JP2008113240A - マルチキャリア受信装置およびチャネル推定値補間方法 - Google Patents

Abstract

【課題】チャネル推定値の精度を向上するチャネル推定値補間方法及び当該方法を利用して受信品質を向上するマルチキャリア受信装置を提供すること。
【解決手段】マルチキャリア受信装置１００では、周波数方向でサブキャリア上に離散的に配置されたパイロットシンボルの各々から算出されたチャネル推定値から成るデータ列を逆フーリエ変換することで観測遅延プロファイルが生成され、遅延プロファイルレプリカ生成部１４３が、パス位置選択部１４２で観測遅延プロファイルから検出されたパス位置の複素振幅の各々と、サブキャリア数と同数の「１」値から成るデータ列をフーリエ変換することで生成された基本インパルス信号とを乗算し、各複素振幅値に対応するパス位置で乗算結果を重畳することで遅延プロファイルを再作成し、ＤＦＴ部１４５が再作成遅延プロファイルをフーリエ変換することでチャネル推定値を形成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、マルチキャリア受信装置およびチャネル推定値補間方法に関する。

標準化団体３ＧＰＰでは、現在の第３世代携帯電話システムのさらなる改良を目的として、３ＧＰＰ ＲＡＮ ＬＴＥ(Long Term Evolution)の検討が進められている。ここで採用される下りの無線伝送方式としてはＯＦＤＭ方式が有力とされている。

そして、ＯＦＤＭ方式におけるパイロットシンボルの構成として、サブフレームとしてのＴＴＩ（Transmission Time Interval）内でパイロットシンボルを時間方向および周波数方向に散らばらせて配置する、Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ ｍａｐｐｉｎｇが提案されている（例えば、図２０参照）。

このようにパイロットシンボルが配置されたフレームを受信する受信側では、そのパイロットシンボルを用いてチャネル推定を行い、更にそのチャネル推定値を精度よく補間してデータシンボルの復調を行うことが必要である。

Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ ｍａｐｐｉｎｇされたチャネル推定値を周波数方向に精度良く補間する方法として、非特許文献１に開示されている方法や非特許文献２に開示されている方法などが提案されている。

上記非特許文献１に開示される方法は、時間領域で系列末尾を０パディングし、離散フーリエ変換(ＤＦＴ)する方法する方法である。すなわち、補間前チャネル推定値系列に逆離散フーリエ変換(ＩＤＦＴ)を施した時間領域チャネル応答系列の末尾に０パディングを行って補間後の系列長になるように系列拡張を行う。その後ＤＦＴを行い、補間された周波数領域のチャネル推定値を得るものである。

また、上記非特許文献２に開示される方法は、時間領域で系列末尾を０パディングし、逆離散コサイン変換(ＩＤＣＴ)する方法である。すなわち、非特許文献１に開示される方法ではＤＦＴ／ＩＤＦＴを用いているところを、非特許文献２に開示される方法は、代わりにＤＣＴ／ＩＤＣＴで行う方法である。

非特許文献１および非特許文献２に開示されている方法は、共に時間領域チャネル応答の後ろ(時間的に遅延が大きい)の部分まではパス成分は無いという近似を行った上で時間領域の系列を拡張し、その結果補間を行う方法である。こうしてＳｃａｔｔｅｒｅｄ ｍａｐｐｉｎｇされたチャネル推定値を周波数方向にある程度精度良く補間することができ
る。
Fernandez-Getino Garcia, M.J. Paez-Borrallo, Zazo, S, "DFT-based channel estimation in 2D-pilot-symbol-aided OFDM wireless systems", Vehicular Technology Conference, 2001. VTC 2001 Spring. IEEE VTS 53rd Volume 2, 6-9 May 2001 Page(s):810 - 814 vol.2 小林他,"離散コサイン変換を用いたＯＦＤＭ伝送路推定方式の提案（Proposal of OFDM Channel Estimation Method Using Discrete Cosine Transform）", 電子情報通信学会論文誌, Vol.J88-B, No.1, pp.256-268, Jan.2005

しかしながら、上記非特許文献１に開示される補間方法では、ＩＤＦＴ／ＤＦＴ処理において波形が周期的に連続したものとみなして処理するので、伝送帯域端の波形同士が連続でない場合には高域に歪みが発生してしまう問題がある。

一方、非特許文献２に開示される方法では、ＩＤＣＴ／ＤＣＴ処理が、波形を鏡像対照に折りかえした２倍の長さの波形をＩＤＦＴ／ＤＦＴすることと等価であることを利用している。そのため、鏡像対称に波形を折り返したものに対して処理を行うので、処理波形の連続性をある程度保つことができ、非特許文献１に開示される方法における問題点としての高域の歪みが軽減される。

しかしながら、非特許文献２に開示される方法でも、波形振幅は連続になるが、波形傾斜が連続になるとは限らない。従って、波形として完全に「滑らか」になるわけではなく、程度は小さいが高域の歪みが残留してしまう。この高域における歪みは、求められるチャネル推定値の精度を低下させる要因となる。そして、チャネル推定値の精度が低下することにより、受信品質が低下してしまう問題がある。

さらに、Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ ｍａｐｐｉｎｇの場合には、高域の歪みが残留した周波数方向に補間されたチャネル推定値を用いて、更に時間方向にも補間を行うことが多いので、あるシンボルに係るチャネル推定値の歪みが、他のシンボルに係るチャネル推定値の歪みを誘発する、別の言い方をすれば、他のＯＦＤＭシンボルに伝染していく問題がある。この伝染により、受信品質はさらに低下してしまう可能性がある。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、チャネル推定値の精度を向上するチャネル推定値補間方法および当該方法により得られるチャネル推定値を用いて受信品質を向上するマルチキャリア受信装置を提供することを目的とする。

本発明のマルチキャリア受信装置は、周波数方向でサブキャリア上に離散的に配置されたパイロットシンボルを受信する受信手段と、各パイロットシンボルからチャネル推定値を算出するチャネル推定値算出手段と、前記算出されたチャネル推定値から成るデータ列に逆フーリエ変換を施して観測遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成手段と、前記観測遅延プロファイルからパス位置および当該パス位置における複素振幅を検出する検出手段と、各複素振幅値と、基本インパルス信号とを乗算し、各複素振幅値に対応する前記パス位置で前記乗算の結果を重畳することにより遅延プロファイルを再作成し、前記基本インパルス信号は、全サブキャリア数／ｎ（ｎは、全サブキャリア数をパイロットシンボルが配置されるサブキャリア数で除して得られる数の正の約数）と同数の「１」値から成るデータ列に対してフーリエ変換を施すことにより生成される遅延プロファイル再生手段と、前記再作成された遅延プロファイルにフーリエ変換を施すことによりチャネル推定値を形成するチャネル推定値形成手段と、を具備する構成を採る。

