JP4881080B2 - 正弦波状に振幅変調された駆動電圧を形成する装置、照明装置、および正弦波状に振幅変調された駆動電圧を形成する方法 - Google Patents

Description

本発明は、正弦波状に振幅変調された駆動電圧を形成する装置、照明装置、および正弦波状に振幅変調された駆動電圧を形成する方法に関する。

高圧放電ランプを駆動するには正弦波状の交流電圧が必要である。駆動のための交流電圧の駆動周波数は、ランプバーナーのジオメトリに応じて、典型的には７０Ｗランプで４５ｋＨｚ〜５５ｋＨｚの範囲にあり、たいてい１００Ｈｚの鋸歯状クロックで掃引される。掃引駆動は一般に音響共振の発振を阻止し、プラズマアークの安定化に寄与する。さらに、横モード共振を意図的に起こして適切な掃引ウィンドウを選択することにより、特に水平動作において放電アークを直線化することができる。

駆動のための交流電圧に対しては周波数変調とともに振幅変調も行われる。振幅変調では、ランプバーナーのジオメトリに相応に、周波数２０ｋＨｚ〜５０ｋＨｚ（典型的には７０Ｗランプで２３ｋＨｚ〜３０ｋＨｚ、１５０Ｗランプで２０ｋＨｚ〜２５ｋＨｚ、３５Ｗランプで３４ｋＨｚ〜４０ｋＨｚ）も変調深度（典型的には１０％〜４０％）も調整可能である。この振幅変調は、ランプのプラズマアークに固有の縦モード共振を意図的に起こすために行われる。縦モード共振はアークの燃焼特性ひいてはアークの安定性を損ないはしないが、燃焼室において気体成分の混合、いわゆる色混合に作用する。したがって、振幅変調によって分離を阻止すれば、プラズマアークに沿って均一な発光密度が得られ、光効率も著しく上昇する。

ただし従来技術では、ランプが電子点灯回路へ結合されるとともにハーフブリッジインバータが設けられ、これが駆動周波数でしばしば使用されている。この場合、ランプ給電電圧またはランプ給電電流の振幅変調を実現するには、個別の前段を介してハーフブリッジインバータに給電電圧を印加しなければならない。

例えば独国公開第１０２１６５９６号明細書には、ダウンコンバータを用いてクロック制御される直流電圧源を実現することが記載されている。

独国公開第１０２１６５９６号明細書のダウンコンバータを用いた振幅変調には、特に変調深度が唯一の制御信号の状態のみでなくランプの負荷特性にも依存するため、これを狭い範囲でしか調整できないという欠点がある。このような手段では、ランプの経時劣化効果または調光動作でのランプ特性の変更により、別の領域を介して振幅変調を調整する必要が生じる。
独国公開第１０２１６５９６号明細書

本発明の課題は、正弦波状に振幅変調された駆動電圧を形成する装置を提供し、変調深度を任意かつ無段階に調整できるようにすることである。

この課題は、ハーフブリッジとして配置された２つのスイッチと該ハーフブリッジに後置接続されたＬＣ回路とを有しており、前記２つのスイッチのうち、第１のスイッチは振幅変調周波数のクロック内で第１の信号のクロックごとに駆動され、第２のスイッチは第１の信号に対して時間オフセットされ第１の信号よりも短い第２の信号のクロックごとに駆動され、前記ＬＣ回路は、スイッチが駆動されることによりスイッチ間の接続点に生じる信号に対するフィルタとして作用し、直流電圧成分およびクロックの基本周波数を有する信号の正弦波状成分を通過させ、主として高調波を除去する装置を構成することにより解決される。

本発明は、非対称に駆動されるハーフブリッジを用いることにより、ダウンコンバータを用いる従来技術に比べて、第２のスイッチからさらなる自由度が得られ、これによりキーイング比を変更するかまたは一方のスイッチのオン時間を変更するのみで振幅変調を制御できるという利点を有する。

特に、第２の信号はいわゆるブランクアウト時間を考慮しているために短くなっているが、この第２の信号を変更することにより、変調深度を任意の大きさでかつ無段階に調整することができる。

有利な実施形態によれば、駆動信号は矩形信号である。このとき、変調器としてのハーフブリッジには直流電圧が供給される。

有利な実施形態によれば、切換信号の持続時間および時間オフセット量は、スイッチ間の接続点にクロックごとに直流電圧の振幅を有する矩形信号が生じるように選定される。その周期はスイッチング信号の反復周波数に正確に相応し、そのデューティサイクル（キーイング比）は２つのスイッチの選択された切換比から求められる。

