JPH07307766A - 復調装置 - Google Patents
復調装置Info
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- JPH07307766A JPH07307766A JP6097215A JP9721594A JPH07307766A JP H07307766 A JPH07307766 A JP H07307766A JP 6097215 A JP6097215 A JP 6097215A JP 9721594 A JP9721594 A JP 9721594A JP H07307766 A JPH07307766 A JP H07307766A
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- JP
- Japan
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- signal
- level
- input
- attenuator
- demodulator
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 インターリーブ方式を採用した復調装置にお
いて、主信号より十分高いレベルのレーダー干渉が復調
装置へ入力されても、ビットの並び替えの時間を増加さ
せる必要性を無くし、更に同時に搬送波同期回路を安定
に動作させることができるようにすること。 【構成】 受信入力を減衰させるための減衰器１７と、
前記受信入力のレベルを検出してあらかじめ定められた
値まで増加すると検出信号ｍを出力するレベル検出器１
８とを備え、前記減衰器は前記検出信号により減衰量を
増加させるように動作する。
いて、主信号より十分高いレベルのレーダー干渉が復調
装置へ入力されても、ビットの並び替えの時間を増加さ
せる必要性を無くし、更に同時に搬送波同期回路を安定
に動作させることができるようにすること。 【構成】 受信入力を減衰させるための減衰器１７と、
前記受信入力のレベルを検出してあらかじめ定められた
値まで増加すると検出信号ｍを出力するレベル検出器１
８とを備え、前記減衰器は前記検出信号により減衰量を
増加させるように動作する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は復調装置に関し、特にデ
ィジタルマイクロ波無線伝送システムにおいて船舶レー
ダー等の干渉を防ぐためのインターリーブ方式を採用し
た復調装置に関する。
ィジタルマイクロ波無線伝送システムにおいて船舶レー
ダー等の干渉を防ぐためのインターリーブ方式を採用し
た復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】海上や沿岸区間等で用いられているディ
ジタルマイクロ波無線通信の分野では、近年船舶レーダ
ー等の、主信号レベルよりも数１０ｄＢ高い干渉によっ
て主信号がバースト誤りを受けることを防ぐために、デ
ィジタル信号のビット並び替えを行うインターリーブ方
式が広く採用されている。このような方式は伝送の分野
で広く使われており、例えば特開平２−１４３７１４
「インターリーブ回路」がその一例である。
ジタルマイクロ波無線通信の分野では、近年船舶レーダ
ー等の、主信号レベルよりも数１０ｄＢ高い干渉によっ
て主信号がバースト誤りを受けることを防ぐために、デ
ィジタル信号のビット並び替えを行うインターリーブ方
式が広く採用されている。このような方式は伝送の分野
で広く使われており、例えば特開平２−１４３７１４
「インターリーブ回路」がその一例である。
【０００３】図４に、このインターリーブ方式を採用し
た復調装置のブロック図を示す。図４において、主信号
のレベルより数十ｄＢ高いレベルのレーダー干渉を受け
た受信入力信号ａが入力端子１へ入力され、ＡＧＣ増幅
器２にてある所要値までレベルが増幅される。増幅され
た信号ｃは分岐回路３にて２分岐され、分岐された信号
ｄ，ｄ′はそれぞれ検波器４，５へ供給される。検波器
４，５には電圧制御発振器１５による再生搬送波ｓ及び
これをπ／２シフタ６を通して得られた直交再生搬送波
ｓ′がそれぞれ入力される。検波器４，５では再生搬送
波ｓ，ｓ′と２分岐された信号ｄ，ｄ′とがそれぞれ乗
