JP2008109815A

JP2008109815A - 高周波電源装置

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Publication number: JP2008109815A
Application number: JP2006291989A
Authority: JP
Inventors: Daisuke Matsuno; 大輔松野
Original assignee: Daihen Corp
Current assignee: Daihen Corp
Priority date: 2006-10-27
Filing date: 2006-10-27
Publication date: 2008-05-08
Anticipated expiration: 2026-10-27
Also published as: JP4823851B2

Abstract

【課題】高周波電源装置の周波数制御を行うために必要な電圧と電流との位相差が、高調波成分の影響で、精度良く算出できなかった。
【解決手段】本発明の高周波電源装置は、指令周波数と同一の周波数を有する２つの基本波を生成する信号発生部１５と、信号発生部１５の出力信号の１つに基づいて、スイッチングを行うスイッチ部１２と、放電負荷に供給される高周波電流を検出する電流検出部１３と、信号発生部１５の出力信号と電流検出部１３の出力信号とに基づいて、上記電圧と電流との位相差に相当する位相差θ₁を算出する位相差検出部１４と、位相差検出部１４の出力に基づいて指令周波数を算出する周波数制御部１６とを備える。この構成によって、高調波成分の影響を排除して、精度良く位相差θ₁を算出することができる。そのため、高周波電源装置の周波数制御を精度良く行うことができ、ひいては、スイッチング効率の低下を抑制することができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、例えばエキシマランプ、プラズマ放電を利用するスパッタリング装置、エッチング装置、又はＣＤＶ装置等といった放電負荷に対して高周波電力を供給する高周波電源装置に関するものである。

従来、例えば半導体やフラットパネルディスプレイ等が製造されるときのプロセスの一つとしてプラズマプロセスがある。プラズマプロセスでは、製造後のウェハの表面に付着している塵やごみ等の有機物を除去する目的で例えばエキシマランプといった放電負荷が用いられることがある。

エキシマランプは、通常、それに対して設けられる高周波電源装置から供給される高周波電力によって放電されるものである。エキシマランプは、高周波電源装置から供給される高周波電力によって、所定の波長（例えば１７２ｎｍ）を中心とする紫外光を発する。

図４は、特許文献１に示された従来の高周波電源装置の構成を示す図である。この特許文献１では、放電負荷が誘電体バリアランプと呼称されているが、上記エキシマランプと同義である。

特開平８−３１５８５号

この高周波電源装置は、直流電源部４１と、直流電源部４１からの直流電圧Ｖｓをスイッチングして交流電圧に変換するためのスイッチングインバータ部４２と、一次巻線４３と二次巻線４４とを有するトランス４５とを有している。トランス４５では、スイッチングインバータ部４２から出力される交流電圧を、一次巻線４３に対する二次巻線４４の巻線比に基づいて増大させる。

トランス４５の二次巻線４４には、共振用コイル４６と共振用コンデンサ４７とが接続されている。共振用コイル４６と共振用コンデンサ４７はＬＣ共振回路を構成し、共振用コンデンサ４７の両端に交流高電圧を発生させる。この交流高電圧が放電負荷としての誘電体バリアランプ４８の電極４９，５０に供給されると、誘電体バリアランプ４８が放電される。その際、電圧位相検出器５１と電流位相検出器５２とでは、トランス４５の一次巻線４３の両端における電圧Ｖｐの位相と、一次巻線４３に流れる電流Ｉｐの位相とがそれぞれ検出される。

電圧位相検出器５１から出力される電圧位相信号は、遅延回路５３を介して位相比較器５４に入力される。電流位相検出器５２から出力される電流位相信号は、直接的に位相比較器５４に入力される。位相比較器５４では、上記二つの信号が比較され、上記二つの信号の位相差を表す信号がローパスフィルタ５５に出力される。位相比較器５４の出力は、ローパスフィルタ５５を介して周波数可変発振器５６に入力される。周波数可変発振器５６では、位相比較器５４の出力信号の大小に対応して周波数の高低が変化された発振信号が生成される。そして、スイッチング素子駆動回路５７では、周波数可変発振器５６の出力信号にしたがってスイッチングインバータ部４２がスイッチング駆動される。

すなわち、従来の高周波電源装置では、スイッチングインバータ部４２のスイッチング周波数が、位相比較器５４から出力される位相差に基づいてフィードバックされて決定される。例えば電圧位相に対して電流位相が遅れている場合には、スイッチング周波数が下がる方向に変化し、逆に電圧位相に対して電流位相が進んでいる場合には、スイッチング周波数が上がる方向に変化するように、スイッチング周波数が決定される。

