JP2012074965A - 受信装置、受信方法、受信プログラム - Google Patents

Abstract

【課題】高精度な伝搬路推定が可能な低演算量の受信装置を提供する。
【解決手段】伝搬路推定を行う伝搬路推定部を備えた受信装置であって、伝搬路推定部は、伝搬路適合度を向上させる順番にパスを検出する処理を繰り返すパス検出部を備える受信装置。
【選択図】図５

Description

本発明は、受信装置、受信方法、受信プログラムに関する。

無線通信においては、特に広帯域伝送の場合、先行して受信するパスに加え、建物や山などの障害物からの反射を経由する等して遅延して到来するパスが存在する。このように複数のパスが到来する環境をマルチパス環境という。例えば、受信装置が時間領域の受信信号に対して復調処理を行う場合は、時間領域の伝搬路であるチャネルインパルス応答が必要であり、周波数領域の受信信号に対して復調処理を行う場合は、周波数領域の伝搬路である周波数応答が必要である。これら、伝搬路を推定するため、受信装置がその波形（あるいは、その信号系列）の振幅値を予め記憶するパイロットシンボルを、送信装置から受信装置へ送信する方法がある。高精度な伝搬路推定値を得るためには、遅延パスの電力等の伝搬路の統計的性質を知っている必要がある。

下記非特許文献１には、スキャッタード・パイロットＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ
Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；直交周波数分割多重）において、推定するパスを選択することで、雑音および干渉の影響を低減し、推定精度を向上する技術が記載されている。具体的に、非特許文献１は、周波数応答の推定値をＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ；逆高速フーリエ変換）することで近似的に得られるチャネルインパルス応答のうち、電力の高いパスを抽出し、それに対応した遅延時間を推定に用いるタップの遅延時間として選択する。

しかしながら、この方法では、推定できる周波数応答の数に限りがある場合、ＩＦＦＴで得られる近似チャネルインパルス応答は、本来パスのある位置から広がった形になる。この場合、推定すべきパスの周辺の遅延時間であって、推定精度を向上させることができない遅延時間も選択されてしまうため、推定精度の向上には限界がある。

図１は、パスの広がりが無い場合の伝搬モデルの例であり、横軸は遅延時間軸、縦軸はパスの電力である。なお、パス１０１とパス１０２の２つのパスが存在している。このとき、閾値１０３を超える電力のパスを選択するため、パス１０１とパス１０２が選ばれる。

一方、図２はパスの広がりがある場合の例を示した図である。パス１０１、パス１０２、閾値１０３は図１と同一のものである。パス１０１に対する広がり２０１とパス１０２に対する広がり２０２のため、余分なパスである２０３〜２０６が閾値を超えたパスとして選択されている様子を表わしている。

一方、下記特許文献１には、複数のチャネルモデル構造による推定値を算出し、推定された評価値と受信信号との分散等から最適なチャネルモデル構造を選択する技術が記載されている。この手法では、電力ではなく統計的な情報量基準に基づいてパスを選択することになるため、非特許文献１のような問題は低減できる。

特表２００２−５２７９９７号公報

加藤、須山、鈴木、府川、「スキャッタード・パイロットOFDM受信機に用いる繰り返し検出と適応タップ選択チャネル推定」、電子情報通信学会技術報告、ＲＣＳ２００６−７６、２００６年７月

しかしながら、近年の無線通信技術の広帯域化により、受信機の観測できる有効パスの数が増加しているため、特許文献１の技術では、演算量が大幅に増大するという問題がある。

本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、高精度な伝搬路推定が可能な低演算量の受信装置を提供することにある。

本発明の一観点によれば、伝搬路推定を行う伝搬路推定部を備えた受信装置であって、前記伝搬路推定部は、伝搬路適合度を向上させる順番にパスを検出する処理を繰り返すパス検出部、を備えることを特徴とする受信装置が提供される。

前記パス検出部は、伝搬路適合度を向上できるパスが無くなるまで、パスを検出する処理を繰り返すことが好ましい。また、前記パス検出部は、１パスずつ検出を行うことが好ましい。前記パス検出部は、伝搬路適合度を向上できないパスを候補から削除する処理をさらに備えるようにしても良い。前記パス検出部は、前記伝搬路適合度として、伝搬路推定値と受信信号の誤差の評価値と検出したパス数が多くなることへのペナルティとの和を用いることが好ましい。

また、前記パス検出部は、前記伝搬路適合度を、伝搬路推定値を算出するために用いる参照信号の物理構造に基づいて算出することが好ましい。

前記物理構造は、配置周波数であることが好ましい。或いは、前記物理構造は、時間波形であることが好ましい。

また、前記パス検出部は、前記伝搬路適合度として、赤池情報量基準を用いるようにしても良い。前記パス検出部は、前記伝搬路適合度として、ベイズ情報量基準を用いるようにしても良い。

前記受信装置は、検出したパス情報を外部情報として用いるパス情報外部入力伝搬路推定部を備え、前記パス検出部が前記パス情報外部入力伝搬路推定部にパス情報を出力することが好ましい。また、前記パス情報外部入力伝搬路推定部は、周波数領域で伝搬路推定を行うことが好ましい。前記パス情報外部入力伝搬路推定部は、時間領域で伝搬路推定を行うことが好ましい。

本発明の他の観点によれば、伝搬路推定を行う伝搬路推定ステップを備えた受信方法であって、前記伝搬路推定ステップは、伝搬路適合度を向上できるパスが無くなるまで、伝搬路適合度を向上させる順番にパスを検出する処理を繰り返すパス検出過程、を有することを特徴とする受信方法が提供される。

本発明は上記に記載の受信方法をコンピュータに実行させるための受信プログラムであっても良く、当該プログラムを記録するコンピュータ読み取り可能な記録媒体であっても良い。

本発明によれば、伝搬路推定の演算量を大きく低減することができる。

パスの広がりが無い場合の伝搬モデルの例であり、横軸は遅延時間軸、縦軸はパスの電力である。 パスの広がりがある場合の例を示す図であり、横軸は遅延時間軸、縦軸はパスの電力である。 本発明の第１の実施形態に係る送信装置の概略ブロック図である。 マッピング部ａ１０４がパイロットシンボルと変調信号をマッピングする例である。 本実施形態に係る受信装置ｂ１の構成を示す概略ブロック図である。 伝搬路推定部ｂ１０６の構成を示す概略ブロック図である。 本実施形態に係る受信信号の一例を示す概略図である。 本実施形態に係る受信信号の一例を示す概略図である。 本実施形態に係る受信信号の一例を示す概略図である。 本実施形態に係る受信信号の一例を示す概略図である。 同期ずれが無く、ｄ＝０、１、３の位置に、平均電力σ_０ ^２、σ_１ ^２、σ_３ ^２のパスが存在し、Ｔ＝２、Ｌ＝５の場合の例を示す図である。 パスを１つずつ探索していく動作を示すフローチャートの一例を示す図である。 本実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャート図である。 パス構造の一例を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る送信装置の構成を示す概略ブロック図である。 マッピング部が情報データシンボルとパイロットシンボルをマッピングする一例である。 本発明の第２の実施形態に係る受信装置ｂ２の構成を示す概略ブロック図である。 伝搬路推定部ｂ２０６の構成を示す概略ブロック図である。 図１１のように、遅延時間ｄ＝０、１、３を想定して推定する場合の受信信号モデルであって、Ｋ＝１２の場合の例である。 本発明の第２の実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。 全てのサブキャリアにパイロットシンボルがマッピングされるＯＦＤＭシンボルがある場合のマッピング例を示す図である。 本発明の第３の実施形態に係る受信装置ｂ３の構成を示す概略ブロック図である。 伝搬路推定部ｂ３０６の構成を示す概略ブロック図である。 第２の実施形態に係る送信装置ａ２を前提とした受信装置の場合の、第３の実施の形態による受信装置の一構成例を示す図である。 本発明の第４の実施形態に係る受信装置ｂ４の構成を示す概略ブロック図である。 第２の実施形態に係る送信装置ａ２を前提とした受信装置の場合の、第４の実施の形態による受信装置の一構成例を示す図である。

