WO2008083852A1 - Schaltungsanordnung und verfahren zum betreiben einer hochdruckentladungslampe - Google Patents

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signal
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modulation
clock
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Herbert Kaestle
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    • H05B41/288—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps without preheating electrodes, e.g. for high-intensity discharge lamps, high-pressure mercury or sodium lamps or low-pressure sodium lamps
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    • H05B41/2928—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the lamp against abnormal operating conditions

Definitions

  • the present invention relates to a circuit arrangement for operating a high-pressure discharge lamp having at least one first and one second electronic switch in a half-bridge arrangement, a supply voltage connection for supplying the half-bridge arrangement with a DC voltage signal, a load circuit comprising a lamp inductor and, on the one hand, to the half-bridge center and on the other hand is coupled to at least one connection for connecting the high-pressure discharge lamp, a drive circuit for providing at least a first and a second drive signal for the first and the second electronic switch, wherein the drive circuit is designed, the first and the second drive signal such to provide that the clock on the one hand gesweept between a first and a second frequency and on the other hand is modulated with a predetermined third frequency. It also relates to a method for operating a high-pressure discharge lamp on a corresponding circuit arrangement.
  • a sinusoidal alternating operating voltage is generally required, the Frequency depending on the geometry of the high-pressure discharge lamp in the range between 45 kHz to 55 kHz usually sawtooth sawed in 100 Hz cycle.
  • the sweep operation ver ⁇ prevents the permanent excitation of acoustic resonances in general, and also helps stabilize the plasma arc at (Arc-Straighning).
  • the AC operating voltage should be simultaneously amplitude modulated in addition to the sweep operation, the modulation likewise being in accordance with the geometry of the high pressure discharge lamp, in particular the lamp burner, both in frequency, typically 23 kHz to 30 kHz, and in the modulation depth.
  • ty ⁇ pisch legally 10% to 40% should be adjustable.
  • the amplitude modulation here serves for targeted excitation of a special longitudinal acoustic resonance in the plasma arc, which, in its capacity as longitudinal mode, leaves the burning behavior of the plasma arc unimpaired with respect to its stability, but additionally causes increased mixing of the gas components in the combustion chamber. This is known by the term colormixing pertinent.
  • the amplitude modulation leads, in particular in vertical operation, to a more homogeneous luminance along the plasma arc and, on the other hand, also to a considerable increase in the efficiency of the luminous efficacy.
  • the lamp when using an inverter in a full-bridge arrangement, the lamp must be disconnected from the electronic ballast via a transformer transformer because of the steep flanks at both outputs for EMC reasons, so that only the harmonic difference signal is emitted to the outside on both lamp lines.
  • the object of the present invention is therefore to further develop the circuit arrangement mentioned at the outset or the method mentioned at the outset in such a way that the impression of the amplitude modulation is made possible with reduced effort, wherein at the same time the Verwen ⁇ tion of an inverter should be given in half-bridge arrangement.
  • the invention is fundamentally based on the finding that an amplitude modulation of the drive signal for the high-pressure discharge lamp can in principle be generated based on a frequency modulation at the input of an inverter in a half-bridge arrangement.
  • the separate modulation pre-stage already mentioned in connection with the prior art can be saved, which leads to a considerable component reduction, which is advantageously reflected both in the required space requirement and in the efficiency and the realization costs.
  • the present invention takes a different route than the already mentioned EP 1 501 338.
  • the drive circuit is designed so that the clock of the drive signals between a first and second frequency is swept , And that their pulse width and / or phase is modulated with a predetermined third frequency, so here is to say that although there the pulse width is va ⁇ riiert, but within a cycle so betechnik ⁇ stelligt that each of the period and vice versa ⁇ the operating frequency always remains the same. It is therefore not quantified with the third frequency Frequency modulation (apart from slow sweep tracking, of course).
  • a pulse width modulation as illustrated in Figure 6 of the local carrier frequency is kept constant, can only in a bridge arrangement VoIl- an amplitude modulation effect be Farming ⁇ ken.