ところが、上記従来の高周波電源装置では、誘電体バリアランプ４８において放電が生じると、電流位相検出器５２に流れる電流Ｉｐには、高周波電力の数次高調波が含まれるようになる。電流位相検出器５２に流れる電流Ｉｐに数次高調波が含まれと、その波形は歪むことになり、周波数可変発振器５６では、電流位相信号と電圧位相信号との位相差を正確に検出することが困難になる。その結果、スイッチングインバータ部４２のスイッチング周波数を精度高く制御することができなくなり、スイッチング効率が低下するといった問題点があった。

本発明は、上記した事情のもとで考え出されたものであって、スイッチング周波数の制御を高精度に行うことのできる高周波電源装置を提供することを、その課題とする。

上記の課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明の第１の側面によって提供される高周波電源装置は、高周波電流を放電負荷に供給する高周波電源装置であって、指令値として入力される指令周波数と同一の周波数を有する基本波としての２つのディジタル信号を生成する基本波生成手段と、前記基本波生成手段によって生成されるディジタル信号の１つに基づいて、指令周波数と同一の周波数でスイッチングを行い、直流電圧を交流電圧に変換して出力することによって、前記放電負荷に供給される高周波電流の発生源となるスイッチ手段と、前記放電負荷に供給される高周波電流あるいは前記放電負荷に供給される高周波電流に相当する高周波電流を検出し、検出された高周波電流をディジタル信号に変換して出力する電流検出手段と、前記基本波生成手段によって生成されるディジタル信号又はこの信号に遅延時間補正を行ったディジタル信号と、前記電流検出手段から出力されるディジタル信号との位相差を算出し、算出された位相差と予め定める目標位相差設定値との差分を算出する差分算出手段と、前記差分算出手段によって算出された、前記位相差と前記目標位相差設定値との差分に基づいて指令周波数を算出し、算出した指令周波数を前記基本波生成手段の指令値として出力する周波数制御手段と、を備えることを特徴としている（請求項１）。

本発明によれば、基本波生成手段によって生成される２つのディジタル信号と電流検出手段によって検出された高周波電流とを用いて位相差を算出している。そして、この位相差に基づいて、高周波電源装置のスイッチ手段におけるスイッチング周波数を制御している。本発明では、この位相差を算出する過程において、高調波成分の影響を排除して、精度良く位相差を算出することができる。そのため、高周波電源装置の周波数制御を精度良く行うことができ、ひいては、スイッチング効率の低下を抑制することができる。また、算出された位相差は、スイッチ手段の出力電圧と高周波電流との位相差に相当するものである。すなわち、実際には、スイッチ手段の出力電圧を直接検出していないが、基本波生成手段の出力信号をスイッチ手段の出力電圧の代用とすることができるので、スイッチ手段の出力電圧を検出するための検出器を不要とすることができる。

好ましい実施の形態によれば、前記基本波生成手段は、前記指令周波数と同一の周波数を有する基本波としての正弦波ディジタル信号を生成する正弦波生成部と、前記指令周波数と同一の周波数を有する基本波としての余弦波ディジタル信号を生成する余弦波生成部と、によって構成され、前記差分算出手段は、前記正弦波生成部によって生成された正弦波ディジタル信号又はこの信号に遅延時間補正を行ったディジタル信号と、前記電流検出手段から出力されるディジタル信号とを乗算する第１乗算部と、前記余弦波生成部によって生成された余弦波ディジタル信号又はこの信号に遅延時間補正を行ったディジタル信号と、前記電流検出手段から出力されるディジタル信号とを乗算する第２乗算部と、前記第１乗算部の出力のうち所定の成分のみを通過させる第１フィルタ部と、前記第２乗算部の出力のうち所定の成分のみを通過させる第２フィルタ部と、前記第１フィルタ部の出力と前記第２フィルタ部の出力とに基づいて、前記基本波生成手段によって生成された正弦波ディジタル信号又はこの信号に遅延時間補正を行ったディジタル信号と、前記電流検出手段から出力されるディジタル信号との位相差を算出する位相差算出部と、前記位相算出部の出力と予め定める目標位相差設定値との差分を算出する差分算出部と、によって構成されているとよい（請求項２）。

好ましい実施の形態によれば、前記正弦波生成部と前記第１乗算部との間、及び前記余弦波生成部と前記第２乗算部との間には、前記電流検出手段における遅延時間を補正可能にするための遅延時間補正手段が介装されているとよい（請求項３）。

本発明のその他の特徴及び利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

以下、本発明の好ましい実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。

図１は、本発明に係る高周波電源装置の概略構成を示す図である。この高周波電源装置１は、例えばエキシマランプ２といった放電負荷に対して高周波電力を供給する装置である。エキシマランプ２は、例えば被照射体としての半導体ウェハ（図略）の表面の塵やごみ等の有機物を除去するために、被照射体に対して紫外光を照射するものである。高周波電源装置１及びエキシマランプ２は、半導体やフラットパネルディスプレイ等が製造されるプラズマプロセスに組み込まれて用いられる。

