JP2010516029A - 高圧放電ランプを作動させるための回路装置および方法 - Google Patents

Abstract

本発明は、ハーフブリッジ装置内に少なくとも１つの第１および第２の電子スイッチと、ハーフブリッジ装置に直流電圧信号を供給する給電端子と、ランプチョークコイルを含み、一方ではハーフブリッジ中点に接続されており、他方では前記高圧放電ランプに接続するための少なくとも１つの端子に接続されている負荷回路と、第１および第２の電子スイッチに少なくとも１つの第１および第２の制御信号を供給する制御回路とを有する高圧放電ランプを作動させる回路装置に関する。制御回路は、第１および第２の制御信号を、そのクロックが第１と第２の周波数との間で掃引されており、所定の第３の周波数で変調されているように供給する。制御回路はさらに、高圧放電ランプに接続するための端子における信号の電力スペクトルにおいて所定の第３の周波数のスペクトル線が生じるように所定の第３の周波数による変調を実施する。

Description

本発明は、ハーフブリッジ装置内の少なくとも１つの第１の電子スイッチと、少なくとも１つの第２の電子スイッチと、ハーフブリッジ装置に直流電圧信号を供給するための給電端子と、ランプチョークコイルを含み、且つ一方ではハーフブリッジ中点に接続されており、他方では高圧放電ランプに接続するための少なくとも１つの端子に接続されている負荷回路と、第１の電子スイッチおよび第２の電子スイッチに少なくとも１つの第１の制御信号および少なくとも１つの第２の制御信号を供給するための制御回路とを備えた高圧放電ランプを作動させるための回路装置に関する。制御回路は第１の制御信号および第２の制御信号を、そのクロックが一方では第１の周波数と第２の周波数との間で掃引されており、他方では所定の第３の周波数で変調されているように供給するよう設計されている。さらに本発明は、相応の回路装置において高圧放電ランプを作動させるための方法にも関する。

背景技術
この種の回路装置およびこの種の方法はEP 1 501 338 A2から公知であり、これを以下においてさらに詳細に検討する。

一般的に、高圧放電ランプを作動させるためには正弦波状の動作交流電圧が必要とされ、この交流電圧の周波数は高圧放電ランプの幾何学に応じて４５ｋＨｚ〜５５ｋＨｚの範囲において、大抵は１００Ｈｚクロックでのこぎり波状に掃引される。掃引動作は一般的に永続的な音響的共振を阻止し、さらにはプラズマアークの安定化に寄与する（アーク整流；Arc-Straighning）。

高効率の金属ハロゲン化物ランプでは、充填物をより良好に混合させるために、掃引動作の他に動作交流電圧も同時に振幅変調されることが望ましい。この変調も同様に、高圧放電ランプの幾何学、殊にランプのガラス球の幾何学に応じて、典型的には２３ｋＨｚ〜３０ｋＨｚの周波数で、また典型的には１０％〜４０％の変調深度で調整できることが望ましい。振幅変調はプラズマアークにおける特別な縦方向の音響的共振を所期のように励起するために使用される。このような縦モードとしての励起の特性は安定性に関してプラズマアークの燃焼特性に影響を及ぼさないが、付加的に、燃焼空間におけるガス成分をより一層混合させる。このことは混色（Colormixing）として当業者には公知である。振幅変調により一方では、殊に垂直方向における動作では、プラズマアークに沿った均一な光密度が生じ、他方では光効率が著しく上昇する。

高圧放電ランプを電子的な抵抗安定器に接続するためにハーフブリッジ装置内にインバータが使用される場合には、一般的に、その個所において振幅変調を行うことは困難である。したがって従来技術（DE 10 2005 028 4127.5を参照されたい）においては、振幅変調に別個の前段部を介してハーフブリッジの給電電圧が適用されていた。このことは回路構成の点から見て、少なくとも１つのチョークコイルおよび１つまたは２つの電子スイッチを必要とする。

ランプを電子的な抵抗安定器に接続するためにフルブリッジ装置においてインバータが使用される場合には、EP 1 501 338に記載されているように、一般的に、対向して配置されている相応の電子スイッチを制御する際の位相変調によって振幅変調を実施することができる。フルブリッジ装置においてインバータを実現するための２つの付加的な電子スイッチが必要とされる煩雑さに加え、この形態は以下の欠点を有する。すなわち、非活動のむだ時間が比較的長い場合に、大抵は電子スイッチとして使用される電界効果トランジスタを保護するために電圧を要しない切り替え、いわゆるゼロボルトスイッチングを維持できるようにするために、負荷回路が十分に調整されなければならない。またフルブリッジ装置においてインバータが使用される場合には、２つのランプ線路において高調波の差分信号を外に向かって送信するために、ＥＭＣの理由から２つの出力側における急峻なエッジに起因して、ランプは変換トランスを介して電子的な抵抗安定器から分離されなければならない。

発明の開示
したがって本発明の課題は、振幅変調を低減されたコストで実現し、それと同時にハーフブリッジ装置においてインバータを使用できるように冒頭で述べたような回路装置または冒頭で述べたような方法を発展させることである。

この課題は、請求項１記載の特徴を備えた回路装置および請求項１５記載の特徴を備えた方法によって解決される。

本発明は基本的に、原理的にはハーフブリッジ装置内のインバータの入力側における周波数変調に基づいて、高圧放電ランプに対する制御信号の振幅変調を実施することができるという認識を基礎とする。これによって、従来技術と関連させて既に説明したように、従来技術では必要とされる別個の前置変調段を省略することができ、したがって構成要素の数が著しく低減される。これは有利には、必要とされる面積要求にも、効率および実現コストにも反映される。