（第１の実施形態）
図３は、本発明の第１の実施形態に係る送信装置の概略ブロック図である。以下、本実施形態では、送信装置を符号ａ１で示す。図１において、送信装置ａ１は、パイロット生成部ａ１０１、符号部ａ１０２、変調部ａ１０３、マッピング部ａ１０４、ＩＦＦＴ部ａ１０５、ＧＩ挿入部ａ１０６、送信部ａ１０７、及び、送信アンテナ部ａ１０８を含んで構成され、ＯＦＤＭ信号を送信する。

パイロット生成部ａ１０１は、受信装置がその波形（あるいは、その信号系列）の振幅値を予め記憶するパイロットシンボルを生成し、マッピング部ａ１０４に出力する。なお、以下、本実施形態では、受信装置を符号ｂ１で示す。受信装置ｂ１では、パイロットシンボルを参照信号として伝搬路推定を行う。

符号部ａ１０２は、受信装置ｂ１に送信する情報ビットに対して畳込み符号、ターボ符号、ＬＤＰＣ（Ｌｏｗ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｐａｒｉｔｙ Ｃｈｅｃｋ：低密度パリティ検査）符号などの誤り訂正符号を用いて符号化し、符号化ビットを生成する。符号部ａ１０２は、生成した符号化ビットを変調部ａ１０３に出力する。

変調部ａ１０３は、符号部ａ１０２から入力された符号化ビットを、ＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：位相偏移変調）やＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：直交振幅変調）などの変調方式を用いて変調し、変調シンボルを生成する。変調部ａ１０３は、生成した変調シンボルをマッピング部ａ１０４に出力する。

マッピング部ａ１０４は、パイロット生成部ａ１０１から入力されたパイロットシンボル、及び、変調部ａ１０３から入力された変調シンボルを、予め定められたマッピング情報に基づいてリソース（時間−周波数帯域）にマッピングして周波数領域の信号を生成し、生成した周波数領域の信号をＩＦＦＴ部ａ１０５に出力する。なお、リソースとは、送信装置ａ１が送信するフレームにおいて１つのサブキャリアと１つの後述するＦＦＴ区間から成る、変調シンボルを配置する単位である。また、マッピング情報は、送信装置ａ１が決定し、送信装置ａ１から受信装置ｂ１へ予め通知される。

図４は、マッピング部ａ１０４がパイロットシンボルと変調信号をマッピングする例を示す図である。

図３のＩＦＦＴ部ａ１０５は、マッピング部ａ１０４から入力された周波数領域の信号を周波数−時間変換し、時間領域の信号を生成する。ここで、ＩＦＦＴを行う単位の時間区間をＦＦＴ区間という。ＩＦＦＴ部ａ１０５は、生成した時間領域の信号をＧＩ挿入部ａ１０６に出力する。

ＧＩ挿入部ａ１０６は、ＩＦＦＴ部ａ１０５から入力された時間領域の信号に対して、ＦＦＴ区間の信号毎にガードインターバル（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ:ＧＩ）を付加する。ここで、ガードインターバルとは、ＦＦＴ区間の信号の後方の一部を複製したものであるサイクリックプレフィックス（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ：ＣＰ）やゼロ区間が続くゼロパディング、Ｇｏｌａｙ符号等を用いた既知信号等であり、ＧＩ挿入部ａ１０６は、このような信号をこのＦＦＴ区間の信号の前方に付加する。

なお、ＦＦＴ区間と、ＧＩ挿入部ａ１０６がその時間区間の信号に付加したガードインターバルの時間区間（ＧＩ区間という）と、を併せてＯＦＤＭシンボル区間という。また、ＯＦＤＭシンボル区間の信号をＯＦＤＭシンボルという。ＧＩ挿入部ａ１０６は、ガードインターバルを付加した信号を送信部ａ１０７に出力する。

なお、ガードインターバルをＦＦＴ区間の後方に挿入してもよい。例えば、サイクリックプレフィックスを用いる場合、ＦＦＴ区間の前方の一部の複製をＦＦＴ区間の信号の後方に付加する。また、サイクリックプレフィックスの場合は、ＯＦＤＭシンボル区間で周期性が保たれるようにすればよく、前記の限りではない。

送信部ａ１０７は、ＧＩ挿入部ａ１０６から入力された信号をデジタル・アナログ変換し、変換したアナログ信号を波形整形する。送信部ａ１０７は、波形整形した信号をベースバンド帯から無線周波数帯にアップコンバートし、送信アンテナａ１０８から受信装置ｂ１（図５）へ送信する。

図５は、本実施形態に係る受信装置ｂ１の構成を示す概略ブロック図である。この図において、受信装置ｂ１は、受信アンテナｂ１０１、受信部ｂ１０２、ＧＩ除去部ｂ１０３、ＦＦＴ部ｂ１０４、デマッピング部ｂ１０５、伝搬路推定部ｂ１０６、復調部ｂ１０７、復号部ｂ１０８を含んで構成される。

受信部ｂ１０２は、送信装置ａ１が送信した送信信号を、受信アンテナｂ１０１を介して受信する。受信部ｂ１０２は、受信した信号に対して、周波数変換及びアナログ−デジタル変換を行う。

ＧＩ除去部ｂ１０３は、受信部ｂ１０２から入力された受信信号から、ガードインターバルを除去し、ＦＦＴ部ｂ１０４へ出力する。

ＦＦＴ部ｂ１０４は、ＧＩ除去部ｂ１０３から入力された時間領域の信号に対して時間周波数変換を行い、変換した周波数領域の信号をデマッピング部ｂ１０５へ出力する。

デマッピング部ｂ１０５は、送信装置ａ１から予め通知されたマッピング情報に基づいてデマッピングし、分離されたパイロットシンボルが送信されたサブキャリアの受信信号を伝搬路推定部ｂ１０６に出力する。また、データが送信されたサブキャリアの受信信号を復調部ｂ１０７に出力する。

図６は、伝搬路推定部ｂ１０６の構成例を示す概略ブロック図である。この図において、伝搬路推定部ｂ１０６は、デマッピング部ｂ１０５側から順番に、周波数応答推定部ｂ１０６−１、パス検出部ｂ１０６−２、ＦＦＴ部１０６−３を含んで構成される。

周波数応答推定部ｂ１０６−１は、デマッピング部ｂ１０５から入力された受信信号と、予め記憶するパイロットシンボルに基づいて周波数応答を推定し、パス検出部ｂ１０６−２に出力する。

パス検出部ｂ１０６−２は、想定する最大遅延時間Ｌまでの範囲で、伝搬路適合度を向上させるパスを１つずつ検出していく。ここで、伝搬路適合度とは、計算した推定値と観測したデータ（ここでは受信信号）の適合度合いを定量的に表わす量である。同時に、チャネルインパルス応答の推定を行う。なお、伝搬路適合度の向上度合いの大きいパスから選択していく。また、同時に伝搬路適合度を向上できないパスは候補から削除していく。この原理については後述する。

パス検出部ｂ１０６−２は、伝搬路適合度を向上させるパスが無くなった時点で処理を終了し、推定されているチャネルインパルス応答の推定値をＦＦＴ部ｂ１０６−３に出力する。