  • the dual pairs are respectively supplied to the lying diagonally to each other electro ⁇ African switches.
  • this procedure does not lead to the desired result, since necessarily the upper and lower switch in the cycle kom ⁇ plement must be operated without long dead time in a half-bridge and under this Frame condition, the required spectral purity of the amplitude modulation can not be achieved.
  • no sinusoidal amplitude modulation can be generated and, due to the system, a mixture of several modulation frequencies is always obtained.
  • phase modulation is to say that in this case two mutually inverted clock ⁇ signals are provided with constant operating frequency for driving the opposite branches of the full bridge, now for generating an amplitude modulation effect, the phase position of the two gegenü ⁇ bercet clock signals are shifted from each other in time to the third frequency. Which of the two clock signals remains fixed in time or whether both are shifted in time with respect to a fixed period of time? is completely irrelevant, since only the relative displacement to each other produces an effect.
  • the first and second drive signals for the first and second switches of the half-bridge arrangement are generally generated in a half-bridge driver from a single drive signal for the inverter, the first and second drive signals always being complementary to each other.
  • the signal generated at the half-bridge center point insbeson ⁇ particular square-wave signal is exactly the same in shape as the drive signal at the input of the AC rectifier, thereby, that the input of the half-bridge driver.
  • the operating frequency is modulated sinusoidally in time with the modulation frequency, ie the third frequency.
  • the sweep tracking is foreseeable.
  • the operating frequency is thus varied over time, thereby has a steadily changing instantaneous value and is only on average, according to their no ⁇ minellen value, constant.
  • This frequency modulation then, after the higher order harmonics have been filtered out on the load circuit, generates at the lamp the desired amplitude modulation operating signal.
  • the drive circuit is designed to carry out the modulation with the predetermined third frequency such that at least a first in Amplitudenspekt ⁇ around the first and the second control signal, a second and a third spectral he ⁇ appear, the first of the instantaneous frequency corresponds to the swept clock, and the second and the third ⁇ spectral line amount in terms of the distance of the predetermined third frequency appear symmetrical to the first spectral line.
  • phase position of the signal in the second and in the third spectral line is such that there is no spectral line at the predetermined third frequency in the amplitude spectrum of the signal at the half-bridge center.
  • the load circuit is configured as a resonant circuit that in Leis ⁇ spectrum processing at the terminal for connecting the high pressure discharge lamp with a connected high-pressure discharge lamp a spectral line at the predetermined third frequency result.
  • the driving circuit is ⁇ sets to perform a frequency modulation of the swept between the first and the second clock frequency with the third predetermined frequency.
  • the drive circuit comprises a pulse width modulation module
  • the clock input is ge ⁇ coupled to a source for the swept between the first and second frequency clock, and its modulation input to a source of the signal at the third frequency
  • said driving circuit configured is to modulate the pulse width of the signal swept between the first and the second frequency as a function of the signal at the third frequency, in particular in dependence on an instantaneous value of the signal at the third Fre ⁇ frequency.
  • the drive circuit is preferably designed to modulate the pulse width of the clocked between the first and the second frequency clock in response to an instantaneous value of the signal at the third frequency such that at predetermined times, in particular at times with equidistant time interval, the instantaneous value of the signal is determined at the third frequency and the instantaneous pulse width of the swept clock is extended or shortened in accordance with the determined eye ⁇ view value.
  • both the rising edge and the center of the pulse compared to the clock of the third frequency is shifted to the unmodulated clock swept between the first and second frequencies.
  • the drive circuit comprises a phase-shift module whose clock input is coupled to a source for the swept between the first and the second frequency clock and whose modulation input to a source for the signal at the third Fre ⁇ quenz, wherein the drive circuit being ⁇ sets is to delay the initial edge and the end edge of the see intermediate the first and second frequency swept signal in response to the signal at the third Fre acid sequence, in particular in dependence on an instantaneous value of the signal at the third frequency.
  • the drive circuit comprises a phase shift module and a pulse width modulation ⁇ module, wherein the drive circuit is designed in zwi ⁇ tween the first and the second frequency gesweepten clock signal initially the starting edge in response to the signal at the third frequency and then in the same way the position of the original pulse center also in dependence of the signal at the third frequency.