したがって本発明は、前述のEP 1 501 338とは異なる構成を採用している。本発明の請求項１においては、制御信号のクロックが第１の周波数と第２の周波数との間で掃引され、且つ制御信号のパルス幅および／または位相が所定の第３の周波数で変調されるように制御回路が設計されていることが読み取れるが、確かにパルス幅は変更されるものの、この変更は周期長、逆に言えば動作周波数がその都度常に同一に維持されるように１周期内で行われると言える。したがって、第３の周波数で定量化された周波数変調は存在しない（もちろん緩慢な掃引調整は除外される）。この刊行物の図６に示されているような、搬送周波数が一定に維持されている場合のパルス幅変調ではフルブリッジ装置においてしか振幅変調を実施できない。フルブリッジ装置においては、２組がそれぞれ対角線上に対向して配置されている電子スイッチに提供される。本発明が目標とするようなハーフブリッジ装置においては、この構成では所望の結果を得られない。何故ならば、ハーフブリッジにおいては上側のスイッチと下側のスイッチが周期中は必ず緩慢なむだ時間無く相補的に駆動されなければならず、このような周辺状況下では振幅変調の所要スペクトル純度を提供できないからである。殊に、正弦波状の振幅変調を行うことができず、またシステムに起因して常に複数の混合された変調周波数が得られる。

前述の刊行物と関連させて説明した位相変調を用いる実施形態では、フルブリッジの対向するブランチを制御するために、一定の動作周波数を有しており、且つ相互に反対の２つのクロック信号が設けられており、振幅変調効果を生じさせるために、対向する２つのクロック信号の位相位置が相互に第３の周波数のクロックでずらされる。２つのクロック信号のどちらかが時間的に一定のままであるか、または２つのクロック信号が時間的にそれぞれ一定の期間に関してずらされるか否かは全く重要ではない。何故ならば、相互の相対的なずれのみが効果を有するからである。

位相シフトの過渡的な作用によっても周波数シフトの効果が自ずともたらされるということは、フルブリッジ装置への適用に関係ない。何故ならば、所望の振幅変調効果を自ずともたらすシフトが目標とされるからである。

本発明においては最初から、ステップダウンコンバータ回路を介して出力を変更するためのパルス幅変調、またはフルブリッジ装置を介して出力を変更するための２つの制御信号の位相シフト変調を基礎とする効果は目標としていない。何故ならば、この効果は前述のように、高効率のランプのスペクトル的に純正な作動に関して、この回路装置でしか達成できないからである。

むしろ本発明においては、ハーフブリッジ装置におけるインバータのための単一の制御信号を介する周波数変調に基づいて達成することができる効果を目標とする。もちろん当業者には周知であるように、インバータのための単一の制御信号からは一般的にハーフブリッジドライバにおいてハーフブリッジ装置の第１のスイッチおよび第２のスイッチのための第１の制御信号および第２の制御信号が形成され、これらの第１の制御信号および第２の制御信号は常に相補的である。ハーフブリッジ中点において形成される信号、殊に矩形波信号はその形状に関して、インバータの入力側、すなわちハーフブリッジドライバの入力側における制御信号と正確に一致する信号である。周波数変調に際して動作周波数が変調周波数、すなわち第３の周波数のクロックで正弦波状に変調される。掃引の調整はここでもまた除外されている。すなわち動作周波数は時間的に変更され、これによって連続的に変化する瞬時値を有し、名目上の値に応じて平均値のみが一定である。この周波数変調は、負荷回路において比較的高次の高調波がフィルタリングされた後に、ランプにおいて振幅変調された所望の動作信号を形成する。

第１の実施形態においては、第１の制御信号および第２の制御信号の振幅スペクトルにおいて、少なくとも１つの第１のスペクトル線、少なくとも１つの第２のスペクトル線および少なくとも１つの第３のスペクトル線が現われるように所定の第３の周波数を用いた変調が行われるように制御回路が設計されている。ここで、第１のスペクトル線は掃引されるクロックの目下の周波数に対応し、第２のスペクトル線および第３のスペクトル線は所定の第３の周波数の絶対値の距離を置いて、第１のスペクトル線について対称的に現われる。

有利には、第２のスペクトル線および第３のスペクトル線における信号の位相位置は、ハーフブリッジ中点における信号の振幅スペクトルにおいて所定の第３の周波数のスペクトル線が生じないように設定されている。

さらに有利には、高圧放電ランプに接続するための端子における電力スペクトルにおいて、高圧放電ランプが接続されている場合には、所定の第３の周波数のスペクトル線が生じるように負荷回路が共振回路として構成されている。一般的に、第１の周波数と第２の周波数との間で掃引されるクロックの周波数変調が所定の第３の周波数で行われるように制御回路が設計されている。

この周波数変調を達成するために、基本的には３つの異なるバリエーションが提案される：
第１のバリエーションにおいては、制御回路がパルス幅変調モジュールを有し、パルス幅変調モジュールのクロック入力側は第１の周波数と第２の周波数との間で掃引されるクロックに関するソースに接続されており、変調入力側は第３の周波数の信号に関するソースと接続されている。ここで制御回路は、第１の周波数と第２の周波数との間で掃引される信号のパルス幅が第３の周波数の信号に依存して、殊に第３の周波数の信号の瞬時値に依存して変調されるように設計されている。