算されてベースバンド信号ｅ，ｅ′へ変換される。ベー
スバンド信号ｅ，ｅ′はそれぞれＤＣ増幅器７，８にて
直流オフセットと信号振幅レベルとが最適値に調整さ
れ、Ａ／Ｄ変換器９，１０へ入力される。
た復調装置のブロック図を示す。図４において、主信号
のレベルより数十ｄＢ高いレベルのレーダー干渉を受け
た受信入力信号ａが入力端子１へ入力され、ＡＧＣ増幅
器２にてある所要値までレベルが増幅される。増幅され
た信号ｃは分岐回路３にて２分岐され、分岐された信号
ｄ，ｄ′はそれぞれ検波器４，５へ供給される。検波器
４，５には電圧制御発振器１５による再生搬送波ｓ及び
これをπ／２シフタ６を通して得られた直交再生搬送波
ｓ′がそれぞれ入力される。検波器４，５では再生搬送
波ｓ，ｓ′と２分岐された信号ｄ，ｄ′とがそれぞれ乗
算されてベースバンド信号ｅ，ｅ′へ変換される。ベー
スバンド信号ｅ，ｅ′はそれぞれＤＣ増幅器７，８にて
直流オフセットと信号振幅レベルとが最適値に調整さ
れ、Ａ／Ｄ変換器９，１０へ入力される。
【０００４】今、受けているレーダー干渉をパルス幅約
１μｓ、パルス周期約１．３ｍｓの周期パルスとする
と、ディジタル信号ｇ，ｇ′へ変換されたＡ／Ｄ変換器
９，１０の出力信号は、約１μｓの連続誤り（バースト
誤り）を起こしていることになる。ディジタル信号ｇ，
ｇ′はディジタル型トランスバーサル等化器１１へ入力
されて符号間干渉が補償された信号ｈ，ｈ′となった
後、デインターリーブ回路１２へ入力されてビットの並
び替えがおこなわれる。これによりバースト誤りが誤り
訂正可能なランダム誤りに変換される。誤り訂正復号器
１３において誤り訂正が行われ、誤り訂正された出力信
号ｊが出力端子１６から出力される。
１μｓ、パルス周期約１．３ｍｓの周期パルスとする
と、ディジタル信号ｇ，ｇ′へ変換されたＡ／Ｄ変換器
９，１０の出力信号は、約１μｓの連続誤り（バースト
誤り）を起こしていることになる。ディジタル信号ｇ，
ｇ′はディジタル型トランスバーサル等化器１１へ入力
されて符号間干渉が補償された信号ｈ，ｈ′となった
後、デインターリーブ回路１２へ入力されてビットの並
び替えがおこなわれる。これによりバースト誤りが誤り
訂正可能なランダム誤りに変換される。誤り訂正復号器
１３において誤り訂正が行われ、誤り訂正された出力信
号ｊが出力端子１６から出力される。
【０００５】搬送波再生回路１４は、電圧制御発振器１
５からの非同期検出信号ｐを受けて、同期時は通常制御
とし、非同期時は位相情報を特定の信号点のみに限定す
る選択制御をおこなう。すなわち、搬送波非同期時には
所望の対角線上の信号点から得た位相制御信号のみで電
圧制御発振器１５を制御しホールドする。所望の信号点
以外から得た位相制御信号はホールドされた位相制御信
号と置換える。また、搬送波同期がとれている通常状態
では、全点からの位相制御信号を使うことによって、必
要な同期引き込み範囲を持った搬送波再生回路としてい
る。このような回路は、例えば本発明者による特開平４
−１６５７３７号（「搬送波同期回路」）に開示されて
いる。
５からの非同期検出信号ｐを受けて、同期時は通常制御
とし、非同期時は位相情報を特定の信号点のみに限定す
る選択制御をおこなう。すなわち、搬送波非同期時には
所望の対角線上の信号点から得た位相制御信号のみで電
圧制御発振器１５を制御しホールドする。所望の信号点
以外から得た位相制御信号はホールドされた位相制御信
号と置換える。また、搬送波同期がとれている通常状態
では、全点からの位相制御信号を使うことによって、必
要な同期引き込み範囲を持った搬送波再生回路としてい
る。このような回路は、例えば本発明者による特開平４
−１６５７３７号（「搬送波同期回路」）に開示されて
いる。
【０００６】図５はインターリーブ方式の動作原理を表
す図である。図５において、送信側、受信側のそれぞれ
において、信号ビットの書込み方向及び読出し方向を表
したのが図５（Ａ）に示す図である。ここで、誤り訂正
回路の１ワードを２５５ビットとすると、インターリー
ブ方式が採用されていない場合は、送信側でｒの方向へ
２５５ビットずつデータが送信されるが、インターリー
ブ方式を採用した場合は、送信側でｗの方向へメモリに
書き込まれ送出される。そして、空間で送信信号がレー