  • the clock frequency is preferably below 150 kHz, preferably ⁇ as between 30 and 90 kHz, particularly preferably be- view 40 and 60 kHz.
  • the third frequency is preferably below 50 kHz, before ⁇ preferably between 20 and 35 kHz.
  • the sweep frequency is preferably between 50 Hz and 500 Hz, preferably Zvi ⁇ rule 80 Hz and 200 Hz.
  • a third and a fourth electronic switch may be provided, wherein the first, the second, the third and the fourth electronic switch are connected in full-bridge arrangement, and wherein the drive ⁇ circuit is designed to provide the drive signals for the third and the fourth electronic switch according to the drive signals for the first and the second electronic switch, in particular complementary.
  • the drive ⁇ circuit is designed to provide the drive signals for the third and the fourth electronic switch according to the drive signals for the first and the second electronic switch, in particular complementary.
  • Figure 1 is a schematic representation of the equivalent circuit of a lamp resonant circuit.
  • 3a shows the calculated amplitude spectrum for the input of the resonant circuit in the prior art; for the output of the resonant circuit, the same amplitude spectrum results at the lamp;
  • FIG. 3b shows the calculated power spectrum for the input of the resonant circuit in the prior art
  • FIG. 4b and e the projected (Fig. 4b) and the precisely measured ⁇ ne (4e.) Power spectrum for the input of the resonant circuit at frequency modulation ⁇ ;
  • FIGS. 5a and c shows the time profile of the signal U M (t) at the input of the lamp resonant circuit
  • FIGS. 5a and c the projected (Fig. 5a) and the precisely measured ⁇ ne (Fig. 5c) the amplitude spectrum at the output of the resonant circuit at frequency modulation ⁇ ;
  • 7c shows the time profile of the Anêtsigna ⁇ le and the output signals when using a phase-shift module and a pulse width modulation module for generating a flank shift and pulse center shift;
  • Fig. 9 shows the time course of the signal at the
  • the inverter for operating a high-pressure discharge lamp is generally a third-order load circuit, which can be described using the following differential equation:
  • Fig. 1 shows an equivalent circuit diagram for the elements of the lamp resonant circuit including the high-pressure discharge lamp, where U e (t) is the voltage justifiedge from the inverter ⁇ set, U a (t) the voltage at the high-pressure discharge lamp produced, Li and Ci, the Lamp inductor and the capacitor of the load circuit, C B a Koppelkonden ⁇ sator and R L the representative ohmic resistance of the high pressure discharge lamp La.
  • excitation of the Lampenlast- circle Li Ci generates a signal U s (t) to the lamp La, an output signal U a (t), the attenuated filtered or corresponding to the Frequenzcha ⁇ rakterizing or the transmission behavior of the Lastkrei ⁇ ses is.
  • the frequency About ⁇ transmission characteristic of the load circuit is shown in Figures 2a to 2c for the output voltage V out (t) (Fig. 2a), the output power P aL (Fig. 2b), as also shown for the phase angle phi (Fig. 2c), where for the present the transmission maximum is typically slightly below the 26 kHz range.
  • the Win ⁇ angle phi is therefore to the phase difference between the input voltage U e (t) and the output voltage U a (t).
  • the frequency characteristic of the load circuit is designed so that the transmission maximum is typically just below the range of 26 kHz.
  • the carrier frequency swept between 45 kHz and 55 kHz and its sidebands are transmitted sufficiently well at approximately 26 kHz or at 74 kHz, whereby the lamp can be kept in its operating mode ,
  • An input-side amplitude-modulated alternating signal can be described with the following function:
  • Uo is the voltage amplitude
  • f c is the carrier frequency
  • f mOd is the modulation frequency
  • m is the degree of modulation.
  • FIG. 3a The amplitude spectrum of the amplitude-modulated input voltage Ue (f) with its two sidebands is shown in FIG. 3a.
  • FIG. 3b shows the associated power spectrum Pe (f).
