WO2013121958A1 - 受信装置、受信方法および受信プログラム - Google Patents

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WO2013121958A1
WO2013121958A1 PCT/JP2013/052812 JP2013052812W WO2013121958A1 WO 2013121958 A1 WO2013121958 A1 WO 2013121958A1 JP 2013052812 W JP2013052812 W JP 2013052812W WO 2013121958 A1 WO2013121958 A1 WO 2013121958A1
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path
unit
pilot symbol
estimation
frequency
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PCT/JP2013/052812
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加藤　勝也
貴司 吉本
良太 山田
梢 横枕
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シャープ株式会社
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    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H04L27/2613—Structure of the reference signals

Definitions

  • the present invention relates to a receiving apparatus, a receiving method, and a receiving program for estimating a propagation path for demodulation in a wireless communication system such as LTE or LTE-A.
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • LTE Long Termination Evolution
  • LTE-A LTE-A Advanced
  • CFR channel frequency response
  • the receiving apparatus transmits pilot symbols in which the waveform (or the signal sequence) is stored in advance from the transmitting apparatus to the receiving apparatus.
  • a highly accurate delay profile (Power Delay Profile (PDP)) is required.
  • Patent Document 1 describes a method for estimating a channel impulse response.
  • the method includes a two-stage process of path extraction and channel impulse response estimation using the extracted path information.
  • this technique is used for OFDM, the estimated channel impulse response is subjected to time-frequency conversion to be converted into a frequency response before use.
  • LTE-A uses a user-specific demodulation reference signal (Demodulation Reference Signal: DMRS) as a reference signal for estimating a propagation path for demodulation, and the reference signal exists only in the band used by the user. Therefore, there is a problem that the PDP estimation accuracy is lowered, and as a result, the propagation channel estimation accuracy is also lowered.
  • DMRS Demodulation Reference Signal
  • the present invention intends to provide a receiving apparatus, a receiving method, and a receiving program capable of greatly improving the propagation path estimation accuracy in wireless communication.
  • the present invention receives a second pilot symbol which is a pilot symbol used for demodulation and a first pilot symbol which is a pilot symbol different from the second pilot symbol, and uses the first pilot symbol to power.
  • a receiving apparatus comprising: a power delay profile setting unit that obtains a delay profile; and a propagation path estimation unit that performs the propagation path estimation using the power delay profile and the second pilot symbol.
  • the first pilot symbol and the second pilot symbol are arranged in different resources.
  • the first pilot symbol and the second pilot symbol have different spatial multiplexing methods.
  • the first pilot symbol and the second pilot symbol have different bandwidths.
  • the receiving apparatus of the present invention is characterized in that a bandwidth in which the second pilot symbol is arranged is narrower than the first pilot symbol.
  • the second pilot symbol is subjected to the same precoding as that of the data signal.
  • the power delay profile setting unit operates as a path extraction unit that extracts a valid path and generates path information
  • the channel estimation unit uses the second pilot symbol to estimate a first frequency response that is a frequency response in a subcarrier in which the second pilot symbol is transmitted;
  • a channel impulse response estimation unit that estimates a channel impulse response using the path information and the first frequency response.
  • the path extraction unit uses a first pilot symbol to estimate a temporary frequency response that is a frequency response for power delay profile measurement, and the temporary frequency A frequency time conversion unit that converts a response into a temporary channel impulse response, and a path position extraction unit that extracts a predetermined number of paths from the temporary channel impulse response in descending order of power.
  • the path extraction unit adds a candidate path to the selected path to estimate a test channel impulse response, calculates a propagation path fitness of the test channel impulse response, and the candidate path Among them, the ones that are lower than the channel compatibility before the addition are deleted, and a predetermined number of the channel adaptations that are not deleted are selected in descending order, and candidate paths corresponding to them are newly selected. A series of processes selected as paths are repeated until the number of candidate paths falls below a predetermined number.
  • the path extraction unit evaluates an error evaluation value of a propagation path estimated value when the provisional frequency response and the candidate path are added, and the number of extracted paths. It is characterized by using the sum of the penalty for increasing.
  • the propagation path estimation unit performs time-frequency conversion on the channel impulse response output from the channel impulse response estimation unit, and converts the channel impulse response into a second frequency response that is a frequency response for demodulation. It is characterized by that.
  • the power delay profile setting unit calculates power of the temporary channel impulse response output from the temporary frequency response estimation unit, the frequency time conversion unit, and the frequency time conversion unit.
  • the power is converted into a power delay profile, and operates as a section extraction unit including a path / section conversion unit that calculates a frequency correlation
  • the propagation path estimation unit calculates a second frequency response, which is a frequency response for demodulation, using the first frequency response and the frequency correlation.
  • the present invention receives a second pilot symbol that is a pilot symbol used for demodulation and a first pilot symbol that is a pilot symbol different from the second pilot symbol, and uses the first pilot symbol.
  • a power delay profile setting step for obtaining a power delay profile and a channel estimation step for performing the channel estimation using the power delay profile and the second pilot symbol. is there.
  • the present invention is a receiving program for causing a computer to execute the receiving method.
  • the propagation path estimation accuracy can be greatly improved, and the accuracy of MIMO separation can be improved by using the propagation path estimation value with improved accuracy.
  • FIG. FIG. 5 is a schematic block diagram showing a configuration of a propagation path estimation unit b106-n R. It is a figure which shows the structure of transmission signal s nT, i (t) from transmission antenna a1-n T of the i-th symbol.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a configuration in the vicinity of an i-th symbol of a reception signal received by a reception unit b102-n R. Is a diagram illustrating a code vector d u. It is a figure which shows an example of the waveform obtained by performing frequency time conversion, such as IFFT, to a temporary CFR estimated value, and extracting only the path
  • frequency time conversion such as IFFT
  • FIG. 4 is a schematic block diagram showing a configuration of a path extraction unit b205-n R. It is a flowchart which shows operation
  • FIG. 6 is a schematic block diagram showing a configuration of a section setting unit b305-n R.
  • FIG. 5 is a schematic block diagram showing a configuration of a propagation path estimation unit b306-n R.
  • FIG. It is a flowchart which shows operation
  • FIG. 1 is a diagram showing an overview of a wireless communication system according to the first embodiment of the present invention.
  • the wireless communication system includes a transmission device a1, a reception device b1, and reception devices 101 to 103.
  • the transmission device a1 is, for example, a base station of a mobile communication system (sometimes referred to as “base station device”), and the reception device b1 and the reception devices 101 to 103 are terminals (“terminal device”, It may be referred to as “mobile station” or “mobile station device”.
  • FIG. 2 shows a transmission signal transmitted by the transmission device a1.
  • Signals transmitted to the receiving device b1 and the receiving devices 101 to 103 are assigned to any one of the bands 201 to 204.
  • transmission / reception from the transmission device a1 to the reception device b1 will be described.
  • the band 202 is used for the signal to the receiving device b1. This may be another band.
  • the number of receiving apparatuses is four and the frequency band is divided into four has been described. However, the number is not limited to four and may be arbitrary, for example, two or eight.
  • the transmission device a1 includes N T transmission antennas a1-1 to a1-N T
  • the reception device b1 includes N R reception antennas b1-1 to b1-N R. Therefore, the wireless communication system constitutes N T ⁇ N R MIMO, in particular, N T ⁇ N R single-user MIMO. Note that MIMO is sometimes referred to as “Mimo” or “Mimo”.
  • FIG. 3 is a schematic block diagram showing the configuration of the transmission device a1.
  • the transmitter a1 includes a coding unit a101, a modulation unit a102-n T , a pilot generation unit a103, a mapping unit a104-n T , a precoding unit a105, an IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) unit a106-n T GI (Guard Interval) insertion section a107-n T and transmission section a108-n T.
  • n T 1, 2,..., NT .
  • the transmission antennas a1-n T are also shown.
  • the encoding unit a101 encodes and encodes information bits to be transmitted to the receiving apparatus b1 using an error correction code such as a convolutional code, a turbo code, and an LDPC (Low Density Parity Check) code. Generate bits.
  • the encoding unit a101 outputs the generated encoded bits to the modulation unit a102-n T. Thereafter, the number of streams of the signal to be transmitted to the receiving apparatus b1 and U, of the N T modulation unit a102-n T, using U number only.
  • U is the number of transmission streams. Note that a single signal sequence may be generated by serial-parallel conversion of the output of one modulation unit.
  • the modulation unit a102-n T modulates the coded bits input from the coding unit a101 using a modulation scheme such as PSK (Phase Shift Keying) or QAM (Quadrature Amplitude Modulation), Generate modulation symbols.
  • Modulation unit a102-u outputs the generated modulation symbols to mapping section a104-n T.
  • Pilot generation unit a103 the receiving device b1 is a reference signal for propagation path estimation, and generating pilot symbols U street, and outputs to the mapping section a104-n T. Pilot generation section a103 also generates a reference signal for receiving apparatuses 101 to 103 to perform propagation path estimation. Details will be described in conjunction with the mapping unit a104-n T.
  • the mapping unit a104-n T converts the modulation symbols input from the modulation unit a102-n T and the pilot symbols input from the pilot generation unit a103 into resource elements (time-frequency band) based on predetermined mapping information. ) generates a signal in the frequency domain are mapped, and outputs a signal of the generated frequency domain referred to as IFFT unit (frequency-time conversion unit) to a106-n T.
  • the resource element is a unit in which a modulation symbol, which is composed of one subcarrier and one FFT section described later, is arranged in a frame transmitted by the transmission apparatus a1.
  • the mapping information is determined by the transmission device a1, and is notified in advance from the transmission device a1 to the reception device b1.
  • Precoding section a105 performs a precoding the modulation symbols and pilot symbols input from the mapping unit a104-n T. Note that precoding is not performed for CRS. Then outputs to the IFFT unit a106-n T.
  • the IFFT unit a106-n T performs frequency-time conversion on the frequency domain signal input from the precoding unit a105 to generate a time domain signal.
  • a time interval of a unit for performing IFFT is referred to as an FFT interval.
  • the IFFT unit a106-n T outputs the generated time domain signal to the GI insertion unit a107-n T.
  • the GI insertion unit a107-n T adds a GI for each signal in the FFT interval to the time domain signal input from the IFFT unit a106-n T.
  • the GI is a copy of a part of the rear of the signal in the FFT interval.
  • it is good also as a known signal area using a zero area, a Golay code, etc.
  • the GI insertion unit a107-n T adds such a signal to the front of the signal in the FFT interval.
  • a signal in the OFDM symbol section is called an OFDM symbol.
  • the GI insertion unit a107-n T outputs the signal with the GI added to the transmission unit a 108-n T.
  • GI may be inserted behind the FFT interval.
  • GI is also called a cyclic prefix (CP).
  • the transmission unit a108-n T performs digital / analog (DA) conversion on the signal input from the GI insertion unit a107-n T and shapes the waveform of the converted analog signal.
  • the transmission unit a108-n T up-converts the waveform-shaped signal from the baseband to the radio frequency band, and transmits the signal from the transmission antenna a1-n T to the reception device b1.
  • DA digital / analog
  • FIG. 4 is an example in which the mapping unit a104-n T maps modulation symbols and pilot symbols, and shows a case where CRS (Cell Specific Reference Signal) is inserted as a pilot symbol in LTE-A or LTE.
  • CRS Cell Specific Reference Signal
  • One square represents a resource element. As seen in each of 401 to 404 in the figure, 14 squares are arranged in the time direction and 12 are arranged in the frequency direction.
  • the resource element is a unit composed of one subcarrier on the frequency axis and one symbol section on the time axis in the signal transmitted by the transmission device a1. A unit in which 14 units in the time direction and 12 units in the frequency direction are arranged is called a subframe.
  • FIG. 5 shows an example in which the mapping unit a104-n T maps modulation symbols and pilot symbols, and shows a case where DMRS is inserted as a pilot symbol in LTE-A.
  • the mapping unit a104-n T maps modulation symbols and pilot symbols, and shows a case where DMRS is inserted as a pilot symbol in LTE-A.
  • 501 in FIG. 5 for each subcarrier (1, 6, 11) in which DMRS is arranged, there are four resource elements in the subframe in which DMRS can be arranged. In these four resource elements, pilot symbols of up to four streams are pre-coded and then code-multiplexed and inserted. Also, an insertion pattern 502 in FIG. 5 is prepared, and pilot symbols for other streams can be inserted, so that a maximum of 8 streams can be multiplexed.
  • CRS is inserted in all bands 201 to 204, but DMRS is inserted only in the allocated band. That is, the DMRS to the receiving apparatus b1 is inserted only in the band 202.
  • the first pilot symbol is used for path position detection and the second pilot symbol is used as a pilot symbol for channel impulse response estimation.
  • the first pilot symbol is used as CRS, Will be described as DMRS.
  • the present invention is not limited to this, and any pilot arrangement in which the first pilot symbol and the second pilot symbol are different is included in the present invention.
  • different arrangements may be arranged in different resource elements such as different frequencies and times.
  • the pilot symbol sequence can be a second pilot symbol sequence.
  • the first pilot symbol may be CSI-RS (CSI-Reference Signal) of LTE-A shown in FIG. 6 instead of CRS.
  • CSI-RS is a pilot symbol used to feed back channel conditions to a base station.
  • FIG. 6 shows an example of CSI-RS.
  • two resource elements for arranging CSI-RS are prepared in one subframe, and two streams are code-multiplexed and inserted. To do. Since four of them are prepared, up to 8 streams can be inserted.
  • CSI-RS is inserted in the entire band in the same manner as CRS.
  • the pilot symbol may not be LTE-A.
  • first pilot symbol and the second pilot symbol are inserted in the same subframe, but each may be inserted in a temporally different subframe. .
  • FIG. 7 is a schematic block diagram showing the configuration of the receiving device b1 according to this embodiment.
  • the receiving device b1 includes a receiving unit b101-n R , a GI removing unit b102-n R , an FFT unit (also referred to as a time frequency converting unit) b103-n R , a demapping unit b104-n R , and a path extracting unit.
  • b105-n R propagation path estimation unit b106-n R , MIMO separation unit b107, and decoding unit b108.
  • n R 1,2, ⁇ , a N R.
  • the receiving antenna b1-n R is also shown.
  • the reception unit b101-n R receives the transmission signal transmitted by the transmission device a1 via the reception antenna b1-n R.
  • the receiving unit b101-n R performs frequency conversion and analog-digital (AD) conversion on the received signal.
  • the GI removal unit b102-n R removes the GI from the signal input from the reception unit b101-n R, and outputs the GI to the FFT unit b103-n R.
  • the FFT unit b103-n R performs time-frequency conversion on the time domain signal input from the GI removal unit b102-n R, and outputs the converted frequency domain signal to the demapping unit b 104-n R.
  • the demapping unit b104-n R performs demapping based on mapping information notified in advance from the transmission device a1, and separates data and pilot symbols.
  • the separated first pilot symbol is output to path extraction section b105-n R
  • the second pilot symbol is output to propagation path estimation section b106-n R
  • the data is output to MIMO separation section b107.
  • the path extraction unit b105-n R calculates path information using the first pilot symbol input from the demapping unit b104-n R, and outputs the path information to the propagation path estimation unit b106-n R. Specific processing will be described later with reference to FIG.
  • the propagation path estimation unit b106-n R uses the second pilot symbol input from the demapping unit b104-n R and the path information input from the path extraction unit b105-n R to generate the second CFR estimation value. Is output to the MIMO separation unit b107. Specific processing will be described later with reference to FIG.
  • the MIMO separation unit b107 uses the U second CFR estimation values input from the propagation path estimation unit b106-n R , that is, the QR second CFR estimation values, and uses a ZF (Zero Forcing) criterion, an MMSE. (Minimum Mean Square Error) Calculates filter coefficients such as criteria and performs MIMO separation. Alternatively, separation may be performed using nonlinear processing such as MLD (Maximum Likelihood Detection) using the QR second CFR estimation values. Using these known techniques, a bit log likelihood ratio (LLR) is calculated and output to the decoding unit b108.
  • ZF Zero Forcing
  • MMSE Minimum Mean Square Error
  • the decoding unit b108 uses, for example, the maximum likelihood decoding method (Maximum Likelihood Decoding), the maximum posterior probability (Maximum A posteriori Probability; MAP), log-MAP, Max-log using the bit LLR input from the MIMO separation unit b107.
  • MAP Maximum Likelihood Decoding
  • MAP maximum posterior probability
  • log-MAP Max-log using the bit LLR input from the MIMO separation unit b107.
  • -Decoding processing is performed using MAP, SOVA (Soft Output Viterbi Algorithm) or the like.
  • FIG. 8 is a schematic block diagram showing the configuration of the path extraction unit b105-n R.