有利には、制御回路が以下のように設計されている。すなわち、第１の周波数と第２の周波数との間で掃引されるクロックのパルス幅は第３の周波数の信号の瞬時値に依存して、所定の時点に、殊に時間的に等間隔の時点に第３の周波数の信号の瞬時値が求められ、求められた瞬時値に応じて掃引されるクロックの目下のパルス幅が拡大または縮小されるように変調される。

第１の制御信号および第２の制御信号において上昇エッジもパルス中心も第３の周波数のクロックで、第１の周波数と第２の周波数との間で掃引された変調されていないクロックに対してずらすことができる。

提案される第２のバリエーションにおいては、制御回路が位相シフトモジュールを有し、位相シフトモジュールのクロック入力側は、第１の周波数と第２の周波数との間で掃引されるクロックに関するソースに接続されており、変調入力側は第３の周波数の信号に関するソースと接続されている。ここで制御回路は、第１の周波数と第２の周波数との間で掃引される信号の開始エッジおよび終了エッジが第３の周波数の信号に依存して、殊に第３の周波数の信号の瞬時値に依存してずらされるように設計されている。

第３のバリエーションにおいては制御回路が位相シフトモジュールおよびパルス幅変調モジュールを有する。制御回路は、第１の周波数と第２の周波数との間で掃引されるクロック信号においては、先ず開始エッジが第３の周波数の信号に依存してずらされ、続いて同様のやり方で本来のパルス中心の位置が同様に第３の周波数の信号に依存してずらされるように設計されている。

クロック周波数は有利には１５０ｋＨｚを下回り、有利には３０ｋＨｚ〜９０ｋＨｚ、殊に有利には４０ｋＨｚ〜６０ｋＨｚである。

第３の周波数は有利には５０ｋＨｚを下回り、有利には２０ｋＨｚ〜３５ｋＨｚである。掃引周波数は有利には５０Ｈｚ〜５００Ｈｚ、有利には８０Ｈｚ〜２００Ｈｚである。

上述したように本発明の目標は、ハーフブリッジ装置における２つの電子スイッチを有するインバータを使用して、高圧放電ランプの動作電圧を振幅変調する回路装置を実現することである。

それにもかかわらず、選択的に、殊により高いランプ動作電圧が必要とされる場合には、第３の電子スイッチおよび第４の電子スイッチをさらに設けることも考えられる。この場合、第１、第２、第３および第４の電子スイッチはフルブリッジ装置において接続されており、また制御回路は、第３の電子スイッチおよび第４の電子スイッチに対する制御信号も第１の電子スイッチおよび第２の電子スイッチに対する制御信号に応じて、殊に相補的であるように供給されるよう設計されている。この場合にはデューティ比が５０％と十分に一定であるので、ゼロボルトスイッチングのためのフリーホイール条件は比較的高い変調度に関してもクリティカルではない。

本発明による回路装置に関連させて説明した有利な実施形態およびそれらの利点は、適用可能であるかぎり、本発明による方法にも相応に該当する。

ランプ共振回路の代替回路図の概略図を示す。 ランプ負荷に関する周波数と振幅、出力ならびに位相角との関係を示す。 ランプ負荷に関する周波数と振幅、出力ならびに位相角との関係を示す。 ランプ負荷に関する周波数と振幅、出力ならびに位相角との関係を示す。 従来技術における共振回路の入力側に関して算出された振幅スペクトルを示す。 従来技術における共振回路の入力側に関して算出された電力スペクトルを示す。 周波数変調が行われた場合の共振回路の入力側に関して算出された振幅スペクトルを示す。 周波数変調が行われた場合の共振回路の入力側に関して算出された電力スペクトルを示す。 ランプ共振回路の入力側における信号Ｕ_M（ｔ）の時間的な経過を示す。 周波数変調が行われた場合の共振回路の入力側に関して測定された振幅スペクトルを示す。 周波数変調が行われた場合の共振回路の入力側に関して測定された電力スペクトルを示す。 周波数変調が行われた場合の共振回路の出力側に関して算出された振幅スペクトルを示す。 周波数変調が行われた場合のランプの負荷回路の出力側に関して算出された電力スペクトルを示す。 周波数変調が行われた場合の共振回路の出力側に関して測定された振幅スペクトルを示す。 周波数変調が行われた場合のランプの負荷回路の出力側に関して測定された電力スペクトルを示す。 本発明による回路装置の実施例の概略図を示す。 パルス幅変調モジュールを使用した際の制御信号および出力信号の非等間隔のサンプリング時の時間的な経過を示す。 パルス幅変調モジュールを使用した際の制御信号および出力信号の等間隔のサンプリング時の時間的な経過を示す。 エッジおよびパルス中心をずらすために位相シフトモジュールおよびパルス幅変調モジュールを使用した際の制御信号および出力信号の時間的な経過を示す。 エッジの上昇およびエッジの下降をずらす位相シフトモジュールを使用した際の制御信号および出力信号の時間的な経過を示す。 パーシステンスモードにおいて測定されたハーフブリッジ装置の出力側におけるランプ信号の時間的な経過を示す。

発明の有利な実施形態
高圧放電ランプを作動させるためのインバータは一般的に３次の負荷回路であり、以下の微分方程式で表すことができる：

図１は、高圧放電ランプを含めたランプ共振回路の構成要素に関する代替回路図を示し、ここでＵ_e（ｔ）はインバータから供給される電圧であり、Ｕ_a（ｔ）は高圧放電ランプにおいて形成される電圧であり、Ｌ₁およびＣ_１は負荷回路のランプチョークコイルＬ１およびコンデンサであり、Ｃ_Bは結合コンデンサであり、Ｒ_Lは高圧放電ランプＬ_aの代表的なオーム抵抗である。