なお、想定する最大遅延時間Ｌは、実際の伝搬路の最大遅延時間より大きくなるようにしておけばよく、様々な環境においてその条件を満たすように余裕を持った値にしておけばよい。これには、通信システムを運用する前に詳細な実地調査を行ってＬを決定するようにしてもよいし、設計段階では可変にしておき、受信装置ｂ１のファームウェア、ソフトウェア等をアップデートするときに更新する等してもよい。なお、Ｌを事前決定せず、伝搬路と同様に推定してもよい。

また、伝搬路適合度の算出は、チャネルインパルス応答の推定に用いる参照信号の物理構造を利用して行うことができる。これは、本実施形態だけでなく、他の実施形態でも同様である。この原理については後述する。

ＦＦＴ部ｂ１０６−３は、パス検出部ｂ１０６−２から入力されたチャネルインパルス応答に時間周波数変換を施し、復調部ｂ１０７に出力する。

また、伝搬路推定部ｂ１０６は、予め記憶するパイロットシンボルを用い、パイロットシンボルが配置されるサブキャリア（パイロットサブキャリアという）において、雑音電力を測定する。具体的な算出方法は、動作原理と併せて後述する。

復調部ｂ１０７は、伝搬路推定部ｂ１０６から入力された周波数応答および雑音電力を用いて、ＺＦ（Ｚｅｒｏ Ｆｏｒｃｉｎｇ）基準、ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ
Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）基準等のフィルタ係数を算出する。復調部ｂ１０７は、算出したフィルタ係数を用いて、信号の振幅と位相の変動の補償（伝搬路補償という）を行う。

復調部ｂ１０７は、復調処理の結果のビット対数尤度比（ＬＬＲ；Ｌｏｇ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｔｉｏ）を復号部ｂ１０８に出力する。

復号部ｂ１０８は、復調部ｂ１０７から入力された復調シンボルに対して、例えば、最尤復号法（ＭＬＤ；Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｄｅｃｏｄｉｎｇ）、最大事後確率（ＭＡＰ；Ｍａｘｉｍｕｍ Ａ ｐｏｓｔｅｒｉｏｒｉ Ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ）、ｌｏｇ−ＭＡＰ、Ｍａｘ−ｌｏｇ−ＭＡＰ、ＳＯＶＡ（Ｓｏｆｔ Ｏｕｔｐｕｔ Ｖｉｔｅｒｂｉ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）等を用いて、復号処理を行う。

図７は、本実施形態に係る受信信号の一例を示す概略図である。この図において、最大遅延はＧＩ長を超えず、前のＯＦＤＭシンボルによる干渉は無い。

この図において、横軸は時間軸であり、予め定めた時間幅で区切られた離散時刻である。この図において、右斜め上がりの斜線でハッチングした領域はＧＩを示す。また、左斜め上がりの斜線でハッチングした領域は前後のＯＦＤＭシンボルの受信信号を表わす。

また、ＮはＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ；フーリエ変換）区間のポイント数（ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ；逆フーリエ変換）区間のポイント数でもある）、Ｎ_ｇはＧＩのポイント数である。ここで、ポイント数とは離散時刻の数である。

図８は、本実施形態に係る受信信号の一例を示す概略図である。この図においては、図７に比べて同期位置が後ろにＮ_ｅポイントずれており、先行パスにおける後ろのＯＦＤＭシンボルが干渉となっている。

図９は、本実施形態に係る受信信号の一例を示す概略図である。この図において、最大遅延がＧＩ長を超えており、前のＯＦＤＭシンボルによる干渉が発生している。

図１０は、本実施形態に係る受信信号の一例を示す概略図である。この図において、同期位置が後ろにＮ_ｅポイントずれており、かつ、そのときの最大遅延がＧＩ長を超えているため、前と後ろのＯＦＤＭシンボルによる干渉が発生している。

また、ＦＦＴ区間内において、各パスの伝搬路値が大きく時間変動する場合、キャリア間干渉（Ｉｎｔｅｒ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＩＣＩ）が発生する。

本発明は、図１０のような場合で、かつ、伝搬路変動による干渉の存在する場合にも有効であるため、以下では干渉が存在するものとして説明する。
＜動作原理について＞
以下、受信装置ｂ１の動作原理について、図５を参照しながら説明する。

受信部ｂ１０２が受信した第ｋ離散時刻の第ｉシンボルの受信信号ｒ_ｉ，ｋは、次式（１）、（２）で表わされる。

ここで、Ｄは最大遅延時間、ｈ_{ｉ，ｄ，ｋ}は第ｉシンボルの伝搬路番号ｄのパス（第ｄパスという）における第ｋ離散時刻の複素振幅、ｓ_ｉ、ｋは第ｉシンボルの時間領域の送信信号であり、ｚ_ｉ，ｋは第ｉシンボルの時間領域の雑音である。また、ＮはＦＦＴ区間のポイント数、Ｓ_ｉ，ｎは第ｎサブキャリアの第ｉシンボルの変調信号、Ｎ_ｇはＧＩ区間のポイント数（図５参照）、ｊは虚数単位である。なお、ｄ＝０〜Ｄの複素振幅をまとめて、チャネルインパルス応答という。

ＦＦＴ区間の受信信号ｒ_ｉ，ｋに対して、ＦＦＴ部ｂ１０３にて、時間周波数変換を行った後の信号Ｒ_ｉ，ｎは、次式（３）、（４）で表わされる。

ただし、Ｎ_ｅだけ後ろへの同期ずれがあるものとした。ここで、Ｗ_{ｉ，ｎ，ｍ}は第ｍサブキャリアから第ｎサブキャリアへの信号のＩＣＩ係数、Ｖ_{ｉ，ｎ，ｍ，０}は第ｍサブキャリアから第ｎサブキャリアへの一つ前のＯＦＤＭシンボルによるＩＳＩ係数、Ｖ_{ｉ，ｎ，ｍ，１}は第ｍサブキャリアから第ｎサブキャリアへの一つ後のＯＦＤＭシンボルによるＩＳＩ係数、Ｚ_ｉ，ｎは第ｎサブキャリアにおける雑音である。なお、Ｚ’_ｉ，ｎは雑音とＩＣＩおよびＩＳＩの和である。また、ｍ＝ｎである場合のＷ_{ｉ，ｎ，ｎ}は、第ｎサブキャリアの周波数応答であり、次式（５）〜（７）で表わされる。

なお、ｃ_ｉ，ｄは、ＯＦＤＭシンボル内で時間変動しているチャネルインパルス応答の時間平均である。伝搬路推定部ｂ１０６において、Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ}の推定が行われるが、これは後述する。ここでは、推定値が得られているものとして、受信装置ｂ１の残りの機能を説明する。

復調部ｂ１０７は、例えばＭＭＳＥ基準のフィルタリングを用いた場合、復調シンボルＳ’_ｉ，ｎを次式（８）を用いて算出する。

ここで、Ｙ^＊はＹの複素共役であることを示す。また、式（８）においてσ_ｚ’^２はＺ’_ｉ，ｎの電力であり、次式（９）のように表わされる。

ここで、Ｅ［Ｘ］は、Ｘのアンサンブル平均を示す。なお、この電力は次式（１０）のように計算することができ、その結果を式（８）に用いて復調シンボルＳ’_ｉ，ｎを算出する。

ここで、σ_ｚ’’^２はσ_ｚ’^２の推定値であり、Ｐ_ｉは第ｉシンボルにおいて、パイロットサブキャリアを表わす集合である。なお、これは充分な数の算術平均がアンサンブル平均に等しいと仮定した場合、式（１０）が次式（１１）のようにできることを利用した算出法である。