本発明のチャネル推定値補間方法は、周波数方向でサブキャリア上に離散的に配置された受信パイロットシンボルの各々からチャネル推定値を算出するチャネル推定値算出ステップと、前記算出されたチャネル推定値から成るデータ列に逆フーリエ変換を施して観測遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成ステップと、前記観測遅延プロファイルからパス位置および当該パス位置における複素振幅を検出する検出ステップと、各複素振幅値と、基本インパルス信号とを乗算し、各複素振幅値に対応する前記パス位置で前記乗算の結果を重畳することにより遅延プロファイルを再作成し、前記基本インパルス信号は、全サブキャリア数／ｎ（ｎは、全サブキャリア数をパイロットシンボルが配置されるサブキャリア数で除して得られる数の正の約数）と同数の「１」値から成るデータ列に対してフーリエ変換を施すことにより生成される遅延プロファイル再生ステップと、前記再作成された遅延プロファイルにフーリエ変換を施すことによりチャネル推定値を形成するチャネル推定値形成ステップと、を具備するようにした。

本発明によれば、チャネル推定値の精度を向上するチャネル推定値補間方法および当該方法により得られるチャネル推定値を用いて受信品質を向上するマルチキャリア受信装置を提供することができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
図１に示すように本実施の形態のマルチキャリア受信装置１００は、ここでは特にＯＦＤＭ通信を行うものであり、ＦＦＴ部１１０と、パイロット／データシンボル分離部１２０と、チャネル推定値算出部１３０と、雑音抑圧／周波数方向補間部１４０と、時間方向補間部１５０と、データシンボル復調部１６０と、誤り訂正復号部１７０とを有する。

ＦＦＴ部１１０は、アンテナを介して受信された図２０に示したようなパイロットシンボルが時間方向および周波数方向に散らばらされて配置されたフレームに基づくＯＦＤＭ信号が無線受信部にて無線処理（ダウンコンバート、Ａ／Ｄ変換など）され、無線処理後の信号を時間信号から周波数信号へ変換し、受信フレームを出力する。

パイロット／データシンボル分離部１２０は、受信フレームを入力し、パイロットシンボルとそれ以外のデータシンボルとに分離し、分離されたパイロットシンボルをチャネル推定値算出部１３０に出力するとともに、データシンボルをデータシンボル復調部１６０に出力する。

チャネル推定値算出部１３０は、パイロット／データシンボル分離部１２０からの、パイロットシンボルごとにチャネル推定値を算出し、算出されたチャネル推定値を雑音抑圧／周波数方向補間部１４０に出力する。

雑音抑圧／周波数方向補間部１４０は、チャネル推定値算出部１３０からの、パイロットシンボル（フレーム中の周波数および時間により特定される）ごとのチャネル推定値を入力し、雑音成分が抑圧され、且つ、周波数方向に補間されたチャネル推定値を時間方向補間部１５０に出力する。すなわち、雑音抑圧／周波数方向補間部１４０から出力されるチャネル推定値には、全サブキャリアに関するものが含まれている。

詳細には、雑音抑圧／周波数方向補間部１４０は、図２に示すように遅延プロファイル生成部１４１と、パス位置選択部１４２と、遅延プロファイルレプリカ生成部１４３と、基本インパルス成分レプリカ格納部１４４と、ＤＦＴ部１４５と、系列長調整部１４６とを有する。

遅延プロファイル生成部１４１は、同一のＯＦＤＭシンボルに配置（つまり、同一ＯＦＤＭシンボルでサブキャリア（周波数）が異なる）されたパイロットシンボルごとのチャネル推定値を周波数方向から時間軸方向へ変換することにより、遅延プロファイル（以下、観測遅延プロファイルと呼ぶ）を生成する。

具体的には、遅延プロファイル生成部１４１は、系列長調整部１４７と、ＩＤＦＴ部１４８とを有する。

系列長調整部１４７は、同一のＯＦＤＭシンボルに配置されたパイロットシンボルごとのチャネル推定値サンプル、つまり周波数方向チャネル推定値サンプルの後に０値のデータ列を挿入（０パディング）することにより、全データ長が遅延プロファイルサンプル数になるように系列長を調整する（図３参照）。ここで、周波数方向チャネル推定値サンプルから構成されるデータ列の構成データ数と、その後に挿入される０値の挿入データ列の構成データ数との和は、遅延プロファイル生成部１４１にて生成される観測遅延プロファイルの分解能（サンプリングレート）に対応する。

ＩＤＦＴ部１４８は、Ｎ_Ｅ個のチャネル推定値サンプルと、Ｎ_Ｐ個の０値から成る挿入データ列とから成る周波数方向の系列に対し、逆離散フーリエ変換を施すことで時間方向に変換して観測遅延プロファイルを生成する（図３参照）。なお、系列長調整部１４７の処理の結果としてＮ_ＥとＮ_Ｐとの和が２のべき乗（例えば、５１２）となるときには、ＩＤＦＴ部１４８は高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）をすることができる。

パス位置選択部１４２は、遅延プロファイル生成部１４１にて生成された観測遅延プロファイルから、所定のしきい値以上のピーク点のタイミング（つまり、パス位置）およびそのピーク点における複素振幅値を検出し、その検出情報を遅延プロファイルレプリカ生成部１４３に出力する。

基本インパルス成分レプリカ格納部１４４は、基本インパルス成分レプリカを記憶しており、遅延プロファイルレプリカ生成部１４３に出力する。なお、基本インパルス成分レプリカは、ｓｉｎｃ関数の形状をしている。そして、基本インパルス成分レプリカは、その分解能（サンプリングレート）が観測遅延プロファイルと同じであり、観測遅延プロファイルのサンプル数×「周波数方向補間比」から求められる数と同じ数のサンプルから構成される。「周波数方向補間比」とは、パイロットシンボルが周波数方向に一定間隔で離散的に配置される場合には、周波数方向で隣接するパイロットシンボルがそれぞれ重畳されたサブキャリア間のサブキャリア間隔に対応する。つまり図２０の例では、周波数方向補間比が４となる。