換言すれば、ランプＬａにおける信号Ｕ_e（ｔ）によるランプ負荷回路Ｌ₁ Ｃ₁の励起は出力信号Ｕ_a（ｔ）を形成し、この出力信号Ｕ_a（ｔ）は負荷回路の周波数特性ないし伝達応答に応じてフィルタリングないし減衰されている。負荷回路の周波数伝達特性は図２ａ〜２ｃにおいて、出力電圧Ｕ_a（ｔ）に関して（図２ａ）、出力電力Ｐ_aLに関して（図２ｂ）、また位相角度ｐｈｉに関して（図２ｃ）示されており、この実施形態に関して伝達最大値は通常の場合、２６ｋＨｚを僅かに下回る範囲にある。したがって角度ｐｈｉは入力電圧Ｕ_e（ｔ）と出力電圧Ｕ_a（ｔ）との位相差を表す。
本発明におけるプロシージャを実施するために、ここでは、伝達最大値が典型的には２６ｋＨｚを極僅かに下回る範囲にあるように負荷回路の周波数特性は設計されているものとする。したがって変調された矩形状の電圧信号が供給される場合、一方では４５ｋＨｚから５５ｋＨｚの間で掃引される搬送周波数が十分良好に伝達され、他方では約２６ｋＨｚまたは約７４ｋＨｚのその側波帯も十分良好に伝達され、これによりランプの動作モードを維持することができる。

入力側において振幅変調された交流信号を以下の関数で表すことができる。

ここで、Ｕoは電圧振幅であり、ｆ_cは搬送周波数であり、ｆ_modは変調周波数であり、ｍは変調度を表す。

２つの側波帯を有する振幅変調された入力電圧Ｕ_e（ｆ）の振幅スペクトルが図３ａに示されている。図３ｂは、所属の電力スペクトルＰ_e（ｆ）を示す。補足として、従来技術から公知のプロシージャではＵ_e（ｆ）はＵ_a（ｆ）に等しく、Ｐ_e（ｆ）はＰ_a（ｆ）に等しいことを言及しておく。ここで振幅変調指数は約０．５である。周波数帯域の幅は、振幅スペクトルにおいては４５ｋＨｚから５５ｋＨｚの間にあり、また電力スペクトルにおいては相応に高い９０ｋＨｚから１２４ｋＨｚの間にある本発明の掃引を示唆する。矢印によって示唆されているように、電力スペクトルにおける２４ｋＨｚおよび４８ｋＨｚでの掃引されなかった線、したがって急峻な線は２４ｋＨｚでの振幅変調の結果であり、高圧放電ランプにおける混色モードを惹起する。０ｋＨｚにおける線はランプにおいて変換される平均電力に相当する。

電圧Ｕ_e（ｆ）に比例する、周波数変調された電圧Ｕ_M（ｆ）の振幅スペクトルが図４ａ（算出された振幅スペクトル）および図４ｄ（測定された振幅スペクトル）に示されている。２つの側波帯がはっきりと見て取れる。スペクトルＰ_e（ｆ）に比例する所属の電力スペクトルＰ_M（ｆ）が図４ｂ（算出された電力スペクトル）および図４ｅ（測定された電力スペクトル）に示されている。

ランプ共振回路の出力側において得られる振幅スペクトルＵ_a（ｆ）が図５ａ（算出された振幅スペクトル）および図５ｃ（測定された振幅スペクトル）に示されている。ランプ共振回路におけるフィルタリング後に得られる電力スペクトルＰ_a（ｆ）が図５ｂ（算出された電力スペクトル）および図５ｄ（測定された電力スペクトル）に示されている。２つの側波帯およびｆ_mod（２４ｋＨｚ）での特異な変調線がはっきりと見て取れる。

ランプ共振回路の入力側における信号Ｕ_M（ｔ）の時間的な経過が図４ｃに示されている。

周波数帯域の幅は、振幅スペクトルにおいて４５ｋＨｚから５５ｋＨｚの間にあり、また電力スペクトルにおいては相応に高い９０ｋＨｚから１２４ｋＨｚの間にある前述の掃引に由来する。図５ｂまたは図５ｄにおける矢印によって示唆されているように、電力スペクトルにおける２４ｋＨｚおよび４８ｋＨｚでの掃引されなかった線、したがって急峻な線は２４ｋＨｚでの振幅変調の結果であり、高圧放電ランプにおける混色モードを惹起する。０ｋＨｚにおける線はランプにおいて変換される平均電力に相当する。

以下では、マイクロコントローラにおいて周波数変調をディジタル形式で実施する有利な実施形態を詳細に説明するが、直接的でプログラム技術的なあらゆる実施形態によっても所望の目的は達成される：
周波数変調された信号は一般的に以下のように表される：

ここで、Ｕ_e（ｔ）はハーフブリッジに対する入力信号を表す；
Ｕｏはハーフブリッジ回路に対する給電電圧であり、通常はいわゆる中間回路電圧である；
ｆ_ｃは、ここでは典型的には第１の周波数ｆ₁＝４５ｋＨｚと第２の周波数ｆ₂＝５５ｋＨｚの間で掃引される搬送周波数である。掃引のための搬送周波数の調整は本願発明の考察において重要ではない。何故ならば、ここでは必要とされる約１００Ｈｚの反復率は静的であると見なされるからである；
ｆ_modは、ここでは典型的に２４ｋＨｚである変調周波数を表す。

