ランダムに発生する干渉であっても検出することがでる。更には、瞬時的な受信レベルによって干渉の発生を判定する場合と比較して、ノイズ等による瞬時的な異常値の影響が抑制されるため、干渉発生の判定精度を向上させることができる。
［他の実施形態］
以上本発明の位置実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において様々な態様にて実施することが可能である。

例えば、上記実施形態では、評価値Ｃｃ[ｌ]に対する判定値ｔｈｃを一つ設定し、重み計数γｃが単一の値を持つように構成したが、これら判定値を複数設定して、重み計数γｃも複数の値を持つように構成してもよい。

また、上記実施形態では、レベル検出器２８は、ＯＦＤＭシンボル単位で個々のデータｒ^I _q[ｋ]，ｒ^Q _q[ｋ]がクリッピングした回数を評価値Ｃｃ[ｌ]として求め、重み制御部２９は、この評価値Ｃｃ[ｌ]が予め設定された判定値ｔｈｃより大きい場合に、重み係数γｃを軟判定値ｗ_l,m,n に乗じるように構成したが、例えば、図８（Ａ）に示すように、レベル検出器２８は、ＯＦＤＭシンボル単位でデータの平均振幅を算出し、重み制御部２９は、図８（Ｂ）に示すように、信号レベル（平均振幅）Ｉｘ（ｘ＝１，２，…）とそのレベルに対応した重み計数γｘとを対応させたテーブルを予め用意しておき、このテーブルに従って重み計数γｘを設定するように構成してもよい。

また、上記実施形態では、ＯＦＤＭにより伝送を行う場合について示したが、ＯＦＤＭを用いることなく伝送を行ってもよい。この場合、図９に示すように、送信装置１０ａは、マッパ１３にて生成された一次変調シンボル（ここでは２^N ＱＡＭシンボル）を、ＯＦＤＭ変調器１４の代わりに設けたフィルタ５４にて波形整形後に、ＤＡ変換器１５に供給するように構成する。

また、受信装置２０ａは、ＡＤ変換器２５でサンプリングされたデータｒ^I _q[ｋ]，ｒ^Q _q[ｋ]を、ＯＦＤＭ復調器２６の代わりに設けられたＱＡＭ復調器５６にて復調し、このＱＡＭ復調器５６の出力をデマッパ２７に供給するように構成する。

但し、受信装置２０ａでは、重み計数を変化させる単位を、ＯＦＤＭシンボル単位でなく、予め設定された時間間隔Ｔcount単位で行えばよい。
上記実施形態では、レベル検出器２８は、ＡＤ変換器２５の出力を用いているが、ＡＤ変換器２５より前段のアナログ信号の信号レベルを検出するように構成してもよい。

上記実施形態において、レベル検出器２８は（７）及び（８）式に示すようにシンボル内に含まれるクリッピングしたデータの数を評価値としているが、（１０）及び（１１）式に示すように、シンボル内に含まれる予め決められた値ａ_l を上回る振幅値を持つデータの数を評価値とするように構成してもよい。

上記実施形態では、２^N ＱＡＭで変調するように構成したが、これに限るものではなく、２^N ＰＳＫ等で変調するように構成してもよい。

実施形態の通信システムを構成する送信装置及び受信装置のブロック図。 エンコーダの構成を示すブロック図及びその動作を示す説明図。 ＡＤ変換器の特性を表すグラフ。 ＱＰＳＫ及び１６ＱＡＭのシンボル点を表す説明図。 レベル検出器の構成を表すブロック図。 シミュレーションに用いた干渉モデルを示す説明図。 Ｅｂ／Ｎ０に対するＢＥＲ特性のシミュレーション結果を表すグラフ。 レベル検出器の他の構成例、及び重み計数の設定に用いるテーブルを表す説明図。 送信装置及び受信装置の他の構成例を示すブロック図。

符号の説明

１０，１０ａ…送信装置 １１…エンコーダ １２…インタリーバ １２ａ…ディストリビュータ １２ｂ〜１２ｅ…メモリ（ＦＩＦＯ／ＬＩＦＯ） １２ｆ…マージ回路 １３…マッパ １４…ＯＦＤＭ変調器 １５…ＤＡ変換器 １６…直交変調器 １７…ＲＦ送信部 ２０，２０ａ…受信装置 ２１…ＲＦ受信部 ２２…フィルタ ２３…ＡＧＣ増幅器 ２４…直交復調器 ２５…ＡＤ変換器 ２６…ＯＦＤＭ復調器 ２７…デマッパ ２８…レベル検出器 ２９…重み制御部 ３０…デインタリーバ ３１…ビタビ復号器 ４１，４２…クリッピング検出回路 ４３…マージ回路 ４４…カウンタ ５４…フィルタ ５６…ＱＡＭ復調器 ＡＲ…受信アンテナ ＡＳ…送信アンテナ