ここで「基本インパルス成分レプリカ」の生成方法について説明する。

まず「基本インパルス成分レプリカ」は、仮に１ＯＦＤＭシンボルに含まれる全ての伝送サブキャリアにパイロットシンボルが多重されており、且つ、雑音がない場合の、１パス分の遅延プロファイルの形状である必要がある。すなわち、「基本インパルス成分レプリカ」は、分解能が観測遅延プロファイルと同じであり、観測遅延プロファイルのサンプル数×周波数方向補間比から求められる数と同数のサンプルから構成されるｓｉｎｃ関数である必要がある。具体的には図４に示すように作成する。まず、１ＯＦＤＭシンボルに含まれるすべての伝送サブキャリア数Ｎ_Ｔ個の「１」値の後に、０値のデータ列を挿入することにより、「拡張系列」を形成する。ここで、伝送サブキャリア数Ｎ_Ｔと挿入データ列の構成データ数Ｎ_Ｕとの和は、観測遅延プロファイルのサンプル数×「周波数方向補間比」となる。言い換えれば、伝送サブキャリア数Ｎ_Ｔと挿入データ列の構成データ数Ｎ_Ｕとの比は、遅延プロファイル生成部１４１におけるチャネル推定値から成るデータ列の構成データ数と挿入データ列の構成データ数との比に等しくなる。こうして作成された拡張系列をＩＤＦＴし、さらにピークの電力が「１」になるように振幅調整を行うことにより、基本インパルス成分レプリカを生成する。

以上のような方法で作成した基本インパルス成分レプリカの一例を図５に示す。同図には、チャネル推定値が周波数方向で補間された後のサンプル数（つまり、伝送サブキャリア数に相当）が６００で、その後に５５４４個の０値から成る挿入データ列が挿入された拡張系列をＩＤＦＴすることにより生成したときの、６１４４個のサンプルから構成された基本インパルス成分レプリカの一部を抜粋したものが示されている。この基本インパルス成分レプリカは、周波数方向補間比が６であり、且つ、遅延プロファイル生成部１４１にて１００サンプル分の周波数方向チャネル推定値から成るデータ列の後に、９２４個の０値から成る挿入データ列が挿入された系列全体から観測遅延プロファイルが求められるときに用いられるものである。すなわち、遅延プロファイル生成部１４１にて用いられる系列全体の構成データ数が１０２４サンプルであるのに対して、基本インパルス成分レプリカの生成に用いられる系列全体の構成データ数は、１０２４×６＝６１４４サンプルとなっている。なお、基本インパルス成分レプリカは本来複素数であるが、図５では便宜上、実数成分のみを表示している。

遅延プロファイルレプリカ生成部１４３は、パス位置選択部１４２からの検出情報（ピーク点のタイミング（パス位置）およびその複素振幅値）と基本インパルス成分レプリカとを用いて、遅延プロファイル生成部１４１にて生成された観測遅延プロファイルから雑音成分を除去した状態の遅延プロファイル（以下、「遅延プロファイルレプリカ」と呼ぶ）を生成する。具体的には、遅延プロファイルレプリカ生成部１４３は、基本インパルス成分レプリカを循環シフトさせながら、ピーク点のタイミング（パス位置）でその複素振幅値と基本インパルス成分レプリカとを乗算した乗算結果を重畳（すなわち循環畳込み）することにより、雑音成分が除去された状態の遅延プロファイルレプリカを生成する。すなわち、遅延プロファイルレプリカ生成部１４３は、パス位置選択部１４２にて検出された各複素振幅値と基本インパルス信号とを乗算し、各複素振幅値に対応するパス位置で乗算の結果を重畳することにより遅延プロファイルを再作成（再生）、すなわち遅延プロファイルレプリカを生成する。さらに、遅延プロファイルレプリカ生成部１４３にて利用する「基本インパルス成分レプリカ」は、上述の通り、１ＯＦＤＭシンボルに含まれる全ての伝送サブキャリアにパイロットシンボルが多重されている場合の、１パス分の遅延プロファイルの形状である。すなわち、「基本インパルス成分レプリカ」における、チャネル推定値を取得するための対象サンプルが、全伝送サブキャリア数まで増やされることになる。つまり、この「基本インパルス成分レプリカ」を用いて遅延プロファイルレプリカ（再作成された遅延プロファイル）をフーリエ変換すれば、ＯＦＤＭシンボルで実際にはパイロットシンボルが配置されていないサブキャリアに関する補間チャネル推定値が求められることになる。

ＤＦＴ部１４５は、遅延プロファイルレプリカ生成部１４３にて生成された、雑音成分が除去され、且つ、チャネル推定値の取得対象サンプル点が増やされた状態の遅延プロファイルレプリカを時間方向から周波数方向に変換して周波数方向の系列を系列長調整部１４６に出力する。すなわち、ＤＦＴ部１４５は、遅延プロファイルレプリカ（再作成された遅延プロファイル）にフーリエ変換を施してチャネル推定値を形成する。

系列長調整部１４６は、ＤＦＴ部１４５からの系列のうち、先頭からチャネル推定値サンプル数Ｎ_Ｅ×周波数方向補間比分のサンプル、すなわち「補間された周波数方向チャネル推定値サンプルに相当する部分」のみ抽出し、時間方向補間部１５０に出力する。この「補間された周波数方向チャネル推定値サンプルに相当する部分」は、雑音が抑圧され、且つ、周波数方向に補間されたチャネル推定値となる。

時間方向補間部１５０は、系列長調整部１４６からのチャネル推定値が時間方向に離散しているため、その間の時間の各シンボルにおけるチャネル推定値を補間する。補間方法としては例えば線形補間等がある。そして、時間方向補間部１５０は、フレームの各シンボルにおけるチャネル推定値をデータシンボル復調部１６０に出力する。

データシンボル復調部１６０は、パイロット／データシンボル分離部１２０からのデータシンボルを、時間方向補間部１５０からのチャネル推定値を用いて復調する。誤り訂正復号部１７０は、復調後の信号を誤り訂正復号する。

以上のように構成されるマルチキャリア受信装置１００の動作について説明する。

ＦＦＴ部１１０では、パイロットシンボルが時間方向および周波数方向に散らばらせて配置されたフレームに基づくＯＦＤＭ信号が無線受信部にて無線処理（ダウンコンバート、Ａ／Ｄ変換など）された無線処理後の信号が時間信号から周波数信号へ変換され、受信フレームが形成される。

パイロット／データシンボル分離部１２０では、受信フレームの構成シンボルがパイロットシンボルとそれ以外のデータシンボルとに分離される。

チャネル推定値算出部１３０では、パイロットシンボルごとにチャネル推定値が算出される。

雑音抑圧／周波数方向補間部１４０の遅延プロファイル生成部１４１では、同一のＯＦＤＭシンボルに配置（つまり、同一ＯＦＤＭシンボルでサブキャリア（周波数）が異なる）されたパイロットシンボルごとのチャネル推定値が周波数方向から時間軸方向へ変換され、観測遅延プロファイルが生成される。