ここで、第１項がＩＳＩおよびＩＣＩの電力を表わし、第２項が雑音電力を表わしている。この式は、パイロット信号の電力が１に正規化され、周波数応答の電力平均が１に正規化される場合のものである。すなわち、この式は次式（１２）が満たされる場合のものである。

なお、パイロット信号の電力が１でない場合は、その分の調整係数を導入すればよい。また、周波数応答の正規化は、受信部ｂ１０２にてアナログ−デジタル変換されるときの振幅調整に起因する。

復調部ｂ１０７は、式（８）の復調シンボルＳ’_ｉ，ｎからビット対数尤度比を算出する。この算出処理には等価振幅利得が用いられる。具体的には、ＱＰＳＫの場合、次式（１３）で表わされる第ｎサブキャリアの等価振幅利得μ_ｉ，ｎに対して、ビット対数尤度比λは、次式（１４）、（１５）で表わされる。ここで、式（１４）、（１５）は、それぞれ、１ビット目のビットｂ_{ｉ，ｎ，０}、２ビット目のビットｂ_{ｉ，ｎ，１}のビット対数尤度比λ（ｂ_{ｉ，ｎ，０}）、λ（ｂ_{ｉ，ｎ，１}）である。

次に伝搬路推定の動作を説明する。周波数応答推定部ｂ１０６−１は、式（３）に基づいて周波数応答の推定値Ｗ’_{ｉ，ｎ，ｎ}を算出する。具体的には、次式（１６）のように推定する。

これを行うためには、第ｎサブキャリアの信号Ｓ_ｉ，ｎが既知である必要があるが、パイロットシンボル等を用いればよい。

ここで、周波数応答の推定値からチャネルインパルス応答を推定する方法について説明する。ｎ_１、ｎ_２、・・・、ｎ_Ｐをパイロットサブキャリアとし、周波数応答推定ベクトルＨ_Ｐを次式（１７）のように定義する。

ただし、太字はベクトル又は行列を表わし、Ｙ^ＴはＹの転置を表わす。なお、例えば図４における最初のＯＦＤＭシンボルを考えると、ｎ_１は一番低いサブキャリア、ｎ_２はそれより２つ先のサブキャリア、ｎ_３はさらに２つ先のサブキャリア、・・・、ということになる。このとき、ＭＭＳＥによるチャネルインパルス応答推定ベクトルｈ_ＭＭＳＥは、次式（１８〜２１）のようになる。

ただし、Ｎ_Ｐはパイロットサブキャリア数であり、Ｉ_ｘはサイズｘの単位行列である。また、同期位置から負の遅延時間も考慮しており、−Ｔまで考慮する。Ｎ_ｅ≦Ｔならば問題なく、ここではこれが満たされるものとして説明する。具体的なＴの値は、受信装置を設計する段階で決めておいてもよいし、設計段階では可変にしておき、受信装置のファームウェア、ソフトウェア等をアップデートするときに更新する等してもよい。

なお、Ｃ_ｈは主対角要素に、−Ｔ〜Ｌまでのパスの平均電力の値を持つサイズＬ＋Ｔ＋１の対角行列である。図１１は、同期ずれが無く、ｄ＝０、１、３の位置に、平均電力σ_０ ^２、σ_１ ^２、σ_３ ^２のパスが存在し、Ｔ＝２、Ｌ＝５の場合の例である。

実際には具体的なＣ_ｈが未知であるので、ｄによらずにσ_ｄ ^２を一定値βとして計算を行う。ただし、伝搬路適合度を向上するパスだけをβとし、それ以外は０とする。以下では、−Ｔ〜Ｌまでのパスのうち、伝搬路適合度を向上するパスを１つずつ探索していき、最終的なチャネルインパルス応答推定値を計算する方法について説明する。

図１２は、パスを１つずつ探索していく動作の流れを示すフローチャート図の一例である。なお、この図は、パス検出部ｂ１０６−２（図６）の動作を示している。

（ステップＳ１０１）初期値として、選択したパス（selected_path）を空、候補パス（candidate_path）を−Ｔ〜Ｌ、伝搬路適合度（channel_match_prev）を小さい値（負の無限大等）とする。その後、ステップＳ１０２に進む。

（ステップＳ１０２）既に選択されているパス（selected_path）に加え、候補パス（candidate_path）のそれぞれを加えた場合のチャネルインパルス応答を推定する。具体的には、式（１８）において、Ｃ_ｈをパス位置のみβ、それ以外の位置をゼロにすればよい。なお、その際に逆行列の補助定理を利用し、計算量を削減してもよい。例えば、次式（２２）のようにしてもよい。

ただし、ｑは選択したパスに候補パスの一つを追加した時のパス集合を表し、例えば、図１１のようにｄ＝０、１、３を推定する場合、ｑ＝［０、１、３］である。また、ｈ_ｑはパス位置の推定値のみを持つベクトルであり、ゼロに設定した位置の情報は含んでいない。また、Ｆ_ｑは式（１９）のＦにおいて、ｑの要素に対応する列だけを抜き出した行列、｜ｑ｜はそのときのパス数であり、α＝σ’_ｚ ^２／βである。例えば、図１１のようにｄ＝０、ｌ、３を推定する場合、Ｆ_ｑは次式（２３）のようになる。

なお、αはｑによらずに一定とし、事前にσ_ｚ’^２に応じた代表値を保持するようにしておいてもよい。代表値は、設計段階では可変にしておき、受信装置ｂ１のファームウェア、ソフトウェア等をアップデートするときに更新する等してもよい。

次に、パス候補を加えた場合毎に伝搬路適合度を計算する。伝搬路適合度は、次式（２４）のようなモデルエビデンスＭ（ｑ）で表わされる。

なお、ｐ（Ｈ_Ｐ｜ｈ_ｑ，ｔ）は尤度関数、ｐ（ｈ_ｑ，ｔ）は事前確率、ｈ_ｑ，ｔはｑと同じパス構造のときのチャネルインパルス応答を表わす変数ベクトルである。また、σ_ｐ ^２はパイロットシンボルの電力である。第１項は推定値と観測値の誤差に起因する量、第２項はモデルの複雑さに対するペナルティを表わす量である。式（２４）のペナルティは、いくつか（この場合はｎ_１、ｎ_２、・・・、ｎ_Ｐ）の周波数応答の推定値が求まる場合の、無線通信に適したペナルティであり、パイロットシンボルの配置周波数によって決まる。

なお、式（２４）の第１項は推定値と観測データ（受信信号）の誤差の評価値であり、具体的には推定ベクトルｈ_ｑと式（１７）の周波数応答推定ベクトルの適合度合いを表わす。これは、パス数が多くなると大きくなる傾向にある。また、式（２４）の第２項（マイナスを含む）は、推定のために用いたパスが増加すると小さくなり、式（２４）全体の増加を抑えるペナルティである。

なお、伝搬路適合度として、誤差の評価値とペナルティの和で表される別の量を用いてもよい。例えば、赤池情報量基準（Ａｋａｉｋｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｃｒｉｔｅｒｉａ：ＡＩＣ）やベイズ情報量基準（Ｂａｙｅｓｉａｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｃｒｉｔｅｒｉｏｎ：ＢＩＣ）等の情報量基準を用いてもよい。その後、ステップＳ１０３に進む。

（ステップＳ１０３）選択されたパス（selected_path）に候補パス（candidate_path）の各要素を追加したパスを用いてチャネルインパルス応答を推定し、得られた伝搬路適合度（channel_match）のうち、選択されたパス（selected_path）のみによる推定値の伝搬路適合度（channel_match_prev）より小さいパスは、候補パスから削除する。すなわち、対応するパス番号をcandidate_pathから削除する。また、伝搬路適合度（channel_match）から対応するものを削除する。その後、ステップＳ１０４に進む。