２つのスイッチが完全に対称に駆動されて矩形信号のデューティサイクルが正確に５０％になる場合には、ＬＣ回路を介したフィルタリング後、フーリエスペクトルに相応に、直流電圧成分U_０／2および切換周波数の基本波の高い値または最大値が生じる。

矩形信号のハイ部分すなわちアクティブ時間がクロックの１／２よりも短い場合（つまりデューティサイクル５０％未満の場合）、U_０／2より小さい直流電圧成分が生じ、基本波成分の値は低減する。

矩形信号のハイ部分すなわちアクティブ時間がクロックの１／２よりも長い場合（つまりデューティサイクル５０％より大の場合）、U_０／2より大きい直流電圧成分が生じ、基本波成分の値は低減する。

有利な実施形態では、矩形信号のハイ部分がクロックの１／２よりも長く選定され、高圧放電ランプに給電するための直流電圧成分が大きく生じる。

この場合、本発明では、矩形信号のデューティサイクル（キーイング比）は、ＬＣフィルタの後方で基本波の値から所望の変調深度が生じ、高圧放電ランプ用のインバータの給電に充分な高さの直流電圧成分が形成されるように選定される。

２つのパラメータは相互に無関係ではないので、ランプでの所望の出力を保証するためのランプ出力制御には、ふつう給電電圧U_０のレベルを介して所望の直流電圧成分を追従制御しなければならない。

典型的な値として、振幅変調周波数２３ｋＨｚ〜２８ｋＨｚ、矩形信号のハイ部分の長さ２５μｓ〜４０μｓ、有利には３０μｓ〜３５μｓ、矩形信号のロー部分の長さ１μｓ〜１５μｓ、有利には１μｓ〜５μｓを挙げることができる。矩形信号のロー部分すなわちイナクティブ時間を１μｓ〜１５μｓのあいだで変更することにより、フィルタとしてのＬＣ回路の特性に応じて１０％〜４０％の値の変調深度が大幅に変化する。

第２の信号を変更することにより変調深度が容易に無段階で調整可能となるという上述の利点は、変調深度を追従制御するための制御回路の構成に役立つ。

このために振幅変調された駆動電圧がタップにより測定され、目標値と比較される。目標値から差がある場合には、変調深度を追従制御しなければならないが、これは第２のスイッチの切換比を変更することにより簡単に行うことができる。

本発明の制御は次のように行われる。

まず、タップされた駆動電圧がフィルタへ供給され、平均電圧レベルのモニタ値（電圧平均値）が出力される。さらに、タップされた駆動電圧が差分式のピーク値整流器へ供給され、絶対変調のモニタ値（電圧変動値）が出力される。

２つのモニタ値から、実際に存在する変調深度が除算により求められる。この変調深度測定値が目標値と比較され、ダイナミクスの点で適切に選択された制御パラメータに相応に、第２のスイッチの切換比を変更することにより、変調深度の追従制御が行われる。

有利な実施形態では、変調深度を制御するために、平滑化回路から出力された電圧平均値と所望の変調深度の目標値の２倍とが直接に乗算される。乗算された信号と電圧変動値とが制御回路へ供給され、制御信号が出力される。後述することであるが、乗算値は理想的には絶対電圧変動目標値に等しいので、制御回路で制御偏差を求め、適切な制御信号を形成することができる。

２つのスイッチの信号はパルス幅変調モジュールで個々に形成される。第１の信号は直接に形成されるが、第２の信号は第１の信号に同期された鋸歯電圧信号から形成される。ここで云う“同期”とは、第１の信号を形成する矩形信号のゼロ交差のタイミングで鋸歯波が生じることであると理解されたい。この鋸歯電圧信号は比較器へ供給され、この比較器から必要に応じて矩形信号が出力される。矩形信号は、鋸歯電圧が制御信号によって設定されたしきい値を上方超過する際にゼロへセットされる。

制御信号がハイであるときは変調深度への要求が高いということであり、切換しきい値の上方超過には或る程度の時間がかかり、第２のスイッチのパルス持続時間は長くなる。

制御信号がローであるときは変調深度への要求が低いということであり、切換しきい値は早期に上方超過され、第２のスイッチのパルス持続時間は短くなる。

特に簡単な制御として、制御信号のレベルを直接に矩形信号の長さに関連づけ、信号のキーイング比を定めることが挙げられる。この信号はハーフブリッジから出力され、ＬＣ回路の掃引動作により振幅変調の変調深度に相応に定義される。