  • Ue (f) is equal to Ua (f)
  • Pe (f) is equal to Pa (f).
  • Amplitudenmodulati ⁇ onsindex is about 0.5.
  • the width of the frequency bands should be present sweep present, which is in the amplitude spectrum between 45 kHz and 55 kHz and in the power ⁇ spectrum correspondingly higher between 90 kHz and 124 kHz.
  • the unswept and therefore sharper lines in the power spectrum at 24 kHz and 48 kHz, as indicated by the arrows, are the results of the amplitude modulation at 24 kHz and cause the Colormixing mode in the high pressure discharge lamp.
  • the line at 0 kHz corresponds to the average power converted to the lamp.
  • the amplitude spectrum of the frequency modulated voltage U M (f), the voltage U e (f) is proportional, in Figs. 4 (calculated) and Fig. 4d (measured) Darge ⁇ represents.
  • the associated power spectrum P M (f), which is the spectrum P e (f) is proportional, is shown in Figs. 4b ( ⁇ be included), and Fig. 4e (measured), respectively.
  • the resulting amplitude spectrum U a (f) at the output of the lamp resonant circuit is shown in FIGS. 5 a (measured) and 5c (measured).
  • the resulting performance spectrum P a (f) after filtering the lamp resonant circuit is shown in FIGS. 5b (calculated) and Fig. 5d (gemes ⁇ sen) is shown.
  • Fig. 5d are Clearly visible are the two sidebands and the singular modulation line at f mO d (24 kHz).
  • the width of the frequency bands is due to the mentioned
  • a frequency modulated signal is generally expressed fol ⁇ gender extent:
  • the prefactor 2 / ⁇ for the outer sine function is the form factor for correcting the generally rectangular drive for the electronic switches of the half-bridge.
  • ⁇ (t) 2- ⁇ -f c ⁇ t + m-sin (2- ⁇ -f mod -t)
  • f (t) f c + mi 2 - ⁇ -f mod ) -cos (2- ⁇ -f mod - ⁇ .
  • the first term corresponds to a pure carrier signal at the frequency f c ;
  • the second term corresponds to two pure sidebands at the frequencies (f c + f mO d) and (f c -f mO d), without the carrier at the frequency f c ;
  • the third term corresponds to two pure sidebands of low intensity at the frequencies (f c + 2-f mod ) and (f c -2-f mod ) without the carrier frequency f c .
  • the amplitude spectrum of the frequency-modulated input signal of constant amplitude and constant modulation Frequency thus corresponds to the one-tone FM characteristic. It is a carrier signal at the frequency f c whose sidebands appear at the distances f mod , 2-f mod to nf mod , but whose intensity decreases in accordance with the Bessel coefficients Jn (m).
  • the filter characteristic of the resonant circuit must now be designed so that on the one hand according to the ge ⁇ desired modulation depth of the required überstriche- ne frequency range is transmitted from the resonant circuit and on the other hand, the attenuation for higher frequencies is plural more than 100 kHz sufficiently strong so that by the single-tone FM generated higher-order sidebands are also largely eliminated, that finally come to fruition in the Vin ⁇ sentlichen only the two sidebands of the first order at 26 kHz and 76 kHz.
  • the amplitude spectrum is identical at the input of the resonant circuit and at the output of the resonant circuit to the lamp both in the "classical” amplitude modulation known from the prior art and in the "frequency modulation” according to the invention.
  • the power spectrum at the input of the resonant circuit is identical to the power spectrum at the output of the resonant circuit on the lamp only in the "classical" amplitude modulation method known from the prior art.
  • the Leis ⁇ tung spectrum is not i- dentisch at the input of the resonant circuit to the power spectrum at the output of the resonant circuit.
  • the fundamental waves are considered in the calculated spectra, while the higher harmonics are not shown in the rectangular control signals.
  • the broadening of the spectral ranges is due to the slowly swept sweep range, typically between 45 kHz and 55 kHz, at a sweep repetition rate of approximately 100 Hz.
  • FIG. 4 a shows the calculated amplitude spectrum of the frequency-modulated half-bridge input signal (compare FIG. 6). Clearly recognizable are the proportions at the frequency f c and at the frequencies f c + f mod and f c -f mod .