（ステップＳ１０４）ステップＳ１０３によって候補パスが無くなった場合、すなわち、candidate_pathが空になった場合、処理を終了する。候補パスが残っている場合はステップＳ１０５に進む。

（ステップＳ１０５）得られた伝搬路適合度（channel_match）のうち、最大のものに対応する候補パス（candidate_path）の要素を、新たな選択パスとして選択パス（selected_path）に追加する。また、このときのチャネルインパルス応答をchannelに保存する。また、このときの伝搬路適合度を、channel_match_prevに保存する。その後、ステップＳ１０６に進む。

（ステップＳ１０６）ステップＳ１０５によって候補パスが無くなった場合、すなわち、candidate_pathが空になった場合、処理を終了する。候補パスが残っている場合はステップＳ１０２に戻る。

最終的にchannelに保存されているチャネルインパルス応答を、ＦＦＴ部ｂ１０６−３に出力する。ＦＦＴ部ｂ１０６−３は、パス検出部ｂ１０６−２から入力されたチャネルインパルス応答推定値に時間周波数変換を施し、全サブキャリアの周波数応答に変換する。

＜受信装置ｂ１の動作について＞
図１３は、本実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャート図である。なお、この図が示す動作は、図５の受信部ｂ１０２が受信信号をＧＩ除去部ｂ１０３に出力した後の処理である。

（ステップＳ１００１）ＧＩ除去部ｂ１０３は、受信信号からガードインターバルを除去する。その後、ステップＳ１００２へ進む。

（ステップＳ１００２）ＦＦＴ部ｂ１０４は、ステップＳ１００１で得られる信号に対して時間周波数変換を行う。デマッピング部ｂ１０５は、得られた周波数領域の信号から、データとパイロットを分離する。パイロットサブキャリアの受信信号を伝搬路推定部ｂ１０６に出力した後、ステップＳ１００３へ進む。

（ステップＳ１００３）伝搬路推定部ｂ１０６は、ステップＳ１００２で得られるパイロットサブキャリアの受信信号を用いて伝搬路推定を行い、復調用の周波数応答推定値を復調部ｂ１０７に出力する。その後、ステップＳ１００４へ進む。

（ステップＳ１００４）復調部ｂ１０７は、ステップＳ１００３で得られる周波数応答推定値を用い、復調処理を行う。その後、ステップＳ１００５へ進む。

（ステップＳ１００５）復号部ｂ１０８は、ステップＳ１００４で得られる復調結果を用いて復号を行う。その後、受信装置ｂ１は動作を終了する。

このように、本実施形態によれば、伝搬路推定部ｂ１０６は、伝搬路適合度を向上させるパスを１つずつ検出し、推定精度を向上する。これにより、推定するパスを必要なものだけに制限することができ、雑音および干渉の抑圧効果を増加させることで、伝搬路推定精度を向上させることができる。また、伝搬路適合度を向上できないパスを削除する動作を同時に行うことで、計算量を大幅に削減する。

なお、上記第１の実施形態において、ＯＦＤＭシンボル毎にパイロットシンボルを用いて周波数応答を推定する場合について説明したが、近傍のＯＦＤＭシンボルのパイロットシンボルを用いて補間してもよい。例えば、図４の最初のＯＦＤＭシンボルにおいては、パイロットサブキャリアの位置は一番低いサブキャリア、２つ先のサブキャリア、さらに２つ先のサブキャリア、・・・、となっているが、パイロットサブキャリアでない場所についても時刻の異なるＯＦＤＭシンボルのパイロットシンボルを用いて推定してもよい。

また、パイロットシンボルのあるサブキャリアに関しても、異なる時刻のパイロットシンボルを用いることで、雑音・干渉を低減することができる。このようにすることで、伝搬路推定精度をさらに改善できる。具体的には、伝搬路変動が大きくない場合には算術平均を行ってもよいし、伝搬路変動に合わせて重み付け平均を行ってもよい。その際、式（２４）において、周波数応答推定の段階で低減できた雑音・干渉の分は、σ’_ｚ ^２に反映させる。例えば、時間変動無しの場合において、２つの時刻の周波数応答を平均する場合は、σ’_ｚ ^２を１／２とする。

なお、上記第１の実施形態において、周波数応答の推定に用いる参照信号として、パイロットシンボルを用いて行う場合について説明したが、判定したデータを用いて推定してもよい。具体的には、復調部ｂ１０７又は復号部ｂ１０８の出力を周波数応答推定部ｂ１０６−１にフィードバックすること等で実現できる。

なお、上記第１の実施形態において、パスを１つずつ検出する場合について説明したが、一度に検出するパス数を増やしてもよい。そのパス数は、予め決めておいてもよいし、設計段階では可変にしておき、受信装置ｂ１のファームウェア、ソフトウェア等をアップデートするときに更新する等してもよい。

なお、上記第１の実施形態において、遅延時間Ｌまでのパスを検出する方法について説明したが、事前に他の手法で候補パス数を制限してから行ってもよい。具体的には、背景技術で説明した非特許文献１のような手法を用いてもよい。

なお、上記第１の実施形態において、通信システムはマルチキャリア信号の通信を行う場合について説明したが、本発明はこれに限らず、ＦＦＴを用いてシングルキャリア信号の通信を行う場合にも、適用することができる。

なお、上記第１の実施形態において、パスを１つずつ検出し、同時に伝搬路適合度を増加できないパスを削除する方法について説明したが、削除を省略してもよい。

なお、上記第１の実施形態において、式（２２）、（２４）のように、αを一定としてどのパスも等電力と仮定しているが、重みをつけてもよい。具体的には、図１２の伝搬路推定のフローチャートにおけるｓ１０２において、パス候補（candidate_path）の要素を追加してチャネルインパルス応答の推定と伝搬路適合度の計算をする際に、追加するパスに対応するαを複数用意しておく。その複数のαで計算した結果、最大となる伝搬路適合度をchannel_matchに保存すればよい。

なお、上記第１の実施形態において、式（１）のように、パスの位置がＦＦＴのサンプリング位置に存在するものとして説明したが、サンプリング点の間を考慮してもよい。その場合は、式（１９）のフーリエ変換行列が、小数点位置を含むようになる。例えば、図１４のようなパス構造を考える場合、フーリエ変換行列は次式（２５）のようになる。

（第２の実施形態）
以下、図面を参照しながら本発明の第２の実施形態について詳しく説明する。第１の実施形態では、送信装置ａ１がパイロットシンボルを周波数領域にマッピングするマルチキャリア信号等を送信し、受信装置ｂ１が、パイロットサブキャリアにおいて周波数応答推定値を算出し、チャネルインパルス応答を推定したときに伝搬路適合度を向上させるパスを１つずつ選択していく。本実施形態では、パイロットシンボルが時間領域で連続して送信される場合のチャネルインパルス応答の推定方法について説明する。

図１５は、本発明の第２の実施形態に係る送信装置ａ２の構成を示す概略ブロック図である。本実施形態に係る送信装置ａ２（図１５）と第１の実施形態に係る送信装置ａ１（図３）とを比較すると、マッピング部ａ２０４の処理が異なり、ＩＦＦＴ部及びＧＩ挿入部が存在しない。しかし、その他の構成要素（パイロット生成部ａ１０１、符号部ａ１０２、変調部ａ１０３、送信部ａ１０７、送信アンテナａ１０８）が持つ機能は第１の実施形態と同じである。第１の実施形態と同じ機能の説明は省略する。