ダー干渉等によりバースト誤りを起こした場合（図
（Ａ）の斜線部分）は、図５（Ｂ）に示す受信信号にお
いては斜線に示す如く連続誤りとなる。この受信信号を
デインターリーブ回路１２において読出し方向ｒの方向
へ読出すことにより、連続誤りが図５（ｃ）に示すよう
に誤り訂正可能な１ワードについて１〜２個のランダム
誤りとなり、これを誤り訂正復号器１３へ入力して誤り
を訂正する。
す図である。図５において、送信側、受信側のそれぞれ
において、信号ビットの書込み方向及び読出し方向を表
したのが図５（Ａ）に示す図である。ここで、誤り訂正
回路の１ワードを２５５ビットとすると、インターリー
ブ方式が採用されていない場合は、送信側でｒの方向へ
２５５ビットずつデータが送信されるが、インターリー
ブ方式を採用した場合は、送信側でｗの方向へメモリに
書き込まれ送出される。そして、空間で送信信号がレー
ダー干渉等によりバースト誤りを起こした場合（図
（Ａ）の斜線部分）は、図５（Ｂ）に示す受信信号にお
いては斜線に示す如く連続誤りとなる。この受信信号を
デインターリーブ回路１２において読出し方向ｒの方向
へ読出すことにより、連続誤りが図５（ｃ）に示すよう
に誤り訂正可能な１ワードについて１〜２個のランダム
誤りとなり、これを誤り訂正復号器１３へ入力して誤り
を訂正する。
【０００７】ここで、誤り訂正を１ワード（２５５ビッ
ト）で１ビットのみの誤り訂正が可能な一重誤り訂正と
すると、インターリーブ回路にて必要なビット並び替え
のビット数は、ビット周期が０．１μｓ（クロック周波
数１０ＭＨｚ）、レーダー干渉パルス幅が１μｓの場
合、１μｓ／０．１μｓ＝１０となり、１０ワードのビ
ット並び替えをおこなえば、バースト誤りがすべて誤り
訂正されることになる。この時、インターリーブの深さ
が１０であると言う。
ト）で１ビットのみの誤り訂正が可能な一重誤り訂正と
すると、インターリーブ回路にて必要なビット並び替え
のビット数は、ビット周期が０．１μｓ（クロック周波
数１０ＭＨｚ）、レーダー干渉パルス幅が１μｓの場
合、１μｓ／０．１μｓ＝１０となり、１０ワードのビ
ット並び替えをおこなえば、バースト誤りがすべて誤り
訂正されることになる。この時、インターリーブの深さ
が１０であると言う。
【０００８】以上のように、主信号レベルより数１０ｄ
Ｂ高いレベルで、１μｓのパルス幅を持ったレーダー干
渉等により、バースト誤りを発生してもインターリーブ
方式を採用することで、本来、訂正できない誤りも訂正
することができる。
Ｂ高いレベルで、１μｓのパルス幅を持ったレーダー干
渉等により、バースト誤りを発生してもインターリーブ
方式を採用することで、本来、訂正できない誤りも訂正
することができる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上述した従来
の復調装置におけるインターリーブ方式は、主信号より
数十ｄＢ高いピークレベルを有するレーダー干渉波が復
調装置へ入力されるため、ＩＦ増幅器としてのＡＧＣ増
幅器２の内部トランジスタが一時的に飽和し、レーダー
干渉がなくなっても、ある一定時間動作不能となる。ま
た、復調装置内部のＰＬＬで構成される自動制御回路
は、レーダー干渉により入力信号の欠落が発生し、同期
が外れたり動作不安定となる。これは、特に高周波で動
作している搬送波同期回路が影響を受けやすい。
の復調装置におけるインターリーブ方式は、主信号より
数十ｄＢ高いピークレベルを有するレーダー干渉波が復
調装置へ入力されるため、ＩＦ増幅器としてのＡＧＣ増
幅器２の内部トランジスタが一時的に飽和し、レーダー
干渉がなくなっても、ある一定時間動作不能となる。ま
た、復調装置内部のＰＬＬで構成される自動制御回路
は、レーダー干渉により入力信号の欠落が発生し、同期
が外れたり動作不安定となる。これは、特に高周波で動
作している搬送波同期回路が影響を受けやすい。
【００１０】これら問題点のうち第１の「ＩＦ増幅器が
一時動作不能となる」という現象が発生した場合は、バ
ースト誤りの時間が、レーダー干渉パルス幅の時間だけ
ではなく、ＡＧＣ増幅器２の動作不能の時間も加わるこ
とになるため、インターリーブ方式におけるビットの並
び替えのビット数をレーダー干渉パルス幅の時間より長
くする必要が生じてくる。インターリーブ方式において