エキシマランプ２は、高周波電源装置１から供給される高周波電力に基づいて放電し、一定波長の紫外光を被照射体に対して照射するものである。エキシマランプ２から例えば波長１７２ｎｍの紫外光が発せられると、空気中の酸素に吸収されてオゾンが発生されるとともに、励起酸素原子が生成される。また、波長１７２ｎｍの紫外光は、有機物の分子結合を切断し、切断された分子に励起酸素原子が反応して、分子は二酸化炭素や水のような気体になって飛散する。この原理により、被照射体の表面に付着した有機物が除去され、被照射体は洗浄される。

高周波電源装置１は、直流電源部１１、スイッチ部１２、電流検出部１３、トランスＴ、リアクトルＬ、位相差検出部１４、信号発生部１５、周波数制御部１６、及びＦＥＴ駆動部１７によって構成されている。高周波電源装置１には、放電負荷としてのエキシマランプ２が接続されている。なお、図１は、高周波電源装置１についてエキシマランプ２に供給する高周波電力の生成に関する部分を示すものであり、図１に示す構成が高周波電源装置１の全ての構成を示すものではない。

直流電源部１１は、図２に示すように、直流電圧Ｖｄｃを出力する直流電源１８を有し、直流電圧Ｖｄｃをスイッチ部１２に対し供給するものである。

スイッチ部１２は、いわゆるフルブリッジ方式として構成され、図２に示すように、例えばＦＥＴ（電界効果トランジスタ）といった半導体素子からなる第１ないし第４スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４を備えている。第１ないし第４スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４には、逆電流防止用のダイオードＤ１〜Ｄ４がそれぞれ並列接続されている。スイッチ部１２は、ＦＥＴ駆動部１７からの第１及び第２制御信号Ｖ１，Ｖ２に基づいて、第１ないし第４スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４をオン、オフ動作（スイッチング動作）させることにより、一定周期でオン、オフが繰り返される矩形波信号を出力する。なお、スイッチ部１２の構成は、フルブリッジ方式に代えて、ハーフブリッジ方式が採用されてもよい。また、スイッチ部１２は、本発明の「スイッチ手段」として機能する。

より具体的には、第１及び第４スイッチ素子Ｓ１，Ｓ４は、ＦＥＴ駆動部１７からの第１制御信号Ｖ１によって同時にオン、オフ動作し、第２及び第３スイッチ素子Ｓ２，Ｓ３は、ＦＥＴ駆動部１７からの第２制御信号Ｖ２によって同時にオン、オフ動作する。第１制御信号Ｖ１及び第２制御信号Ｖ２は、交互にオン、オフ動作する信号であるため、第１及び第４スイッチ素子Ｓ１，Ｓ４と第２及び第３スイッチ素子Ｓ２，Ｓ３とは、交互にオン、オフ動作される。第１及び第４スイッチ素子Ｓ１，Ｓ４並びに第２及び第３スイッチ素子Ｓ２，Ｓ３が交互にオン、オフ動作されることにより、直流電源部１１からの直流電圧Ｖｄｃが、スイッチ部１２の出力端子から矩形波状の交流電圧Ｖｉｎｖに変換されて出力される。

この矩形波状の交流電圧Ｖｉｎｖが、後述するように共振回路によって正弦波状に変換されて高周波電源装置１から出力される。そして、エキシマランプ２に高周波電流が供給される。したがって、スイッチ部１２は、負荷に供給される高周波電流の発生源と言える。また、第１及び第２制御信号Ｖ１，Ｖ２によって定まるスイッチ部１２におけるスイッチング周波数は、例えば、２ＭＨｚである。しかし、この周波数に限定されるものではなく、一般的に高周波とされる数百ｋＨｚ以上の周波数に適用できる。したがって、スイッチ部１２から出力される交流電圧Ｖｉｎｖは、高周波領域の電圧である。そのため、以降では、交流電圧Ｖｉｎｖを高周波電圧Ｖｉｎｖとして表す。

なお、スイッチ部１２の第１ないし第４スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４が例えばＭＯＳＦＥＴによって構成されている場合、第１ないし第４スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４に並列接続されたダイオードＤ１〜Ｄ４に代えて、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードを用いるようにしてもよい。

トランスＴは、スイッチ部１２とエキシマランプ２とを電気的に絶縁するとともに、スイッチ部１２におけるインピーダンスとエキシマランプ２におけるインピーダンスとの変換を行うものである。トランスＴは、その一次巻線側がスイッチ部１２に接続され、二次巻線側がエキシマランプ２に接続されている。