また本発明は、照明装置にも関する。本発明の照明装置には、前述の振幅変調された駆動電圧を形成する装置と、ランプ電圧を出力する出力端子を備えたインバータと、この出力端子に結合された高圧放電ランプとが設けられており、インバータに振幅変調された駆動電圧が供給される。

さらに本発明は、前述の照明装置内のハーフブリッジインバータおよび高圧放電ランプへ給電するために、振幅変調された駆動電圧を形成する方法にも関する。本発明の方法は、ａ）ハーフブリッジとして配置された２つのスイッチを駆動制御することにより、クロック制御されかつクロックの１／２よりも長い持続時間を有する矩形信号を形成する第１のステップと、ｂ）クロック制御される矩形信号をフィルタリングし、直流電圧成分および基本周波数でクロック制御される正弦波状の電圧成分を通過させ、基本周波数の高調波を除去する第２のステップとを有する。

以下に本発明を実施例に則して詳細に説明する。

図１に示されている装置は、主たる素子として、ハーフブリッジとして配置された２つのＭＯＳＦＥＴスイッチQHIGH，QLOWと、このハーフブリッジに後置接続された、インダクタンスLMODおよびキャパシタンスCMODから成るＬＣ回路とを含む。

ハーフブリッジには５５０Ｖの直流電圧U_０が給電される。この電圧は、電力係数制御段、すなわち電源から高圧放電ランプ用の電子点灯装置への電力変換を制御する段から来る図１の線路PFCに印加されている。説明のために素子のあいだに図示されている２４ｋＨｚのクロックTにおいて、第１のスイッチは駆動線路HIGH-GATEからの長さtau1の矩形電圧で駆動される。典型的には長さtau1は３０μｓである。持続時間tau1の矩形パルス後、第２のスイッチが駆動線路LOW-GATEからの長さtau2の矩形電圧で駆動される。典型的には長さtau2は１．８μｓである。持続時間tau2の矩形パルスは、典型的な無駄時間０．５μｓ〜１μｓを考慮すれば、持続時間tau1の矩形パルスに直接に後続する。全サイクルのクロックは２４ｋＨｚである。

ハーフブリッジとして配置されている２つのスイッチQHIGH，QLOWは接続点Kを有しており、そこには図１の右方に示されている信号が生じる。クロックTにおいて、持続時間t1≧tau1で接続点Kでの電圧は０Ｖから５５０Ｖまで上昇し、持続時間t2≧tau2で０Ｖへ下降する。続いて新たなクロックが開始され、再び電圧が上昇および下降する。ここで比t1／t2が接続点Kでのキーイング比を定義する。持続時間t1，t2は主として矩形電圧のパルスtau1，tau2の時間的長さつまり下降エッジの位置によって定義される。クロックTにおいて、電圧は開始時に５５０Ｖへ上昇し、持続時間tau1を有するパルスの終了時にその下降エッジとともに０Ｖの値へ低下し、ここで持続時間t1が経過する。この時点から、短い無駄時間（典型的なハーフブリッジでは０．５μｓ）が存在し、さらに持続時間tau2のパルスが開始される。このパルスの持続時間tau2のあいだ、接続点での電圧は０Ｖにとどまる。電圧は、パルスの持続時間tau2の終了時、第１のスイッチQHIGHでパルスが新たに開始されたか否かにかかわらず、再び値５５０Ｖへ上昇する。

したがって時間t2は持続時間tau2によって定められる。これらは必ずしも等しくなくてよいが、持続時間tau2が持続時間tau1の直後に開始される場合には、相互に近似していなければならない。持続時間tau2が持続時間tau1より格段に小さいことにより、時間t2は時間t1より格段に小さい。したがって信号は時間t1のあいだ５５０Ｖの直流電圧であり、その合間の短い遮断時間で０Ｖとなると考えることができる。フィルタ、例えばインダクタンスLMODおよびキャパシタンスCMODから成るＬＣ回路を介して、負荷RLAST、つまりランプ駆動のためのハーフブリッジ段のインピーダンスがかかる場合、接続点Ｌに図１の右上方に示されている電圧UMODが生じる。この振幅変調された電圧は、５５０Ｖより小さい直流電圧成分（典型的には４５０Ｖ）と図示の変調深度１０％〜５０％とを有する。

ＬＣ回路は直流周波数成分および２４ｋＨｚの基本周波数のみを通過させ、高調波を除去することに注意されたい。接続点Kでの矩形信号にはもちろん全ての高調波が含まれるが、これらは全てフィルタリングにより除去される。