は、ビットの並び替えの深さに比例して主信号が遅延す
るため、伝送遅延時間が増加するという問題点となる。
一時動作不能となる」という現象が発生した場合は、バ
ースト誤りの時間が、レーダー干渉パルス幅の時間だけ
ではなく、ＡＧＣ増幅器２の動作不能の時間も加わるこ
とになるため、インターリーブ方式におけるビットの並
び替えのビット数をレーダー干渉パルス幅の時間より長
くする必要が生じてくる。インターリーブ方式において
は、ビットの並び替えの深さに比例して主信号が遅延す
るため、伝送遅延時間が増加するという問題点となる。
【００１１】そこで、本発明の課題は、レーダー干渉に
よるＢＥＲ特性劣化を防ぐためのインターリーブ方式を
施したディジタルマイクロ波通信において、主信号より
数十ｄＢ高いレベルのレーダー干渉が復調装置へ入力さ
れても、ビットの並び替えの時間を増加させる必要性を
無くし、更に同時に搬送波同期回路を安定に動作させる
ことができるようにすることである。
よるＢＥＲ特性劣化を防ぐためのインターリーブ方式を
施したディジタルマイクロ波通信において、主信号より
数十ｄＢ高いレベルのレーダー干渉が復調装置へ入力さ
れても、ビットの並び替えの時間を増加させる必要性を
無くし、更に同時に搬送波同期回路を安定に動作させる
ことができるようにすることである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は、受信入力を再
生搬送波を用いてベースバンド信号に変換する手段と、
このベースバンド信号を最適の直流オフセットと信号振
幅レベルへ制御する直流増幅手段と、この制御後のベー
スバンド信号をディジタル信号に変換する手段と、この
ディジタル信号のビット並び替えを行うデインターリー
ブ手段と、このビット並び替え後のディジタル信号の誤
り訂正を行う誤り訂正復号手段とを含む復調装置におい
て、前記受信入力を減衰させるための減衰器と、前記受
信入力のレベルを検出してあらかじめ定められた値まで
増加すると検出信号を出力するレベル検出手段とを備
え、前記減衰器は前記検出信号により減衰量を増加させ
るように切り替えることを特徴とする。
生搬送波を用いてベースバンド信号に変換する手段と、
このベースバンド信号を最適の直流オフセットと信号振
幅レベルへ制御する直流増幅手段と、この制御後のベー
スバンド信号をディジタル信号に変換する手段と、この
ディジタル信号のビット並び替えを行うデインターリー
ブ手段と、このビット並び替え後のディジタル信号の誤
り訂正を行う誤り訂正復号手段とを含む復調装置におい
て、前記受信入力を減衰させるための減衰器と、前記受
信入力のレベルを検出してあらかじめ定められた値まで
増加すると検出信号を出力するレベル検出手段とを備
え、前記減衰器は前記検出信号により減衰量を増加させ
るように切り替えることを特徴とする。
【００１３】本発明によればまた、上記構成に加えて、
前記レベル検出手段の検出信号に応じて搬送波再生回路
の位相制御信号を全点からの情報と、ある特定の信号か
らの情報との間で切替える選択制御手段を備えることを
特徴とする復調装置が得られる。
前記レベル検出手段の検出信号に応じて搬送波再生回路
の位相制御信号を全点からの情報と、ある特定の信号か
らの情報との間で切替える選択制御手段を備えることを
特徴とする復調装置が得られる。
【００１４】本発明によれば更に、前記レベル検出手段
の検出信号による前記減衰器の減衰量切り替えと前記搬
送波再生回路の位相制御信号切り替えにヒステリシス機
能を持たせたことを特徴とする復調装置が得られる。
の検出信号による前記減衰器の減衰量切り替えと前記搬
送波再生回路の位相制御信号切り替えにヒステリシス機
能を持たせたことを特徴とする復調装置が得られる。
【００１５】
【実施例】次に、本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。図１は、本発明の一実施例による復調装置
のブロック図であり、図４と同じ部分は同一符号にて示
す。本実施例は、図４の従来例と同様に、過大なレベル
のレーダー干渉を含んだ変調波を入力すると、この入力
信号ａは、減衰器１７を通って信号ｂとなり、ＡＧＣ増
幅器２にてある一定のレベルの信号ｃに増幅される。こ
の信号ｃは検波器４，５において電圧制御発振器１５の