具体的には、遅延プロファイル生成部１４１では、図３に示すように、チャネル推定値算出部１３０からの、パイロットシンボルごとのチャネル推定値サンプルの後に、０値のデータ列が挿入される。チャネル推定値サンプル数Ｎ_Ｅと挿入データ列のデータ数Ｎ_Ｐとの和は、生成される観測遅延プロファイルにおけるサンプル数となる。そして、チャネル推定値算出部１３０からの、パイロットシンボルごとのチャネル推定値サンプルの後に、０値のデータ列が挿入された系列がＩＤＦＴ部１４８に入力される。ここで挿入データ列のデータ数Ｎ_Ｐをできるだけ大きくすることにより、ＩＤＦＴ部１４８の出力である観測遅延プロファイルの分解能（サンプリングレート）が高まる。さらに、チャネル推定値のサンプル数（構成データ数）と挿入データ列の構成データ数の和を２のべき乗とすることにより、ＩＤＦＴ処理をＩＦＦＴ処理とすることができ、演算量を削減することができる。

パス位置選択部１４２では、遅延プロファイル生成部１４１にて生成された観測遅延プロファイルから、所定のしきい値以上のピーク点のタイミングおよびそのピーク点における複素振幅値が検出される。

遅延プロファイルレプリカ生成部１４３では、パス位置選択部１４２からの検出情報（ピーク点のパス位置インデックスおよびその複素振幅値）と「基本インパルス成分レプリカ」とを用いて、遅延プロファイル生成部１４１にて生成された遅延プロファイルから雑音成分が除去され、且つ、チャネル推定値の取得対象サンプル点が増やされた状態の遅延プロファイルレプリカが生成される。

詳細には、遅延プロファイルレプリカ生成部１４３では、図６に示すフローに従い、遅延プロファイル生成部１４１にて生成された観測遅延プロファイルから雑音成分が除去され、且つ、チャネル推定値の取得対象サンプル点が増やされた状態の遅延プロファイルレプリカが生成される。

ステップ１００１（Ｓ１００１）では、パス位置の複素振幅と基本インパルス成分レプリカとを乗算する。

ステップ１００２（Ｓ１００２）では、次のパス位置までのインデックス分だけ基本インパルス成分レプリカを循環シフトする。

ステップ１００３（Ｓ１００３）では、ステップ１００１にて乗算した乗算結果を順次加算する。ここで、基本インパルス成分レプリカを循環シフトしながら、複素振幅と基本インパルス成分レプリカとを乗算し、その乗算結果を順次加算することにより、得られる遅延プロファイルレプリカには、波形としての不連続点が存在しない。また、基本インパルス成分レプリカは、チャネル推定値の取得対象サンプル点が増やされているので、その波形がなめらか、つまり周波数領域変換後の高域に歪みを発生させる原因となる不連続点が排された形状となっている。

ステップ１００４（Ｓ１００４）では、パス位置選択部１４２にて検出されたパスの全てについてステップ１００１〜１００３の処理が行われたか判断され、パス全てについて行われた場合には、遅延プロファイルレプリカの生成処理が終了する。こうして順次加算された結果は、遅延プロファイル生成部１４１にて生成された観測遅延プロファイルから雑音成分が除去され、またチャネル推定値の取得対象サンプル点が増やされ、さらにその形状そのもの及びその形状の傾き（１次微分）から不連続点が排された状態の遅延プロファイルレプリカとなる。このような状態の遅延プロファイルレプリカに対してフーリエ変換を施すことにより得られるチャネル推定値からは、高域の歪みが排されたものになる。

以上のように本実施の形態では、従来のように伝送帯域端波形の不連続性を含んだまま周波数方向補間を行うのではなく、遅延プロファイルのピーク点の複素振幅を使って基本インパルス成分レプリカを乗算し、パス数分繰り返した後に、それらを加算する。このように、遅延プロファイルのピーク点の複素振幅および基本インパルス成分レプリカのように伝送帯域端波形の不連続性を除外した要素を用いて遅延プロファイルレプリカを生成（遅延プロファイルを再生成）することにより、伝送帯域端の歪みが無く、且つ、雑音の抑圧された精度良い周波数方向チャネル推定値を得ることができる。

因みに、非特許文献１、非特許文献２に開示された方法と、本実施の形態との比較結果を図７に示す。非特許文献１に開示された方法から求められる周波数方向チャネル推定値の振幅誤差が図７Ａに示され、非特許文献２に開示された方法から求められる周波数方向チャネル推定値の振幅誤差が図７Ｂに示され、本実施の形態の周波数方向チャネル推定値の振幅誤差が図７Ｃに示されている。同図に示すように本実施の形態は、非特許文献１、非特許文献２に開示された方法よりも、伝送帯域端の歪みが無い周波数方向チャネル推定値を得ていることがわかる。

このように本実施の形態によれば、マルチキャリア受信装置１００に、周波数方向でサブキャリア上に離散的に配置されたパイロットシンボルの各々からチャネル推定値を算出するチャネル推定値算出部１３０と、前記算出されたチャネル推定値から成るデータ列に逆フーリエ変換を施すことにより観測遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成部１４１と、前記観測遅延プロファイルからパス位置および当該パス位置における複素振幅を検出するパス位置選択部１４２と、各複素振幅値と、前記サブキャリア数と同数の「１」値から成るデータ列に対してフーリエ変換を施すことにより生成された状態の基本インパルス信号とを乗算し、各複素振幅値に対応する前記パス位置で前記乗算の結果を重畳することにより遅延プロファイルを再作成（遅延プロファイルレプリカを生成）する遅延プロファイル再生手段としての遅延プロファイルレプリカ生成部１４３と、前記再作成された遅延プロファイル（遅延プロファイルレプリカ）にフーリエ変換を施すことによりチャネル推定値を形成するチャネル推定値形成手段としてのＤＦＴ部１４５と、を設けた。

こうすることにより、遅延プロファイルレプリカ生成部１４３にて利用する基本インパルス信号が前記サブキャリア数と同数の「１」値から成るデータ列に対してフーリエ変換を施すことにより生成された状態にあり、チャネル推定値を取得するための対象サンプルが全サブキャリア数まで増やされることになるため、この基本インパルス信号を用いて再作成された遅延プロファイル（遅延プロファイルレプリカ）をフーリエ変換すれば、ＯＦＤＭシンボルで実際にはパイロットシンボルが配置されていないサブキャリアに関する補間チャネル推定値を求めることができる。また、遅延プロファイルのピーク点の複素振幅および基本インパルス信号のように伝送帯域端波形の不連続性を除外した要素を用いて遅延プロファイルを再生成（遅延プロファイルレプリカを生成）することにより、伝送帯域端の歪みが無く、且つ、雑音の抑圧された精度良い周波数方向チャネル推定値を得ることができる。