リアクトルＬは、トランスＴの二次巻線側とエキシマランプ２との間に介装されている。リアクトルＬは、エキシマランプ２に含まれる容量成分（コンデンサ成分）とともに共振回路を構成するためのものであり、この共振回路によって、スイッチ部１２から出力される矩形波状の信号は正弦波状（又は余弦波状）の信号に変換される。なお、リアクトルＬはインダクタンスとして構成されてもよい。

電流検出部１３は、スイッチ部１２から出力される高周波電圧Ｖｉｎｖに基づく、トランスＴの一次巻線側を流れる高周波電流Ｉｉｎｖを検出するものである。電流検出部１３は、例えばカレントトランスによって構成されるとともに、図示しないＡＤコンバータを備えており、検出した高周波電流ＩｉｎｖをＡＤコンバータによってアナログ−ディジタル変換する。なお、電流検出部１３は、本発明の「電流検出手段」として機能するものである。また、トランスＴの一次巻線側を流れる高周波電流Ｉｉｎｖは、エキシマランプ２に供給される高周波電流に相当する高周波電流であると見なす。

位相差検出部１４は、電流検出部１３で検出されディジタル信号に変換された高周波電流Ｉｉｎｖと、後述する信号発生部１５から出力される正弦波状の基本波（正弦波ディジタル信号）及び余弦波状の基本波（余弦波ディジタル信号）とを入力し、これらの信号に基づいて、正弦波状の基本波又はこの信号に遅延時間補正を行った信号と、電流検出部１３から出力される信号との位相差θ₁を算出するものである。遅延時間補正については後述する。位相差検出部１４には、予め定める目標位相差である目標位相差設定値が入力され、位相差検出部１４は、後段の周波数制御部１６に対して、算出した位相差θ₁と目標位相差設定値との差分を出力する。なお、位相差検出部１４は、本発明の「差分算出手段」として機能する。

周波数制御部１６は、位相差検出部１４からの出力である、目標位相差設定値と位相差θ₁との差分に基づいて、信号発生部１５で生成される基本波の周波数を定める指令周波数を算出し、算出した指令周波数を信号発生部１５の指令値として出力するものである。この指令周波数によって、信号発生部１５で生成される基本波の周波数が制御される。より具体的には、周波数制御部１６から出力する指令周波数によって、信号発生部１５から出力される正弦波状の基本波の周波数及び余弦波状の基本波の周波数がそれぞれ制御される。例えば、正弦波状の基本波の位相に対して高周波電流の位相が遅れている場合には、指令周波数が下がる方向に変化し、逆に正弦波状の基本波の位相に対して高周波電流の位相が進んでいる場合には、指令周波数が上がる方向に変化するように、指令周波数が決定される。なお、周波数制御部１６には、初期周波数として所定の値が入力される。高周波電源装置１への電源投入時には、この初期周波数に基づく指令周波数の値が信号発生部１５に出力される。周波数制御部１６は、本発明の「周波数制御手段」として機能する。

信号発生部１５は、一定の範囲内で変化可能な所定の周波数を有する信号（基本波）をディジタル信号で正確に出力できるものであり、高精度の正弦波状の基本波及び余弦波状の基本波をディジタル信号で出力する。信号発生部１５から出力された正弦波状の基本波及び余弦波状の基本波は、位相差検出部１４に出力される。それとともに、正弦波状の基本波が、ＦＥＴ駆動部１７に入力される。また、正弦波状の基本波は、本発明の正弦波ディジタル信号に、余弦波状の基本波は、本発明の余弦波ディジタル信号にそれぞれ相当する。すなわち、本発明の基本波生成手段として機能する信号発生部１５では、基本波としての２つのディジタル信号が生成され、このうちの１つに基づいて、スイッチ部１２においてスイッチングが行われる。

より具体的には、信号発生部１５は、周波数制御部１６から出力される指令周波数の値に基づいて、その周波数を有する基本波を出力する。ここで、この基本波を数式で表すと、例えば「ｓｉｎ（２πｆｔ）（ｆは周波数を示す）」及び「ｃｏｓ（２πｆｔ）」であり、これら基本波はそれぞれ位相差検出部１４に出力される。これらの基本波のうち、正弦波状信号「ｓｉｎ（２πｆｔ）」は、ＦＥＴ駆動部１７に出力される。なお、信号発生部１５は、本発明の「基本波生成手段」として機能するものである。

この高周波電源装置１では、エキシマランプ２に供給される高周波電力に含まれる高周波電流Ｉｉｎｖと、信号発生部１５から出力されるディジタル信号としての正弦波状の基本波及び余弦波状の基本波とに基づいて、正弦波状の基本波又はこの信号に遅延時間補正を行った信号と、電流検出部１３から出力される信号との位相差θ₁を算出する。そして、その位相差θ₁の目標位相差設定値との差分を算出し、その差分に応じて、信号発生部１５から出力される基本波の周波数を制御するようにしている。この際、上述したように、信号発生部１５からはディジタル信号の正確な基本波が出力される。