ここまでは正弦波状に振幅変調された駆動電圧を形成する装置を中心に説明してきた。以下では駆動の制御をどのように行うかについて考察する。

図２には、本発明の装置のアナログ制御の実施例が示されている。ここには、負荷、すなわちランプインバータ１０、例えば従来技術から周知のハーフブリッジインバータおよび高圧放電ランプが設けられている。接続点Lの前方の接続点Mで電圧UMODが抵抗RMON1，RMON2から成る分圧器を介してタップされ、これがタップ電圧値UMOD_MONとなる。また電圧平均値UMOD_MEANが抵抗RMON4およびキャパシタCMON2から成るＲＣ平滑化回路を介して求められる。同時に、図２の上方に示されている他方の分岐では、電圧変動値DELTA_UMONが容量結合されたピーク値整流器DMONを介して求められる。

瞬時の変調度の測定値は
m＝（Umax−Umin）／（Umax＋Umin）＝DELTA_UMON／2×UMOD_MEAN
から得られる。

閉ループ制御として、変調度目標値m_ｓｏｌｌに相応に、図１に則して説明した装置を介して、測定されたパルス持続時間tau2が測定された変調深度と目標値とが一致するまで増大または低減される。

除算を回避するために、変調度目標値m_ｓｏｌｌと電圧平均値UMOD_MEANとの乗算を乗算器１２により行う。この乗算はここでは設定可能な増幅度で実現される。乗算器１２から出力された乗算値はさらに２倍され、制御回路１４で電圧変動値DELTA_UMONと比較される。

比較のために、電圧変動値DELTA_UMONおよび乗算器から出力された乗算値は、誤差増幅器を備えた制御回路１４へ供給される。制御回路１４は適切な制御ダイナミクスパラメータを考慮して制御信号REG_MODを出力する。

図１に則して説明した装置はクロック発生器１６によって駆動される。このクロック発生器は矩形信号を一方の線路へ出力し、矩形信号に同期された鋸歯電圧信号を他方の線路へ出力する。矩形信号は第１のスイッチQHIGHに対する線路HIGH-GATEへ送出される信号である。

鋸歯電圧信号はパルス幅変調モジュール１８としての比較器へ供給される。このパルス幅変調モジュールの第２の入力側には比較しきい値（基準値）としての制御信号REG_MODが供給される。

変調深度への要求が大きい場合、比較しきい値としての制御信号REG_MODは高く、鋸歯電圧信号がしきい値を上方超過するのに時間がかかるため、パルス幅変調モジュールのパルス持続時間は長くなる。

変調深度への要求が小さい場合、比較しきい値としての制御信号REG_MODは低く、鋸歯電圧信号がしきい値を早期に上方超過するため、パルス幅変調モジュールのパルス持続時間は短くなる。

持続時間tau2を求めるために、制御信号REG_MODは比較しきい値を表す信号として作用する。制御信号REG_MODが高くなるにつれて、持続時間tau2は長くなる。

パルス幅変調モジュール１８からの信号は直接に線路LOW-GATEへ出力される。この信号が持続時間tau2を有する矩形信号となる。

前述の電圧UMODをフィードバックし、電圧変動の実際値と目標値とを制御回路１４において比較することにより、制御信号REG_MODを介して、持続時間tau2を直接に定めるように適切に駆動することができる。

こうして閉成された制御回路により変調深度の追従制御および安定化が達成される。

ここまで説明したアナログ制御回路をマイクロプロセッサによって実現することもできる。図３には本発明の装置のディジタル制御の実施例が示されている。ここには図２の素子と共通の素子も存在しているが、電圧平均値UMOD_MEANおよび電圧変動値DELTA_UMONを求める機能、それらを乗算する機能、閉ループ制御機能、パルス幅変調機能およびクロック出力機能がマイクロプロセッサ２０に割り当てられている。図２のアナログ素子に相応する図３の参照記号はマイクロプロセッサ２０が相応のアルゴリズムを担当することを意味している。マイクロプロセッサ２０はタップ電圧値UMOD_MONのみを受け取り、線路HIGH-GATE，LOW-GATEへ持続時間tau1，tau2の矩形信号を出力する。図３の実施例では、図１の装置と比べると、分圧器とマイクロプロセッサとが追加されていることになる。

本発明の装置の回路図である（ランプ駆動用の素子は省略してある）。 本発明のアナログ完全制御の実施例の回路図である。 本発明のディジタル完全制御の実施例の回路図である。