また、遅延プロファイル生成部１４１は、前記チャネル推定値から成るデータ列の後に、「０」値から成る挿入データ列が挿入された系列全体に逆フーリエ変換を施すことにより前記観測遅延プロファイルを生成し、前記基本インパルス信号は、前記「１」値から成るデータ列の後に、「０」値から成る他の挿入データ列が挿入された系列全体に逆フーリエ変換が施されることにより生成され、前記「１」から成るデータ列の構成データ数と前記他の挿入データ列の構成データ数との比が、前記チャネル推定値から成るデータ列の構成データ数と前記挿入データ列の構成データ数との比に等しい。

また、本実施の形態により、雑音を抑圧した遅延プロファイルレプリカが求められるが、それを用いて、例えば適応変調の際に基地局装置にフィードバックする受信品質（例えばＳＩＮＲ）を測定するようにすれば、雑音成分が抑圧されている分良好な品質をフィードバックすることになり、端末の受信品質向上に加えて、システム全体のスループットが向上する効果がある。

（実施の形態２）
実施の形態２においては、互いのパス位置が近接しているような伝播環境でも精度の良い遅延プロファイルレプリカを生成する。

本実施の形態２の端末は遅延プロファイルレプリカ生成部１４３にて、図８に示すような動作をする。なお、実施の形態２における端末の主要構成は実施の形態１におけるマルチキャリア受信装置１００の主要構成と同一であり、遅延プロファイルレプリカ生成部１４３の動作説明のみ記述する。

図８に示すように、遅延プロファイルレプリカ生成部１４３では、パス位置選択部１４２にて選択したパス位置においてパス毎の複素振幅と基本インパルス成分レプリカとの乗算結果がそのパス位置で順次加算されることにより、遅延プロファイルレプリカが生成される。このとき、互いのパス位置（τ０、τ１）が近接しているような伝播環境の場合、例えばパス位置τ０の成分には矢印分の他パス成分が余分に足されて遅延プロファイルレプリカが生成されてしまう。

そこで、余分な他パス成分が足されて生成された遅延プロファイルレプリカ成分から観測遅延プロファイル成分を減算して「差分遅延プロファイル」を算出し、この差分遅延プロファイルから再びパス選択を行い、差分遅延プロファイルのレプリカを生成する。この差分遅延プロファイルのレプリカが余分に足された成分なので、遅延プロファイルレプリカから差分遅延プロファイルレプリカを減算することにより、より精度の向上した遅延プロファイルレプリカを生成することができる。

本実施の形態２の遅延プロファイルレプリカ生成部１４３では、図９に示すフローに従い、遅延プロファイル生成部１４１にて生成された観測遅延プロファイルから雑音成分を除去した状態の遅延プロファイルレプリカが生成される。なお、図９に示すステップ２００１〜ステップ２００４は、図６のステップ１００１〜ステップ１００４に対応する。

ステップ２００１（Ｓ２００１）では、パス位置の複素振幅と基本インパルス成分レプリカを乗算する。

ステップ２００２（Ｓ２００２）では、ステップ２００１の算出結果を、パス位置選択部１４２において選択したパス位置のインデックス分だけ循環シフトする。

ステップ２００３（Ｓ２００３）では、ステップ２００２の循環シフトされた成分を遅延プロファイルレプリカに加算する。

ステップ２００４（Ｓ２００４）では、パス位置選択部１４２にて検出されたパスの全てについてステップ２００１〜２００３の処理が行われたか終了判定を行う。パス全てについて行われた場合には遅延プロファイルレプリカの生成処理が終了する。

ステップ２００５（Ｓ２００５）では、ステップ２００４にて生成された遅延プロファイルレプリカから観測遅延プロファイルを減算し、差分遅延プロファイルを生成する。

ステップ２００６（Ｓ２００６）では、差分遅延プロファイルを用いてパス選択を行う。このパス選択方法はパス位置選択部１４２の方法と同様に、所定のしきい値以上のピーク点のタイミング及びそのピーク点における複素振幅値を検出する。なお、差分遅延プロファイルからのパス選択用のしきい値は、パス位置選択部１４２にて設定したしきい値と異なる値を設定しても良い。なお、パス位置選択部１４２にて検出したパスが互いに重なった部分から遠ざかると差分遅延プロファイルはほぼ０になるので、ステップ２００６におけるパス選択は遅延プロファイル長の全サンプルから行う必要はなく、図１０に示すようにパス位置選択部１４２において選択したパス位置に小窓（パス位置±Ｎサンプル）を設定し、小窓内のインデックスのみからパス選択を行っても良い。

ステップ２００７（Ｓ２００７）では、ステップ２００６にて検出したパス位置の複素振幅と基本インパルス成分レプリカとを乗算する。

ステップ２００８（Ｓ２００８）では、ステップ２００７の算出結果を、パス位置のインデックス分だけ循環シフトする。

ステップ２００９（Ｓ２００９）では、ステップ２００８の循環シフトされた成分が、対応するパス位置で順次加算される。こうして差分遅延プロファイルレプリカが形成される。なお、「差分遅延プロファイルレプリカの加算」は、図１０に示すように、パス位置選択部１４２において選択したパス位置に小窓（パス位置±Ｎサンプル）を設定し、差分遅延プロファイル作成の対象を小窓内のみとしても良い。この場合、ステップ２００５における差分遅延プロファイルの生成と、ステップ２００７〜ステップ２００９における差分遅延プロファイルレプリカの生成は全て小窓のみに絞り、また小窓以外の成分はほぼ０なので、差分遅延プロファイルレプリカを精度良く生成でき、また、差分遅延プロファイルレプリカ生成のための演算処理量を大幅に削減することができる。

ステップ２０１０（Ｓ２０１０）では、ステップ２００６にて検出されたパスの全てについてステップ２００７〜２００９の処理が行われたか終了判定を行う。パス全てについて行われた場合には差分遅延プロファイルレプリカの生成処理が終了する。

ステップ２０１１（Ｓ２０１１）では、ステップ２００４にて生成された遅延プロファイルレプリカからステップ２０１０にて生成された差分遅延プロファイルレプリカを減算する。

以上のように本実施の形態では、遅延プロファイルレプリカから観測遅延プロファイルを減算して差分遅延プロファイルを生成し、さらに、この差分遅延プロファイルのパス位置の複素振幅と基本インパルス成分レプリカとを乗算し、各複素振幅に対応するパス位置で乗算結果を順次加算することにより差分遅延プロファイルレプリカを生成し、遅延プロファイルレプリカから差分遅延プロファイルレプリカを減算することにより、遅延プロファイルレプリカをより精度よく生成することができ、誤り率特性をさらに改善することができる。なお、本実施の形態では差分遅延プロファイルを１回のみ生成し減算を行っているが、複数回実施しても良い。