ＦＥＴ駆動部１７は、信号発生部１５から出力される正弦波状の基本波に基づいて、スイッチ部１２の第１ないし第４スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４をスイッチング駆動させるための第１及び第２制御信号Ｖ１，Ｖ２を生成し、それら第１及び第２制御信号Ｖ１，Ｖ２を第１ないし第４スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４に対して出力するものである。具体的には、ＦＥＴ駆動部１７は、基本波（正弦波状信号）を正方向の信号と負方向の信号とに分離し、それぞれを正方向の矩形波信号及び負方向の矩形波信号として生成し、正方向の矩形波信号を第１制御信号Ｖ１として、負方向の矩形波信号を第２制御信号Ｖ２としてそれぞれ取り扱う。もちろん、第２制御信号Ｖ２は、必要に応じて極性を反転させ、正方向の信号としてスイッチ部１２に入力される。なお、ＦＥＴ駆動部１７は、第１及び第２制御信号Ｖ１，Ｖ２を連続して出力するように構成してもよいし、第１及び第２制御信号Ｖ１，Ｖ２を、所定の間隔を空けて出力するように構成してもよい。

ここで、スイッチ部１２から出力される高周波電圧Ｖｉｎｖの出力周波数は、ＦＥＴ駆動部１７で生成される第１及び第２制御信号Ｖ１，Ｖ２によって、すなわち、信号発生部１５からＦＥＴ駆動部１７に出力される基本波（正弦波状信号）が有する周波数によって、決定されることになる。したがって、周波数制御部１６が、スイッチ部１２から出力される高周波電圧Ｖｉｎｖの出力周波数を制御することになる。

また、上記高周波電源装置１においては、スイッチ部１２における第１ないし第４スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング損失を低減させるために、スイッチ部１２から出力される高周波電圧Ｖｉｎｖと、トランスＴの一次巻線側に流れる高周波電流Ｉｉｎｖとの位相差は、可能な限り小さいことが望ましいとされる。なお、実際には、電圧位相に対する電流位相は、若干遅れ気味になることが望ましいとされる。

すなわち、高周波電圧Ｖｉｎｖと高周波電流Ｉｉｎｖとの位相差は、電圧位相に対する電流位相が若干遅れ気味になる所定値に制御されるのが望ましい。そのために、高周波電圧Ｖｉｎｖと高周波電流Ｉｉｎｖとを検出し、両者の位相差が所定値になるように高周波電源装置１の出力周波数を制御するのであるが、本実施形態では、高周波電圧Ｖｉｎｖの検出信号に代えて、信号発生部１５の出力信号を用いている。その結果、位相差を得るために用いる電圧信号と電流信号のうち、電圧信号を高調波成分が含まれない基本波のみの信号とすることができ、後述するような演算を行うことによって位相差θ₁を算出することが可能となる。また、高周波電圧Ｖｉｎｖを検出する検出器が不要となる。

ただし、電流検出部１３の出力信号には、例えば、ＡＤコンバータ等における信号処理によって遅延時間が生じるので、単純には、信号発生部１５の出力信号と比較できない。そのため、電流検出部１３の出力信号と信号発生部１５の出力信号との時間差を調整するために、後述する遅延時間補正部２０によって、信号発生部１５の出力信号に所定の時間だけ遅延時間補正を行っている。もちろん、遅延時間が無視できるほど短い場合は、遅延時間補正部２０による遅延時間補正を行わなくてもよい。

図３は、位相差検出部１４の内部構成と位相差検出部１４の周辺構成とを示す図である。位相差検出部１４は、遅延時間補正部２０と、第１及び第２乗算器２１，２２と、第１及び第２ローパスフィルタ２３，２４と、ベクトル／位相変換部２５と、演算器２６とによって構成されている。

遅延時間補正部２０は、信号発生部１５から出力される基本波を所定時間だけ遅延させるものである。この場合、所定時間は、例えば電流検出部１３のＡＤコンバータ等における信号処理の遅延時間に相当する時間とされる。遅延時間補正部２０では、信号発生部１５から出力された、正弦波状の基本波（例えば「ｓｉｎ（２πｆｔ）」）及び余弦波状の基本波（例えば「ｃｏｓ（２πｆｔ）」）がそれぞれ所定時間遅延され、第１乗算器２１及び第２乗算器２２にそれぞれ出力される。ここで、遅延時間補正部２０で遅延され出力される基本波は、例えば下式に示す数式で表される。

数式１において、ｔｄは電流検出部１３等における遅延時間を示す。なお、遅延時間が無視できるほど短い場合は、遅延時間補正部２０による遅延時間補正を行わなくてもよい。その場合は、ｔｄ＝０にするか、遅延時間補正部２０を設けなくてもよい。