外側の正弦関数に対する係数２／πは、ハーフブリッジの電子スイッチに関する一般的には矩形波状の制御を補正するための係数である。

変数

を導出することによって、

または以下のように書き表せる

瞬時周波数ｆ（ｔ）が得られる。

変調度ｍ＝ｔｏ／Ｔｃ＝ｔｏ ｆ_cが変更されると（ここで、ｔｏは１つの変調周期における制御信号の最大時間オフセットであり、実際には所望の変調度に応じて０〜Ｔｃである）、周波数変調を以下のように表すことができる；

ｆ_cの因数分解によって

が得られる：
これは、マイクロコントローラにおいてプログラム技術的に簡単に変換することができる、時間変調または位相変調の形の周波数変調を表す。

Ｕ_e（ｔ）のスペクトル分析は一般的に閉じた式では不可能である。したがって一般の近似解を用いて処理する必要があるか、数値シミュレーション法を使用する必要があり、これらはいずれも同一の結果をもたらす。

ベッセル係数としてのＪｎ（ｍ）を用いたＵ_e（ｔ）の因数分解は第１項のみを考慮して以下のように表される：

ｍ＜１に関して：Ｊｏ（ｍ）＝１−ｍ²／４＝１；Ｊ１（ｍ）＝ｍ／２；Ｊ２（ｍ）＝ｍ²／４。

これによりＵ_e（ｔ）については次式が得られる：

したがってＵ_e（ｔ）は３つの項を含む：
第１項は周波数ｆ_cの純粋な搬送信号に対応する；
第２項は、周波数ｆ_cの搬送周波数を有さない、周波数（ｆ_c＋ｆ_mod）および（ｆ_c−ｆ_mod）の２つの純粋な側波帯に対応する；
第３項は、搬送周波数ｆ_cを有さない、周波数（ｆ_c＋２・ｆ_mod）および（ｆ_c−２・ｆ_mod）の強度の低い２つの純粋な側波帯に対応する。

すなわち、一定の振幅および一定の変調周波数の周波数変調された入力信号の振幅スペクトルはシングルトーンＦＭ特性に対応する。これは周波数ｆ_cの搬送信号であり、その側波帯は間隔ｆ_mod、２・ｆ_mod〜ｎ・ｆ_modで現われるが、その強度はベッセル係数Ｊｎ（ｍ）に応じて減少する。

共振回路のフィルタ特性を以下のように設計する必要がある。すなわち、一方では所望の変調深度に応じて共振回路によってカバーされる必要な周波数領域が伝送され、他方ではシングルトーンＦＭによって形成される比較的高次の側波帯が十分にフィルタリングされるように、すなわち最終的には、実質的に２６ｋＨｚおよび７６ｋＨｚの１次の２つの側波帯のみが搬送されるようにするために、主として１００ｋＨｚを上回る比較的高い周波数に対する減衰が十分な強さである。

総じて以下のことが言える：振幅スペクトルはランプの共振回路の入力側および出力側において、従来技術から公知の「古典的な」振幅変調でも、本発明による「周波数変調」でも同一である。

これに対して共振回路の入力側における電力スペクトルは、従来技術から公知の「古典的な」振幅変調法においてのみ、ランプの共振回路の出力側における電力スペクトルと同一である。

本発明によるプロシージャでは、共振回路の入力側における電力スペクトルは共振回路の出力側における電力スペクトルと同一ではない。

算出されたスペクトルにおいては、明瞭性の理由から、基本波のみが考慮されており、矩形波状の制御信号からの高次高調波は図示されていない。スペクトル領域の拡大は緩慢にカバーされる掃引領域、典型的には約１００Ｈｚの掃引反復率での４５ｋＨｚから５５ｋＨｚの領域に由来する。

周波数変調されたハーフブリッジ入力信号（図６を参照されたい）の算出された振幅スペクトルが図４ａに示されており、所属の測定された振幅スペクトルが図４ｄに示されている。周波数ｆ_cにおける成分ならびに周波数ｆc＋ｆ_modおよびf_c−ｆ_modにおける成分がはっきりと見て取れる。ハーフブリッジの入力側における信号の算出された電力スペクトルが図４ｂに示されており、所属の測定された電力スペクトルが図４ｅに示されている。２４ｋＨｚにおいて特異な変調線は生じていないことがはっきりと見て取れる。図４ｃはハーフブリッジ入力信号の時間的な経過を示す。上述したように、Ｕ_MはＵ_eに比例する。

ランプにおける出力信号Ｕ_a（ｔ）の算出された振幅スペクトルが図５ａに示されており、所属の測定された振幅スペクトルＵ_a（ｆ）が図５ｃに示されている。

ランプにおける算出された電力スペクトルＰ_a（ｆ）が図５ｂに示されており、所属の測定された電力スペクトルが図５ｄに示されている。電力スペクトルにおいて見て取れる狭いスペクトル線は変調の個別の急峻な線を示唆する。

負荷回路のフィルタ特性の設計によって、５０％までの変調深度を達成することができる。

中間結果として、マイクロコントローラを用いたハーフブリッジの電子スイッチに対する制御信号を基礎とするだけで、付加的な電子的な電力コンポーネントを要することなく、高圧放電ランプの動作に関する所望の変調が実施されることを確認できる。