マッピング部ａ２０４は、パイロット生成部ａ１０１から入力されたパイロットシンボル、及び変調部ａ１０３から入力された変調シンボルを、予め定められたマッピング情報に基づいて時間領域にマッピングして時間領域の信号を生成し、生成した時間領域の信号を送信部ａ１０７に出力する。また、マッピング情報は、送信装置ａ２が決定し、送信装置ａ２から受信装置ｂ２へ予め通知される。図１６は、マッピング部ａ２０４が情報データシンボルとパイロットシンボルをマッピングする一例である。この図において、白の四角形は情報データシンボル、網掛けの四角形はパイロットシンボルを表わす。パイロットシンボルはＫシンボル連続で送信される。

図１７は、本発明の第２の実施形態に係る受信装置ｂ２の構成を示す概略ブロック図である。本実施形態に係る受信装置ｂ２（図１７）と第１の実施形態に係る受信装置ｂ１（図５）とを比較すると、デマッピング部ｂ２０５、伝搬路推定部ｂ２０６、復調部ｂ２０７の処理が異なり、ＧＩ除去部及びＦＦＴ部が存在しない。しかし、その他の構成要素（受信アンテナｂ１０１、受信部ｂ１０２、復号部ｂ１０８）が持つ機能は第１の実施形態と同じである。第１の実施形態と同じ機能の説明は省略する。

デマッピング部ｂ２０５は、送信装置ａ２から予め通知されたマッピング情報に基づいてデマッピングし、分離されたパイロットシンボルが送信された時刻の受信信号を伝搬路推定部ｂ２０６に出力する。また、データが送信された時刻の受信信号を復調部ｂ２０７に出力する。

図１８は、伝搬路推定部ｂ２０６の構成を示す概略ブロック図である。この図において、伝搬路推定部ｂ２０６は、パス検出部ｂ２０６−２から構成される。

パス検出部ｂ２０６−２は、デマッピング部ｂ２０５から入力された受信信号と、予め記憶するパイロットシンボルに基づいて、想定する最大遅延時間Ｌまでの範囲で、伝搬路適合度を向上させるパスを１つずつ検出していく。同時に、チャネルインパルス応答の推定を行う。なお、伝搬路適合度の向上度合いの大きいパスから選択していく。また、同時に伝搬路適合度を向上できないパスは候補から削除していく。この原理については後述する。

パス検出部ｂ２０６−２は、伝搬路適合度を向上させるパスが無くなった時点で処理を終了し、推定されているチャネルインパルス応答の推定値を復調部ｂ２０７に出力する。本実施形態では、参照信号としてパイロットシンボルを用いる場合について説明し、伝搬路適合度を計算する物理構造としてパイロットシンボルの時間波形を用いる。

伝搬路推定部ｂ２０６は、想定する最大遅延時間Ｌを予め決めておくものとする。これの扱いは第１の実施形態と同様である。また、伝搬路推定部ｂ２０６は、予め記憶するパイロットシンボルを用い、雑音電力を測定する。

復調部ｂ２０７は、デマッピング部ｂ２０５から入力される受信信号と伝搬路推定部ｂ２０６から入力されるチャネルインパルス応答推定値を用いて復調処理を行う。この際、マルチパスによるＩＳＩを補償する。これには、ＭＭＳＥやＭＬＳＥ（最尤系列推定：Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）等の既知技術を用いればよい。

＜動作原理について＞
以下、受信装置ｂ２の動作原理について、図１７を参照しながら説明する。
受信部ｂ１０２が受信した第ｉシンボルの受信信号ｒ_ｉは、次式（２６）で表わされる。

ここで、ｈ_ｉ，ｄは第ｉシンボルの第ｄパスにおける複素振幅、Ｓ_ｉは第ｉ送信シンボル、ｚ_ｉは第ｉシンボルの雑音である。

次に伝搬路推定部の動作を説明する。パス検出部ｂ２０６−２は、第１の実施形態と同様に、−Ｔ〜Ｌまでのパスのうち、伝搬路適合度を向上するパスを１つずつ探索していき、最終的なチャネルインパルス応答推定値を計算する。この動作は、図１２のフローチャートと同じである。しかし、具体的なチャネルインパルス応答推定値の算出と、伝搬路適合度の算出の部分が異なる。本実施形態の説明では、図１２のフローチャートにおいて、第１の実施形態と異なる部分について説明する。

第２の実施形態における、ステップＳ１０２のチャネルインパルス応答の推定について説明する。ｓ_０、…、ｓ_Ｋ−１をパイロットシンボルであるとする。図１１のように、遅延時間ｄ＝０、１、３を想定して推定する場合、受信信号モデルは図１９のようになる。この図は、Ｋ＝１２の場合の例である。図中のように、伝搬路推定区間をＩＳＩの生じない区間に制限する。すなわち、ｑに含まれるパスの中で最大の遅延時間をＤ_ｑとすると、Ｄ_ｑ〜Ｋ−１が推定区間となる。この例の場合は、離散時刻３〜１１までが推定区間となる。
推定するパス集合がｑのときの受信信号ベクトルｒ_ｑは、次式（２７）で表される。

ここで、伝搬路推定区間での伝搬路変動が無い（ｈ_ｉ，ｄ＝ｈ_ｄ）とすると、チャネルインパルス応答の推定ベクトルｈ_ｑは、次式（２８）で表される。

ここで、Ｓ_ｑはパイロットシンボルからなる行列であり、例えば図１１のように、遅延時間ｄ＝０、１、３を想定して推定する場合は次式（２９）で表わされる。

また、伝搬路適合度は、次式（３０）のように算出される。

ただし、σ_ｚ ^２はｚ_ｉの電力である。式（３０）のペナルティは、パイロットシンボルの時間波形によって決まる。

＜受信装置ｂ２の動作について＞
図２０は、本実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。なお、この図が示す動作は、図１７の受信部ｂ１０２が受信信号をデマッピング部ｂ２０５に出力した後の処理である。

（ステップＳ２００１）デマッピング部ｂ２０５は、入力された受信信号からデータとパイロットを分離する。伝搬路推定部ｂ２０６は、得られたパイロットシンボルの受信信号を用いて伝搬路推定を行い、チャネルインパルス応答推定値を復調部ｂ２０７に出力する。その後、ステップＳ２００２へ進む。

（ステップＳ２００２）復調部ｂ２０７は、ステップＳ２００２で得られるチャネルインパルス応答推定値を用い、復調処理を行う。その後、ステップＳ２００３へ進む。

（ステップＳ２００３）復号部ｂ１０８は、ステップＳ２００２で得られる復調結果を用いて復号を行う。その後、受信装置ｂ２は動作を終了する。

このように、本実施形態によれば、伝搬路推定部ｂ２０６は、伝搬路適合度を向上させるパスを１つずつ検出し、推定精度を向上する。これにより、推定するパスを必要なものだけに制限することができ、雑音および干渉の抑圧効果を増加させることで、伝搬路推定精度を向上することができる。また、伝搬路適合度を向上できないパスを削除する動作を同時に行うことで、計算量を大幅に削減する。

なお、上記第２の実施形態において、Ｋ個のパイロットシンボルの１かたまりだけを用いてチャネルインパルス応答を推定する場合について説明したが、複数用いてもよい。例えば、図１２における最初のＫシンボルと、次の連続データに続くＫシンボルの２かたまりを用いてもよい。具体的には、かたまり毎にチャネルインパルス応答を推定し、その後平均してもよい。その際の平均は、時間変動を考慮しての重み付け平均でもよい。また、式（２８）を拡張して１度の計算で行ってもよい。その場合、式（２８）の受信信号ベクトルｒ_ｉの次元が、Ｋ−Ｄ_ｑからＫ−Ｄ_ｑの整数倍に拡張される。