  • the path extraction unit b105-n R includes a separation unit b105-n R -1, a temporary CFR (Channel Frequency Response) estimation unit b105-n R -2-n ′ T , and an FFT unit b105-n.
  • R -3-n ′ T a path position extraction unit b105-n R -4-n ′ T , and a path position integration unit b105-n R -5.
  • n ′ T 1, 2,..., N ′ T.
  • the demultiplexing unit b105-n R ⁇ 1 demultiplexes the received signal of the resource element into which the first pilot symbol is inserted, which is input from the demapping unit b104-n R, for each stream, and divides the n ′ T-th stream. and outputs to the temporary CFR estimation unit b105-n R -2-n ' T.
  • Provisional CFR estimator b105-n R- 2-n ′ T estimates the CFR of the subcarrier in which the first pilot symbol is inserted (referred to as a provisional CFR estimation value).
  • the temporary CFR estimation value to output to IFFT section b105-n R -3-n ' T.
  • the IFFT unit b105-n R -3-n ′ T performs frequency-time conversion on the temporary CFR estimation value input from the temporary CFR estimation unit b 105-n R -2-n ′ T , and performs a temporary channel impulse response (Channel Impulse response). Response; CIR) is converted into an estimated value.
  • the temporary CIR estimation value is output to the path position extraction unit b105-n R -4-n ′ T.
  • the path position extraction unit b105-n R -4-n ′ T extracts N s paths from the temporary CIR estimation values input from the IFFT unit b 105-n R -3-n ′ T in descending order of power. To do.
  • the extracted path information is output to the path position integration unit b105-n R- 5.
  • the value of N s may be determined at the design stage of the receiving device b1, such as 50, 60, 70, etc., or may be changed when the firmware or software of the receiving device b1 is updated at the design stage. You may do.
  • the path position integration unit b105-n R -5 integrates N ′ T path information input from the path position extraction unit b105-n R -4-n ′ T, and sends it to the propagation path estimation unit b106-n R. Output. This operation will be described later together with the operation principle.
  • FIG. 9 is a schematic block diagram showing the configuration of the propagation path estimation unit b106-n R.
  • the propagation path estimator b106-n R includes a first CFR estimator b106-n R -1, a CIR estimator b106-n R -2-u, and a second CFR estimator b106-n R-.
  • 3-u is included.
  • u 1, 2,..., U max .
  • U max is the maximum number of streams that can be received by the receiving apparatus b1.
  • the first CFR estimator b106-n R ⁇ 1 uses the second pilot symbol input from the demapping unit b104-n R and uses the first pilot of the subcarrier in which the second pilot symbol is inserted. CFR is estimated by the number of multiplexed U streams. When the second pilot symbol is DMRS, the DMRS code-multiplexed with the target subcarrier may be solved. The estimated first CFR estimation value of the u-th stream is output to CIR estimation section b106-n R- 2-u.
  • the CIR estimator b106-n R- 2-u receives the first CFR estimation value of the u-th stream input from the first CFR estimator b106-n R -1, and the path extractor b105-n R. The CIR estimation value is calculated using the path information. The calculated CIR estimation value is output to the second CFR estimation unit b106-n R- 3-u.
  • the second CFR estimator b106-n R -3-u performs time-frequency conversion on the CIR estimated value input from the CIR estimator b106-n R- 2-u, and converts it into a CFR (second CFR). Called).
  • the second CFR estimation unit b106-n R- 3-u outputs the calculated second CFR estimation value to the MIMO separation unit b107.
  • the reception signal r nR (t) at time t received by the reception unit b102-n R is expressed by the following equations (1) to (3).
  • T D is the maximum delay time
  • h nR, nT ( ⁇ ) is the complex amplitude at the delay time ⁇ from the transmission antenna a 1 -n T to the reception antenna b 1 -n R
  • s nT (t) is the transmission antenna.
  • the transmission signal from a1-n T , z nR (t) is the noise at the reception antenna b1-n R , s nT, i (t) is the transmission signal from the transmission antenna a1-n T for the i-th symbol only, and N is The number of FFT points, S nT , i, n is a modulated signal from the transmission antenna a1-n T of the n-th subcarrier of the i-th symbol, TG is the guard interval length, T s is the length of the OFDM symbol section, ⁇ f Is a frequency interval between subcarriers.
  • tau 0 complex amplitude h nR of ⁇ T D, nT ( ⁇ ) collectively referred to as the channel impulse response.
  • modeling is performed on the assumption that the preceding wave of the transmission signal and the reception signal is synchronized, and there is no channel fluctuation within the subframe.
  • Figure 10 shows the transmitted signal s nT from the transmitting antennas a1-n T i th symbol, the configuration of the i (t).
  • the transmission signal s nT (t) is configured in such a way that these OFDM symbols are arranged in time.
  • a reception signal in the digital domain is obtained by the reception unit b101-n R , the GI is removed by the GI removal unit b102-n R , and time-frequency conversion is performed by the FFT unit b103-n R.
  • the received signal R nR, i, n of the n-th subcarrier in the i-th symbol obtained is expressed by the following equations (4) to (5).
  • S nT , i, n are signals output from the precoding unit a105 in the transmission device a1 in FIG.
  • H n the CFR matrix N R ⁇ N T is S i
  • n is the transmitted signal vector of the N T ⁇ 1
  • Z i is N noise vector R ⁇ 1
  • X T represents a transpose of X
  • the N T ⁇ U precoding matrix V is expressed by the following equation (9). Note that precoding is preferable in terms of improving transmission characteristics, but the case where precoding is not performed is also included in the present invention.
  • the received signal vector R i, n can be rewritten as the following equations (10) to (13).
  • H v, nR, nT, n that is a CFR after being affected by precoding may be estimated and used.
  • second CFR estimated values H ′′ v, nR, nT, n which are estimated values of H v, nR, nT, n used for demodulation, are obtained, and the remaining functions of receiving apparatus b1 Will be explained.
  • the operating principles of the path extraction unit b105-n R and the propagation path estimation unit b106-n R that estimate H ′′ v, nR, nT, n will be described later.
  • the MIMO separation unit b107 uses the following equations (14) and (15) for the separated symbols c ′ u, i, n in the u-th stream of the i-th symbol and the n-th subcarrier. Use to calculate.
  • the X H represents a complex conjugate transpose of X
  • e u is the size U ⁇ 1
  • the sigma 2 is the power of Z nR, i, n, c u obtained using the results of decoding, by using i, replica c '' u of n, i, n, the following equation (16) Can be estimated as follows.
  • the number of subcarriers to be averaged is adjusted as appropriate. This process may be performed on a symbol that has been decoded. It should be noted that not only averaging in the subcarrier direction as in equation (16), but also averaging with respect to symbols (average with respect to i), or performing weighted averaging that forgets past results at that time. Good. Also, as c ′′ u, i, n , a soft replica created using the output result of the decoding unit b108 may be used, or a hard replica obtained by making a hard decision on the demodulation result may be used.
  • the decoding result but the demodulation result c ′′ u, i, n may be used as they are, or a hard replica obtained by hard decision thereof may be used. Further, in the case of corresponding to the pilot symbol, the pilot symbol may be used as it is.
  • the MIMO separation unit b107 calculates a bit log likelihood ratio from the post-MIMO separation symbol c ′ u, i, n in Expression (14).
  • An equivalent amplitude gain is used for this calculation process.
  • the bit log likelihood ratio ⁇ is equal to the equivalent amplitude gain ⁇ u, i, n in the u-th stream of the i-th symbol n-th subcarrier expressed by the following equation (17): It represents with following Formula (18) and (19).
  • the equations (18) and (19) are respectively expressed by bit log likelihood ratios ⁇ (1) of the bits b u, i, n, 0 of the first bit and bits b u, i, n, 1 of the second bit.
  • the first CFR estimation unit b106-n R ⁇ 1 calculates the first CFR estimation value using the DMRS inserted as shown in FIG.
  • DMRSs of the first, second, fifth, and seventh streams are inserted into the pattern 501 in FIG. 5, and DMRSs of the third, fourth, sixth, and eighth streams are inserted into the pattern 502.
  • DMRSs of the first, second, fifth, and seventh streams are inserted will be described with reference to 501 in FIG.
  • DMRS code multiplexing is performed using four resource elements of the same subcarrier. If the code vector of the u-th stream of size 4 ⁇ 1 is d u , the signal of each resource element of the subcarrier into which DMRS 501 in FIG. 5 is inserted is expressed by the following equation (20).
  • cp , u, n is a pilot symbol in the n-th subcarrier of the u-th stream, and n is limited to 1, 5, and 11 with reference to 501 in FIG. No signal is transmitted from the first, second, fifth and seventh streams to the corresponding resource element. Further, du is represented in FIG.
  • the received signal received receiving antenna b1-n R is the resource element represented by the formula (20), with reference to equation (10), the following equation (21).
  • the first CFR estimation value H 'v, nR, u, n can be obtained by multiplying the code vector d u to the received signal vector of the formula (21), the following equation (22), (23 ).
  • n 1 ,..., N P are pilot subcarriers, and P is the number of pilot subcarriers.
  • P is the number of pilot subcarriers.
  • F is a P ⁇ L discrete Fourier transform matrix
  • L is an assumed maximum discrete delay time. L only needs to satisfy L> D, and a larger value may be set. For example, it may be set GI points N g, it may be set to a value greater than that.
  • the CIR estimation vector hv, nR, u is expressed by the following equations (29) and (30) using MMSE.
  • E [X] represents the ensemble average of X
  • the diagonal elements of Cv , h represent PDP.
  • C v, h is obtained by a path extraction unit b105-n R described later.
  • the second CFR estimator b106-n R- 3-u performs time-frequency conversion on the CIR estimated value input from the CIR estimator b106-n R- 3-u to obtain the second CFR estimated value H ′.
  • 'Estimate v, nR, u, n This can be obtained by the following equations (31) and (32).
  • the CFR estimated value H ′′ v, nR, u, n is output.
  • the operation of the path extraction unit b105-n R will be described with reference to FIG. Separating section b105-n R -1, the first pilot symbol to separate the received signals of the resource elements are arranged at a first n 't stream.
  • the CRS of the first stream is the gray resource element in 401, and in the case of the second stream, the gray resource element in 402 is extracted, and the temporary CFR estimator b105-n R -2-n 'Output to t .
  • cn′T, i, n is CRS, and is valid only when the symbol number i and the subcarrier number are in the gray position in FIG.
  • a temporary CFR estimation value is calculated using Equation (33) at each position, and the two are averaged. Use things in the future.
  • the temporary CFR estimation values H ′ nR, n′T, n obtained by the equation (33) are subjected to frequency time conversion such as IFFT. Further, only paths with discrete delay times 0 to L ⁇ 1 are extracted.
  • the path position integration unit b105-nR-5 integrates the input N ′ T path position information. Specifically, if the discrete delay time d is extracted in any of the 1 to N ′ T streams, the position d is extracted even if it is not extracted in other streams. . For example, they are integrated as shown in FIG.
  • ⁇ is a hyper parameter, and a fixed value such as 0.5 or 0.25 may be assigned. Every time the equation (29) is calculated, a known technique such as an EM (Expectation Maximization) algorithm is used. You may optimize.
  • EM Engineering Maximization
  • FIG. 15 is a flowchart showing the operation of the receiving apparatus according to this embodiment. The operation shown in this figure is processing after the receiving unit b101-n R in FIG. 7 outputs the received signal to the GI removing unit b102-n R.
  • Step S101 The GI removal unit b102-n R removes the GI from the received signal. Then, it progresses to step S102.
  • Step S102 The FFT unit b103-n R performs time frequency conversion on the signal obtained in step S101.
  • the demapping unit b104-n R separates the received signal of the resource element to which the data, the first pilot symbol, and the second pilot symbol are transmitted from the obtained frequency domain signal.
  • the received signal of the resource element to which data is transmitted is transmitted to the MIMO separation unit b107, and the received signal of the resource element to which the first pilot symbol is transmitted is transmitted to the path extraction unit b105-n R.
  • the reception signal of the resource element is output to the propagation path estimation unit b106-n R.
  • the separation unit b105-n R ⁇ 1 of the path extraction unit b105-n R separates the reception signal of the resource element, to which the first pilot symbol is transmitted, for each transmission antenna. Thereafter, the process proceeds to step S103.
  • Step S103 The provisional CFR estimation unit b105-n R- 2-n ′ T calculates a provisional CFR estimation value in the resource element to which the first pilot symbol is transmitted for each transmission antenna. Thereafter, the process proceeds to step S104.
  • Step S104 The IFFT unit b105-n R- 3-n ′ T performs frequency-time conversion on the temporary CFR estimated value obtained in Step S103, and converts it into a temporary CIR estimated value. Thereafter, the process proceeds to step S105.
  • Step S105 The path position extraction unit b105-n R -4-n ′ T extracts a predetermined number of paths in descending order of power from the temporary CIR estimation values obtained in Step S104. Thereafter, the process proceeds to step S106.
  • Step S106 The path position integration unit b105-n R -5 integrates the path position for each transmission antenna obtained in step S105. Thereafter, the process proceeds to step S107.
  • Step S107 The first CFR estimator b106-n R ⁇ 1 of the propagation path estimator b106-n R (FIG. 9) receives the received signal of the resource element to which the second pilot symbol obtained in Step S102 is transmitted. Is used to calculate the first CFR estimate. Thereafter, the process proceeds to step S108.
  • Step S108 The CIR estimation unit b106-n R- 2-u calculates a CIR estimation value using the path position information obtained in Step S106 and the first CFR estimation value obtained in Step S107. Thereafter, the process proceeds to step S109.
  • Step S109 The second CFR estimator b106-n R -3-u performs time-frequency conversion on the CIR estimated value obtained in step S108, and converts it to a second CFR estimated value. Then, it progresses to step S110.
  • Step S110 The MIMO separation unit b107 performs MIMO separation using the received signal of the resource element to which the data obtained in step S102 is transmitted and the second CFR estimation value obtained in step S109, and performs coding bit LLR is calculated. Thereafter, the process proceeds to step S111.
  • Step S111 The decoding unit b108 performs decoding using the LLR of the encoded bit obtained in step S110. Thereafter, the receiving device b1 ends the operation.
  • the PDP setting unit operates as a path extraction unit, and extracts a path effective for estimation using the first pilot symbol.
  • the propagation path estimation unit calculates a first CFR estimation value using the second pilot symbol, and calculates a CIR estimation value using the path position information extracted by the path extraction unit and the first CFR estimation value. And then converted to a second CFR estimate.
  • the receiving apparatus b1 includes N R path extraction units b105-n R as shown in FIG. 7, but the number may be one.
  • the path information extracted by one path extraction unit can be shared by all of the propagation path estimation units b106-n R.
  • the present embodiment is applied to a receiving apparatus that performs interference cancellation processing using a CIR estimation value.
  • a form of propagation path estimation technique may be applied.
  • the transmission device a1 maps and transmits the first pilot symbol and the second pilot symbol in the frequency domain
  • the reception device b1 uses the first pilot symbol to obtain the provisional CIR estimation.
  • a predetermined number of paths are extracted in descending order of power.
  • a second CFR estimation value is calculated using the second pilot symbol and the obtained path information.
  • the propagation path adaptability of a path is calculated one by one and the paths are extracted in descending order of the propagation path adaptability.
  • the configuration of the transmission device a2 according to the present embodiment is the same as that of the transmission device a1 according to the first embodiment, description thereof is omitted.
  • FIG. 16 is a schematic block diagram showing the configuration of the receiving device b2 according to this embodiment.
  • the path extraction unit b205-n R is different.
  • other functions reception unit b101-n R , GI removal unit b102-n R , FFT unit b103-n R , demapping unit b104-n R , propagation path estimation unit b106-n R , MIMO separation unit b107, The operation of the decoding unit b108) is the same as that of the receiving device b1.
  • the description of the same operation as that of the first embodiment is omitted.
  • FIG. 17 is a schematic block diagram showing the configuration of the path extraction unit b205-n R.
  • a path extraction unit b 205-n R in FIG. 17 is compared with the path extraction section b105-n R in FIG. 8, IFFT unit b105-n R -3-n ' T, the path position extracting section b105-n R -4 ⁇ n ′ T , path location integration unit b105-n R ⁇ 5 is not provided, test CIR estimation unit b205-n R ⁇ 3, propagation path fitness calculation unit b205-n R ⁇ 4, unnecessary candidate path removal unit b205 ⁇ n R ⁇ 5, determination unit b205-n R ⁇ 6, and path determination unit b205-n R ⁇ 7.
  • the path extraction unit b105-n R includes a primary storage location (not shown for easy viewing of the drawing), and includes “selected path (selected_path)”, “candidate path (candidate_path)”, “previous one”. “Channel propagation match (channel_match_prev)” and “Channel propagation match (channel_match)” are stored.