図６は、本発明による回路装置の実施例を示す。いわゆるランプインバータ１０は、第１のスイッチＳ１および第２のスイッチＳ２をハーフブリッジ装置内に有するインバータ１２を含む。ハーフブリッジ装置は制御入力側を介して電圧Ｕ_e1またはＵ_e2によって制御される。電圧Ｕ_e1およびＵ_e2は常に相補的であり、信号技術的に入力信号Ｕ_e（ｔ）によって表すことができる。

ランプインバータ１０はさらに負荷回路または共振回路１４を含み、この共振回路１４はチョークコイルＬ₁およびコンデンサＣ₁を有する。ハーフブリッジ装置は給電電圧Ｕｏによって給電され、この給電電圧Ｕｏは通常の場合、いわゆる中間回路電圧である。

図示されている実施例において、ドライバ回路１６を介して電圧Ｕ_e1およびＵ_e2が導出されるランプインバータ１０の入力信号Ｕ_ｅはマイクロコントローラ１８から供給される。マイクロコントローラ１８の構成要素を離散的に構成できることも言及しておく。マイクロコントローラ１８においては、入力側２０を介して電圧Ｕ_R2、すなわち分圧器Ｒ₁，Ｒ₂の抵抗Ｒ₂において降下する電圧が供給される。

電圧Ｕ_R2はランプＬａにおける電圧Ｕ_aに比例し、ランプ電圧の振幅および振幅変調度の測定を実現する。電圧Ｕ_R2は一方では、コンデンサＣ_Pおよび抵抗Ｒ_Pを含むローパスフィルタに供給され、出力電圧Ｕ_aの平均値に比例する電圧Ｕ_Pを形成する。

電圧Ｕ_R2は他方ではハイパス回路２２に供給され、ダイオードにおいて整流され、これにより目下の変調変動度ΔＵ_istが得られる。測定された２つのパラメータから変調度の目下の値
ｍ_ist＝ΔＵ_ist／Ｕ_P
が求められる。

インタフェース２４を介して変調度の目標値ｍ_Sollを入力することができる。この目標値ｍ_Sollが乗算器２６においてＵ_Pと乗算され、したがって出力側にはΔＵ_Sollが供給される。コントローラ２８は、ΔＵ_ist＝ΔＵ_Sollとなるような制御を行う。

コントローラ２８の出力側においては制御量が変調度に関する調整量として提供され、ブロック３０に供給される。さらにブロック３０は２４ｋＨｚ周波数発生器３２から周波数ｆ_mod＝２４ｋＨｚの正弦波信号を得る。ブロック３０の出力側には２４ｋＨｚの信号が提供される。この信号の振幅は閉ループ制御されており、また所望の変調度ｍ_sollに対応する。

周波数発生器３４を介して、のこぎり波状の１００Ｈｚの掃引信号が形成される。のこぎり波状の掃引信号の振幅も２４ｋＨｚの信号の振幅も制御されており、周波数発生器３６に供給される。この周波数発生器３６は２つの入力信号、すなわち入力側３８におけるのこぎり波状の掃引信号ならびに入力側４０における振幅制御されたｆ_mod信号を処理し、信号Ｕ_eを形成する。これにより、ｆ_modの正弦波状のクロックで周波数変調された信号であり、その中心周波数はｆ_modと比べて非常に緩慢に掃引制御信号の１００Ｈｚクロックでのこぎり波状に調整される。

当業者には周知であるように、ハーフブリッジに由来する直流成分を阻止するために使用される結合コンデンサＣ_Laを別の個所、例えばランプチョークコイルＬ₁とランプＬａとの間、ランプＬａと電圧Ｕｏ用の端子との間などに取り付けることも可能である。さらには、ランプの直流電気的な分離が所望される場合には、出力回路内にトランスを備えた実施形態も可能である。

図７Ａ〜図７ｃおよび図８は、本発明の４つの異なるバリエーションによる電圧Ｕ_eの形成を示す。

それぞれの曲線ａ）は、ここでは２４ｋＨｚの周波数ｆ_modを有する矩形波信号を表す。この矩形波信号から、マイクロコントローラにおいて先ずそれぞれの曲線ｂ）のような三角波信号、またそこからそれぞれの曲線ｃ）のような正弦波信号が形成される。４つのバリエーションは曲線ｅ）およびｆ）において異なり、３つの曲線では５０ｋＨｚの信号、すなわち掃引される搬送周波数の中心周波数が曲線ｄ）で表されており、この中心周波数は所望の信号の形成の際に非常に重要である。曲線ｅ）は５Ｖのレベルにあるハーフブリッジ制御信号としてのそれぞれの電圧Ｕ_e（ｔ）を表し、それぞれの曲線ｆ）は約５００Ｖのレベルにあるハーフブリッジ中点Ｍにおける、曲線ｅ）と同形状の電圧Ｕ_Mを表す。

図７ａ〜図７ｃはパルス幅変調モジュールが使用される実施形態を示す。パルス幅変調モジュールのクロック入力側は、第１の周波数と第２の周波数との間で掃引される周波数に関するソースに接続されており、また変調入力側は変調周波数の信号に関するソースと接続されている。第１の周波数と第２の周波数との間で掃引される信号のパルス幅が変調周波数の信号に依存して、殊に変調周波数の信号の瞬時値に依存して変調されるように制御回路１８は設計されている。

図７ａは、非等間隔サンプリングの例を示す。周波数ｆ_cを有する掃引された信号のパルス幅は信号のエッジが現れる度に周期的な変調信号ｆ_modの瞬時値に応じて（曲線ｃ）を参照されたい）調整される。したがって、曲線ｃ）による変調信号の小さい振幅により小さいパルス幅が生じ、変調信号の大きい振幅により大きいパルス幅が生じる。相応のパルス幅が経過すると、正弦波信号（曲線ｃ））の存在する瞬時値に応じて後続のパルス幅が規定される。