（実施の形態３）
実施の形態３においては、さらなる演算処理量削減を目的とし、遅延プロファイルレプリカ生成部１４３において各パス位置の複素振幅と基本インパルス応答レプリカとの乗算結果を前記パス位置で順次加算して遅延プロファイルレプリカを生成する工程において、その加算対象を（遅延プロファイルのサンプル数／ＤＦＴ（ＦＦＴ）部１４５のＦＦＴポイント数）間隔のサンプルのみとする。具体的には、遅延プロファイルのサンプル数が６１４４、ＦＦＴ部１４５のＦＦＴポイント数が１０２４とすると、６１４４／１０２４＝６サンプル間隔の計１０２４サンプル分のみを遅延プロファイルレプリカ生成対象とする。

実施の形態３の端末は遅延プロファイルレプリカ生成部１４３にて、図１１に示すような動作をする。なお、実施の形態３における端末の主要構成は実施の形態１におけるマルチキャリア受信装置１００の主要構成と同一であり、遅延プロファイルレプリカ生成部１４３の動作説明のみ記述する。

図１１に示すように、遅延プロファイルレプリカ生成部１４３では、パス位置選択部１４２にて選択したパス位置においてパス毎の複素振幅と基本インパルス成分レプリカとの乗算結果がそのパス位置で順次加算されることにより、遅延プロファイルレプリカが生成される。このとき、後段のＤＦＴ（ＦＦＴ）部１４５のＦＦＴポイント数を考慮し、ＦＦＴ部に入力するインデックスのサンプルのみを加算対象とする。

図１１は、図４において、１ＯＦＤＭシンボルに含まれるすべての伝送サブキャリア数Ｎ_Ｔが６サンプル、挿入データ列のデータ数Ｎ_Ｕが１０サンプルの０パディングを行い、ＩＤＦＴ（ＩＦＦＴ）部１４８で１６点ＩＤＦＴ（ＩＦＦＴ）を実施し、１６サンプル長の遅延プロファイルレプリカ生成を行う場合の例を示している。

ここで、系列長調整部１４６ではＮ_Ｔ＝６サンプル分の周波数領域チャネル推定値を出力すれば良いので、ＤＦＴ（ＦＦＴ）部１４５は８点ＦＦＴを行えば良い。８点ＦＦＴを行うときには図１１に示すように、遅延プロファイルレプリカ長（１６サンプル）／ＦＦＴポイント数（８サンプル）＝２サンプル間隔で間引いた８サンプル分を入力させれば良い。そこで、本実施の形態３では、遅延プロファイルレプリカを生成する際に間引きポイントのインデックスのみを加算対象にする。なお、間引きポイントは図１２に示すように観測遅延プロファイルの最大パス位置、つまり、電力が最大のピークの位置が必ず含まれるように設定しても良い。

また本実施の形態３では、間引きポイントのみ遅延プロファイルレプリカを加算するので、各パス位置の複素振幅と基本インパルス成分レプリカを乗算する際に間引きポイントの成分のみを乗算すれば良い。図１１の例では間引き間隔が２なので、複素乗算回数は実施の形態１あるいは２に比べて１／２になる。また、各パスの遅延プロファイルレプリカの加算を間引きポイントのみで実施するので、加算回数も１／２になる。

なお、パス位置選択部１４２にて検出したパス位置が間引きポイントからずれている場合は、パス位置の複素振幅と基本インパルス成分レプリカを乗算する際に、パス位置と間引きポイントのずれを考慮し、間引きポイントとなる成分のみを乗算すれば良い。

遅延プロファイルレプリカ生成部１４３は、間引きポイントのみ加算して生成した遅延プロファイルレプリカから間引き成分のみをＤＦＴ（ＦＦＴ）部１４５に出力する。

ＤＦＴ（ＦＦＴ）部１４５にてＤＦＴ（ＦＦＴ）を行い、間引きポイント数の周波数領域チャネル推定値を系列長調整部１４６に出力する。

系列長調整部１４６にて前部のＮ_Ｅサンプルを抜き出し、雑音除去後のＮ_Ｅサンプルの周波数領域チャネル推定値を出力する。

以上のように本実施の形態では、遅延プロファイルレプリカの生成において、後段の処理に必要なサンプルのみの複素乗算、加算を実施するため、実施の形態１、実施の形態２に比べて演算量を削減することができる。

（実施の形態４）
本実施の形態では実施の形態１に対する演算量の削減を目的として、基本インパルス成分レプリカ格納部に格納する基本インパルス成分レプリカとして、実施の形態１で用いられている基本インパルス成分レプリカの一部のみを用いる。

本実施の形態で用いる基本インパルス成分レプリカについて図１３を用いて説明する。本実施の形態で用いる基本インパルス成分レプリカ系列は、実施の形態１で用いられる（観測遅延プロファイルサンプル数×周波数方向補間比）のサンプル数から成る基本インパルス成分レプリカ系列（図１３Ａ）の中から、主成分（ピーク）から±ｍサンプルのみを抽出した系列（図１３Ｂ）である。

本実施の形態で用いる基本インパルス成分レプリカ系列は、具体的には、図１４に示すように生成する。まず、１ＯＦＤＭシンボルに含まれるすべての伝送サブキャリア数ＮＴ個の「１」値の後に、０値のデータ列を挿入することにより、「拡張系列」を形成する。ここで、伝送サブキャリア数Ｎ_Ｔと挿入データ列の構成データ数Ｎ_Ｕとの和は、観測遅延プロファイルのサンプル数×「周波数方向補間比」となる。言い換えれば、伝送サブキャリア数Ｎ_Ｔと挿入データ列の構成データ数Ｎ_Ｕとの比は、遅延プロファイル生成部１４１におけるチャネル推定値から成るデータ列の構成データ数と挿入データ列の構成データ数との比に等しくなる。こうして作成された拡張系列をＩＤＦＴし、さらにピークの電力が「１」になるように振幅調整を行った後に、主成分（ピーク）から±ｍサンプルを抽出して基本インパルス成分レプリカを生成する。

次に、本実施の形態における遅延プロファイルレプリカの生成処理を図１５を用いて説明する。

遅延プロファイル生成部１４１が観測遅延プロファイルを生成し（図１５Ａ）、パス位置選択部１４２がそのパス位置とパス位置における複素振幅を同定する（図１５Ｂ）ところまでは実施の形態１と同様である。

遅延プロファイルレプリカ生成部１４３では、上述のとおりに生成された基本インパルス成分レプリカを用いて、図６に示すフローに従い、遅延プロファイル生成部１４１にて生成された観測遅延プロファイルから雑音成分が除去され、かつ周波数方向に補間された状態の遅延プロファイルレプリカが生成される。