  • the test CIR estimator b205-n R -3 calculates the CIR estimated value when one element of the “candidate_path” is added to the path stored in the “selected path (selected_path)”, It is calculated using the temporary CFR estimation value input from the temporary CFR estimation unit b105-n R -2-n ' T. That is, CIR estimation is performed for the number of elements of “candidate_path”.
  • the calculated test CIR estimated value and the provisional CFR estimated value used for the calculation are output to the propagation path adaptability calculating unit b205-n R -4.
  • the propagation path fitness calculation unit b205-n R -4 receives the temporary CFR estimation value input from the test CIR estimation unit b205-n R -3 and the test CIR estimation value for the number of elements of “candidate_path”. And the propagation path matching degree in each case is calculated and stored in “propagation path matching degree (channel_match)”. Details of the calculation of the propagation path suitability will be described later.
  • the propagation path fitness calculation unit b205-n R -4 outputs the calculated propagation path fitness to the unnecessary candidate path removal unit b205-n R -5.
  • the unnecessary candidate path removal unit b205-n R -5 compares the input propagation path matching degree with the “preceding channel matching degree (channel_match_prev)”, and if the former is smaller than the latter, the small propagation The channel matching level is deleted from the content of “propagation channel matching level (channel_match)”.
  • the unnecessary candidate path removal unit b205-n R -5 also deletes the element of “candidate_path” corresponding to the small propagation path fitness. Thereafter, the “candidate_path” after the deletion is output to the determination unit b205-n R- 6.
  • the determination unit b205-n R- 6 determines whether or not to continue the path extraction process. If the number of elements of the “candidate_path” input from the unnecessary candidate path removing unit b205-n R- 5 is smaller than the predetermined number, the path extraction process is terminated, and “selected path (selected_path ) "to output to channel estimation section b106-n R a path number stored and path numbers stored in the" candidate path (Candidate_path) "as the path information. Otherwise, “candidate_path” is output to the path determination unit b205-n R ⁇ 7. Note that the predetermined number used here may be determined at the design stage of the receiving device b2, or may be updated when the firmware or software of the receiving device b2 is updated. In particular, when the predetermined number is 1, path extraction is performed until there is no “candidate_path”.
  • the path determination unit b205-n R -7 selects the maximum one of the propagation path matching degrees stored in the “propagation path matching degree (channel_match)”.
  • the “candidate path (candidate_path)” corresponding to the selected propagation path fitness is determined as a new extraction path and stored in the “selected path (selected_path)”. Further, the selected propagation path matching degree is stored in “previous propagation path matching degree (channel_match_prev)”.
  • the “selected path (selected_path)” of the primary storage location is emptied, the “candidate_path” of the primary storage location is set to 0 to L, and the “adjacent propagation path suitability” of the primary storage location Let (channel_match_prev) "be a small value (eg, negative infinity). Note that L is the assumed maximum delay time as in the first embodiment.
  • Test CIR estimation vector h q, nR, n from transmitting antenna n ′ T when one path of “candidate_path” is added to the path stored in “selected path (selected_path)” 'T is estimated.
  • the MMSE method of Expression (29) may be used.
  • the CFR estimation vector in the equation (29) is changed to one having the temporary CFR estimation value obtained in the equation (33) as an element (H nR, n′T ), and the discrete Fourier in the equation (29) is used.
  • the transformation matrix F changes the definition in equation (25). Specifically, n 1 , n 2 ,..., N P in the equation (25) are changed to subcarrier numbers obtained by estimating the temporary CFR in the equation (33).
  • the first term of the equation (36) is an evaluation value of an error between the temporary CFR estimated value and the CIR estimated value calculated at the time of the q pass number, and specifically uses cross-correlation.
  • the second term represents a penalty for increasing the number of passes.
  • x is a parameter that determines the magnitude of the penalty.
  • a natural logarithm value of 2 or the number of subcarriers in which pilot symbols are arranged may be used.
  • the case 2 is AIC (Akaike Information Criteria)
  • BIC Bayesian Information Criteria
  • FIG. 18 is a flowchart showing the operation of the receiving apparatus according to this embodiment. The operation shown in this figure is processing after the receiving unit b101-n R in FIG. 16 outputs the received signal to the GI removing unit b102-n R.
  • Step S201 The GI removal unit b102-n R removes the GI from the received signal. Thereafter, the process proceeds to step S202.
  • Step S202 The FFT unit b103-n R performs time-frequency conversion on the signal obtained in Step S201.
  • the demapping unit b104-n R separates the received signal of the resource element to which the data, the first pilot symbol, and the second pilot symbol are transmitted from the obtained frequency domain signal.
  • the received signal of the resource element to which data is transmitted is transmitted to the MIMO separation unit b107, and the received signal of the resource element to which the first pilot symbol is transmitted is transmitted to the path extraction unit b205-n R.
  • the reception signal of the resource element is output to the propagation path estimation unit b106-n R.
  • the separation unit b105-n R ⁇ 1 of the path extraction unit b205-n R separates the received signal of the resource element to which the first pilot symbol is transmitted for each transmission antenna. Then, it progresses to step S203.
  • Step S203 The provisional CFR estimation unit b105-n R- 2-n ′ T calculates a provisional CFR estimation value in the resource element to which the first pilot symbol is transmitted for each transmission antenna. Thereafter, the process proceeds to step S204.
  • Step S204 The test CIR estimation unit b205-n R -3 adds the respective elements of “candidate_path” to the path number stored in the “selected path (selected_path)”. Calculate an estimate. Thereafter, the process proceeds to step S205.
  • Step S205 The propagation path matching degree calculation unit b205-n R -4 uses the temporary CFR estimated value obtained in step S203 for each of the test CIR estimated values obtained in step S204 to set the “propagation degree (channel_match ) ”Is calculated. Thereafter, the process proceeds to step S206.
  • Step S206 The unnecessary candidate path removal unit b205-n R -5 is an element that is less than the “preceding channel match (channel_match_prev)” of the “channel match (channel_match)” obtained in step S205. Is selected and the element of the candidate path corresponding to the element is deleted. Thereafter, the process proceeds to step S207.
  • Step S207 If the number of elements of the “candidate_path” is less than the predetermined number as a result of Step S206, the determination unit b205-n R- 6 is stored in the “selected path (selected_path)”. the path number and the path number stored in the "candidate path (candidate_path)" who is to output to channel estimation section b106-n R as the path information. Thereafter, the process proceeds to step S209. If the condition is not met, the process proceeds to step S208.
  • Step S208 The path determination unit b205-n R -7 selects the “candidate_path” element corresponding to the largest one among the “propagation channel match (channel_match)” elements, To the selected path (selected_path) ". In other words, the path number that has been selected is deleted from the "candidate path (candidate_path)". Thereafter, the process returns to step S204.
  • Step S209 The first CFR estimator b106-n R ⁇ 1 of the propagation path estimator b106-nR uses the received signal of the resource element to which the second pilot symbol obtained in Step S202 is transmitted. 1 CFR estimate is calculated. Thereafter, the process proceeds to step S210.
  • Step S210 The CIR estimating unit b106-n R- 2-u calculates a CIR estimated value using the path position information obtained in Step S207 and the first CFR estimated value obtained in Step S209. Then, it progresses to step S211.
  • Step S211 The second CFR estimator b106-n R -3-u performs time-frequency conversion on the CIR estimated value obtained in Step S210 and converts it to a second CFR estimated value. Thereafter, the process proceeds to step S212.
  • Step S212 The MIMO separation unit b107 performs MIMO separation using the received signal of the resource element to which the data obtained in step S202 is transmitted and the second CFR estimation value obtained in step S211 and LLR is calculated. Thereafter, the process proceeds to step S213.
  • Step S213 The decoding unit b108 performs decoding using the LLR of the coded bit obtained in step S212. Thereafter, the receiving device b2 ends the operation.
  • the path extraction unit can prevent unnecessary paths from being extracted by extracting the paths that improve the channel matching degree one by one. For this reason, the channel estimation accuracy is improved, and the accuracy of MIMO separation can be improved by using the channel estimation value with improved accuracy.
  • the path determination unit b205-n R -7 determines the number of paths determined by one iteration process, but may be larger than that. For example, in the case of 3, Then, three paths are extracted in descending order of propagation path adaptability. In this case, the channel matching degree when three paths are added is calculated, and the channel matching degree is stored in the “preceding channel matching degree (channel_match_prev)”.
  • the receiving device b2 includes N R path extraction units b205-n R as illustrated in FIG. 16 has been described.
  • the number may be one.
  • the path information extracted by one path extraction unit is shared by all of the propagation path estimation units b106-n R.
  • the transmission device a1 maps and transmits the first pilot symbol and the second pilot symbol in the frequency domain
  • the reception device b1 uses the first pilot symbol to obtain the provisional CIR estimation.
  • a predetermined number of paths are extracted in descending order of power.
  • to calculate a second CFR estimation value using the path information obtained with the second pilot symbol a case will be described in which a continuous PDP is set from the obtained path information and the second CFR estimated value is calculated using a frequency correlation that can be calculated from the PDP.
  • the configuration of the transmission device a3 according to the present embodiment is the same as that of the transmission device a1 according to the first embodiment, description thereof is omitted.
  • Figure 19 is a schematic block diagram showing the configuration of a receiving apparatus b3 according to the present embodiment. 19 is compared with the receiving device b1 in FIG. 7, the path setting unit b305-n R is provided instead of the path extracting unit b105-n R , and the propagation path estimating unit b306-n R is different. However, other functions (reception unit b101-n R , GI removal unit b102-n R , FFT unit b103-n R , demapping unit b104-n R , MIMO separation unit b107, decoding unit b108) It is the same as the receiving device b1. The description of the same operation as that of the first embodiment is omitted.
  • FIG. 20 is a schematic block diagram showing the configuration of the section setting unit b305-n R.
  • a section setting unit B 305-n R in FIG. 20 is compared with the path extraction section b105-n R 8, the path position extracting section b105-n R -4-n ' T and the path integration unit b105-n R - 5 and a path / section conversion unit b305-n R -4-n ′ T and a frequency correlation calculation unit b305-n R -5.
  • the operations of other functions (separation unit b105-n R -1, provisional CFR estimation unit b105-n R -2-n ' T , IFFT unit b105-nR-3-n' T ) Is the same.
  • the description of the same operation as that of the first embodiment is omitted.
  • the path / section conversion unit b305-n R- 4-n ′ T converts the temporary CIR estimation value input from the IFFT unit b105-nR-3-n ′ T into a continuous value PDP. Specifically, when the provisional CIR estimates were as shown in FIG. 13, it converts as shown in FIG. 21. For example, the section 2101 has been converted from the path 1301, and if the power of the path 1301 is a, the height of the section 2101 is a / ⁇ t, and the horizontal width of the section 2101 is ⁇ t . The PDP thus obtained, and outputs it to the frequency correlation calculating unit b305-n R -5.
  • the frequency correlation calculation unit b305-n R -5 first averages the PDPs input from the path / conversion unit b305-n R -4-n ′ T. Then, to calculate the frequency correlation from averaged PDP, and outputs the propagation channel estimation unit b306-n R. Details of the frequency correlation calculation method will be described later.
  • Figure 22 is a schematic block diagram showing the configuration of a channel estimation unit b306-n R.
  • the second CFR estimation value is calculated from the frequency correlation value input from, and output to the MIMO separation unit b107.
  • the second CFR estimation vector H ′′ v, nR, u calculated by the equation (31) is expressed by the following equations (37) to (39).
  • H ′ v, nR, u is the first CFR estimation value as in the first embodiment
  • ⁇ n, m is the frequency correlation between subcarriers n and m. If the PDP with the horizontal axis as the delay time ⁇ is C ( ⁇ ), ⁇ n, m is expressed by the following equation (40).
  • ⁇ n, m is input from the section setting unit.
  • FIG. 23 is a flowchart showing the operation of the receiving apparatus according to this embodiment. The operation shown in this figure is processing after the reception unit b101-n R in FIG. 19 outputs the reception signal to the GI removal unit b102-n R.
  • Step S301 GI removal unit b 102-n R removes GI from the received signal. Thereafter, the process proceeds to step S302.
  • Step S302 FFT unit b103-n R performs a time-frequency conversion on the signal obtained at step S301.
  • the demapping unit b104-n R separates the received signal of the resource element to which data, the first pilot symbol, and the second pilot symbol are transmitted from the obtained frequency domain signal.
  • the received signal of the resource element to which data is transmitted is transmitted to the MIMO separation unit b107, the received signal of the resource element to which the first pilot symbol is transmitted is transmitted to the section setting unit b305-n R , and the second pilot symbol is transmitted.
  • the reception signal of the resource element is output to the propagation path estimation unit b306-n R.
  • the separation unit b105-n R ⁇ 1 of the section setting unit b305-nR separates the reception signal of the resource element, to which the first pilot symbol is transmitted, for each transmission antenna. Thereafter, the process proceeds to step S303.
  • Step S303 The provisional CFR estimation unit b105-n R- 2-n ′ T calculates a provisional CFR estimation value in the resource element to which the first pilot symbol is transmitted for each transmission antenna. Thereafter, the process proceeds to step S304.
  • Step S304 The IFFT unit b105-n R -3-n ′ T performs frequency-time conversion on the temporary CFR estimated value obtained in Step S303, and converts it into a temporary CIR estimated value. Thereafter, the process proceeds to step S305.
  • Step S305 The frequency correlation calculation unit b305-n R -5 converts the temporary CIR estimation value obtained in step S304 into a PDP, and calculates a frequency correlation from the converted PDP. Thereafter, the process proceeds to step S306.
  • Step S306 The first CFR estimator b106-n R ⁇ 1 of the propagation path estimator b306-n R uses the received signal of the resource element to which the second pilot symbol obtained in Step S302 is transmitted, A first CFR estimate is calculated. Thereafter, the process proceeds to step S307.
  • Step S307 The second CFR estimator b306-n R- 2-u uses the frequency correlation obtained in Step S305 and the first CFR estimated value obtained in Step S306 to generate the second CFR estimated value. Is calculated. Thereafter, the process proceeds to step S308.
  • Step S308 The MIMO separation unit b107 performs MIMO separation using the received signal of the resource element to which the data obtained in step S302 is transmitted and the second CFR estimation value obtained in step S307, LLR is calculated. Thereafter, the process proceeds to step S309.
  • Step S309 The decoding unit b108 performs decoding using the LLR of the encoded bit obtained in step S308. Thereafter, the receiving device b3 ends the operation.
  • the PDP setting unit calculates the temporary CIR estimated value using the first pilot symbol, converts the calculated temporary CIR estimated value into the PDP, and converts the calculated PDP from the frequency correlation. Is calculated. Also, a first CFR estimation value is calculated using the second pilot symbol. A second CFR estimated value is calculated using these frequency correlations and the first CFR estimated value.
  • the path extraction in the first embodiment or the second embodiment may be performed to reduce the number of paths and then convert to PDP.
  • the present invention is not limited to MIMO. If it is not MIMO, the estimated second CFR estimation value is used for propagation path compensation.
  • the path extraction unit b105-n R and the propagation path estimation unit b106-n R may be realized by a computer.
  • the program for realizing the control function may be recorded on a computer-readable recording medium, and the program recorded on the recording medium may be read by a computer system and executed.
  • the “computer system” here is a computer system built in the transmission device a1 or the reception devices b1 to b3, and includes hardware such as an OS and peripheral devices.
  • the “computer-readable recording medium” refers to a storage device such as a portable medium such as a flexible disk, a magneto-optical disk, a ROM, and a CD-ROM, and a hard disk built in the computer system.
  • the “computer-readable recording medium” is a medium that dynamically holds a program for a short time, such as a communication line when transmitting a program via a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line,
  • a volatile memory inside a computer system serving as a server or a client may be included and a program that holds a program for a certain period of time.
  • the program may be a program for realizing a part of the functions described above, and may be a program capable of realizing the functions described above in combination with a program already recorded in a computer system.
  • part or all of the transmission device a1 and the reception devices b1 to b3 in the above-described embodiment may be realized as an integrated circuit such as an LSI (Large Scale Integration).
  • LSI Large Scale Integration
  • Each functional block of the transmission device a1 and the reception devices b1 to b3 may be individually made into a processor, or a part or all of them may be integrated into a processor.
  • the method of circuit integration is not limited to LSI, and may be realized by a dedicated circuit or a general-purpose processor. Further, in the case where an integrated circuit technology that replaces LSI appears due to progress in semiconductor technology, an integrated circuit based on the technology may be used.