  • FIG. 4b shows the calculated power spectrum of the signal at the half-bridge input, FIG. 4e the associated calculated power spectrum. As can be clearly seen, no singular modulation line occurs at 24 kHz.
  • Fig. 4c shows the time course of the Halbmaschineneingangssig ⁇ Nals. As already noted, U M is proportional to U e .
  • FIG. 5a shows the calculated amplitude spectrum
  • FIG. 5c shows the associated measured amplitude spectrum Ua (f) of the output signal Ua (t) at the lamp.
  • Fig. 5b shows the calculated power spectrum Pa (f) of the lamp
  • Fig. 5d the associated measured power ⁇ spectrum of the lamp.
  • the narrow spectral lines to be detected in the power spectrum indicate the sharp individual lines of the modulation.
  • modulation depths of up to 50% can be achieved.
  • Fig. 6 shows an embodiment of a erfindungsge ⁇ MAESSING circuit arrangement.
  • a so-called lamp inverter 10 comprises an inverter 12, which comprises a first Sl and a second switch S2 in a half-bridge arrangement, which are driven via their control inputs by a voltage U e i or U e2 , where U e i and U e2 • are always complementary to one another and can be signal-technically represented by an input signal U e (t).
  • the lamp inverter 10 further comprises a load circuit or resonant circuit 14, which comprises a choke Li and a con ⁇ capacitor Ci.
  • the half-bridge arrangement is supplied by a supply voltage Uo, which usually represents the so-called intermediate circuit voltage.
  • the microcontroller 18 is via its input 20, the voltage U R2, that is, the drop across the resistor R 2 of the clamping ⁇ voltage divider Ri, R 2 voltage is supplied.
  • the voltage U R2 is the voltage V out across the lamp La per ⁇ proportional and allows the measurement of the amplitude of the lamp voltage and of the amplitude modulation degree.
  • the voltage U R 2 is on the one hand a low-pass filter, comprising a capacitor C P and a resistor R P , supplied to generate a voltage U P , which is proportional to the average value of the output voltage U a .
  • the voltage U R 2 a high-pass network 22 and rectified at a diode, yielding ⁇ testify the current modulation degree of variation .DELTA.U lst to it. From the two measured variables, the current value of the degree of modulation can be with
  • a controlled variable is provided as a manipulated variable for the degree of modulation and fed to a block 30.
  • a 24 kHz signal is provided whose amplitude level is Gere ⁇ gel, and the desired degree of modulation m to n speaks ⁇ ent.
  • the 100 Hz sweep signal is generated as a sawtooth.
  • Both the säge leopardför---shaped sweep signal and the 24 kHz signal having REG ⁇ ter amplitude level are provided to a frequency generator 36 is available.
  • the coupling capacitor C La which serves to block the half-bridge derived DC component, may also be attached elsewhere, for example, between the Lampendros ⁇ sel Li and the lamp La, between the lamp La and the terminal for the voltage Uo etc.
  • an embodiment with a transformer in the output circuit e- b might possible if a galvanic decoupling of the lamp is desired.
  • Figures 7a to c and 8 show the generation of the voltage U e according to four different variants of the present invention.
  • the respective curve a) represents a square wave signal with the frequency f mO d, in the present case 24 kHz. From this square wave signal according to the respective curve b) in the microcontroller first a triangular signal and from it a sinusoidal signal, see the respective curve c).
  • the four variants differ in the curves e) and f) wherein at three curves, a 50, ie, the average frequency of the swept carrier frequency, is plotted as a curve d), which is of further importance ⁇ processing in generating the desired signals kHz signal.
  • Curve e) represents the respective voltage U e (t) as Habbrü- ckenan horrinum on a 5V level, the respective curve f) the same to the curve e) voltage U M at the half-bridge center M, which at a level of approx. 500 V lies.
  • FIGS. 7a to 7c show embodiments in which a pulse width modulation module is used whose clock input is coupled to a source for the clock swept between the first and the second frequency and whose modulation input is coupled to a source for the signal at the modulation frequency.