このときにパス位置選択部１４２にて選択されたパス毎の複素振幅と基本インパルス成分レプリカとの乗算結果がそのパス位置で観測遅延プロファイルのサンプル数×周波数方向補間比の系列として順次加算（すなわち循環畳込み）されることにより、観測遅延プロファイルのサンプル数×周波数方向補間比のサンプル数の遅延プロファイルレプリカが生成される。図１５Ｃに実施の形態１における基本インパルス成分レプリカを用いたときの、遅延プロファイルレプリカを示す。同図では、実線および破線で示される波形のそれぞれは、上記乗算結果を示しており、それぞれを加算したものが遅延プロファイルレプリカとなる。

これに対して、図１５Ｄに本実施の形態の基本インパルス成分レプリカを用いたときの、遅延プロファイルレプリカを示す。本実施の形態の基本インパルス成分レプリカは、上述の通り、主成分を中心に（１＋２ｍ）サンプルだけ抜き出したものであるので、同図に示すような形になっている。このように本実施の形態では、基本インパルスレプリカの系列長を（１＋２ｍ）サンプルに制限しているので、パス毎の複素振幅と基本インパルス成分レプリカとの乗算回数が、（１＋２ｍ）／（観測遅延プロファイルサンプル数×周波数方向補間比）に削減される。同様に、基本インパルス成分レプリカ格納部に必要とされるメモリ量も（１＋２ｍ）／（観測遅延プロファイルサンプル数×周波数方向補間比）に削減される。

なお、基本インパルス成分レプリカはｓｉｎｃ関数の形をしており、主成分（ピーク）から離れるにしたがって振幅が減衰していくので、本実施の形態のように主成分（ピーク）±ｍサンプルのみを抽出（その外側は０と置き換えたことに等価）した短い基本インパルス成分レプリカを使用することによる雑音抑圧及び周波数方向補間の性能の劣化は無視できる。

このように本実施の形態では、雑音抑圧及び周波数方向補間の性能劣化を最小限に抑えつつ、演算量を削減することが可能である。

（実施の形態５）
本実施の形態では実施の形態１に対する演算量の削減を目的として、実施の形態１で用いられている基本インパルス成分レプリカの１／ｎ（ｎは周波数方向補間比の正の約数）のサンプル数の基本インパルス成分レプリカを用いて、観測遅延プロファイルサンプル数×周波数方向補間比／ｎのサンプル数の遅延プロファイルレプリカを生成し、周波数方向補間比／ｎ倍の周波数方向補間を行った後で改めて演算量の小さい簡易な方法で残りのｎ倍の周波数方向補間を行う。

本実施の形態で用いる基本インパルス成分レプリカについて図１６を用いて説明する。本実施の形態で用いる基本インパルス成分レプリカ系列は、周波数方向に周波数方向補間比／ｎ倍に補間することを目的とした、観測遅延プロファイルサンプル数×周波数方向補間比／ｎのサンプル数の基本インパルス成分レプリカ系列（図１６Ｂ）である。ｎは周波数方向補間比の正の約数であり、図１６Ｂの例では、ｎを２としている。そのため、図１６Ｂに示す基本インパルス成分レプリカは、実施の形態１で用いられる基本インパルス成分レプリカ（図１６Ａ）に比べると１／２のサンプル数になる。

本実施の形態で用いる基本インパルス成分レプリカ系列は、具体的には、図１７に示すように生成する。１ＯＦＤＭシンボルに含まれるすべての伝送サブキャリア数をＮ_Ｔとして、Ｎ_Ｔ／ｎ個の「１」の後に、０値のデータ列を挿入する。１値の系列数Ｎ_Ｔ／ｎと挿入データ列のデータ数Ｎ_Ｕ’（＝（観測遅延プロファイルサンプル数×周波数方向補間比−Ｎ_Ｔ）／ｎ）との和は、観測遅延プロファイルのサンプル数×周波数方向補間比／ｎとなる。こうして作成された系列をＩＤＦＴし、さらにピークの電力が「１」になるように振幅調整を行って基本インパルス成分レプリカを生成する。

次に、本実施の形態における遅延プロファイルレプリカの生成処理を図１８を用いて説明する。

遅延プロファイル生成部１４１が観測遅延プロファイルを生成し（図１８Ａ）、パス位置選択部１４２がそのパス位置とパス位置における複素振幅を同定する（図１８Ｂ）ところまでは実施の形態１と同様である。

遅延プロファイルレプリカ生成部１４３では、上述のとおりに生成された基本インパルス成分レプリカを用いて、図６に示すフローに従い、遅延プロファイル生成部１４１にて生成された観測遅延プロファイルから雑音成分が除去され、かつ周波数方向に周波数方向補間比／ｎ倍に補間された状態の遅延プロファイルレプリカが生成される。

このときにパス位置選択部１４２にて選択したパス位置においてパス毎の複素振幅と基本インパルス成分レプリカとの乗算結果がそのパス位置で観測遅延プロファイルのサンプル数×周波数方向補間比／ｎの系列として順次加算（すなわち循環畳込み）されることにより、観測遅延プロファイルのサンプル数×周波数方向補間比／ｎのサンプル数の遅延プロファイルレプリカが生成される（図１８Ｄ）。一方、実施の形態１の基本インパルス成分レプリカを用いたときの、遅延プロファイルレプリカを図１８Ｃに示す。なお、図１８Ｃおよび図１８Ｄにおいても、図１５の場合と同様に、実線および破線で示される波形のそれぞれは、上記乗算結果を示しており、それぞれを加算したものが遅延プロファイルレプリカとなる。

図１８Ｃおよび図１８Ｄを比較すると、本実施の形態では基本インパルスレプリカの系列長が実施の形態１の場合の１／ｎ倍なので、パス毎の複素振幅と基本インパルス成分レプリカとの乗算回数、及び加算回数は、１／ｎに削減される。同様に、基本インパルス成分レプリカ格納部に必要とされるメモリ量も１／ｎに削減される。

このようにして生成された遅延プロファイルレプリカをＤＦＴ部１４５でＤＦＴを行い、系列長調整部１４６で先頭からチャネル推定値サンプル数Ｎ_Ｅ×周波数方向補間比分／ｎのサンプル、すなわち「周波数方向補間比／ｎ倍に補間された周波数方向チャネル推定値サンプルに相当する部分」のみを抽出する。図１９では周波数方向補間比＝４、ｎ＝２としているので、雑音抑圧／周波数方向補間部１４０からは、雑音抑圧され、かつ周波数方向に２倍に補間されたチャネル推定値が出力されることになる。

雑音抑圧／周波数方向補間部１４０から周波数方向に周波数方向補間比／ｎ倍に補間された系列が出力されているので、雑音抑圧／周波数方向補間部１４０の出力段に周波数方向補間部１８０を設け、この周波数方向補間部１８０で改めてｎ倍の補間を行う。このように、周波数方向補間部１８０では既に周波数方向補間比／ｎ倍に補間された系列に対して補間を行うので、周波数方向の変動が速い伝播路でも演算量の小さい簡易な線形補間や線形補外などの方法で行えば十分である。