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Abstract

ＧＩ除去部ｂ１０２－ｎＲは、受信信号からＧＩを除去する。ＦＦＴ部ｂ１０３－ｎＲは、ステップＳ１０１で得られる信号に対して時間周波数変換を行う。デマッピング部ｂ１０４－ｎＲは、得られる周波数領域の信号から、データ、第１のパイロットシンボル、第２のパイロットシンボルそれぞれが送信されたリソースエレメントの受信信号を分離する。パス抽出部ｂ１０５－ｎＲは、第１のパイロットシンボルを用いて推定に有効なパスの抽出を行う。伝搬路推定部ｂ１０６－ｎＲは第２のパイロットシンボルを用いて第１のＣＦＲ推定値を算出し、パス抽出部が抽出したパス位置情報と第１のＣＦＲ推定値を用いてＣＩＲ推定値を算出し、その後第２のＣＦＲ推定値に変換する。

Description

受信装置、受信方法および受信プログラム
　本発明は、ＬＴＥやＬＴＥ－Ａなどの無線通信システムにおいて、復調用の伝搬路推定を行う受信装置、受信方法および受信プログラムに関する。
　無線通信においては、特に広帯域伝送の場合、先行して受信するパスに加え、建物や山などの障害物からの反射を経由する等して遅延して到来するパスが存在し、このように複数のパスが到来する環境をマルチパス環境という。近年、このようなマルチパス環境で高速・高信頼伝送を実現する手法としてＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；直交周波数分割多重）が注目されており、ＬＴＥ（Long Term Evolution）やＬＴＥ－Ａ（LTE-Advanced）等の次世代移動通信システム、無線ＬＡＮ、放送等の様々な分野で採用されている。受信装置がＯＦＤＭ信号を復調する場合には、チャネル推定を行って、サブキャリア毎に伝搬路の周波数応答（Channel Frequency Response；ＣＦＲ）を算出する必要がある。これを実現するため、受信装置がその波形（あるいは、その信号系列）を予め記憶するパイロットシンボルを、送信装置から受信装置へ送信する方法がある。そのパイロットシンボルを用いて高精度なチャネル推定を行うには、高精度な遅延プロファイル（Power Delay Profile；ＰＤＰ）が必要となる。
　特許文献１には、チャネルインパルス応答を推定する方法が記載されている。その方法は、パス抽出と、その抽出されたパス情報を用いたチャネルインパルス応答推定の二段階の処理から成る。ＯＦＤＭにこの技術を用いる場合、推定されたチャネルインパルス応答に時間周波数変換を施して周波数応答に変換してから用いる。
特表２００２－５２７９９７号公報
　しかしながら、ＬＴＥ－Ａでは復調用の伝搬路推定を行うための参照信号として、ユーザ固有の復調用参照信号（Demodulation Reference Signal；ＤＭＲＳ）を用いており、ユーザの使用する帯域にしか参照信号が存在しないため、ＰＤＰの推定精度が低下し、結果として伝搬路推定精度も低下するという問題がある。
　本発明は、斯かる実情に鑑み、無線通信における伝搬路推定精度を大幅に改善することができる受信装置、受信方法および受信プログラムを提供しようとするものである。
　本発明は、復調に用いるパイロットシンボルである第２のパイロットシンボルと、前記第２のパイロットシンボルと異なるパイロットシンボルである第１のパイロットシンボルとを受信し、前記第１のパイロットシンボルを用いて電力遅延プロファイルを得る電力遅延プロファイル設定部と、前記電力遅延プロファイルと前記第２のパイロットシンボルとを用いて前記伝搬路推定を行う伝搬路推定部と、を備えることを特徴とする受信装置である。
　本発明の受信装置において、前記第１のパイロットシンボルと前記第２のパイロットシンボルは異なるリソースに配置されていることを特徴とする。
　また、本発明の受信装置において、前記第１のパイロットシンボルと前記第２のパイロットシンボルは、空間方向の多重方法が異なることを特徴とする。
　また、本発明の受信装置において、前記第１のパイロットシンボルと前記第２のパイロットシンボルは、配置される帯域幅が異なることを特徴とする。
　また、本発明の受信装置において、前記第１のパイロットシンボルよりも前記第２のパイロットシンボルの方が配置される帯域幅が狭いことを特徴とする。
　また、本発明の受信装置において、前記第２のパイロットシンボルにデータ信号と同じプリコーディングがかかっていることを特徴とする。
　また、本発明の受信装置において、前記電力遅延プロファイル設定部は、有効なパスを抽出してパス情報を生成するパス抽出部として動作し、
　前記伝搬路推定部は、前記第２のパイロットシンボルを用いて、前記第２のパイロットシンボルが送信されるサブキャリアにおける周波数応答である第１の周波数応答を推定する第１の周波数応答推定部と、前記パス情報と前記第１の周波数応答を用いて、チャネルインパルス応答を推定するチャネルインパルス応答推定部と、を備えることを特徴とする。
　また、本発明の受信装置において、前記パス抽出部は、第１のパイロットシンボルを用いて、電力遅延プロファイル測定用の周波数応答である仮周波数応答を推定する仮周波数応答推定部と、前記仮周波数応答を仮チャネルインパルス応答に変換する周波数時間変換部と、前記仮チャネルインパルス応答のうち、電力の高い順に所定の数のパスを抽出するパス位置抽出部と、を備えることを特徴とする。
　また、本発明の受信装置において、前記パス抽出部は、選択したパスに候補パスを追加してテストチャネルインパルス応答を推定し、前記テストチャネルインパルス応答の伝搬路適合度を算出し、前記候補パスのうち、追加前の伝搬路適合度を下回るものを削除し、削除されなかった前記伝搬路適合度のうち、大きい順に所定の数のものを選択し、それらに対応する候補パスを新たな選択パスとして選択する一連の処理を、候補パスの個数が所定の数を下回るまで繰り返す、ことを特徴とする。
　また、本発明の受信装置において、前記パス抽出部は、前記伝搬路適合度として、前記仮周波数応答と前記候補パスを追加した場合の伝搬路推定値の誤差の評価値と、抽出したパス数が多くなることへのペナルティとの和を用いる、ことを特徴とする。
　また、本発明の受信装置において、前記伝搬路推定部は、前記チャネルインパルス応答推定部が出力するチャネルインパルス応答に時間周波数変換を行い、復調用の周波数応答である第２の周波数応答に変換する、ことを特徴とする。
　また、本発明の受信装置において、前記電力遅延プロファイル設定部は、前記仮周波数応答推定部と、前記周波数時間変換部と、前記周波数時間変換部が出力する前記仮チャネルインパルス応答の電力を算出し、その電力を電力遅延プロファイルに変換し、周波数相関を算出するパス・区間変換部を備える区間抽出部として動作し、
　前記伝搬路推定部は、前記第１の周波数応答と、前記周波数相関を用いて、復調用の周波数応答である第２の周波数応答を算出する、ことを特徴とする。
　また、本発明は、復調に用いるパイロットシンボルである第２のパイロットシンボルと、前記第２のパイロットシンボルと異なるパイロットシンボルである第１のパイロットシンボルとを受信し、前記第１のパイロットシンボルを用いて電力遅延プロファイルを得る電力遅延プロファイル設定過程と、前記電力遅延プロファイルと前記第２のパイロットシンボルとを用いて前記伝搬路推定を行う伝搬路推定過程と、を備えることを特徴とする受信方法である。
　また、本発明は、前記受信方法をコンピュータに実行させるための受信プログラムである。
　この発明によれば、伝搬路推定精度を大幅に改善することができ、精度の向上した伝搬路推定値を用いることで、ＭＩＭＯ分離の精度を改善することができる。
本発明の第１の実施形態に係る無線通信システムの概要を示す図である。 送信装置ａ１が送信する送信信号を表す図である。 送信装置ａ１の構成を示す概略ブロック図である。 マッピング部ａ１０４－ｎＴが変調シンボルとパイロットシンボルをマッピングする例を示す図である。 マッピング部ａ１０４－ｎＴが変調シンボルとパイロットシンボルをマッピングする例である。 ＣＳＩ－ＲＳの一例を示す図である。 第１の実施形態に係る受信装置ｂ１の構成を示す概略ブロック図である。 パス抽出部ｂ１０５－ｎＲの構成を示す概略ブロック図である。 伝搬路推定部ｂ１０６－ｎＲの構成を示す概略ブロック図である。 第ｉシンボルの送信アンテナａ１－ｎＴからの送信信号ｓｎＴ，ｉ（ｔ）の構成を示す図である。 受信部ｂ１０２－ｎＲが受信した受信信号の第ｉシンボル付近の構成を示す図である。 符号ベクトルｄｕを示す図である。 仮ＣＦＲ推定値にＩＦＦＴ等の周波数時間変換を施し、離散遅延時間０～Ｌ－１までのパスのみを抽出して得られる波形の１例を示す図である。 入力される位置情報を統合する１例を示す図である。 第１の実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。 第２の実施形態に係る受信装置ｂ２の構成を示す概略ブロック図である。 パス抽出部ｂ２０５－ｎＲの構成を示す概略ブロック図である。 第２の実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。 第３の実施形態に係る受信装置ｂ３の構成を示す概略ブロック図である。 区間設定部ｂ３０５－ｎＲの構成を示す概略ブロック図である。 仮ＣＩＲ推定値を、連続値のＰＤＰに変換する１例を示す図である。 伝搬路推定部ｂ３０６－ｎＲの構成を示す概略ブロック図である。 第３の実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。
　以下、本発明の実施の形態を添付図面を参照して説明する。
　（第１の実施形態）
　図１は、本発明の第１の実施形態に係る無線通信システムの概要を示す図である。
　無線通信システムは、送信装置ａ１および受信装置ｂ１、受信装置１０１～１０３を備える。送信装置ａ１は、例えば、移動通信システムの基地局（「基地局装置」と言うことがある。）であり、受信装置ｂ１、受信装置１０１～１０３は、当該システムの端末（「端末装置」、「移動局」または「移動局装置」と言うことがある。）である。
　図２は、送信装置ａ１が送信する送信信号を表している。受信装置ｂ１、受信装置１０１～１０３に送信される信号は、帯域２０１～２０４のいずれかに割り当てられる。以後、送信装置ａ１から受信装置ｂ１への送受信について説明する。また、受信装置ｂ１への信号は帯域２０２を用いるものとして説明する。これは、他の帯域であってもよい。なお、上記の説明では、受信装置の数を４とし、周波数帯域を４つに分割する場合について説明したが、４つでなくともよく、任意であり、例えば２や８等でもよい。
　送信装置ａ１は、ＮＴ個の送信アンテナａ１－１～ａ１－ＮＴを備え、そして受信装置ｂ１は、ＮＲ個の受信アンテナｂ１－１～ｂ１－ＮＲを備える。したがって、無線通信システムは、ＮＴ×ＮＲ　ＭＩＭＯ、特に、ＮＴ×ＮＲのシングルユーザー ＭＩＭＯを構成する。なお、ＭＩＭＯのことを「マイモ」や「ミモ」と言うことがある。
　図３は、送信装置ａ１の構成を示す概略ブロック図である。
　送信装置ａ１は、符号部ａ１０１、変調部ａ１０２－ｎＴ、パイロット生成部ａ１０３、マッピング部ａ１０４－ｎＴ、プリコーディング部ａ１０５、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform；逆高速フーリエ変換）部ａ１０６－ｎＴ、ＧＩ（Guard Interval；ガードインターバル）挿入部ａ１０７－ｎＴ、送信部ａ１０８－ｎＴを含んで構成される。ここで、ｎＴ＝１、２、・・・、ＮＴである。図３では、送信アンテナａ１－ｎＴを併せて示す。
　符号部ａ１０１は、受信装置ｂ１に送信する情報ビットに対して、畳込み符号、ターボ符号、ＬＤＰＣ（Low Density Parity Check：低密度パリティ検査）符号などの誤り訂正符号を用いて符号化し、符号化ビットを生成する。符号部ａ１０１は、生成した符号化ビットを変調部ａ１０２－ｎＴに出力する。以後、受信装置ｂ１に送信する信号のストリーム数をＵとし、ＮＴ個の変調部ａ１０２－ｎＴのうち、Ｕ個のみを用いる。なお、ここでＵは送信ストリーム数である。なお、１つの変調部の出力をシリアルパラレル変換により∪個の信号系列を生成しても良い。
　変調部ａ１０２－ｎＴは、符号部ａ１０１から入力される符号化ビットを、ＰＳＫ（Phase Shift Keying：位相変調）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直交振幅変調）などの変調方式を用いて変調し、変調シンボルを生成する。変調部ａ１０２－ｕは、生成した変調シンボルをマッピング部ａ１０４－ｎＴに出力する。
　パイロット生成部ａ１０３は、受信装置ｂ１が伝搬路推定を行うための参照信号として、Ｕ通りのパイロットシンボルを生成し、マッピング部ａ１０４－ｎＴに出力する。また、パイロット生成部ａ１０３は、受信装置１０１～１０３が伝搬路推定を行うための参照信号も生成する。詳細はマッピング部ａ１０４－ｎＴと併せて説明する。
　マッピング部ａ１０４－ｎＴは、変調部ａ１０２－ｎＴから入力される変調シンボルと、パイロット生成部ａ１０３から入力されるパイロットシンボルを、予め定められたマッピング情報に基づいてリソースエレメント（時間－周波数帯域）にマッピングして周波数領域の信号を生成し、生成した周波数領域の信号をＩＦＦＴ部（周波数時間変換部ともいう）ａ１０６－ｎＴに出力する。なお、リソースエレメントとは、送信装置ａ１が送信するフレームにおいて１つのサブキャリアと１つの後述するＦＦＴ区間から成る、変調シンボルを配置する単位である。また、マッピング情報は、送信装置ａ１が決定し、送信装置ａ１から受信装置ｂ１へ予め通知される。
　プリコーディング部ａ１０５は、マッピング部ａ１０４－ｎＴから入力される変調シンボルとパイロットシンボルにプリコーディングを施す。なお、ＣＲＳにはプリコーディングは行わない。その後、ＩＦＦＴ部ａ１０６－ｎＴへ出力する。
　ＩＦＦＴ部ａ１０６－ｎＴは、プリコーディング部ａ１０５から入力される周波数領域の信号を周波数－時間変換し、時間領域の信号を生成する。ここで、ＩＦＦＴを行う単位の時間区間をＦＦＴ区間という。ＩＦＦＴ部ａ１０６－ｎＴは、生成した時間領域の信号をＧＩ挿入部ａ１０７－ｎＴに出力する。
　ＧＩ挿入部ａ１０７－ｎＴは、ＩＦＦＴ部ａ１０６－ｎＴから入力される時間領域の信号に対して、ＦＦＴ区間の信号毎にＧＩを付加する。ここで、ＧＩとは、ＦＦＴ区間の信号の後方の一部を複製したものである。また、ゼロ区間やＧｏｌａｙ符号等を用いた既知信号区間としてもよい。ＧＩ挿入部ａ１０７－ｎＴは、このような信号をＦＦＴ区間の信号の前方に付加する。
　なお、ＦＦＴ区間と、ＧＩ挿入部ａ１０７－ｎＴがその時間区間の信号に付加したＧＩの時間区間（ＧＩ区間という）と、を併せてＯＦＤＭシンボル区間という。また、ＯＦＤＭシンボル区間の信号をＯＦＤＭシンボルという。ＧＩ挿入部ａ１０７－ｎＴは、ＧＩを付加した信号を送信部ａ１０８－ｎＴに出力する。
　なお、ＧＩをＦＦＴ区間の後方に挿入してもよい。また、ＧＩはサイクリックプレフィックス（Cyclic Prefix；CP）とも呼ばれる。