図７ｂに示されているバリエーションによれば制御回路１８は以下のように設計されている。すなわち、第１の周波数と第２の周波数との間で掃引されるクロックのパルス幅は変調周波数の信号の瞬時値に依存して、所定の時点に、殊に時間的に等間隔の時点に変調周波数の信号の瞬時値が求められ、求められた瞬時値に応じて掃引されるクロックの目下のパルス幅が拡大されるか縮小されるように変調される。選択されるサンプリングレートが高くなればなるほど、パルス幅の変更による周波数変調はより完全になるが、マイクロコントローラはより多くクロック制御を行わなければならなくなり、これによってもちろん、仕様によって定められている限界に何時かは達してしまう。したがって有利には、実際上２・ｆ_cのサンプリングレートでしか作動されず、これは２４ｋＨｚの正弦波信号（４倍オーバサンプリング）を５０ｋＨｚのクロック（２倍オーバサンプリング）で変調するには十分な精度である。

したがって、正確に変調された、２ｆ_cの掃引されたクロック同期サンプリングで作動される場合には、周波数ｆ_cのクロックを有する信号を表すためのシャノン判定基準が常に維持され、この観点から殊に有利である。

図７ｂは等間隔サンプリングでの時間的な経過を示す。周波数ｆ_cを有する周波数変調された信号のパルス幅は、等間隔で十分に大きいマスター信号のクロック、ここでは５０ｋＨｚのクロック（曲線ｃ）で、周期的な変調信号ｆ_modの瞬時値に応じて調整される。ここでは電圧Ｕ_e（曲線ｅ））の経過が以下のように求められる。曲線ｄ）におけるマスター信号の上昇エッジ毎および下降エッジが生じる度に、正弦波信号（曲線ｃ））の瞬時値が求められ、信号Ｕ_e（曲線ｅ））の形成に使用される。

図７ｃは、第１の制御信号および第２の制御信号において上昇エッジもパルス中心も変調周波数のクロックで、第１の周波数と第２の周波数との間で掃引される変調されていないクロックに対してずらされている実施形態を示す。周波数変調された信号（曲線ｅ））の上昇エッジは、等間隔で十分に大きいマスター信号（曲線ｄ））のクロックで、周期的な変調信号ｆ_mod（曲線ｃ））の瞬時値に応じてずらされる。続いて、この代表的な変調値に応じて、パルス中心が変調されていないパルスに関して絶対値で半分だけずらされるようにパルス幅が計算される。

図８は制御回路が位相シフトモジュールを有する実施形態を示す。位相シフトモジュールのクロック入力側は、第１の周波数と第２の周波数との間で掃引されるクロックに関するソースに接続されており、また変調入力側は第３の周波数の信号に関するソースと接続されている。第１の周波数と第２の周波数との間で掃引される信号の開始エッジが変調周波数の信号に依存して、殊に変調周波数の信号の瞬時値に依存してずらされるように制御回路は設計されている。

図８によれば、周波数変調された信号（曲線ｅ））の上昇エッジおよび下降エッジは、等間隔で十分に大きいマスター信号（曲線ｄ））のクロックで、周期的な変調信号ｆ_mod（曲線ｃ））の瞬時値に応じてずらされる。

図９は、本発明において使用されたテスト構造における種々の信号の測定された時間的な経過を示す。ここでは負荷回路の出力側における電圧、すなわちランプを制御する電圧がパーシステンスモードにおいて測定された。曲線ａ）は変調信号の時間的な経過を示し、曲線ｂ）は共振回路の入力側、すなわちハーフブリッジ装置の中点Ｍにおける周波数変調された矩形波信号を示し、曲線ｃ）は共振回路の出力側におけるランプＬａにおける電圧Ｕ_aを示す。周波数ｆ_modによる振幅変調がはっきりと見て取れる。

Claims (12)