従って、雑音抑圧及び周波数方向補間の性能を保ちつつ、演算量を実施の形態１に比べて削減することができる。

なお、実施の形態４と実施の形態５は、言うまでもなく、いずれも実施の形態２、実施の形態３における演算量削減方法と組み合わせて行うことができる。

以上、本発明の実施の形態について説明した。

なお、上記各実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されても良いし、一部又は全てを含むように１チップ化されても良い。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサで実現しても良い。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用しても良い。さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行っても良い。例えば、バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。

本発明のマルチキャリア受信装置は、演算処理回路の負荷が少なくて済み、かつ精度の良いチャネル推定を実行し通信品質を向上する効果を有し、特にＯＦＤＭ通信に用いられる無線装置として有用である。

本発明の一実施の形態に係るマルチキャリア受信装置の構成を示すブロック図 図１の雑音抑圧／周波数方向補間部の構成を示すブロック図 実施の形態１に係る遅延プロファイル生成部における処理の説明に供する図 実施の形態１における基本インパルス成分レプリカの生成方法の説明に供する図 実施の形態１における基本インパルス成分レプリカの一例を示す図 実施の形態１に係る遅延プロファイルレプリカ生成部における遅延プロファイル再作成処理の説明に供するフロー図 実施の形態１に係るマルチキャリア受信装置と従来の雑音抑圧方法との誤り率特性を比較する図 実施の形態２に係る遅延プロファイルレプリカ生成部の動作説明に供する図 実施の形態２に係る遅延プロファイルレプリカ生成部において雑音成分を除去した状態の遅延プロファイルレプリカを生成する処理の説明に供するフロー図 実施の形態２に係る遅延プロファイルレプリカ生成部の動作説明に供する図 実施の形態３に係る遅延プロファイルレプリカ生成部の動作説明に供する図 実施の形態３に係る遅延プロファイルレプリカ生成部の動作説明に供する図 実施の形態４に係る基本インパルス成分レプリカの説明に供する図 実施の形態４における基本インパルス成分レプリカの生成方法の説明に供する図 実施の形態４における遅延プロファイルレプリカの生成処理の説明に供する図 実施の形態５に係る基本インパルス成分レプリカの説明に供する図 実施の形態５における基本インパルス成分レプリカの生成方法の説明に供する図 実施の形態５における遅延プロファイルレプリカの生成処理の説明に供する図 実施の形態５における周波数方向補間の説明に供する図 従来のフレームにおけるパイロットシンボル配置の説明に供する図

符号の説明

１００ マルチキャリア受信装置
１１０ ＦＦＴ部
１２０ パイロット／データシンボル分離部
１３０ チャネル推定値算出部
１４０ 雑音抑圧／周波数方向補間部
１４１ 遅延プロファイル生成部
１４２ パス位置選択部
１４３ 遅延プロファイルレプリカ生成部
１４４ 基本インパルス成分レプリカ格納部
１４５ ＤＦＴ部
１４６、１４７ 系列長調整部
１４８ ＩＤＦＴ部
１５０ 時間方向補間部
１６０ データシンボル復調部
１７０ 誤り訂正復号部
１８０ 周波数方向補間部

Claims (6)

1. 周波数方向でサブキャリア上に離散的に配置されたパイロットシンボルを受信する受信手段と、
   各パイロットシンボルからチャネル推定値を算出するチャネル推定値算出手段と、
   前記算出されたチャネル推定値から成るデータ列に逆フーリエ変換を施して観測遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成手段と、
   前記観測遅延プロファイルからパス位置および当該パス位置における複素振幅を検出する検出手段と、
   各複素振幅値と、基本インパルス信号とを乗算し、各複素振幅値に対応する前記パス位置で前記乗算の結果を重畳することにより遅延プロファイルを再作成し、前記基本インパルス信号は、全サブキャリア数／ｎ（ｎは、全サブキャリア数をパイロットシンボルが配置されるサブキャリア数で除して得られる数の正の約数）と同数の「１」値から成るデータ列に対してフーリエ変換を施すことにより生成される遅延プロファイル再生手段と、
   前記再作成された遅延プロファイルにフーリエ変換を施すことによりチャネル推定値を形成するチャネル推定値形成手段と、
   を具備するマルチキャリア受信装置。
2. 前記遅延プロファイル生成手段は、前記チャネル推定値から成るデータ列の後に、「０」値から成る挿入データ列が挿入された系列全体に逆フーリエ変換を施すことにより前記観測遅延プロファイルを生成し、
   前記基本インパルス信号は、前記「１」値から成るデータ列の後に、「０」値から成る他の挿入データ列が挿入された系列全体に逆フーリエ変換が施されることにより生成され、前記「１」から成るデータ列の構成データ数と前記他の挿入データ列の構成データ数との比が、前記チャネル推定値から成るデータ列の構成データ数と前記挿入データ列の構成データ数との比に等しい請求項１記載のマルチキャリア受信装置。
3. 前記チャネル推定値形成手段の出力段に設けられ、前記形成されたチャネル推定値について周波数方向でｎ倍の補間を行う周波数方向補間手段を具備する請求項１記載のマルチキャリア受信装置。
4. 前記遅延プロファイル再生手段は、前記基本インパルス信号のうちのピーク部を中心とする一部と、各複素振幅値とを乗算する請求項１記載のマルチキャリア受信装置。
5. 前記遅延プロファイル再生手段は、前記乗算の結果を前記パス位置で前記観測遅延プロファイルの時間的長さのｎ倍の長さの系列として加算することにより遅延プロファイルを再作成する請求項４記載のマルチキャリア受信装置。
6. 周波数方向でサブキャリア上に離散的に配置された受信パイロットシンボルの各々からチャネル推定値を算出するチャネル推定値算出ステップと、
   前記算出されたチャネル推定値から成るデータ列に逆フーリエ変換を施して観測遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成ステップと、
   前記観測遅延プロファイルからパス位置および当該パス位置における複素振幅を検出する検出ステップと、
   各複素振幅値と、基本インパルス信号とを乗算し、各複素振幅値に対応する前記パス位置で前記乗算の結果を重畳することにより遅延プロファイルを再作成し、前記基本インパルス信号は、全サブキャリア数／ｎ（ｎは、全サブキャリア数をパイロットシンボルが配置されるサブキャリア数で除して得られる数の正の約数）と同数の「１」値から成るデータ列に対してフーリエ変換を施すことにより生成される遅延プロファイル再生ステップと、
   前記再作成された遅延プロファイルにフーリエ変換を施すことによりチャネル推定値を形成するチャネル推定値形成ステップと、
   を具備するチャネル推定値補間方法。

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