Claims (13)

1. 伝送単位となるパケット毎に誤り訂正符号にて符号化され且つインタリーブされたデータ列を、１ビットまたは複数ビットが１シンボルで表されるように変調してなる信号を受信する受信方式であって、
   受信信号を復調し、前記誤り訂正符号の復号に用いる軟判定値を生成する復調過程と、
   前記復調手順にて生成された軟判定値をデインタリーブするデインタリーブ過程と、
   前記デインタリーブ手順によりデインタリーブされた軟判定値を用いて前記誤り訂正符号の復号を行う復号過程と、
   を備えた受信方式において、
   予め設定された測定時間の間に複数回検出される前記受信信号の受信レベルに基づいて、該受信レベルを評価するための評価値を算出する受信レベル評価過程と、
   前記受信レベル評価過程にて算出された評価値が干渉の発生を示すレベルにある場合に、前記復調過程で生成された軟判定値を、前記誤り訂正符号の復号への寄与度が低下するように補正する補正過程と、
   を備えると共に、前記デインタリーブ過程では、タイミングの異なる複数のシンボル期間に渡ってインタリーブされている軟判定値列をデインタリーブすることを特徴とする受信方式。
2. 伝送単位となるパケット毎に誤り訂正符号にて符号化され且つインタリーブされたデータ列を、１ビットまたは複数ビットが１シンボルで表されるように変調してなる信号を受信する受信装置であって、
   受信信号を復調し、前記誤り訂正符号の復号に用いる軟判定値を生成する復調手段と、
   前記復調手段にて生成された軟判定値をデインタリーブするデインタリーブ手段と、
   前記デインタリーブ手段によりデインタリーブされた軟判定値を用いて前記誤り訂正符号の復号を行う復号手段と、
   予め設定された測定時間の間に複数回検出される前記受信信号の受信レベルに基づいて、該受信レベルを評価するための評価値を算出する受信レベル評価手段と、
   前記評価値算出手段にて算出された評価値が干渉の発生を示すレベルにある場合に、前記復調手段にて生成された軟判定値を、前記誤り訂正符号の復号へ寄与度が低下するように補正する補正手段と、
   を備えると共に、前記デインタリーブ手段は、異なるタイミングで受信される複数のシンボル期間に渡ってインタリーブされたデータ列をデインタリーブすることを特徴とする受信装置。
3. 前記デインタリーブ手段にて規定される前記複数のシンボル期間の数は、前記パケット全体が含まれるように設定されていることを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
4. 前記受信レベル評価手段は、
   前記測定時間の間に検出される受信レベルが、予め設定された過大閾値を上回る割合を前記評価値として求めることを特徴とする請求項２又は請求項３に記載の受信装置。
5. 前記受信レベル評価手段は、
   前記測定時間の間に検出される受信レベルの平均値を前記評価値として求めることを特徴とする請求項２又は請求項３に記載の受信装置。
6. 前記受信レベル評価手段は、
   前記測定時間の間に検出される受信レベルのサンプル数が前記復調手段での復調に必要なサンプル数の整数倍に設定されていることを特徴とする請求項２乃至請求項５のいずれかに記載の受信装置。
7. 前記補正手段は、
   前記評価値が予め設定された干渉判定値以上である場合に、干渉があると判定することを特徴とする請求項２乃至請求項６のいずれかに記載の受信装置。
8. 前記補正手段は、前記軟判定値の補正を、該軟判定値に重み係数を乗ずることで行うことを特徴とする請求項２乃至請求項７のいずれかに記載の受信装置。
9. 前記補正手段は、
   前記評価値と前記重み係数との対応関係を規定した対応テーブルに従って、前記重み係数を可変設定することを特徴とする請求項８に記載の受信装置。
10. 前記補正手段は、前記軟判定値の補正を前記シンボル期間毎に行うことを特徴とする請求項２乃至請求項９のいずれかに記載の受信装置。
11. 前記復調手段は、Ｍ（Ｍは２以上の整数）本のサブキャリアを使用して直交周波数多重された受信信号を復調することを特徴とする請求項２ないし請求項１０のいずれかに記載の受信装置。
12. 前記復調手段は、２^N （Ｎは正整数）値直交振幅変調または２^N 値位相変調された受信信号を復調することを特徴とする請求項２ないし請求項１１のいずれかに記載の受信装置。
13. 請求項１に記載の軟判定値補正方法を構成する各手順をコンピュータに実行させるためのプログラム。

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