　送信部ａ１０８－ｎＴは、ＧＩ挿入部ａ１０７－ｎＴから入力される信号をデジタル・アナログ（ＤＡ）変換し、変換したアナログ信号を波形整形する。送信部ａ１０８－ｎＴは、波形整形した信号をベースバンド帯から無線周波数帯にアップコンバートし、送信アンテナａ１－ｎＴから受信装置ｂ１へ送信する。
　図４は、マッピング部ａ１０４－ｎＴが変調シンボルとパイロットシンボルをマッピングする例であり、ＬＴＥ－Ａ又はＬＴＥにおいてＣＲＳ（Cell specific Reference Signal）をパイロットシンボルとして挿入する場合について示している。ＣＲＳは、セル固有のパイロットシンボルであり、同一セルにいる端末は、同じものを受信する。１つの四角はリソースエレメントを表しており、図の４０１～４０４のそれぞれに見られるように、時間方向に１４個、周波数方向に１２個配置された様子を表している。ここで、リソースエレメントとは、送信装置ａ１が送信する信号において、周波数軸上の１つのサブキャリアと時間軸上の１つのシンボル区間とから成る単位である。なお、この時間方向に１４個、周波数方向に１２個配置された単位をサブフレームと呼ぶ。ＣＲＳでは、４送信アンテナまでしかサポートしておらず、後述するＤＭＲＳと異なりプリコーディングも施されていないため、ＤＭＲＳ（Demodulation Reference Signal）を用いて復調を行うユーザが復調用の伝搬路推定に用いることはできない。以後、ＣＲＳの送信アンテナ数をＮ'Ｔとする。
　図５は、マッピング部ａ１０４－ｎＴが変調シンボルとパイロットシンボルをマッピングする例であり、ＬＴＥ－ＡにおいてＤＭＲＳをパイロットシンボルとして挿入する場合について示している。図５の５０１について説明すると、ＤＭＲＳが配置されているサブキャリア（１、６、１１）毎に、ＤＭＲＳを配置できるリソースエレメントがサブフレーム中に４つ存在する。この４つのリソースエレメントに、パイロットシンボルが最大４ストリーム分、プリコーディングを施した後にコード多重されて挿入される。また、図５の５０２の挿入パターンも用意されており、他のストリームの分のパイロットシンボルを挿入できるので、最大で８ストリームまで多重することができる。
　図２に戻ると、ＣＲＳは２０１～２０４の全帯域に挿入されるが、ＤＭＲＳは割り当てられた帯域にのみ挿入される。すなわち、受信装置ｂ１へのＤＭＲＳは帯域２０２にのみ挿入される。以後の説明では、第１のパイロットシンボルをパス位置検出用、第２のパイロットシンボルをチャネルインパルス応答推定用のパイロットシンボルとして用い、本実施形態では、一例として第１のパイロットシンボルをＣＲＳ、第２のパイロットシンボルをＤＭＲＳとして説明する。ただし、本発明はこれに限らず、第１のパイロットシンボルと第２のパイロットシンボルが異なるパイロット配置であれば本発明に含まれる。また、配置が異なるとは、異なる周波数、時間など、異なるリソースエレメントに配置されていればよい。また、パイロットシンボルの種類が同じであっても、第１のパイロットシンボルと第２のパイロットシンボルに分けることは可能であり、例えば、パイロットシンボル系列の奇数番目を第１のパイロットシンボル、偶数番目のパイロットシンボル系列を第２のパイロットシンボル系列とすることができる。また、例えば、第１のパイロットシンボルは、ＣＲＳではなく、図６に示すＬＴＥ－ＡのＣＳＩ－ＲＳ（CSI-Reference Signal）等でもよい。ＣＳＩ－ＲＳは、基地局にチャネル状態をフィードバックするために使用されるパイロットシンボルである。図６はＣＳＩ－ＲＳの一例を示しており、６０１～６０４は、１つのサブフレームの中にＣＳＩ－ＲＳを配置するリソースエレメントが２つ用意されており、２つのストリームをコード多重して挿入する。それが４つ用意されているので、８ストリームまで挿入することができる。ＣＳＩ－ＲＳは、ＣＲＳと同様に全帯域に挿入される。また、ＬＴＥ－Ａのパイロットシンボルでなくてもよい。
　また、以後の説明では、第１のパイロットシンボルと第２のパイロットシンボルが同じサブフレームに挿入される場合において説明するが、それぞれが時間的に異なるサブフレームに挿入される場合であってもよい。
　図７は、本実施形態に係る受信装置ｂ１の構成を示す概略ブロック図である。
　この図において、受信装置ｂ１は、受信部ｂ１０１－ｎＲ、ＧＩ除去部ｂ１０２－ｎＲ、ＦＦＴ部（時間周波数変換部ともいう）ｂ１０３－ｎＲ、デマッピング部ｂ１０４－ｎＲ、パス抽出部ｂ１０５－ｎＲ、伝搬路推定部ｂ１０６－ｎＲ、ＭＩＭＯ分離部ｂ１０７、復号部ｂ１０８を含んで構成される。ここで、ｎＲ＝１、２、・・・、ＮＲである。図７では、受信アンテナｂ１－ｎＲを併せて示す。
　受信部ｂ１０１－ｎＲは、送信装置ａ１が送信した送信信号を、受信アンテナｂ１－ｎＲを介して受信する。受信部ｂ１０１－ｎＲは、受信した信号に対して、周波数変換及びアナログ－ディジタル（ＡＤ）変換を行う。
　ＧＩ除去部ｂ１０２－ｎＲは、受信部ｂ１０１－ｎＲから入力される信号から、ＧＩを除去し、ＦＦＴ部ｂ１０３－ｎＲへ出力する。
　ＦＦＴ部ｂ１０３－ｎＲは、ＧＩ除去部ｂ１０２－ｎＲから入力される時間領域の信号に対して時間周波数変換を行い、変換した周波数領域の信号をデマッピング部ｂ１０４－ｎＲへ出力する。
　デマッピング部ｂ１０４－ｎＲは、送信装置ａ１から予め通知されたマッピング情報に基づいてデマッピングし、データとパイロットシンボルを分離する。分離された第１のパイロットシンボルをパス抽出部ｂ１０５－ｎＲ、第２のパイロットシンボルを伝搬路推定部ｂ１０６－ｎＲ、データをＭＩＭＯ分離部ｂ１０７へ出力する。
　パス抽出部ｂ１０５－ｎＲは、デマッピング部ｂ１０４－ｎＲから入力される第１のパイロットシンボルを用いてパス情報を算出し、伝搬路推定部ｂ１０６－ｎＲへ出力する。具体的な処理は、図８を用いて後述する。
　伝搬路推定部ｂ１０６－ｎＲは、デマッピング部ｂ１０４－ｎＲから入力される第２のパイロットシンボルと、パス抽出部ｂ１０５－ｎＲから入力されるパス情報を用いて第２のＣＦＲ推定値を算出し、ＭＩＭＯ分離部ｂ１０７へ出力する。具体的な処理は、図９を用いて後述する。
　ＭＩＭＯ分離部ｂ１０７は、伝搬路推定部ｂ１０６－ｎＲから入力されるＵ通りの第２のＣＦＲ推定値、すなわちＱＲ通りの第２のＣＦＲ推定値を用いて、ＺＦ（Zero Forcing）基準、ＭＭＳＥ（最小平均二乗誤差：Minimum Mean Square Error）基準等のフィルタ係数を算出し、ＭＩＭＯ分離を行う。あるいは、ＱＲ通りの第２のＣＦＲ推定値を用いて、ＭＬＤ（最尤検出：Maximum Likelihood Detection）等の非線形処理を用いて分離を行なってもよい。これらの公知技術を用いて、ビット対数尤度比（Log Likelihood Ratio；ＬＬＲ）を算出し、復号部ｂ１０８へ出力する。
　復号部ｂ１０８は、ＭＩＭＯ分離部ｂ１０７から入力されるビットＬＬＲを用いて、例えば、最尤復号法（Maximum Likelihood Decoding）、最大事後確率（Maximum A posteriori Probability；ＭＡＰ）、ｌｏｇ－ＭＡＰ、Ｍａｘ－ｌｏｇ－ＭＡＰ、ＳＯＶＡ（Soft Output Viterbi Algorithm）等を用いて、復号処理を行う。
　図８は、パス抽出部ｂ１０５－ｎＲの構成を示す概略ブロック図である。
　この図において、パス抽出部ｂ１０５－ｎＲは、分離部ｂ１０５－ｎＲ－１、仮ＣＦＲ（周波数応答：Channel Frequency Response）推定部ｂ１０５－ｎＲ－２－ｎ'Ｔ、ＦＦＴ部ｂ１０５－ｎＲ－３－ｎ'Ｔ、パス位置抽出部ｂ１０５－ｎＲ－４－ｎ'Ｔ、パス位置統合部ｂ１０５－ｎＲ－５を含んで構成される。ここで、ｎ'Ｔ＝１、２、・・・、Ｎ'Ｔである。
　分離部ｂ１０５－ｎＲ－１は、デマッピング部ｂ１０４－ｎＲから入力される、第１のパイロットシンボルが挿入されたリソースエレメントの受信信号をストリーム毎に分離し、第ｎ'Ｔストリームの分を仮ＣＦＲ推定部ｂ１０５－ｎＲ－２－ｎ'Ｔへ出力する。
　仮ＣＦＲ推定部ｂ１０５－ｎＲ－２－ｎ'Ｔは、第１のパイロットシンボルが挿入されているサブキャリアのＣＦＲを推定する（仮ＣＦＲ推定値と呼ぶ）。仮ＣＦＲ推定値をＩＦＦＴ部ｂ１０５－ｎＲ－３－ｎ'Ｔへ出力する。
　ＩＦＦＴ部ｂ１０５－ｎＲ－３－ｎ'Ｔは、仮ＣＦＲ推定部ｂ１０５－ｎＲ－２－ｎ'Ｔから入力される仮ＣＦＲ推定値に周波数時間変換を行い、仮チャネルインパルス応答（Channel Impulse Response；ＣＩＲ）推定値に変換する。仮ＣＩＲ推定値をパス位置抽出部ｂ１０５－ｎＲ－４－ｎ'Ｔに出力する。
　パス位置抽出部ｂ１０５－ｎＲ－４－ｎ'Ｔは、ＩＦＦＴ部ｂ１０５－ｎＲ－３－ｎ'Ｔから入力される仮ＣＩＲ推定値のうち、電力の高い順にＮｓ個のパスを抽出する。抽出したパス情報をパス位置統合部ｂ１０５－ｎＲ－５へ出力する。なお、Ｎｓの値は、５０、６０、７０等、受信装置ｂ１の設計段階で決めておいてもよいし、設計段階では可変として受信装置ｂ１のファームウェアやソフトウェアをアップデートする際に更新する等をしてもよい。
　パス位置統合部ｂ１０５－ｎＲ－５は、パス位置抽出部ｂ１０５－ｎＲ－４－ｎ'Ｔから入力されるＮ'Ｔ通りのパス情報を統合し、伝搬路推定部ｂ１０６－ｎＲへ出力する。この動作は動作原理と併せて後述する。
　図９は、伝搬路推定部ｂ１０６－ｎＲの構成を示す概略ブロック図である。
　この図において、伝搬路推定部ｂ１０６－ｎＲは、第１のＣＦＲ推定部ｂ１０６－ｎＲ－１、ＣＩＲ推定部ｂ１０６－ｎＲ－２－ｕ、第２のＣＦＲ推定部ｂ１０６－ｎＲ－３－ｕを含んで構成される。ここで、ｕ＝１、２、・・・、Ｕｍａｘである。なお、Ｕｍａｘは受信装置ｂ１が受信できる最大のストリーム数である。送信ストリーム数がＵ個の場合は、ｕ＝１、２、・・・、Ｕｍａｘのうち、Ｕ個のみを用いる。これは以後も同様である。
　第１のＣＦＲ推定部ｂ１０６－ｎＲ－１は、デマッピング部ｂ１０４－ｎＲから入力される第２のパイロットシンボルを用いて、第２のパイロットシンボルが挿入されているサブキャリアの第１のＣＦＲを、多重されているＵ個のストリームの分だけ推定する。第２のパイロットシンボルがＤＭＲＳである場合は、対象となるサブキャリアでコード多重されているＤＭＲＳを解けばよい。推定した第ｕストリームの第１のＣＦＲ推定値をＣＩＲ推定部ｂ１０６－ｎＲ－２－ｕへ出力する。
　ＣＩＲ推定部ｂ１０６－ｎＲ－２－ｕは、第１のＣＦＲ推定部ｂ１０６－ｎＲ－１から入力される第ｕストリームの第１のＣＦＲ推定値と、パス抽出部ｂ１０５－ｎＲから入力されるパス情報とを用いてＣＩＲ推定値を算出する。算出したＣＩＲ推定値を第２のＣＦＲ推定部ｂ１０６－ｎＲ－３－ｕへ出力する。
　第２のＣＦＲ推定部ｂ１０６－ｎＲ－３－ｕは、ＣＩＲ推定部ｂ１０６－ｎＲ－２－ｕから入力されるＣＩＲ推定値に時間周波数変換を行い、ＣＦＲに変換する（第２のＣＦＲと呼ぶ）。第２のＣＦＲ推定部ｂ１０６－ｎＲ－３－ｕは、算出した第２のＣＦＲ推定値をＭＩＭＯ分離部ｂ１０７へ出力する。
　＜動作原理について＞
　以下、受信装置ｂ１の動作原理について、図７を参照しながら説明する。
　受信部ｂ１０２－ｎＲが受信した時刻ｔの受信信号ｒｎＲ（ｔ）は、次式（１）～（３）で表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ここで、ＴＤは最大遅延時間、ｈｎＲ，ｎＴ（τ）は、送信アンテナａ１－ｎＴから受信アンテナｂ１－ｎＲへの、遅延時間τにおける複素振幅、ｓｎＴ（ｔ）は送信アンテナａ１－ｎＴからの送信信号、ｚｎＲ（ｔ）は受信アンテナｂ１－ｎＲにおける雑音、ｓｎＴ，ｉ（ｔ）は第ｉシンボルのみの送信アンテナａ１－ｎＴからの送信信号、ＮはＦＦＴポイント数、ＳｎＴ，ｉ，ｎは第ｉシンボルの第ｎサブキャリアの送信アンテナａ１－ｎＴからの変調信号、ＴＧはガードインターバル長、ＴｓはＯＦＤＭシンボル区間の長さ、Δｆはサブキャリア間の周波数間隔である。なお、τ＝０～ＴＤの複素振幅ｈｎＲ，ｎＴ（τ）をまとめてチャネルインパルス応答という。ただし、送信信号と受信信号の先行波が同期しているものとしてモデル化を行い、サブフレーム内でのチャネル変動は無いものとしている。
　図１０に、第ｉシンボルの送信アンテナａ１－ｎＴからの送信信号ｓｎＴ，ｉ（ｔ）の構成を示す。送信信号ｓｎＴ（ｔ）は、これら１つ１つのＯＦＤＭシンボルが時間的に並んだ形で構成される。
　図１１に、受信部ｂ１０２－ｎＲが受信した受信信号の第ｉシンボル付近の構成を示す。簡単のため、先行波と３つの遅延パスのみが到来する場合を示し、ｎＴ＝１として図示したが、実際は式（１）でモデル化したように、遅延パスは連続的に到来する。
　以後、第ｉシンボルの復調・復号について考える。受信部ｂ１０１－ｎＲでディジタル領域の受信信号が得られ、ＧＩ除去部ｂ１０２－ｎＲでＧＩを除去し、ＦＦＴ部ｂ１０３－ｎＲで時間周波数変換を行う。これらの結果、得られる第ｉシンボルにおける第ｎサブキャリアの受信信号ＲｎＲ，ｉ，ｎは、次式（４）～（５）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ここで、ＨｎＲ，ｎＴ，ｎは第ｎサブキャリアにおける送信アンテナａ１－ｎＴから受信アンテナｂ１－ｎＲへのＣＦＲ、ＺｎＲ，ｉ，ｎは第ｉシンボルにおける第ｎサブキャリアの受信アンテナｂ１－ｎＲにおける雑音、Δｔはディジタル信号のサンプリング周波数であり、Δｔ＝１／ＮΔｆの関係がある。なお、ＴＤはＴＧを超えていないものとしてモデル化を行った。また、ＴＧ＝ＮｇΔｔである。なお、ＳｎＴ，ｉ，ｎは図３の送信装置ａ１におけるプリコーディング部ａ１０５が出力する信号である。
　受信アンテナｂ１－１～ｂ１－ＮＲにおける受信信号をベクトル表記したものをＲｉ，ｎとすると、Ｒｉ，ｎは次式（６）～（８）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ここで、ＨｎはＮＲ×ＮＴのＣＦＲ行列、Ｓｉ，ｎはＮＴ×１の送信信号ベクトル、Ｚｉ，ｎはＮＲ×１の雑音ベクトル、ＸＴはＸの転置を表す。また、ＮＴ×Ｕのプリコーディング行列Ｖを次式（９）で表すことにする。なお、プリコーディングをすることは伝送特性が改善するという点で好適であるが、プリコーディングをしない場合も本発明に含まれる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　第ｉシンボル第ｎサブキャリアの第ｕストリームにおけるプリコーディング前の送信信号をｃｕ，ｉ，ｎとすると、受信信号ベクトルＲｉ，ｎは次式（１０）～（１３）のように書き直せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　従って、送信された変調シンボルであるｃｕ，ｉ，ｎを推定するには、プリコーディングの影響を受けた後のＣＦＲであるＨｖ，ｎＲ，ｎＴ，ｎを推定して用いればよい。
　ここでは、復調に用いるＨｖ，ｎＲ，ｎＴ，ｎの推定値である第２のＣＦＲ推定値Ｈ''ｖ，ｎＲ，ｎＴ，ｎが得られているものとして、受信装置ｂ１の残りの機能を説明する。Ｈ''ｖ，ｎＲ，ｎＴ，ｎを推定するパス抽出部ｂ１０５－ｎＲおよび伝搬路推定部ｂ１０６－ｎＲの動作原理は後述する。