出力である搬送波ｓ及びπ／２シフタ６による直交再生
搬送波ｓ´と乗算されてベースバンド信号ｅ，ｅ′へ変
換される。
て説明する。図１は、本発明の一実施例による復調装置
のブロック図であり、図４と同じ部分は同一符号にて示
す。本実施例は、図４の従来例と同様に、過大なレベル
のレーダー干渉を含んだ変調波を入力すると、この入力
信号ａは、減衰器１７を通って信号ｂとなり、ＡＧＣ増
幅器２にてある一定のレベルの信号ｃに増幅される。こ
の信号ｃは検波器４，５において電圧制御発振器１５の
出力である搬送波ｓ及びπ／２シフタ６による直交再生
搬送波ｓ´と乗算されてベースバンド信号ｅ，ｅ′へ変
換される。
【００１６】ベースバンド信号ｅ，ｅ′はＤＣ増幅器
７，８にてＡ／Ｄ変換器９，１０の正規の直流オフセッ
トと信号振幅レベルに制御され、ディジタル信号ｇ，
ｇ′へ変換される。このディジタル信号ｇ，ｇ′はディ
ジタル型トランスバーサル等化器１１へ入力され、符号
間干渉を補償された信号ｈ，ｈ′となる。更に、デイン
ターリーブ回路１２により信号のビット並び替えによっ
てバースト誤りを誤り訂正可能なランダム誤りへ変換さ
れた後、誤り訂正復号器１３へ入力され、誤りが訂正さ
れた信号ｊとなって出力端子１６より出力される。ここ
までのインターリーブ方式の信号ビットの並び替え方法
は図４で説明した従来例と同様である。
７，８にてＡ／Ｄ変換器９，１０の正規の直流オフセッ
トと信号振幅レベルに制御され、ディジタル信号ｇ，
ｇ′へ変換される。このディジタル信号ｇ，ｇ′はディ
ジタル型トランスバーサル等化器１１へ入力され、符号
間干渉を補償された信号ｈ，ｈ′となる。更に、デイン
ターリーブ回路１２により信号のビット並び替えによっ
てバースト誤りを誤り訂正可能なランダム誤りへ変換さ
れた後、誤り訂正復号器１３へ入力され、誤りが訂正さ
れた信号ｊとなって出力端子１６より出力される。ここ
までのインターリーブ方式の信号ビットの並び替え方法
は図４で説明した従来例と同様である。
【００１７】ここで、本実施例の特徴は、以下のような
動作にある。すなわち、主信号レベルより数十ｄＢ高い
レベルのレーダーパルス干渉を受けた時、このレベル増
加をＡＧＣ増幅器２に接続したレベル検出器１８にて検
出する。レベル検出器１８はレベル増加を検出すると減
衰器１７を動作状態として減衰動作を行わせることによ
り、ＡＧＣ増幅器２の内部トランジスタが飽和して一時
動作不能となるのを防ぐと同時に、オアゲート１９を介
して搬送波再生回路１４の位相制御信号をある特定の信
号点の位相情報のみに切り替えることにより、搬送波再
生回路１４が安定に動作することを可能とする。
動作にある。すなわち、主信号レベルより数十ｄＢ高い
レベルのレーダーパルス干渉を受けた時、このレベル増
加をＡＧＣ増幅器２に接続したレベル検出器１８にて検
出する。レベル検出器１８はレベル増加を検出すると減
衰器１７を動作状態として減衰動作を行わせることによ
り、ＡＧＣ増幅器２の内部トランジスタが飽和して一時
動作不能となるのを防ぐと同時に、オアゲート１９を介
して搬送波再生回路１４の位相制御信号をある特定の信
号点の位相情報のみに切り替えることにより、搬送波再
生回路１４が安定に動作することを可能とする。
【００１８】図２は、変調波信号が入力された後、レー
ダーパルス干渉波が入力された時のＡＧＣ増幅器２の概
略出力波形を示す。Ｓ１が従来例の構成の波形であり、
Ｓ２が本実施例の構成とした時の波形である。なお、横
軸は時間、縦軸は振幅レベルをそれぞれ表わす。
ダーパルス干渉波が入力された時のＡＧＣ増幅器２の概
略出力波形を示す。Ｓ１が従来例の構成の波形であり、
Ｓ２が本実施例の構成とした時の波形である。なお、横
軸は時間、縦軸は振幅レベルをそれぞれ表わす。
【００１９】入力端子１よりレーダー干渉を含まない変
調波信号が入力された時点を、図２においてｔ１とし、
入力レベルをここでは−１０ｄＢｍとする。主信号レベ
ルより数十ｄＢ高いレーダーパルス干渉が入力されるｔ
２の時点までは、ＡＧＣ増幅器２によりわずかな入力レ
ベル変動によらず、ある一定レベルＬ１に保つ。ここで
はＡＧＣ増幅器２の動作可能範囲を入力レベル−１０ｄ
Ｂｍ±５ｄＢとする。ｔ２の時点において、主信号レベ
ルより数十ｄＢ高いレーダーパルス干渉が入力される