第１乗算器２１は、電流検出部１３で検出された高周波電流Ｉｉｎｖと、遅延時間補正部２０において遅延された正弦波状の基本波（ｓｉｎ[２πｆ（ｔ−ｔｄ）]）とを乗算するものである。この乗算によって、電流検出部１３で検出された高周波電流Ｉｉｎｖのうちの基本波成分が、直流と他の周波数（基本波の周波数を２倍にした周波数）とに変換される。ここで、電流検出部１３で検出された高周波電流Ｉｉｎｖは、例えば数式２で表される。

数式２において、｜Ｉｎ｜は高周波電力に含まれるｎ（ｎは奇数）次高調波の電流の振幅を示し、θｎはｎ次高調波の電圧に対する電流の位相を示すものである。

なお、第１乗算器２１の出力は、例えば数式３で表される信号となる。

また、第２乗算器２２は、電流検出部１３で検出された高周波電流Ｉｉｎｖと、遅延時間補正部２０において遅延された余弦波状の基本波（ｃｏｓ[２πｆ（ｔ−ｔｄ）]）とを乗算するものである。この乗算によって、電流検出部１３で検出された高周波電流Ｉｉｎｖのうちの基本波成分が、直流と他の周波数（基本波の周波数を２倍にした周波数）とに変換される。

なお、第２乗算器２２の出力は、例えば数式４で表される信号となる。

第１ローパスフィルタ２３は、第１乗算器２１からの出力信号のうち直流成分のみを通過させるものである。この第１ローパスフィルタ２３の出力は、例えば数式５で表される信号となる。したがって、第１ローパスフィルタ２３によって、第１乗算器２１からの出力信号における直流成分以外の成分を除去することができる。

第２ローパスフィルタ２４は、第２乗算器２２からの出力信号のうち直流成分のみを通過させるものである。この第２ローパスフィルタ２４の出力は、例えば数式６で表される信号となる。したがって、第２ローパスフィルタ２４によって、第２乗算器２２からの出力信号における直流成分以外の成分を除去することができる。

ベクトル／位相変換部２５は、第１ローパスフィルタ２３及び第２ローパスフィルタ２４の出力に基づいて、位相差θ₁を算出するものである。この場合、位相θ₁は、次式に基づいて算出される。

数式７によって算出された位相差θ₁の値は、演算器２６に出力される。

演算器２６は、予め定める目標位相差設定値を入力し、この目標位相差設定値と、ベクトル／位相変換部２５からの位相差θ₁との差分を算出するものである。演算器２６は、算出された位相差θ₁と目標位相差設定値との差分を周波数制御部１６に出力する。位相差θ₁と目標位相差設定値との差分が入力された周波数制御部１６は、その差分に基づいて信号発生部１５で生成される基本波の周波数を制御する。

なお、上記実施形態では、電流検出部１３を、スイッチ部１２とトランスＴとの間に設けた場合の説明をした。すなわち、電流検出部１３によって、スイッチ部１２の出力端近傍における高周波電流を検出する例を示した。しかし、これに限定されるものではなく、例えば、電流検出部１３を、トランスＴとエキシマランプ２との間に設けてもよい（図示略）。この場合、電流検出部１３は、放電負荷であるエキシマランプ２に供給される高周波電流を検出することになる。しかし、この場合は、電流検出部１３を、高電圧又は高電流に耐えられる構成にする必要がある。

次に、高周波電源装置１の動作を説明する。

この高周波電源装置１の電源が投入されると、周波数制御部１６では、入力された初期周波数の信号が信号発生部１５に出力される。信号発生部１５では、周波数制御部１６からの周波数信号に基づく基本波（「ｓｉｎ（２πｆｔ）」及び「ｃｏｓ（２πｆｔ）」）が生成される。信号発生部１５で生成された基本波のうち正弦波状の基本波（ｓｉｎ（２πｆｔ））は、ＦＥＴ駆動部１７に出力される。なお、ＦＥＴ駆動部１７に出力される正弦波状の基本波は、遅延時間補正部２０で遅延処理が行われる前のものである。

ＦＥＴ駆動部１７では、信号発生部１５から出力される正弦波状の基本波に基づいて、スイッチ部１２に出力する第１及び第２制御信号Ｖ１，Ｖ２が生成され、生成された第１及び第２制御信号Ｖ１，Ｖ２は、スイッチ部１２に出力される。

スイッチ部１２では、ＦＥＴ駆動部１７から出力される第１及び第２制御信号Ｖ１，Ｖ２に基づいて、第１及び第４スイッチ素子Ｓ１，Ｓ４並びに第２及び第３スイッチ素子Ｓ２，Ｓ３が交互にオン、オフ動作（スイッチング動作）される。