　ＭＩＭＯ分離部ｂ１０７は、例えばＭＭＳＥ基準のＭＩＭＯ分離を用いた場合、第ｉシンボル第ｎサブキャリアの第ｕストリームにおける分離後シンボルｃ'ｕ，ｉ，ｎを次式（１４）、（１５）を用いて算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　ここで、ＸＨはＸの複素共役転置を表し、ｅｕはサイズがＵ×１で、第ｕ要素だけが１で他が０のベクトルである。従って、例えばＵ＝４のとき、ｅ２＝（０　１　０　０）Ｔとなる。また、σ２はＺｎＲ，ｉ，ｎの電力であり、復号の結果を用いて得られるｃｕ，ｉ，ｎのレプリカｃ''ｕ，ｉ，ｎを用いて、次式（１６）のように推定することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　ただし、Ｎ個全てのサブキャリアを使っていない場合は、適宜平均するサブキャリア数を調整する。この処理を、復号の終わっているシンボルで行えばよい。なお、式（１６）のようにサブキャリア方向の平均化だけでなく、シンボルに関して平均（ｉに関する平均）してもよいし、その際に過去の結果ほど忘却するような重み付け平均を行ってもよい。また、ｃ''ｕ，ｉ，ｎとして、復号部ｂ１０８の出力結果を用いて作成されるソフトレプリカを用いてもよいし、あるいは復調結果を硬判定したハードレプリカを用いてもよい。また、復号結果ではなく、復調結果ｃ''ｕ，ｉ，ｎをそのまま用いてもよいし、あるいはそれを硬判定したハードレプリカを用いてもよい。また、パイロットシンボルに該当する場合は、そのままパイロットシンボルを用いればよい。
　ＭＩＭＯ分離部ｂ１０７は、式（１４）のＭＩＭＯ分離後シンボルｃ'ｕ，ｉ，ｎからビット対数尤度比を算出する。この算出処理には等価振幅利得が用いられる。具体的には、ＱＰＳＫの場合、次式（１７）で表わされる第ｉシンボル第ｎサブキャリアの第ｕストリームにおける等価振幅利得μｕ，ｉ，ｎに対して、ビット対数尤度比λは、次式（１８）、（１９）で表わされる。ここで、式（１８）、（１９）は、それぞれ、１ビット目のビットｂｕ，ｉ，ｎ，０、２ビット目のビットｂｕ，ｉ，ｎ，１のビット対数尤度比λ（ｂｕ，ｉ，ｎ，０）、λ（ｂｕ，ｉ，ｎ，１）である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　次に、伝搬路推定について説明する。まずは、図９を参照しながら第２のＣＦＲ推定値を算出する方法について説明し、その後に図８を参照しながらパス抽出について説明する。
　第１のＣＦＲ推定部ｂ１０６－ｎＲ－１では、図５のように挿入されているＤＭＲＳを用いて第１のＣＦＲ推定値を算出する。ＬＴＥ－Ａでは、図５の５０１のパターンに第１、２、５、７ストリームのＤＭＲＳ、５０２のパターンに第３、４、６、８ストリームのＤＭＲＳを挿入する。説明のため、図５の５０１を用いて、第１、２、５、７ストリームのＤＭＲＳを挿入する場合について説明する。
　ＤＭＲＳでは、同一サブキャリアの４つのリソースエレメントを用いて符号多重を行う。サイズ４×１の第ｕストリームの符号ベクトルをｄｕとすると、図５の５０１のＤＭＲＳが挿入されるサブキャリアの各リソースエレメントの信号は、次式（２０）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　ここで、ｃｐ，ｕ，ｎは第ｕストリームの第ｎサブキャリアにおけるパイロットシンボルであり、ｎは図５の５０１を参照すると、１、５、１１に制限される。該当するリソースエレメントには、第１、２、５、７ストリームからは信号を送信しない。また、ｄｕは図１２で表される。従って、式（２０）が表すリソースエレメントにおける受信アンテナｂ１－ｎＲが受信する受信信号は、式（１０）を参照すると、次式（２１）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　このとき、第１のＣＦＲ推定値Ｈ'ｖ，ｎＲ，ｕ，ｎは符号ベクトルｄｕを式（２１）の受信信号ベクトルに乗算することで得ることができ、次式（２２）、（２３）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　これは、図１２の通り、ｄｕ（ｕ＝１、２、５、７）がそれぞれ直交していることを利用している。ｕ＝３、４、６、８についても、式（２２）と同様の操作を、図５の５０２における該当サブキャリア（図中では０、４、１０）それぞれに対して行うことで、得ることができる。
　次にＣＩＲ推定部ｂ１０６－ｎＲ－２－ｕを説明する。
　第１の実施形態では、チャネルインパルス応答ｈ（τ）が、τ＝０、Δｔ、・・・、ＤΔｔでサンプリングできるものと仮定する。ここで、ＤΔｔ＝Ｔｄである。これは、伝搬路がＦＩＲ（Finite Impulse Response；有限インパルス応答）フィルタと仮定し、その係数を推定することでＣＩＲを推定したものとすることに相当する。このとき、第１のＣＦＲ推定値Ｈ'ｖ，ｎＲ，ｕ，ｎを要素に持つベクトルＨ'ｖ，ｎＲ，ｕは次式（２４）～（２８）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　ここで、ｎ１、・・・ｎＰは、パイロットサブキャリアであり、Ｐはパイロットサブキャリア数である。図５の５０１を参照すると、ｎ１＝１、ｎ２＝５、ｎ３＝１１であり、さらに割り当てられる周波数が続く場合は、ｎ４＝１３、ｎ５＝１７、ｎ６＝２３、となっていく。また、ＦはＰ×Ｌの離散フーリエ変換行列であり、Ｌは想定する最大の離散遅延時間である。ＬはＬ＞Ｄとなっていればよく、大きめの値を設定すればよい。例えば、ＧＩポイント数Ｎｇを設定してもよいし、それを超える値を設定してもよい。
　このとき、ＣＩＲ推定ベクトルｈｖ，ｎＲ，ｕはＭＭＳＥを用いると、次式（２９）、（３０）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　ここで、Ｅ［Ｘ］はＸのアンサンブル平均を表し、Ｃｖ，ｈの対角要素はＰＤＰを表す。Ｃｖ，ｈは、後述するパス抽出部ｂ１０５－ｎＲで求める。
　次に、第２のＣＦＲ推定部ｂ１０６－ｎＲ－３－ｕを説明する。第２のＣＦＲ推定部ｂ１０６－ｎＲ－３－ｕは、ＣＩＲ推定部ｂ１０６－ｎＲ－３－ｕから入力されるＣＩＲ推定値に時間周波数変換を行なって、第２のＣＦＲ推定値Ｈ''ｖ，ｎＲ，ｕ，ｎを推定する。これは、次式（３１）、（３２）のように得ることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　ここで、ＦＡは、ｎ＝０～ｎ＝Ｎ－１の全帯域をカバーするＮ×Ｌの離散フーリエ変換行列であり、ＭＩＭＯ分離部ｂ１０７には、ユーザの割り当てられた帯域における第２のＣＦＲ推定値Ｈ''ｖ，ｎＲ，ｕ，ｎを出力する。
　次に、図８を参照しながら、パス抽出部ｂ１０５－ｎＲの動作について説明する。分離部ｂ１０５－ｎＲ－１は、第ｎ'ｔストリーム毎に第１のパイロットシンボルが配置されているリソースエレメントの受信信号を分離する。図４に戻ると、第１ストリームのＣＲＳは４０１におけるグレーのリソースエレメント、第２ストリームの場合は４０２におけるグレーのリソースエレメントの受信信号を取り出して、仮ＣＦＲ推定部ｂ１０５－ｎＲ－２－ｎ'ｔに出力する。
　図４の通り、ＣＲＳでは、パイロットシンボルがプリコーディングを施さずに送信され、同一リソースエレメントでは、他のアンテナから信号が送信されないため、仮ＣＦＲ推定値Ｈ'ｎＲ，ｎ'Ｔ、ｎを次式（３３）のように計算できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　ここで、ｃｎ'Ｔ，ｉ，ｎはＣＲＳであり、シンボル番号ｉとサブキャリア番号が図４のグレーの位置である場合のみ成り立つ。なお、図４の４０１と４０２については、同一サブキャリアにパイロットシンボルが２つ配置されるので、それぞれの位置で式（３３）を用いて仮ＣＦＲ推定値を算出し、それら２つを平均したものを今後用いる。
　ＩＦＦＴ部ｂ１０５－ｎＲ－３－ｎ'Ｔでは、式（３３）で得られる仮ＣＦＲ推定値Ｈ'ｎＲ，ｎ'Ｔ，ｎにＩＦＦＴ等の周波数時間変換を施す。さらに、離散遅延時間０～Ｌ－１までのパスのみを抽出する。図１３は、この結果得られる波形の１例であり、Ｌ＝１０としている。パス１３０１～１３１０のうち、レベルの高い順に６パス抽出する場合、パス１３０１～１３０３、１３０６～１３０８だけが残る。このように抽出したパス情報を、パス位置統合部ｂ１０５－ｎＲ－５に出力する。
　パス位置統合部ｂ１０５－ｎＲ－５は、入力されるＮ'Ｔ通りのパス位置情報を統合する。具体的には、離散遅延時間ｄが、１～Ｎ'Ｔのストリームのうち、いずれかで抽出されていれば、他のストリームで抽出されていなくても、その位置ｄは抽出したものとする。例えば、図１４のように統合される。
　なお、図４の通り、ＣＲＳの場合は第１、２アンテナに挿入するパイロットシンボルが多いので、第１、２のみでパス抽出を行なってもよい。つまり、図８の、ｎ'Ｔ＝１、２についてのみ、仮ＣＦＲ推定部ｂ１０５－ｎＲ－２－ｎ'Ｔ～パス位置抽出部ｂ１０５－ｎＲ－４－ｎ'Ｔを動作させるようにしてもよい。また、第１、２のどちらか一方だけでパス抽出を行なってもよい。
　抽出された位置を１、そうではない位置を０とするサイズＬ×１のパス位置情報ベクトルをｑとすると、式（２９）の計算で用いるＣｖ，ｈを次式（３４）のように求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　ここで、ｄｉａｇ（ｑ）は、ｑの各要素を主対角要素に持つＬ×Ｌの行列である。例えば、ｑ＝（１　１　０　１）Ｔのとき、次式（３５）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　また、αはハイパーパラメータであり、０．５や０．２５等の固定値を割り当ててもよいし、式（２９）を計算する度に、ＥＭ（Expectation Maximization）アルゴリズム等の公知技術を用いて最適化してもよい。
　＜受信装置ｂ１の動作について＞
　図１５は、本実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。なお、この図が示す動作は、図７の受信部ｂ１０１－ｎＲが受信信号をＧＩ除去部ｂ１０２－ｎＲに出力した後の処理である。
　（ステップＳ１０１）ＧＩ除去部ｂ１０２－ｎＲは、受信信号からＧＩを除去する。その後、ステップＳ１０２へ進む。
　（ステップＳ１０２）ＦＦＴ部ｂ１０３－ｎＲは、ステップＳ１０１で得られる信号に対して時間周波数変換を行う。デマッピング部ｂ１０４－ｎＲは、得られる周波数領域の信号から、データ、第１のパイロットシンボル、第２のパイロットシンボルそれぞれが送信されたリソースエレメントの受信信号を分離する。データが送信されたリソースエレメントの受信信号をＭＩＭＯ分離部ｂ１０７へ、第１のパイロットシンボルが送信されたリソースエレメントの受信信号をパス抽出部ｂ１０５－ｎＲへ、第２のパイロットシンボルが送信されたリソースエレメントの受信信号を伝搬路推定部ｂ１０６－ｎＲへ出力する。また、パス抽出部ｂ１０５－ｎＲの分離部ｂ１０５－ｎＲ－１は、第１のパイロットシンボルが送信されたリソースエレメントの受信信号を送信アンテナ毎に分離する。その後、ステップＳ１０３へ進む。
　（ステップＳ１０３）仮ＣＦＲ推定部ｂ１０５－ｎＲ－２－ｎ'Ｔは、第１のパイロットシンボルが送信されたリソースエレメントにおける仮ＣＦＲ推定値を送信アンテナ毎に算出する。その後、ステップＳ１０４へ進む。
　（ステップＳ１０４）ＩＦＦＴ部ｂ１０５－ｎＲ－３－ｎ'Ｔは、ステップＳ１０３で得られる仮ＣＦＲ推定値に周波数時間変換を行い、仮ＣＩＲ推定値に変換する。その後、ステップＳ１０５へ進む。
　（ステップＳ１０５）パス位置抽出部ｂ１０５－ｎＲ－４－ｎ'Ｔは、ステップＳ１０４で得られる仮ＣＩＲ推定値のうち、電力の高い順番に所定の数のパスを抽出する。その後、ステップＳ１０６へ進む。
　（ステップＳ１０６）パス位置統合部ｂ１０５－ｎＲ－５は、ステップＳ１０５で得られる送信アンテナ毎のパス位置を統合する。その後、ステップＳ１０７へ進む。
　（ステップＳ１０７）伝搬路推定部ｂ１０６－ｎＲ（図９）の第１のＣＦＲ推定部ｂ１０６－ｎＲ－１は、ステップＳ１０２で得られる第２のパイロットシンボルが送信されたリソースエレメントの受信信号を用いて、第１のＣＦＲ推定値を算出する。その後、ステップＳ１０８へ進む。
　（ステップＳ１０８）ＣＩＲ推定部ｂ１０６－ｎＲ－２－ｕは、ステップＳ１０６で得られるパス位置情報と、ステップＳ１０７で得られる第１のＣＦＲ推定値を用いて、ＣＩＲ推定値を算出する。その後、ステップＳ１０９へ進む。
　（ステップＳ１０９）第２のＣＦＲ推定部ｂ１０６－ｎＲ－３－ｕは、ステップＳ１０８で得られるＣＩＲ推定値に時間周波数変換を行い、第２のＣＦＲ推定値に変換する。その後、ステップＳ１１０へ進む。
　（ステップＳ１１０）ＭＩＭＯ分離部ｂ１０７は、ステップＳ１０２で得られるデータが送信されたリソースエレメントの受信信号と、ステップＳ１０９で得られる第２のＣＦＲ推定値を用いてＭＩＭＯ分離を行い、符号化ビットのＬＬＲを算出する。その後、ステップＳ１１１へ進む。
　（ステップＳ１１１）復号部ｂ１０８は、ステップＳ１１０で得られる符号化ビットのＬＬＲを用いて復号を行う。その後、受信装置ｂ１は動作を終了する。
　このように、本実施形態によれば、ＰＤＰ設定部はパス抽出部として動作し、第１のパイロットシンボルを用いて推定に有効なパスの抽出を行う。その後、伝搬路推定部は第２のパイロットシンボルを用いて第１のＣＦＲ推定値を算出し、パス抽出部が抽出したパス位置情報と第１のＣＦＲ推定値を用いてＣＩＲ推定値を算出し、その後第２のＣＦＲ推定値に変換する。第２のパイロットシンボルが挿入される帯域より、第１のパイロットシンボルが挿入される帯域の方が広帯域である場合等にこの技術を用いることで、パス抽出精度が向上し、精度の向上したパス情報を用いて第２のＣＦＲ推定値を算出することで、伝搬路推定精度が向上する。精度の向上した伝搬路推定値を用いることで、ＭＩＭＯ分離の精度を改善することができる。
　なお、上記第１の実施形態において、図７のように受信装置ｂ１がパス抽出部ｂ１０５－ｎＲをＮＲ個備える場合について説明したが、１つであってもよい。その場合、１つのパス抽出部で抽出したパス情報を伝搬路推定部ｂ１０６－ｎＲのうち全てで共有することができる。
　なお、上記第１の実施形態において、復調用の伝搬路推定値として第２のＣＦＲ推定値を用いる場合について説明したが、ＣＩＲ推定値を用いて干渉除去処理を行う受信装置等に、本実施形態の伝搬路推定技術を適用してもよい。
　（第２の実施形態）
　以下、図面を参照しながら本発明の第２の実施形態について詳しく説明する。第１の実施形態では、送信装置ａ１が第１のパイロットシンボルと第２のパイロットシンボルを周波数領域にマッピングして送信し、受信装置ｂ１が、第１のパイロットシンボルを用い、得られる仮ＣＩＲ推定値のうち、電力の高い順に所定の個数のパスを抽出する。また、第２のパイロットシンボルと得られるパス情報を用いて第２のＣＦＲ推定値を算出する。本実施形態では、パスの伝搬路適合度を１つずつ算出し、伝搬路適合度が大きい順にパスを抽出していく場合について説明する。
　本実施形態に係る送信装置ａ２の構成は、第１の実施形態に係る送信装置ａ１と同じのため、説明を省略する。