  • the Anschenschal ⁇ device 18 is designed to modulate the pulse width of the signal swept between the first and the second frequency in response to the signal at the modulation frequency, in particular ⁇ depending on an instantaneous value of the signal at the modulation frequency.
  • Fig. 7a shows an example of a non-equidistant scan.
  • the pulse width of the swept Sig ⁇ Nals with the frequency f c according to each edge change ent ⁇ speaking of the instantaneous value of the periodic modulation-onssignals is fmocu see curve c)
  • a low amplitude of the modulation signal, curve c) thus resulting in a small pulse width, a large Ampli tude ⁇ of the modulation signal to a large pulse width.
  • After expiry of the pulse width of the next pulse width is then set according to the present instantaneous value of the sinusoidal signal, cure ⁇ venzug c).
  • cure ⁇ venzug c According to the variant shown in FIG.
  • the drive circuit 18 is designed to modulate the pulse width of the clocked between the first and the second frequency clock in response to an instantaneous value of the signal at the modulation frequency such that at predeterminable times, in particular at times with equivalent distant temporal distance, the instantaneous value of the signal at the modulation frequency is determined and extended according to the determined instantaneous value, the instantaneous pulse width of the swept clock or ver ⁇ shortened.
  • the Shannon criterion for writing a signal to the clock at the frequency f c is always met and is particularly advantageous from this point of view.
  • Fig. 7b shows the waveforms at equidistant sampling:
  • the pulse width of the frequency-modulated signal with the frequency f c is equidistant in time with a back ⁇ sufficiently large master signal, curve c), in this case 50 kHz, corresponding to the instantaneous value of the periodi ⁇ rule modulation signal f mO d set.
  • Present will be the variation of the voltage U e, curve e) as follows averages ⁇ : At each rising and falling edge of the master signal in the curve d) the instantaneous value of the sinusoidal signal, curve c), is determined and Erzeu- supply the signal U e, Curve e), used.
  • FIG. 7 c shows an embodiment in which both the rising edge and the center of the pulse in the first and in the second drive signal are shifted in the rhythm of the modulation frequency with respect to the unmodulated clock swept between the first and the second frequency.
  • the rising edge of the frequency-modulated signal, curve e), equidistant in time with a sufficiently large ⁇ SEN master signal, curve d), f corresponding to the eyes look ⁇ value of the periodic modulation signal MOD, curve c), moved.
  • the pulse width is calculated in such a way that the center of the pulse is shifted in magnitude by half with respect to the unmodulated pulse.
  • Fig. 8 shows an embodiment in which the actuation circuit comprises a phase-shift module whose clock input ⁇ gear to a source of the swept between the first and second frequency clock, and its modulation input to a source of the signal at the third frequency is coupled, wherein the drive circuit is designed to shift the beginning edge of the signal swept between the first and the second frequency in response to the signal at the modulation frequency, in particular in dependence on an instantaneous value of the signal at the modulation frequency.
  • the actuation circuit comprises a phase-shift module whose clock input ⁇ gear to a source of the swept between the first and second frequency clock, and its modulation input to a source of the signal at the third frequency is coupled, wherein the drive circuit is designed to shift the beginning edge of the signal swept between the first and the second frequency in response to the signal at the modulation frequency, in particular in dependence on an instantaneous value of the signal at the modulation frequency.
  • Fig. 9 shows the measured time profiles of various ⁇ Dener signals to an experimental setup in which the ahead ⁇ invention has been implemented. It was the voltage at the output of the load circuit, ie the voltage at which the lamp is driven, ge in the persistence mode measure ⁇ .
  • Curve a) shows the time course of the Mo ⁇ dulationssignals
  • curve b) the frequency-modulated wave signal at the input of the resonant circuit, that is at the midpoint M of the half-bridge arrangement
  • curve c) the voltage Ua across the lamp La at the output of the resonant circuit.
  • the amplitude modulation with the frequency f mO d can be clearly recognized.