1. 高圧放電ランプ（Ｌａ）を作動させるための回路装置であって、
   ハーフブリッジ装置内に少なくとも１つの第１の電子スイッチ（Ｓ１）および少なくとも１つの第２の電子スイッチ（Ｓ２）を有し、
   前記ハーフブリッジ装置に直流電圧信号（Ｕｏ）を供給する給電端子を有し、
   ランプチョークコイル（Ｌ₁）を含み、且つ一方ではハーフブリッジ中点に接続されており、他方では前記高圧放電ランプ（Ｌａ）に接続するための少なくとも１つの端子に接続されている負荷回路（１４）を有し、
   前記第１の電子スイッチ（Ｓ１）および前記第２の電子スイッチ（Ｓ２）に少なくとも１つの第１の制御信号および少なくとも１つの第２の制御信号を供給する制御回路（１８）を有し、該制御回路（１８）は、前記第１の制御信号および前記第２の制御信号を、そのクロックが第１の周波数（ｆ₁）と第２の周波数（ｆ₂）との間で掃引されているように供給するよう設計されている形式の回路装置において、
   前記制御回路（１８）はさらに、前記第１の制御信号および前記第２の制御信号を所定の第３の周波数（ｆ_mod）で変調し、該所定の第３の周波数（ｆ_mod）による変調はシングルトーン周波数変調であり、前記第１の制御信号および前記第２の制御信号の振幅スペクトルにおいて、少なくとも１つの第１のスペクトル線、少なくとも１つの第２のスペクトル線および少なくとも１つの第３のスペクトル線が現われ、前記第１のスペクトル線は掃引されるクロックの目下の周波数に対応し、前記第２のスペクトル線および前記第３のスペクトル線は前記所定の第３の周波数（ｆ_mod）の絶対値の距離を置いて、第１のスペクトル線について対称的に現われ、前記高圧放電ランプ（Ｌａ）に接続するための端子における信号の電力スペクトルにおいて前記所定の第３の周波数（ｆ_mod）のスペクトル線が生じるように構成されていることを特徴とする、回路装置。
2. 前記制御回路（１８）は制御された発振器を含む、請求項１記載の回路装置。
3. 前記制御回路（１８）はパルス幅変調モジュールを有し、該パルス幅変調モジュールのクロック入力側は、前記第１の周波数と前記第２の周波数との間で掃引されるクロックに関するソースに接続されており、変調入力側は前記第３の周波数（ｆ_mod）の信号に関するソースと接続されており、
   前記制御回路（１８）は、前記第１の周波数と前記第２の周波数との間で掃引される信号のパルス幅を前記第３の周波数の信号に依存して、例えば前記第３の周波数の信号の瞬時値に依存して変調するよう構成されている、請求項２記載の回路装置。
4. 前記制御回路（１８）は、前記第１の周波数と前記第２の周波数との間で掃引されるクロックのパルス幅を前記第３の周波数（ｆ_mod）の信号の瞬時値に依存して、所定の時点に、例えば時間的に等間隔の時点に前記第３の周波数の信号の瞬時値が求められ、求められた前記瞬時値に応じて掃引されるクロックの目下のパルス幅が拡大または縮小されるように変調するよう構成されている、請求項３記載の回路装置。
5. 前記第１の制御信号および前記第２の制御信号において上昇エッジもパルス中心も前記第３の周波数（ｆ_mod）のクロックで、前記第１の周波数と前記第２の周波数との間で掃引された変調されていないクロックに対してずらされている、請求項４記載の回路装置。
6. 前記制御回路（１８）は位相シフトモジュールを有し、該位相シフトモジュールのクロック入力側は、前記第１の周波数と前記第２の周波数との間で掃引されるクロックに関するソースに接続されており、変調入力側は前記第３の周波数（ｆ_mod）の信号に関するソースと接続されており、
   前記制御回路（１８）は、前記第１の周波数と前記第２の周波数との間で掃引される信号の開始エッジおよび終了エッジを前記第３の周波数（ｆ_mod）の信号に依存して、例えば前記第３の周波数の信号の瞬時値に依存してずらすよう構成されている、請求項２記載の回路装置。
7. クロック周波数は１５０ｋＨｚを下回り、有利には３０ｋＨｚ〜９０ｋＨｚ、殊に有利には４０ｋＨｚ〜６０ｋＨｚである、請求項１から６までのいずれか１項記載の回路装置。
8. 前記第３の周波数（ｆ_mod）は５０ｋＨｚを下回り、有利には２０ｋＨｚ〜３５ｋＨｚである、請求項１から７までのいずれか１項記載の回路装置。
9. 掃引周波数は５０Ｈｚ〜５００Ｈｚ、有利には８０Ｈｚ〜２００Ｈｚである、請求項１から８までのいずれか１項記載の回路装置。
10. ハーフブリッジ装置内に第１の電子スイッチ（Ｓ１）および第２の電子スイッチがそれぞれ１つだけ設けられている、請求項１から９までのいずれか１項記載の回路装置。
11. 第３の電子スイッチおよび第４の電子スイッチをさらに有し、前記第１の電子スイッチ、前記第２の電子スイッチ、前記第３の電子スイッチおよび前記第４の電子スイッチはフルブリッジ装置において接続されており、
    前記制御回路（１８）は、前記第３の電子スイッチおよび前記第４の電子スイッチに対する制御信号も前記第１の電子スイッチおよび前記第２の電子スイッチに対する制御信号に応じて、例えば相補的であるように供給するよう構成されている、請求項１から１０までのいずれか１項記載の回路装置。
12. 回路装置において高圧放電ランプ（Ｌａ）を作動させるための方法であって、
    前記回路装置は、ハーフブリッジ装置内の少なくとも１つの第１の電子スイッチ（Ｓ１）および少なくとも１つの第２の電子スイッチ（Ｓ２）と、前記ハーフブリッジ装置に直流電圧信号を供給する給電端子と、ランプチョークコイル（Ｌ₁）を含み、且つ一方ではハーフブリッジ中点に接続されており、他方では前記高圧放電ランプ（Ｌａ）に接続するための少なくとも１つの端子に接続されている負荷回路（１４）と、前記第１の電子スイッチ（Ｓ１）および前記第２の電子スイッチ（Ｓ２）に少なくとも１つの第１の制御信号および少なくとも１つの第２の制御信号を供給する制御回路（１８）とを有し、該制御回路（１８）は、前記第１の制御信号および前記第２の制御信号を、そのクロックが第１の周波数と第２の周波数との間で掃引されているように供給するよう構成されている形式の高圧放電ランプ（Ｌａ）を作動させるための方法において、
    前記高圧放電ランプ（Ｌａ）に接続するための端子における信号の電力スペクトルにおいて所定の第３の周波数（ｆ_mod）のスペクトル線が生じるように、前記所定の第３の周波数（ｆ_mod）による前記第１の制御信号および前記第２の制御信号のシングルトーン変調を実施することを特徴とする、高圧放電ランプ（Ｌａ）を作動させるための方法。

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