　図１６は、本実施形態に係る受信装置ｂ２の構成を示す概略ブロック図である。図１６の受信装置ｂ２と、図７の受信装置ｂ１とを比較すると、パス抽出部ｂ２０５－ｎＲが異なる。しかし、その他の機能（受信部ｂ１０１－ｎＲ、ＧＩ除去部ｂ１０２－ｎＲ、ＦＦＴ部ｂ１０３－ｎＲ、デマッピング部ｂ１０４－ｎＲ、伝搬路推定部ｂ１０６－ｎＲ、ＭＩＭＯ分離部ｂ１０７、復号部ｂ１０８）が持つ動作は、受信装置ｂ１と同じである。第１の実施形態と同じ動作の説明は省略する。
　図１７は、パス抽出部ｂ２０５－ｎＲの構成を示す概略ブロック図である。図１７のパス抽出部ｂ２０５－ｎＲと、図８のパス抽出部ｂ１０５－ｎＲとを比較すると、ＩＦＦＴ部ｂ１０５－ｎＲ－３－ｎ'Ｔ、パス位置抽出部ｂ１０５－ｎＲ－４－ｎ'Ｔ、パス位置統合部ｂ１０５－ｎＲ－５を備えず、テストＣＩＲ推定部ｂ２０５－ｎＲ－３、伝搬路適合度算出部ｂ２０５－ｎＲ－４、不要候補パス除去部ｂ２０５－ｎＲ－５、判断部ｂ２０５－ｎＲ－６、パス決定部ｂ２０５－ｎＲ－７を備える。しかし、その他の機能（分離部ｂ１０５－ｎＲ－１、仮ＣＦＲ推定部ｂ１０５－ｎＲ－２－ｎ'Ｔ）が持つ動作は、パス抽出部ｂ１０５－ｎＲと同じである。パス抽出部ｂ１０５－ｎＲと同じ動作の説明は省略する。
　また、パス抽出部ｂ１０５－ｎＲは、一次記憶場所（図面を見やすくするために図示せず）を備え、「選択したパス（selected_path）」、「候補パス（candidate_path）」、「１つ前の伝搬路適合度（channel_match_prev）」および「伝搬路適合度（channel_match）」を記憶する。
　テストＣＩＲ推定部ｂ２０５－ｎＲ－３は、「選択したパス（selected_path）」に保存されているパスに加え、「候補パス（candidate_path）」の要素を１つ追加した場合のＣＩＲ推定値を、仮ＣＦＲ推定部ｂ１０５－ｎＲ－２－ｎ'Ｔから入力される仮ＣＦＲ推定値を用いて算出する。すなわち、「候補パス（candidate_path）」の要素数分のＣＩＲ推定が行われる。算出したテストＣＩＲ推定値と、算出に用いた仮ＣＦＲ推定値を伝搬路適合度算出部ｂ２０５－ｎＲ－４に出力する。
　伝搬路適合度算出部ｂ２０５－ｎＲ－４は、テストＣＩＲ推定部ｂ２０５－ｎＲ－３から入力される仮ＣＦＲ推定値と、「候補パス（candidate_path）」の要素数分のテストＣＩＲ推定値と、を用いて各場合の伝搬路適合度を算出し、「伝搬路適合度（channel_match）」に保存する。伝搬路適合度の算出の詳細は、後述する。
　伝搬路適合度算出部ｂ２０５－ｎＲ－４は、算出した伝搬路適合度を不要候補パス除去部ｂ２０５－ｎＲ－５へ出力する。
　不要候補パス除去部ｂ２０５－ｎＲ－５は、入力される伝搬路適合度を「１つ前の伝搬路適合度（channel_match_prev）」と比較して、前者が後者より小さい場合は、その小さな伝搬路適合度を「伝搬路適合度（channel_match）」の内容から削除する。また、不要候補パス除去部ｂ２０５－ｎＲ－５は、その小さな伝搬路適合度に対応する「候補パス（candidate_path）」の要素も削除する。その後、削除を行った後の「候補パス（candidate_path）」を判断部ｂ２０５－ｎＲ－６へ出力する。
　判断部ｂ２０５－ｎＲ－６は、パス抽出処理を続行するか否かを判断する。不要候補パス除去部ｂ２０５－ｎＲ－５から入力される「候補パス（candidate_path）」の要素数が所定の個数より小さくなっていた場合、そこでパス抽出処理を終了とし、「選択したパス（selected_path）」に保存されているパス番号と「候補パス（candidate_path）」に保存されているパス番号をパス情報として伝搬路推定部ｂ１０６－ｎＲへ出力する。そうではない場合は、「候補パス（candidate_path）」をパス決定部ｂ２０５－ｎＲ－７へ出力する。なお、ここで用いる所定の個数は、受信装置ｂ２の設計段階で決めておいてもよいし、受信装置ｂ２のファームウェアやソフトウェアをアップデートする際に更新する等でもよい。特に、所定の個数を１とした場合は、「候補パス（candidate_path）」がなくなるまでパス抽出を行う。
　パス決定部ｂ２０５－ｎＲ－７は、「伝搬路適合度（channel_match）」に保存されている伝搬路適合度のうち、最大のものを選択する。選択された伝搬路適合度に対応する「候補パス（candidate_path）」を、新たな抽出パスとして決定し、「選択したパス（selected_path）」に保存する。また、選択された伝搬路適合度を「１つ前の伝搬路適合度（channel_match_prev）」に保存する。
　＜動作原理について＞
　初期値として、一次記憶場所の「選択したパス（selected_path）」を空とし、一次記憶場所の「候補パス（candidate_path）」を０～Ｌとし、一次記憶場所の「１つ前の伝搬路適合度（channel_match_prev）」を小さい値（例えば、負の無限大）とする。なお、Ｌは第１の実施形態と同様、想定する最大遅延時間である。
　「選択したパス（selected_path）」に保存されているパスに、「候補パス（candidate_path）」の１つのパスを加えた場合の、送信アンテナｎ'ＴからのテストＣＩＲ推定ベクトルｈｑ，ｎＲ，ｎ'Ｔを推定する。具体的には、式（２９）のＭＭＳＥの手法を用いればよい。ただし、式（２９）中のＣＦＲ推定ベクトルは式（３３）で得られる仮ＣＦＲ推定値を要素に持つものに変更し（HｎＲ，ｎ'Ｔとする）、式（２９）中の離散フーリエ変換行列Ｆは、式（２５）における定義を変化させる。具体的には、式（２５）中のｎ１、ｎ２、・・・、ｎＰを、式（３３）で仮ＣＦＲを推定したサブキャリア番号に変更する。また、式（２９）中の雑音電力σ'２も変更する。具体的には、図４を参照すると、ｎ'Ｔ＝１、２の場合は、０．５σ２とし、ｎ'Ｔ＝３、４の場合はσ２とする（σｎ'Ｔ ２とする）。
　式（２９）中のＣｖ、ｈは式（３４）でｑを「選択したパス（selected_path）」に保存されているパスに、「候補パス（candidate_path）」の１つのパスを加えた場合のものとすればよい。このとき、ｈｑ，ｎＲ，ｎ'Ｔの伝搬路適合度ｂ（ｑ）は、次式（３６）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　ただし、｜ｑ｜はｑの要素数、すなわちその時点で抽出されているパス数である。また、式（３６）の第１項は、仮ＣＦＲ推定値と、ｑのパス番号のときに算出したＣＩＲ推定値との誤差の評価値であり、具体的には相互相関を用いている。また、第２項はパス数が増加することに対するペナルティを表している。ｘはペナルティの大小を決めるパラメータであり、具体的には２やパイロットシンボルの配置されたサブキャリア数の自然対数値等を用いればよい。なお、２の場合はＡＩＣ（Akaike Information Criteria；赤池情報量規準）であり、パイロットシンボルの配置されたサブキャリア数の自然対数値の場合はＢＩＣ（Bayesian Information Criteria；ベイズ情報量規準）と呼ばれる。
　＜受信装置ｂ２の動作について＞
　図１８は、本実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。なお、この図が示す動作は、図１６の受信部ｂ１０１－ｎＲが受信信号をＧＩ除去部ｂ１０２－ｎＲに出力した後の処理である。
　（ステップＳ２０１）ＧＩ除去部ｂ１０２－ｎＲは、受信信号からＧＩを除去する。その後、ステップＳ２０２へ進む。
　（ステップＳ２０２）ＦＦＴ部ｂ１０３－ｎＲは、ステップＳ２０１で得られる信号に対して時間周波数変換を行う。デマッピング部ｂ１０４－ｎＲは、得られる周波数領域の信号から、データ、第１のパイロットシンボル、第２のパイロットシンボルそれぞれが送信されたリソースエレメントの受信信号を分離する。データが送信されたリソースエレメントの受信信号をＭＩＭＯ分離部ｂ１０７へ、第１のパイロットシンボルが送信されたリソースエレメントの受信信号をパス抽出部ｂ２０５－ｎＲへ、第２のパイロットシンボルが送信されたリソースエレメントの受信信号を伝搬路推定部ｂ１０６－ｎＲへ出力する。また、パス抽出部ｂ２０５－ｎＲの分離部ｂ１０５－ｎＲ－１は、第１のパイロットシンボルが送信されたリソースエレメントの受信信号を送信アンテナ毎に分離する。その後、ステップＳ２０３へ進む。
　（ステップＳ２０３）仮ＣＦＲ推定部ｂ１０５－ｎＲ－２－ｎ'Ｔは、第１のパイロットシンボルが送信されたリソースエレメントにおける仮ＣＦＲ推定値を送信アンテナ毎に算出する。その後、ステップＳ２０４へ進む。
　（ステップＳ２０４）テストＣＩＲ推定部ｂ２０５－ｎＲ－３は、「選択したパス（selected_path）」に保存されているパス番号に、「候補パス（candidate_path）」の各要素を追加した場合のテストＣＩＲ推定値を算出する。その後、ステップＳ２０５へ進む。
　（ステップＳ２０５）伝搬路適合度算出部ｂ２０５－ｎＲ－４は、ステップＳ２０４で得られるテストＣＩＲ推定値のそれぞれについて、ステップＳ２０３で得られる仮ＣＦＲ推定値を用いて「伝搬路適合度（channel_match）」を算出する。その後、ステップＳ２０６へ進む。
　（ステップＳ２０６）不要候補パス除去部ｂ２０５－ｎＲ－５は、ステップＳ２０５で得られる「伝搬路適合度（channel_match）」のうち、「１つ前の伝搬路適合度（channel_match_prev）」を下回る要素を選択し、その要素に対応する候補パスの要素を削除する。その後、ステップＳ２０７へ進む。
　（ステップＳ２０７）判断部ｂ２０５－ｎＲ－６は、ステップＳ２０６の結果、「候補パス（candidate_path）」の要素数が所定の数を下回った場合、「選択したパス（selected_path）」に保存されているパス番号と「候補パス（candidate_path）」に保存されているパス番号を、パス情報として伝搬路推定部ｂ１０６－ｎＲへ出力する。その後、ステップＳ２０９へ進む。条件に当てはまらない場合、ステップＳ２０８へ進む。
　（ステップＳ２０８）パス決定部ｂ２０５－ｎＲ－７は、「伝搬路適合度（channel_match）」の要素のうち、最大のものに対応する「候補パス（candidate_path）」の要素を選択し、「選択したパス（selected_path）」に移動する。すなわち、選択されたパス番号は「候補パス（candidate_path）」から削除される。その後、ステップＳ２０４へ戻る。
　（ステップＳ２０９）伝搬路推定部ｂ１０６－ｎＲの第１のＣＦＲ推定部ｂ１０６－ｎＲ－１は、ステップＳ２０２で得られる第２のパイロットシンボルが送信されたリソースエレメントの受信信号を用いて、第１のＣＦＲ推定値を算出する。その後、ステップＳ２１０へ進む。
　（ステップＳ２１０）ＣＩＲ推定部ｂ１０６－ｎＲ－２－ｕは、ステップＳ２０７で得られるパス位置情報と、ステップＳ２０９で得られる第１のＣＦＲ推定値を用いて、ＣＩＲ推定値を算出する。その後、ステップＳ２１１へ進む。
　（ステップＳ２１１）第２のＣＦＲ推定部ｂ１０６－ｎＲ－３－ｕは、ステップＳ２１０で得られるＣＩＲ推定値に時間周波数変換を行い、第２のＣＦＲ推定値に変換する。その後、ステップＳ２１２へ進む。
　（ステップＳ２１２）ＭＩＭＯ分離部ｂ１０７は、ステップＳ２０２で得られるデータが送信されたリソースエレメントの受信信号と、ステップＳ２１１で得られる第２のＣＦＲ推定値を用いてＭＩＭＯ分離を行い、符号化ビットのＬＬＲを算出する。その後、ステップＳ２１３へ進む。
　（ステップＳ２１３）復号部ｂ１０８は、ステップＳ２１２で得られる符号化ビットのＬＬＲを用いて復号を行う。その後、受信装置ｂ２は動作を終了する。
　　このように、本実施形態によれば、パス抽出部は、伝搬路適合度を向上させるパスを１つずつ抽出することで、不要なパスが抽出されることを防ぐことができる。このため、伝搬路推定精度が向上し、精度の向上した伝搬路推定値を用いることで、ＭＩＭＯ分離の精度を改善することができる。
　なお、上記第２の実施形態の説明では、式（３６）のように全ての送信アンテナからのテストＣＩＲ推定値を用いて伝搬路適合度を算出しているが、１つであってもよい。図４の通り、ｎ'Ｔ＝１、２の方がパイロットシンボル数が多いため、それらのいずれかを用いればパス抽出精度を向上させることができる。
　なお、上記第２の実施形態の説明では、パス決定部ｂ２０５－ｎＲ－７が１つの繰り返し処理で決定するパス数は１つとしたが、それより多くてもよく、例えば、３の場合は、伝搬路適合度の大きい順に３つのパスを抽出する。なお、その際は、３つのパスを追加した場合の伝搬路適合度を算出し、その伝搬路適合度を「１つ前の伝搬路適合度（channel_match_prev）」に保存する。
　なお、上記第２の実施形態において、図１６のように受信装置ｂ２がパス抽出部ｂ２０５－ｎＲをＮＲ個備える場合について説明したが、１つであってもよい。その場合、１つのパス抽出部で抽出したパス情報を伝搬路推定部ｂ１０６－ｎＲのうち全てで共有する。
　（第３の実施形態）
　以下、図面を参照しながら本発明の第３の実施形態について詳しく説明する。第１の実施形態では、送信装置ａ１が第１のパイロットシンボルと第２のパイロットシンボルを周波数領域にマッピングして送信し、受信装置ｂ１が、第１のパイロットシンボルを用い、得られる仮ＣＩＲ推定値のうち、電力の高い順に所定の個数のパスを抽出する。また、第２のパイロットシンボルと得られるパス情報を用いて第２のＣＦＲ推定値を算出する。本実施形態では、得られるパス情報から連続的なＰＤＰを設定し、ＰＤＰから算出できる周波数相関を用いて第２のＣＦＲ推定値を算出する場合について説明する。
　本実施形態に係る送信装置ａ３の構成は、第１の実施形態に係る送信装置ａ１と同じため、説明を省略する。
　図１９は、本実施形態に係る受信装置ｂ３の構成を示す概略ブロック図である。図１９の受信装置ｂ３と、図７の受信装置ｂ１とを比較すると、パス抽出部ｂ１０５－ｎＲの代わりに区間設定部ｂ３０５－ｎＲを備え、伝搬路推定部ｂ３０６－ｎＲが異なる。しかし、その他の機能（受信部ｂ１０１－ｎＲ、ＧＩ除去部ｂ１０２－ｎＲ、ＦＦＴ部ｂ１０３－ｎＲ、デマッピング部ｂ１０４－ｎＲ、ＭＩＭＯ分離部ｂ１０７、復号部ｂ１０８）が持つ動作は、受信装置ｂ１と同じである。第１の実施形態と同じ動作の説明は省略する。
　図２０は、区間設定部ｂ３０５－ｎＲの構成を示す概略ブロック図である。図２０の区間設定部ｂ３０５－ｎＲと、図８のパス抽出部ｂ１０５－ｎＲとを比較すると、パス位置抽出部ｂ１０５－ｎＲ－４－ｎ'Ｔとパス統合部ｂ１０５－ｎＲ－５を備えず、パス・区間変換部ｂ３０５－ｎＲ－４－ｎ'Ｔと周波数相関算出部ｂ３０５－ｎＲ－５を備える。しかし、その他の機能（分離部ｂ１０５－ｎＲ－１、仮ＣＦＲ推定部ｂ１０５－ｎＲ－２－ｎ'Ｔ、ＩＦＦＴ部ｂ１０５－ｎＲ－３－ｎ'Ｔ）が持つ動作は、受信装置ｂ１と同じである。第１の実施形態と同じ動作の説明は省略する。
　パス・区間変換部ｂ３０５－ｎＲ－４－ｎ'Ｔは、ＩＦＦＴ部ｂ１０５－ｎＲ－３－ｎ'Ｔから入力される仮ＣＩＲ推定値を、連続値のＰＤＰに変換する。具体的には、仮ＣＩＲ推定値が図１３のようになったとすると、図２１のように変換する。例えば、区間２１０１はパス１３０１から変換されており、パス１３０１の電力をａとすると、区間２１０１の高さをａ／Δｔとし、区間２１０１の横幅はΔｔとなる。このようにして得られるＰＤＰを、周波数相関算出部ｂ３０５－ｎＲ－５へ出力する。