と、ＡＧＣ増幅器２は動作可能範囲を越えるため、ＡＧ
Ｃ増幅器２の限界出力レベルＬ２が出力される。
調波信号が入力された時点を、図２においてｔ１とし、
入力レベルをここでは−１０ｄＢｍとする。主信号レベ
ルより数十ｄＢ高いレーダーパルス干渉が入力されるｔ
２の時点までは、ＡＧＣ増幅器２によりわずかな入力レ
ベル変動によらず、ある一定レベルＬ１に保つ。ここで
はＡＧＣ増幅器２の動作可能範囲を入力レベル−１０ｄ
Ｂｍ±５ｄＢとする。ｔ２の時点において、主信号レベ
ルより数十ｄＢ高いレーダーパルス干渉が入力される
と、ＡＧＣ増幅器２は動作可能範囲を越えるため、ＡＧ
Ｃ増幅器２の限界出力レベルＬ２が出力される。
【００２０】ここで、従来例の構成（Ｓ１）の場合に
は、ＡＧＣ増幅器２の内部トランジスタが飽和し一時動
作不能となる。このため、ｔ４の時点でレーダーパルス
干渉波の入力がなくなり、主信号のみとなってもＡＧＣ
増幅器２の動作が再開されるｔ５の時点までＡＧＣ増幅
器２の出力レベルはほとんど０となり、ｔ５の時点にお
いてＡＧＣ増幅器２の動作が再開されると通常の出力レ
ベルＬ１となる。
は、ＡＧＣ増幅器２の内部トランジスタが飽和し一時動
作不能となる。このため、ｔ４の時点でレーダーパルス
干渉波の入力がなくなり、主信号のみとなってもＡＧＣ
増幅器２の動作が再開されるｔ５の時点までＡＧＣ増幅
器２の出力レベルはほとんど０となり、ｔ５の時点にお
いてＡＧＣ増幅器２の動作が再開されると通常の出力レ
ベルＬ１となる。
【００２１】この問題点を解決するために、本実施例で
はＡＧＣ増幅器２の出力レベルがある規定値ＶRef1を越
えるとレベル検出器１８がそのレベルを検出し、検出信
号ｍを“１”とする。この検出信号ｍにより減衰器１７
がオンとなり、ＡＧＣ増幅器２の入力レベル及び出力レ
ベルが減衰する。この時の波形が図２のＳ２のｔ３の時
点で示す波形である。減衰器１７によりＡＧＣ増幅器２
の入力レベルが低下したために、ＡＧＣ増幅器２の内部
トランジスタが飽和することはなく、しかもｔ４の時点
でレーダーパルス干渉波が入力されなくなっても出力不
能という現象が生じることなく、通常の出力レベルＬ１
へ戻る。
はＡＧＣ増幅器２の出力レベルがある規定値ＶRef1を越
えるとレベル検出器１８がそのレベルを検出し、検出信
号ｍを“１”とする。この検出信号ｍにより減衰器１７
がオンとなり、ＡＧＣ増幅器２の入力レベル及び出力レ
ベルが減衰する。この時の波形が図２のＳ２のｔ３の時
点で示す波形である。減衰器１７によりＡＧＣ増幅器２
の入力レベルが低下したために、ＡＧＣ増幅器２の内部
トランジスタが飽和することはなく、しかもｔ４の時点
でレーダーパルス干渉波が入力されなくなっても出力不
能という現象が生じることなく、通常の出力レベルＬ１
へ戻る。
【００２２】また、ある規定値ＶRef2より低いレベルが
入力されると、レベル検出器１８の検出信号ｍは“０”
となり減衰器１７はオフ状態、すなわち通常動作とな
る。この減衰器１７のオン，オフ切替点はヒステリシス
をもたせてあり、オン，オフのバタつきが発生しないよ
うにしてある。
入力されると、レベル検出器１８の検出信号ｍは“０”
となり減衰器１７はオフ状態、すなわち通常動作とな
る。この減衰器１７のオン，オフ切替点はヒステリシス
をもたせてあり、オン，オフのバタつきが発生しないよ
うにしてある。
【００２３】図３は減衰器１７の動作がオン，オフした
時のそれぞれの入力信号レベル対減衰器出力レベルの関
係図の一例である。ここでは、入力信号レベルが０ｄＢ
ｍを越えると減衰器１７がオン状態となって５ｄＢ出力
レベルが低下し、入力信号レベルが−５ｄＢｍ以下とな
ると減衰器１７がオフ状態となるようにしてある。
時のそれぞれの入力信号レベル対減衰器出力レベルの関
係図の一例である。ここでは、入力信号レベルが０ｄＢ
ｍを越えると減衰器１７がオン状態となって５ｄＢ出力
レベルが低下し、入力信号レベルが−５ｄＢｍ以下とな
ると減衰器１７がオフ状態となるようにしてある。
【００２４】また、一方で、図２におけるｔ２からｔ４
の間は主信号レベルより数十ｄＢ高いレベルのレーダー
パルス干渉が入力されているため、搬送波同期回路にお
ける電圧制御発振器１５の制御信号を発生する搬送波再
生回路１４の入力位相情報信号ｈ，ｈ′に誤りまたは欠