これにより、直流電源部１１から供給される直流電源Ｖｄｃがスイッチングされ、高周波電圧ＶｉｎｖとしてトランスＴの一次巻線側に供給される。高周波電圧Ｖｉｎｖは、トランスＴにおいて電圧変換され、高周波電力としてエキシマランプ２に供給される。このとき、高周波電圧Ｖｉｎｖは、リアクトルＬとエキシマランプ２の容量成分とによって矩形波状の信号から正弦波状の信号に変換される。

また、スイッチ部１２から高周波電圧ＶｉｎｖがトランスＴに供給されると、電流検出部１３では、高周波電流Ｉｉｎｖ（数式２参照）が検出される。電流検出部１３で検出された高周波電流Ｉｉｎｖは、アナログ−ディジタル変換された後、ディジタル信号として位相差検出部１４に出力される。

一方、信号発生部１５において生成された正弦波状の基本波「ｓｉｎ（２πｆｔ）」及び余弦波状の基本波「ｃｏｓ（２πｆｔ）」は、ともに位相差検出部１４の遅延時間補正部２０に出力され、遅延時間補正部２０において所定時間遅延される。

遅延時間補正部２０において所定時間遅延された正弦波状の基本波「ｓｉｎ[２πｆ（ｔ−ｔｄ）]」と余弦波状の基本波「ｃｏｓ[２πｆ（ｔ−ｔｄ）]」は、それぞれ第１乗算部２１及び第２乗算部２２に出力される。第１乗算部２１及び第２乗算部２２では、上記基本波が電流検出部１３においてアナログ−ディジタル変換された高周波電流Ｉｉｎｖと乗算される。

すなわち、第１乗算部２１において、遅延された正弦波状の基本波と高周波電流Ｉｉｎｖとが乗算される。第２乗算部２２において、遅延された余弦波状の基本波と高周波電流Ｉｉｎｖとが乗算される。

第１乗算部２１の出力（数式３参照）は、第１ローパスフィルタ２３において直流成分のみが通過する。第２乗算部２２の出力（数式４参照）は、第２ローパスフィルタ２４において直流成分のみが通過する。

第１ローパスフィルタ２３の出力（数式５参照）及び第２ローパスフィルタ２４の出力（数式６参照）は、ベクトル／位相変換部２５に入力され、ベクトル／位相変換部２５において位相差θ₁が算出される。

ベクトル／位相変換部２５の出力（位相差θ₁）は、演算器２６に入力され、演算器２６では、位相差θ₁の値から目標位相差設定値が差し引かれるといった演算が行われる。位相差θ₁と目標位相差設定値との差分は、周波数制御部１６に出力され、周波数制御部１６では、この差分に応じて信号発生部１５に出力される周波数の値を変化させる。信号発生部１５では、周波数制御部１６から出力された周波数の値に基づいて、その周波数を有する基本波を出力する。

ＦＥＴ駆動部１７は、信号発生部１５から出力される基本波に基づいてスイッチ部１２に出力する第１及び第２制御信号Ｖ１，Ｖ２を制御する。スイッチ部１２では、第１及び第２制御信号Ｖ１，Ｖ２に基づいて第１及び第４スイッチ素子Ｓ１，Ｓ４並びに第２及び第３スイッチ素子Ｓ２，Ｓ３が交互にオン、オフ動作（スイッチング動作）される。これにより、スイッチ部１２から出力される高周波電圧Ｖｉｎｖの周波数が決定され、すなわち、エキシマランプ２に供給される高周波電力の周波数が決定される。

以上のように、本実施形態では、高周波電圧Ｖｉｎｖと高周波電流Ｉｉｎｖとの位相差に相当する位相差として、信号発生部１５から出力される正弦波信号又はこの信号に遅延時間補正を行った信号と高周波電流Ｉｉｎｖをディジタル信号に変換した信号との位相差θ₁を算出している。そして、算出した位相差θ₁に基づいて高周波電源装置の周波数制御を行うようにしている。

この位相差θ₁を算出する過程において、高周波電圧Ｖｉｎｖを用いるのではなく、信号発生部１５から出力される２つの信号（正弦波信号及び余弦波信号）又はこれらの信号に遅延時間補正を行った信号を用いているところに本実施形態の特徴がある。すなわち、高周波電圧Ｖｉｎｖと高周波電流Ｉｉｎｖとの位相差を、単に算出するのでは、高周波電圧Ｖｉｎｖ及び高周波電流Ｉｉｎｖの両方に、基本波以外の高調波成分が含まれているので、精度のよい位相差を算出することができない。