符号の説明

QHIGH，QLOW，QHIGH1，QLOW1，QHIGH2，QLOW2 スイッチ、 LMOD，LMOD1，LMOD2 インダクタンス、 CMOD，CMOD1，CMOD2 キャパシタンス、 RLAST 負荷、 UMOD 電圧、 GND アース、 PFC，HGLOW，HIGH-GATE，LOW-GATE 線路、 K，L 接続点、 １０ インバータ、 １２ 乗算器、 １４ 制御回路、 １６ クロック発生器、 ２０ マイクロプロセッサ、 RMON1〜RMON8 抵抗、 CMON1〜CMON6 キャパシタ、 DMON，DMON1 ピーク値整流器、 m_ｓｏｌｌ 変調度目標値、 UMOD_MON タップ電圧値、 UMOD_MEAN 電圧平均値、 DELTA_UMON 電圧変動値、 REG_MOD 制御信号

Claims (8)

1. 例えばハーフブリッジインバータ（１０）およびこれに結合された高圧放電ランプへ給電するための、正弦波状に振幅変調された駆動電圧を形成する装置において、
   ハーフブリッジとして配置された２つのスイッチ（QHIGH，QLOW）と該ハーフブリッジに後置接続されたＬＣ回路（LMOD，LMOD）とを有しており、
   前記２つのスイッチのうち、第１のスイッチ（QHIGH）は振幅変調周波数のクロック内で第１の信号のクロックごとに駆動され、第２のスイッチ（QLOW）は第１の信号に対して時間オフセットされ第１の信号よりも短い第２の信号のクロックごとに駆動され、
   前記ＬＣ回路は、スイッチが駆動されることによりスイッチ間の接続点（K）に生じる信号に対するフィルタとして作用し、直流電圧成分およびクロックの基本周波数を有する信号の正弦波状成分を通過させ、主として高調波を除去する
   ことを特徴とする正弦波状に振幅変調された駆動電圧を形成する装置。
2. 駆動信号は矩形信号であり、ハーフブリッジへ直流電圧が給電されると、スイッチ間の接続点（K）に、直流電圧の振幅およびクロックの１／２よりも長い持続時間を有する矩形信号がクロックごとに生じる、請求項１記載の装置。
3. 振幅変調周波数２３ｋＨｚ〜２８ｋＨｚ、第１の矩形信号の長さ２５μｓ〜４０μｓ、有利には３０μｓ〜３５μｓ、第２の矩形信号の長さ１μｓ〜１５μｓ、有利には１μｓ〜５μｓである、請求項２記載の装置。
4. 振幅変調された駆動電圧（UMOD）がタップされて第２の信号の持続時間を制御するために用いられ、ここで制御はアナログ（１２，１４，１６，１８）で行われるかまたはマイクロプロセッサ（２０）を介して行われる、請求項１から３までのいずれか１項記載の装置。
5. タップされた駆動電圧（UMOD_MON）は一方ではフィルタ（RMON4，CMON2）へ、他方ではピーク値整流器（DMON）へ供給され、フィルタからは電圧平均値が出力され、該電圧平均値が乗算器（１２）へ供給されて変調度目標値（m_ｓｏｌｌ）の２倍と乗算され、ピーク値整流器からは電圧変動値（DELTA_UMON）が出力され、ここで乗算された信号と電圧変動値とが制御回路（１４）へ供給されて制御信号（REG_MOD）が出力される、請求項４記載の装置。
6. パルス幅変調モジュール（１８）の一方の入力側には制御信号、他方の入力側には第１の信号に同期された鋸歯電圧信号が供給され、該パルス幅変調モジュールにより制御信号の長さに依存する第２の信号が矩形信号として出力される、請求項５記載の装置。
7. 請求項１から６までのいずれか１項記載の振幅変調された駆動電圧を形成する装置と、ランプ電圧を出力する出力端子を備えたインバータ（１０）と、該出力端子に結合された高圧放電ランプとが設けられており、
   インバータ（１０）に振幅変調された駆動電圧が供給される
   ことを特徴とする照明装置。
8. 例えば照明装置内のハーフブリッジインバータ（１０）および高圧放電ランプへ給電するために、振幅変調された駆動電圧を形成する方法において、
   ａ）ハーフブリッジとして配置された２つのスイッチ（QHIGH，QLOW）を駆動制御することにより、クロック制御されかつクロックの１／２よりも長い持続時間を有する矩形信号を形成する第１のステップと、
   ｂ）クロック制御される矩形信号をフィルタリングし、直流電圧成分および基本周波数でクロック制御される正弦波状の電圧成分を通過させ、基本周波数の高調波を除去する第２のステップと
   を有する
   ことを特徴とする振幅変調された駆動電圧を形成する方法。

Images