なお、上記第２の実施形態において、図１８のように、Ｄ_ｑ〜Ｋ−１の区間をチャネルインパルス応答推定区間としたが、拡張してもよい。例えば、０〜Ｋ＋Ｄ_ｑ−１でもよい。この場合、パイロットシンボルが観測される全区間における推定ということになるが、推定区間に漏れ込むＩＳＩの影響を考慮し、雑音電力に加算する必要がある。

なお、上記第２の実施形態において、時間領域にパイロットシンボルがマッピングされた場合について説明したが、第１の実施形態のように、周波数領域にマッピングされた場合にも適用できることがある。例えば、図２１のように全てのサブキャリアにパイロットシンボルがマッピングされるＯＦＤＭシンボルがある場合、そのＩＦＦＴ結果は時間領域で既知のシンボル系列となる。あるいは、一度復号を行うことで、データシンボルも参照信号として扱うこともできるので、そのＩＦＦＴ結果は時間領域で参照信号として扱うことができる。これらのような場合は本実施形態が適用できる。

なお、上記第２の実施形態において、パスを１つずつ検出する場合について説明したが、第１の実施形態と同様に一度に検出するパス数を増やしてもよい。

なお、上記第２の実施形態において、パスを１つずつ検出し、同時に伝搬路適合度を向上できないパスを削除する方法について説明したが、削除を省略してもよい。

なお、上記第２の実施形態において、式（２８）、（３０）のように、αを一定としてどのパスも等電力と仮定しているが、第１の実施形態と同様に重みをつけてもよい。

なお、上記第２の実施形態において、パスの位置が送信シンボルのサンプリング位置に存在するものとして説明したが、サンプリング点の間を考慮してもよい。その場合、図１５の送信部ａ１０７で送信シンボル系列に施されるフィルタリングの結果、得られる信号のうち、所望のサンプリング間隔のものを取り出して式（２８）、（３０）のＳ_ｑに用いればよい。また、受信信号も所望のサンプリング周波数でアナログ・デジタル変換しておく必要がある。

（第３の実施形態）
以下、図面を参照しながら本発明の第３の実施形態について詳しく説明する。第１の実施形態と第２の実施形態の伝搬路推定部では、パスの検出とチャネルインパルス応答の推定を同時に行っていた。本実施形態では、これとは別に、検出されたパスの情報を外部から入力して用いる伝搬路推定部を備える場合について説明する。

本実施形態に係る送信装置ａ３は、第１の実施形態に係る送信装置ａ１（図３）または第２の実施形態に係る送信装置ａ２（図１５）と構成が同じのため、説明を省略する。以後の説明では、送信装置ａ１を用いた場合について説明するが、送信装置ａ２を用いた場合も同様である。

図２２は、本発明の第３の実施形態に係る受信装置ｂ３の構成を示す概略ブロック図である。本実施形態に係る受信装置ｂ３（図２２）と第１の実施形態に係る受信装置ｂ１（図５）とを比較すると、伝搬路推定部ｂ３０６の処理が異なり、パス情報外部入力伝搬路推定部ｂ３０７が追加されている。しかし、その他の構成要素（受信アンテナｂ１０１、受信部ｂ１０２、ＧＩ除去部ｂ１０３、ＦＦＴ部ｂ１０４、デマッピング部ｂ１０５、復調部ｂ１０７、復号部ｂ１０８）が持つ機能は第１の実施形態と同じである。第１の実施形態と同じ機能の説明は省略する。

図２３は、伝搬路推定部ｂ３０６の構成を示す概略ブロック図である。受信装置ｂ３における伝搬路推定部ｂ３０６（図２３）と受信装置ｂ１における伝搬路推定部ｂ１０６（図６）とを比較すると、パス検出部ｂ３０６−２の処理が異なる。具体的には、最終的なチャネルインパルス応答推定値をＦＦＴ部ｂ１０６−３に出力するだけでなく、そのパス位置情報をパス情報外部入力伝搬路推定部ｂ３０７に出力する。この際に出力するのは、図１２のフローチャートにおける、最終的な選択パス（selected_path）である。

パス情報外部入力伝搬路推定部ｂ３０７は、伝搬路推定部ｂ３０６が出力するパス位置情報と、デマッピング部ｂ１０５が出力するパイロットサブキャリアの受信信号を用いて伝搬路推定を行う。すなわち、パス情報外部入力伝搬路推定部ｂ３０７では、式（２２）におけるｑを、外部入力により決定する。算出する推定値は式（２２）でよい。

このように、本実施形態によれば、伝搬路推定部ｂ３０６におけるパスの検出を長い時間間隔で行い、選択パス情報が更新されるまではパス情報外部入力伝搬路推定部ｂ３０７を用いることができる。パスの検出処理をするため、伝搬路推定部ｂ３０６の計算量はパス情報外部入力伝搬路推定部ｂ３０７より多いので、このようにすることで処理に余裕を持たせることが出来る。

なお、上記第３の実施形態において、パス情報外部入力伝搬路推定部ｂ３０７は、パイロットシンボルを参照信号としているが、これに限らず、例えば判定したデータを用いてもよい。その場合、図２２において、復号部ｂ１０８から対応するデータをパス情報外部入力伝搬路推定部ｂ３０７にフィードバックする。

なお、第２の実施形態に係る送信装置ａ２を前提とした受信装置の場合、構成は図２４のようになる。

（第４の実施形態）
以下、図面を参照しながら本発明の第４の実施形態について詳しく説明する。第３の実施形態では、パス情報外部入力伝搬路推定部ｂ３０７が周波数領域の伝搬路推定を行う場合について説明した。本実施形態では、外部から入力されるパス情報を基に、時間領域の伝搬路推定を行う場合について説明する。

本実施形態に係る送信装置ａ４は、第１の実施形態に係る送信装置ａ１または第２の実施形態に係る送信装置ａ２と構成が同じのため、説明を省略する。以後の説明では、送信装置ａ１を用いた場合について説明するが、送信装置ａ２を用いた場合も同様である。

図２５は、本発明の第４の実施形態に係る受信装置ｂ４の構成を示す概略ブロック図である。本実施形態に係る受信装置ｂ４（図２５）と第３の実施形態に係る受信装置ｂ３（図２２）とを比較すると、パス情報外部入力伝搬路推定部ｂ４０７の処理が異なり、シンボルレプリカ生成部ｂ４０８、ＩＦＦＴ部ｂ４０９、ＧＩ挿入部ｂ４１０が追加されている。

しかし、その他の構成要素（受信アンテナｂ１０１、受信部ｂ１０２、ＧＩ除去部ｂ１０３、ＦＦＴ部ｂ１０４、デマッピング部ｂ１０５、復調部ｂ１０７、復号部ｂ１０８、伝搬路推定部ｂ３０６）が持つ機能は第３の実施形態と同じである。第３の実施形態と同じ機能の説明は省略する。

パス情報外部入力伝搬路推定部ｂ４０７は、伝搬路推定部ｂ３０６から出力されるパス情報と、受信部ｂ１０２から出力される時間領域の受信信号を用いて、時間領域の伝搬路推定を行う。その際に用いる参照信号は、パイロットシンボルと、復号部ｂ１０８からフィードバックされる判定データであり、ＧＩ挿入部ｂ４１０から出力される。動作原理は後述する。