落が発生し、同期が外れたり動作不安定となる。そこ
で、本実施例では、入力信号レベルがある規定値ＶRef1
より高いレベルが入力されたことをレベル検出器１８が
検出して検出信号ｍが“１”となった場合には、位相情
報を特定の信号点のみに限定して誤りの少ない位相情報
とすることで、同期外れや動作不安定を防ぐ。この制御
はオアゲート１９によって、電圧制御発振器１５が搬送
波非同期状態を検出して非同期検出信号ｎが“１”の場
合も信号点を限定する制御をおこなうことができる。ま
た、この選択制御の動作は従来例と同様であり、前述し
た「搬送波同期回路」を用いることができる。
の間は主信号レベルより数十ｄＢ高いレベルのレーダー
パルス干渉が入力されているため、搬送波同期回路にお
ける電圧制御発振器１５の制御信号を発生する搬送波再
生回路１４の入力位相情報信号ｈ，ｈ′に誤りまたは欠
落が発生し、同期が外れたり動作不安定となる。そこ
で、本実施例では、入力信号レベルがある規定値ＶRef1
より高いレベルが入力されたことをレベル検出器１８が
検出して検出信号ｍが“１”となった場合には、位相情
報を特定の信号点のみに限定して誤りの少ない位相情報
とすることで、同期外れや動作不安定を防ぐ。この制御
はオアゲート１９によって、電圧制御発振器１５が搬送
波非同期状態を検出して非同期検出信号ｎが“１”の場
合も信号点を限定する制御をおこなうことができる。ま
た、この選択制御の動作は従来例と同様であり、前述し
た「搬送波同期回路」を用いることができる。
【００２５】なお、減衰器１７はＰＩＮダイオードと抵
抗の組合わせでＰＩＮダイオードに流れる電流を切替え
ることで構成でき、レベル検出器１８は入力信号を検波
及びＲＣ積分することで入力レベルに応じた電圧値に変
換でき、その電圧値を電圧比較器へ入力することで容易
に実現できる。
抗の組合わせでＰＩＮダイオードに流れる電流を切替え
ることで構成でき、レベル検出器１８は入力信号を検波
及びＲＣ積分することで入力レベルに応じた電圧値に変
換でき、その電圧値を電圧比較器へ入力することで容易
に実現できる。
【００２６】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、主信号よ
り数１０ｄＢ高いレベルのレーダーパルス干渉が入力さ
れても、レベル増加を検出して増幅器の入力レベルを下
げることにより増幅器の一時動作不能現象の発生を防
ぎ、インターリーブ方式のビットの並び替えのビット数
を増加させる必要性を無くし、また同時に搬送波同期回
路における位相制御信号をある特定の信号点のみに限定
する選択制御をおこなうことにより、搬送波同期回路を
安定に動作させることができるという効果がある。
り数１０ｄＢ高いレベルのレーダーパルス干渉が入力さ
れても、レベル増加を検出して増幅器の入力レベルを下
げることにより増幅器の一時動作不能現象の発生を防
ぎ、インターリーブ方式のビットの並び替えのビット数
を増加させる必要性を無くし、また同時に搬送波同期回
路における位相制御信号をある特定の信号点のみに限定
する選択制御をおこなうことにより、搬送波同期回路を
安定に動作させることができるという効果がある。
【図１】本発明の一実施例のブロック図である。
【図２】本発明と従来例におけるＡＧＣ増幅器出力波形
の概略図であり、Ｓ１が従来例における波形、Ｓ２が本
実施例における波形をそれぞれ示す。
の概略図であり、Ｓ１が従来例における波形、Ｓ２が本
実施例における波形をそれぞれ示す。
【図３】本発明における減衰器がオン，オフした時の入
力信号レベル対減衰器出力レベルの関係図を示す。
力信号レベル対減衰器出力レベルの関係図を示す。
【図４】従来の復調装置のブロック図である。
【図５】インターリーブ方式の原理を説明するための図
である。
である。
１ 入力端子 ２ ＡＧＣ増幅器 ３ 分岐回路 ４，５ 検波器 ６ π／２シフタ ７，８ ＤＣ増幅器 ９，１０ Ａ／Ｄ変換器 １１ ディジタル型トランスバーサル等化器 １２ デインターリーブ回路 １３ 誤り訂正復号器 １４ 搬送波再生回路 １５ 電圧制御発振器 １６ 出力端子 １７ 減衰器 １８ レベル検出器 １９ オアゲート
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｌ 1/00 Ｆ 27/38 27/22 9297−5Ｋ Ｈ０４Ｌ 27/22 Ａ