　周波数相関算出部ｂ３０５－ｎＲ－５は、まず、パス・変換部ｂ３０５－ｎＲ－４－ｎ'Ｔから入力されるＰＤＰを平均する。その後、平均されたＰＤＰから周波数相関を算出し、伝搬路推定部ｂ３０６－ｎＲへ出力する。周波数相関の算出方法の詳細は後述する。
　図２２は、伝搬路推定部ｂ３０６－ｎＲの構成を示す概略ブロック図である。図２２の伝搬路推定部ｂ３０６－ｎＲと、図９の伝搬路推定部ｂ１０６－ｎＲとを比較すると、第１のＣＦＲ推定部ｂ１０６－ｎＲ－１の動作は同じであるため、説明は省略する。
　第２のＣＦＲ推定部ｂ３０６－ｎＲ－２－ｕは、第１のＣＦＲ推定部ｂ１０６－ｎＲ－１から入力される第１のＣＦＲ推定値と、周波数相関算出部ｂ３０５－ｎＲ－５から入力される周波数相関の値から第２のＣＦＲ推定値を算出し、ＭＩＭＯ分離部ｂ１０７へ出力する。
　＜動作原理について＞
　第１の実施形態の説明と同様に、まず第２のＣＦＲ推定値の算出方法を説明し、その中で必要となる周波数相関の算出方法を説明する。
　第１の実施形態では式（３１）で算出されていた第２のＣＦＲ推定ベクトルＨ''ｖ，ｎＲ，ｕは次式（３７）～（３９）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　ここで、Ｈ'ｖ，ｎＲ，ｕは第１の実施形態と同様に第１のＣＦＲ推定値であり、ρｎ，ｍはサブキャリアｎとｍ間の周波数相関である。横軸を遅延時間τとするＰＤＰをＣ（τ）とすると、ρｎ，ｍは次式（４０）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
 　ρｎ，ｍは区間設定部より入力される。
　次に、式（４０）の算出方法を説明する。図２１で説明した通り、本実施形態では、図１３のように、仮ＣＩＲ推定値を算出して、それから図２１のようなＰＤＰに変換する。これをＣ（τ）とすることで、式（４０）の計算を行う。
　＜受信装置ｂ３の動作について＞
　図２３は、本実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。なお、この図が示す動作は、図１９の受信部ｂ１０１－ｎＲが受信信号をＧＩ除去部ｂ１０２－ｎＲに出力した後の処理である。
　（ステップＳ３０１）ＧＩ除去部ｂ１０２－ｎＲは、受信信号からＧＩを除去する。その後、ステップＳ３０２へ進む。
　（ステップＳ３０２）ＦＦＴ部ｂ１０３－ｎＲは、ステップＳ３０１で得られる信号に対して時間周波数変換を行う。デマッピング部ｂ１０４－ｎＲは、得られる周波数領域の信号から、データ、第１のパイロットシンボル、第２のパイロットシンボルそれぞれが送信されたリソースエレメントの受信信号を分離する。データが送信されたリソースエレメントの受信信号をＭＩＭＯ分離部ｂ１０７へ、第１のパイロットシンボルが送信されたリソースエレメントの受信信号を区間設定部ｂ３０５－ｎＲへ、第２のパイロットシンボルが送信されたリソースエレメントの受信信号を伝搬路推定部ｂ３０６－ｎＲへ出力する。また、区間設定部ｂ３０５－ｎＲの分離部ｂ１０５－ｎＲ－１は、第１のパイロットシンボルが送信されたリソースエレメントの受信信号を送信アンテナ毎に分離する。その後、ステップＳ３０３へ進む。
　（ステップＳ３０３）仮ＣＦＲ推定部ｂ１０５－ｎＲ－２－ｎ'Ｔは、第１のパイロットシンボルが送信されたリソースエレメントにおける仮ＣＦＲ推定値を送信アンテナ毎に算出する。その後、ステップＳ３０４へ進む。
　（ステップＳ３０４）ＩＦＦＴ部ｂ１０５－ｎＲ－３－ｎ'Ｔは、ステップＳ３０３で得られる仮ＣＦＲ推定値に周波数時間変換を行い、仮ＣＩＲ推定値に変換する。その後、ステップＳ３０５へ進む。
　（ステップＳ３０５）周波数相関算出部ｂ３０５－ｎＲ－５は、ステップＳ３０４で得られる仮ＣＩＲ推定値をＰＤＰに変換し、変換したＰＤＰから周波数相関を算出する。その後、ステップＳ３０６へ進む。
　（ステップＳ３０６）伝搬路推定部ｂ３０６－ｎＲの第１のＣＦＲ推定部ｂ１０６－ｎＲ－１は、ステップＳ３０２で得られる第２のパイロットシンボルが送信されたリソースエレメントの受信信号を用いて、第１のＣＦＲ推定値を算出する。その後、ステップＳ３０７へ進む。
　（ステップＳ３０７）第２のＣＦＲ推定部ｂ３０６－ｎＲ－２－ｕは、ステップＳ３０５で得られる周波数相関と、ステップＳ３０６で得られる第１のＣＦＲ推定値を用いて、第２のＣＦＲ推定値を算出する。その後、ステップＳ３０８へ進む。
　（ステップＳ３０８）ＭＩＭＯ分離部ｂ１０７は、ステップＳ３０２で得られるデータが送信されたリソースエレメントの受信信号と、ステップＳ３０７で得られる第２のＣＦＲ推定値を用いてＭＩＭＯ分離を行い、符号化ビットのＬＬＲを算出する。その後、ステップＳ３０９へ進む。
　（ステップＳ３０９）復号部ｂ１０８は、ステップＳ３０８で得られる符号化ビットのＬＬＲを用いて復号を行う。その後、受信装置ｂ３は動作を終了する。
　このように、本実施形態によれば、ＰＤＰ設定部は、第１のパイロットシンボルを用いて仮ＣＩＲ推定値を算出し、算出した仮ＣＩＲ推定値をＰＤＰに変換し、変換したＰＤＰから周波数相関を算出する。また、第２のパイロットシンボルを用いて第１のＣＦＲ推定値を算出する。これらの周波数相関と、第１のＣＦＲ推定値を用いて、第２のＣＦＲ推定値を算出する。第１のパイロットシンボルが挿入される帯域の方が広帯域である場合等にこの技術を用いることで周波数相関算出精度が向上し、精度の向上した周波数相関を用いて第２のＣＦＲ推定値を算出することで、伝搬路推定精度が向上する。精度の向上した伝搬路推定値を用いることで、ＭＩＭＯ分離の精度を改善することができる。
　なお、上記第３の実施形態の説明では、図２０の通り、周波数相関算出部ｂ３０５－ｎＲ－５は、パス・区間変換部ｂ３０５－ｎＲ－４－ｎ'Ｔから入力されるＮ'Ｔ通りのＰＤＰを平均してから周波数相関を算出するが、１つだけを用いてもよい。図４の通り、ｎ'Ｔ＝１、２のパイロットシンボルの数が多いので、ｎ'Ｔ＝１、２のいずれか１つを用いることで、周波数相関算出精度を向上させることができる。
　なお、上記第３の実施形態において、第１の実施形態あるいは第２の実施形態のパス抽出を行なって、パス数を削減してからＰＤＰに変換してもよい。
　なお、上記第１～第３の実施形態の説明では、ＭＩＭＯ分離を行うことを前提としているが、ＭＩＭＯでなくともよい。ＭＩＭＯではない場合は、推定した第２のＣＦＲ推定値を伝搬路補償に用いる。
　なお、上述した実施形態における送信装置ａ１及び受信装置ｂ１～ｂ３の一部、例えば、パス抽出部ｂ１０５－ｎＲ、伝搬路推定部ｂ１０６－ｎＲをコンピュータで実現するようにしても良い。その場合、この制御機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現しても良い。
　なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、送信装置ａ１又は受信装置ｂ１～ｂ３に内蔵されたコンピュータシステムであって、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。さらに、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ－ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでも良い。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。
　また、上述した実施形態における送信装置ａ１及び受信装置ｂ１～ｂ３の一部、または全部を、ＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ　Ｓｃａｌｅ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）等の集積回路として実現しても良い。送信装置ａ１及び受信装置ｂ１～ｂ３の各機能ブロックは個別にプロセッサ化してもよいし、一部、または全部を集積してプロセッサ化しても良い。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限らず専用回路、または汎用プロセッサで実現しても良い。また、半導体技術の進歩によりＬＳＩに代替する集積回路化の技術が出現した場合、当該技術による集積回路を用いても良い。
　以上、図面を参照してこの発明の一実施形態について詳しく説明してきたが、具体的な構成は上述のものに限られることはなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲内において様々な設計変更等をすることが可能である。
ａ１　送信装置
ａ１-１～ａ１－ＮＴ　送信アンテナ
ｂ１～ｂ３，１０１，１０２，１０３　受信装置
ｂ１－１～ｂ１－ＮＲ　受信アンテナ
ｂ１０１－１～ｂ１０１－ＮＲ　受信部
ｂ１０２－１～ｂ１０２－ＮＲ　ＧＩ除去部
ｂ１０３－１～ｂ１０３－ＮＲ　ＦＦＴ部
ｂ１０４－１～ｂ１０４－ＮＲ　デマッピング部
ｂ１０５－１～ｂ１０５－ＮＲ　パス抽出部
ｂ１０６－１～ｂ１０６－ＮＲ　伝搬路推定部
ｂ１０７　ＭＩＭＯ分離部
ｂ１０８　復号部
ｂ１０５－ｎＲ－１　分離部
ｂ１０５－ｎＲ－２－１～ｂ１０５－ｎＲ－２－Ｎ’Ｔ　仮ＣＦＲ推定部
ｂ１０５－ｎＲ－３－１～ｂ１０５－ｎＲ－３－Ｎ’Ｔ　ＩＦＦＴ部
ｂ１０５－ｎＲ－４－１～ｂ１０５－ｎＲ－４－Ｎ’Ｔ　パス位置抽出部
ｂ１０５－ｎＲ－５　パス位置統合部
ｂ１０６－ｎＲ－１　第１のＣＦＲ推定部
ｂ１０６－ｎＲ－２－１～ｂ１０６－ｎＲ－２－ＵＭＡＸ　ＣＩＲ推定部
ｂ１０６－ｎＲ－３－１～ｂ１０６－ｎＲ－３－ＵＭＡＸ　第２のＣＦＲ推定部
ｂ２０５－１～ｂ２０５－ＮＲ　パス抽出部
ｂ２０５－ｎＲ－３　テストＣＩＲ推定部
ｂ２０５－ｎＲ－４　伝搬路適合度算出部
ｂ２０５－ｎＲ－５　不要候補パス除去部
ｂ２０５－ｎＲ－６　判断部
ｂ２０５－ｎＲ－７　パス決定部
ｂ３０５－１～ｂ３０５－ＮＲ　区間設定部
ｂ３０６－１～ｂ３０６－ＮＲ　伝搬路推定部
ｂ３０５－ｎＲ－４－１～ｂ３０５－ｎＲ－２－Ｎ’Ｔ　パス・区間変換部
ｂ３０５－ｎＲ－５　周波数相関算出部
ｂ３０６－ｎＲ－２－１～ｂ３０６－ｎＲ－２－ＵＭＡＸ　第２のＣＦＲ推定部

Claims (14)

  1. 　復調に用いるパイロットシンボルである第２のパイロットシンボルと、前記第２のパイロットシンボルと異なるパイロットシンボルである第１のパイロットシンボルとを受信し、
    　前記第１のパイロットシンボルを用いて電力遅延プロファイルを得る電力遅延プロファイル設定部と、
    　前記電力遅延プロファイルと前記第２のパイロットシンボルとを用いて前記伝搬路推定を行う伝搬路推定部と、
    　を備えることを特徴とする受信装置。
  2. 　前記第１のパイロットシンボルと前記第２のパイロットシンボルは異なるリソースに配置されていることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
  3. 　前記第１のパイロットシンボルと前記第２のパイロットシンボルは、空間方向の多重方法が異なることを特徴とする請求項１または２に記載の受信装置。
  4. 　前記第１のパイロットシンボルと前記第２のパイロットシンボルは、配置される帯域幅が異なることを特徴とする請求項１～３に記載の受信装置。
  5. 　前記第１のパイロットシンボルよりも前記第２のパイロットシンボルの方が配置される帯域幅が狭いことを特徴とする請求項１～４に記載の受信装置。
  6. 　前記第２のパイロットシンボルにデータ信号と同じプリコーディングがかかっていることを特徴とする請求項１～５に記載の受信装置。
  7. 　前記電力遅延プロファイル設定部は、
    　有効なパスを抽出してパス情報を生成するパス抽出部として動作し、
    　前記伝搬路推定部は、
    　前記第２のパイロットシンボルを用いて、前記第２のパイロットシンボルが送信されるサブキャリアにおける周波数応答である第１の周波数応答を推定する第１の周波数応答推定部と、
    前記パス情報と前記第１の周波数応答を用いて、チャネルインパルス応答を推定するチャネルインパルス応答推定部と、
    を備えることを特徴とする請求項１～６に記載の受信装置。
  8. 　前記パス抽出部は、
    　第１のパイロットシンボルを用いて、電力遅延プロファイル測定用の周波数応答である仮周波数応答を推定する仮周波数応答推定部と、
    　前記仮周波数応答を仮チャネルインパルス応答に変換する周波数時間変換部と、
    　前記仮チャネルインパルス応答のうち、電力の高い順に所定の数のパスを抽出するパス位置抽出部と、
    を備えることを特徴とする請求項７に記載の受信装置。
  9. 　前記パス抽出部は、
    　選択したパスに候補パスを追加してテストチャネルインパルス応答を推定し、
    　前記テストチャネルインパルス応答の伝搬路適合度を算出し、
    　前記候補パスのうち、追加前の伝搬路適合度を下回るものを削除し、
    　削除されなかった前記伝搬路適合度のうち、大きい順に所定の数のものを選択し、それらに対応する候補パスを新たな選択パスとして選択する一連の処理を、候補パスの個数が所定の数を下回るまで繰り返す、
    ことを特徴とする請求項７に記載の受信装置。
  10. 　前記パス抽出部は、
    　前記伝搬路適合度として、前記仮周波数応答と前記候補パスを追加した場合の伝搬路推定値の誤差の評価値と、抽出したパス数が多くなることへのペナルティとの和を用いる、ことを特徴とする請求項９に記載の受信装置。
  11. 　前記伝搬路推定部は、
    　前記チャネルインパルス応答推定部が出力するチャネルインパルス応答に時間周波数変換を行い、復調用の周波数応答である第２の周波数応答に変換する、
    ことを特徴とする請求項７～１０に記載の受信装置。
  12. 　前記電力遅延プロファイル設定部は、
    　前記仮周波数応答推定部と、前記周波数時間変換部と、
    　前記周波数時間変換部が出力する前記仮チャネルインパルス応答の電力を算出し、その電力を電力遅延プロファイルに変換し、周波数相関を算出するパス・区間変換部を備える区間抽出部として動作し、
    　前記伝搬路推定部は、
    　前記第１の周波数応答と、前記周波数相関を用いて、復調用の周波数応答である第２の周波数応答を算出する、
    ことを特徴とする請求項７に記載の受信装置。
  13. 　復調に用いるパイロットシンボルである第２のパイロットシンボルと、前記第２のパイロットシンボルと異なるパイロットシンボルである第１のパイロットシンボルとを受信し、
    　前記第１のパイロットシンボルを用いて電力遅延プロファイルを得る電力遅延プロファイル設定過程と、
    　前記電力遅延プロファイルと前記第２のパイロットシンボルとを用いて前記伝搬路推定を行う伝搬路推定過程と、
    　を備えることを特徴とする受信方法。
  14. 　請求項１３に記載の受信方法をコンピュータに実行させるための受信プログラム。
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