復号部ｂ１０８は、符号化ビットのＬＬＲをシンボルレプリカ生成部ｂ４０８に出力する。

シンボルレプリカ生成部ｂ４０８は、復号部ｂ１０８の出力をシンボルレプリカに変換する。

ＩＦＦＴ部ｂ４０９は、シンボルレプリカ生成部ｂ４０８の出力に周波数時間変換を施し、時間領域のレプリカに変換する。

ＧＩ挿入部ｂ４１０は、ＩＦＦＴ部ｂ４０９の出力にガードインターバルを挿入し、時間領域の送信信号レプリカとしてパス情報外部入力伝搬路推定部ｂ４０７に出力する。

＜動作原理について＞
以下、受信装置ｂ４におけるパス情報外部入力伝搬路推定部ｂ４０７の動作原理について説明する。ここでは、ＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅｓ：逐次最小２乗）アルゴリズムを用いた時間領域推定を行う場合について説明する。第２の実施形態と同様に、離散時刻Ｄ_ｑ〜Ｋ−１において、推定を行う。ＲＬＳアルゴリズムを用いた場合、離散時刻毎の推定値が求まる。つまり、図１９においては離散時刻ｋ＝３〜１１のチャネルインパルス応答を推定することになる。離散時刻ｋにおける、検出パスｑの場合のチャネルインパルス応答推定ベクトルをｈ_ｑ（ｋ）とすると、次式（３１）〜（３５）のようになる。

ここで、λ（０＜λ≦１）は忘却係数であり、ｕ_ｑ（ｋ）は式（２９）などで表わされるＳ_ｑの第ｋ行ベクトルを転置した列ベクトルである。λが小さいほど伝搬路変動への追従性が向上する。実際に用いるλの値の割当ては、受信装置ｂ４が伝搬路変動を測定して最適な代表値を割当てる等で実現できる。また、ｗ_ｑ（ｋ）の初期値はゼロベクトル、Ｒ_ｑ ^−１（ｋ）の初期値はγＩ_｜ｑ｜とする。γの値は適当な小さい値でもよいし、伝搬路推定部ｂ３０６がパスを検出した際に用いたαの値でもよい。図１９の場合、初期値は離散時刻３のときの値を意味する。

ＲＬＳアルゴリズム等の時間領域推定を用いると、上記の説明のように時間変動している伝搬路に追従することができる一方、パス検出を同時に行うことは処理が複雑化して困難であるが、このように、本実施形態によれば、パス情報を外部から入力することで実現できる。

なお、上記第４の実施形態において、ＲＬＳアルゴリズムを用いる場合について説明したが、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズム等、その他の時間領域で適用できるアルゴリズムでもよいし、第２の実施形態で説明したような方法でもよい。

なお、上記第４の実施形態において、復号器のフィードバックがある場合について説明したが、無くてもよい。その場合、パス情報外部入力伝搬路推定部ｂ４０７への入力は、受信部ｂ１０２から出力される時間領域の受信信号と伝搬路推定部ｂ３０６から出力されるパス情報の２系統となる。

なお、第２の実施形態に係る送信装置ａ２を前提とした受信装置の場合、構成は図２６のようになる。

なお、上述した実施形態における送信装置ａ１、ａ２及び受信装置ｂ１〜ｂ４の一部、例えば、伝搬路推定部ｂ１０６、復調部ｂ１０７をコンピュータで実現するようにしても良い。その場合、この制御機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現しても良い。

なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、送信装置ａ１、ａ２又は受信装置ｂ１〜ｂ４に内蔵されたコンピュータシステムであって、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。さらに、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでも良い。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。

また、上述した実施形態における送信装置ａ１、ａ２及び受信装置ｂ１〜ｂ４の一部、または全部を、ＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）等の集積回路として実現しても良い。送信装置ａ１、ａ２及び受信装置ｂ１〜ｂ４の各機能ブロックは個別にプロセッサ化してもよいし、一部、または全部を集積してプロセッサ化しても良い。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限らず専用回路、または汎用プロセッサで実現しても良い。また、半導体技術の進歩によりＬＳＩに代替する集積回路化の技術が出現した場合、当該技術による集積回路を用いても良い。

以上、図面を参照してこの発明の一実施形態について詳しく説明してきたが、具体的な構成は上述のものに限られることはなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲内において様々な設計変更等をすることが可能である。

本発明は通信装置に利用可能である。

ａ１０１ パイロット生成部
ａ１０２ 符号部
ａ１０３ 変調部
ａ１０４ マッピング部
ａ１０５ ＩＦＦＴ部
ａ１０６ ＧＩ挿入部
ａ１０７ 送信部
ａ１０８ アンテナ
ｂ１０１ アンテナ
ｂ１０２ 受信部
ｂ１０３ ＧＩ除去部
ｂ１０４ ＦＦＴ部
ｂ１０５ デマッピング部
ｂ１０６ 伝搬路推定部
ｂ１０６−１ 周波数応答推定部
ｂ１０６−２ パス検出部
ｂ１０６−３ ＦＦＴ部
ｂ１０７ 復調部
ｂ１０８ 復号部

Claims (15)

1. 伝搬路推定を行う伝搬路推定部を備えた受信装置であって、
   前記伝搬路推定部は、
   伝搬路適合度を向上させる順番にパスを検出する処理を繰り返すパス検出部、
   を備えることを特徴とする受信装置。
2. 前記パス検出部は、伝搬路適合度を向上できるパスが無くなるまで、パスを検出する処理を繰り返すことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. 前記パス検出部は、１パスずつ検出を行うこと、
   を特徴とする請求項１に記載の受信装置。
4. 前記パス検出部は、伝搬路適合度を向上できないパスを候補から削除する処理をさらに備えること、
   を特徴とする請求項１から３までのいずれか１項に記載の受信装置。
5. 前記パス検出部は、前記伝搬路適合度として、伝搬路推定値と受信信号の誤差の評価値と検出したパス数が多くなることへのペナルティとの和を用いること、
   を特徴とする請求項１から４までのいずれか１項に記載の受信装置。
6. 前記パス検出部は、前記伝搬路適合度を、伝搬路推定値を算出するために用いる参照信号の物理構造に基づいて算出すること、
   を特徴とする請求項５に記載の受信装置。
7. 前記物理構造は、配置周波数であること、
   を特徴とする請求項６に記載の受信装置。
8. 前記物理構造は、時間波形であること、
   を特徴とする請求項６に記載の受信装置。
9. 前記パス検出部は、前記伝搬路適合度として、赤池情報量基準を用いること、
   を特徴とする請求項５に記載の受信装置。
10. 前記パス検出部は、前記伝搬路適合度として、ベイズ情報量基準を用いること、
    を特徴とする請求項５に記載の受信装置。
11. 前記受信装置は、検出したパス情報を外部情報として用いるパス情報外部入力伝搬路推定部を備え、
    前記パス検出部が前記パス情報外部入力伝搬路推定部にパス情報を出力する、
    ことを特徴とする請求項１から１０までのいずれか１項に記載の受信装置。
12. 前記パス情報外部入力伝搬路推定部は、周波数領域で伝搬路推定を行うこと、
    を特徴とする請求項１１に記載の受信装置。
13. 前記パス情報外部入力伝搬路推定部は、時間領域で伝搬路推定を行うこと、
    を特徴とする請求項１１に記載の受信装置。
14. 伝搬路推定を行う伝搬路推定ステップを備えた受信方法であって、
    前記伝搬路推定ステップは、
    伝搬路適合度を向上できるパスが無くなるまで、伝搬路適合度を向上させる順番にパスを検出する処理を繰り返すパス検出過程、
    を有することを特徴とする受信方法。
15. 請求項１４に記載の受信方法をコンピュータに実行させるための受信プログラム。

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