Claims (3)
- 【請求項１】 ディジタル無線伝送システムに用いられ
る復調装置であって、受信入力を再生搬送波を用いてベ
ースバンド信号に変換する手段と、このベースバンド信
号を最適の直流オフセットと信号振幅レベルへ制御する
直流増幅手段と、この制御後のベースバンド信号をディ
ジタル信号に変換する手段と、このディジタル信号のビ
ット並び替えを行うデインターリーブ手段と、このビッ
ト並び替え後のディジタル信号の誤り訂正を行う誤り訂
正復号手段とを含む復調装置において、前記受信入力を
減衰させるための減衰器と、前記受信入力のレベルを検
出してあらかじめ定められた値まで増加すると検出信号
を出力するレベル検出手段とを備え、前記減衰器は前記
検出信号により減衰量を増加させるように切り替えるこ
とを特徴とする復調装置。 - 【請求項２】 前記レベル検出手段の検出信号に応じて
搬送波再生回路の位相制御信号を全点からの情報と、あ
る特定の信号からの情報との間で切替える選択制御手段
を備えることを特徴とする請求項１記載の復調装置。 - 【請求項３】 前記レベル検出手段の検出信号による前
記減衰器の減衰量切り替えと前記搬送波再生回路の位相
制御信号切り替えにヒステリシス機能を持たせたことを
特徴とする請求項１あるいは２記載の復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6097215A JPH07307766A (ja) | 1994-05-11 | 1994-05-11 | 復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6097215A JPH07307766A (ja) | 1994-05-11 | 1994-05-11 | 復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07307766A true JPH07307766A (ja) | 1995-11-21 |
Family
ID=14186408
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6097215A Pending JPH07307766A (ja) | 1994-05-11 | 1994-05-11 | 復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07307766A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008131363A (ja) * | 2006-11-21 | 2008-06-05 | Denso Corp | 受信方式，受信装置，プログラム |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01101713A (ja) * | 1987-10-15 | 1989-04-19 | Fujitsu Ltd | 自動利得制御増幅回路 |
| JPH04165737A (ja) * | 1990-10-29 | 1992-06-11 | Nec Corp | 搬送波同期回路 |
-
1994
- 1994-05-11 JP JP6097215A patent/JPH07307766A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01101713A (ja) * | 1987-10-15 | 1989-04-19 | Fujitsu Ltd | 自動利得制御増幅回路 |
| JPH04165737A (ja) * | 1990-10-29 | 1992-06-11 | Nec Corp | 搬送波同期回路 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008131363A (ja) * | 2006-11-21 | 2008-06-05 | Denso Corp | 受信方式，受信装置，プログラム |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 19970506 |