そこで、高周波電圧Ｖｉｎｖに代えて、信号発生部１５から出力される高調波成分を含まない２つの基本波（正弦波信号及び余弦波信号）を用い、上記のような演算処理を行うことによって、位相差θ₁を算出している。この演算処理を行うと、たとえ、高周波電流Ｉｉｎｖに高調波成分が含まれていても、高調波成分の影響を排除できるので、精度良く位相差θ₁を算出することができる。そのため、高周波電源装置の周波数制御を精度良く行うことができ、ひいては、スイッチング効率の低下を抑制することができる。

また、算出された位相差θ₁は、高周波電圧Ｖｉｎｖと高周波電流Ｉｉｎｖとの位相差に相当するものである。すなわち、実際には、高周波電圧Ｖｉｎｖを直接検出していないが、信号発生部１５の出力信号を高周波電圧Ｖｉｎｖの代用とすることができるので、高周波電圧Ｖｉｎｖを検出するための検出器を不要とすることができる。

もちろん、この発明の範囲は上述した実施の形態に限定されるものではない。例えば、上記実施形態で説明したブロック構成及び回路は一例であり、同一機能を有するものであれば、他のブロック構成及び回路が適用されてもよい。

また、上記実施形態では、エキシマランプに高周波電力を供給する高周波電源装置を例にして説明したが、高周波電力を供給する対象はこれに限らず、例えば、プラズマ放電を利用するスパッタリング装置、エッチング装置、又はＣＤＶ装置等に適用するようにしてもよい。

本発明に係る高周波電源装置の概略構成を示す図である。直流電源部及びスイッチ部の構成を示す図である。位相差検出部の内部構成と位相差検出部の周辺構成とを示す図である。従来の高周波電源装置の構成を示す図である。

符号の説明

１高周波電源装置
２エキシマランプ
１１直流電源部
１２スイッチ部
１３電流検出部
１４位相差検出部
１５信号発生部
１６周波数制御部
１７ＦＥＴ駆動部
２０遅延時間補正部
２１第１乗算器
２２第２乗算器
２３第１ローパスフィルタ
２４第２ローパスフィルタ
２５ベクトル／位相変換部
２６演算器

Claims

高周波電流を放電負荷に供給する高周波電源装置であって、
指令値として入力される指令周波数と同一の周波数を有する基本波としての２つのディジタル信号を生成する基本波生成手段と、
前記基本波生成手段によって生成されるディジタル信号の１つに基づいて、指令周波数と同一の周波数でスイッチングを行い、直流電圧を交流電圧に変換して出力することによって、前記放電負荷に供給される高周波電流の発生源となるスイッチ手段と、
前記放電負荷に供給される高周波電流あるいは前記放電負荷に供給される高周波電流に相当する高周波電流を検出し、検出された高周波電流をディジタル信号に変換して出力する電流検出手段と、
前記基本波生成手段によって生成されるディジタル信号又はこの信号に遅延時間補正を行ったディジタル信号と、前記電流検出手段から出力されるディジタル信号との位相差を算出し、算出された位相差と予め定める目標位相差設定値との差分を算出する差分算出手段と、
前記差分算出手段によって算出された、前記位相差と前記目標位相差設定値との差分に基づいて指令周波数を算出し、算出した指令周波数を前記基本波生成手段の指令値として出力する周波数制御手段と、
を備えることを特徴とする、高周波電源装置。
前記基本波生成手段は、
前記指令周波数と同一の周波数を有する基本波としての正弦波ディジタル信号を生成する正弦波生成部と、
前記指令周波数と同一の周波数を有する基本波としての余弦波ディジタル信号を生成する余弦波生成部と、によって構成され、
前記差分算出手段は、
前記正弦波生成部によって生成された正弦波ディジタル信号又はこの信号に遅延時間補正を行ったディジタル信号と、前記電流検出手段から出力されるディジタル信号とを乗算する第１乗算部と、
前記余弦波生成部によって生成された余弦波ディジタル信号又はこの信号に遅延時間補正を行ったディジタル信号と、前記電流検出手段から出力されるディジタル信号とを乗算する第２乗算部と、
前記第１乗算部の出力のうち所定の成分のみを通過させる第１フィルタ部と、
前記第２乗算部の出力のうち所定の成分のみを通過させる第２フィルタ部と、
前記第１フィルタ部の出力と前記第２フィルタ部の出力とに基づいて、前記基本波生成手段によって生成された正弦波ディジタル信号又はこの信号に遅延時間補正を行ったディジタル信号と、前記電流検出手段から出力されるディジタル信号との位相差を算出する位相差算出部と、
前記位相算出部の出力と予め定める目標位相差設定値との差分を算出する差分算出部と、によって構成されている、請求項１に記載の高周波電源装置。
前記正弦波生成部と前記第１乗算部との間、及び前記余弦波生成部と前記第２乗算部との間には、前記電流検出手段における遅延時間を補正可能にするための遅延時間補正手段が介装されている、請求項２に記載の高周波電源装置。