Abstract

Schaltungsanordnung und Verfahren zum Betreiben einer Hochdruckentladungslampe Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanord- nung zum Betreiben einer Hochdruckentladungslampe (La) mit mindestens einem ersten (S1) und einem zweiten elektronischen Schalter (S2) in Halbbrückenanordnung; einem Versorgungsspannungsanschluss zum Versorgen der Halbbrückenanordnung mit einem Gleichspannungssignal; einem Lastkreis (14), der eine Lampendrossel (L1) umfasst und einerseits an den Halbbrückenmittelpunkt und andererseits an mindestens einen Anschluss zum Anschließen der Hochdruckentladungslampe (La) gekoppelt ist; einer Ansteuerschaltung (18) zur Bereitstellung zumindest eines ersten und einen zweiten Ansteuersignals für den ersten (S1) und den zweiten elektronischen Schalter (S2), wobei die Ansteuerschaltung (18) ausgelegt ist, das erste und das zweite Ansteuersignal derart bereitzustellen, dass deren Takt einerseits zwischen einer ersten und einer zweiten Frequenz gesweept ist und andererseits mit einer vorgebbaren dritten Frequenz (fmod) moduliert ist, wobei die Ansteuerschaltung (18) weiterhin ausgelegt ist, die Modulation mit der (fmod) derart vorzunehmen, vorgebbaren dritten Frequenz dass sich im Leistungsspektrum des Signals am Anschluss zum Anschließen der Hochdruckentladungslampe (La) eine Spektrallinie bei der vorgebbaren dritten Frequenz (fmod)ergibt. Sie betrifft überdies ein Verfahren zum Betreiben einer Hochdruckentladungslampe (La) an einer entsprechenden Schaltungsanordnung.

Description

Beschreibung
Schaltungsanordnung und Verfahren zum Betreiben einer Hochdruckentladungslampe
Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanord¬ nung zum Betreiben einer Hochdruckentladungslampe mit mindestens einem ersten und einem zweiten elektronischen Schalter in Halbbrückenanordnung, einem Versorgungsspan- nungsanschluss zum Versorgen der Halbbrückenanordnung mit einem Gleichspannungssignal, einem Lastkreis, der eine Lampendrossel umfasst und einerseits an den Halbbrücken- mittelpunkt und andererseits an mindestens einen An- schluss zum Anschließen der Hochdruckentladungslampe ge¬ koppelt ist, einer Ansteuerschaltung zur Bereitstellung zumindest eines ersten und eines zweiten Ansteuersignals für den ersten und den zweiten elektronischen Schalter, wobei die Ansteuerschaltung ausgelegt ist, das erste und das zweite Ansteuersignal derart bereitzustellen, dass deren Takt einerseits zwischen einer ersten und einer zweiten Frequenz gesweept ist und andererseits mit einer vorgebbaren dritten Frequenz moduliert ist. Sie betrifft überdies ein Verfahren zum Betreiben einer Hochdruckentladungslampe an einer entsprechenden Schaltungsanordnung.
Stand der Technik
Eine derartige Schaltungsanordnung und ein derartiges Verfahren sind bekannt aus der EP 1 501 338 A2, auf die im Folgenden noch näher eingegangen werden wird.
Zum Betrieb einer Hochdruckentladungslampe wird allgemein eine sinusförmige Betriebswechselspannung benötigt, deren Frequenz je nach Geometrie der Hochdruckentladungslampe im Bereich zwischen 45 kHz bis 55 kHz meist im 100 Hz- Takt sägezahnförmig gesweept wird. Der Sweepbetrieb ver¬ hindert im Allgemeinen die permanente Anregung akusti- scher Resonanzen und trägt außerdem zur Stabilisierung des Plasmabogens bei (Arc-Straighning) .
Bei hocheffizienten Metallhalogenid-Lampen sollte zur besseren Füllungsdurchmischung neben dem Sweepbetrieb die Betriebswechselspannung gleichzeitig amplitudenmoduliert werden, wobei die Modulation ebenfalls entsprechend der Geometrie der Hochdruckentladungslampe, insbesondere des Lampenbrenners, sowohl in der Frequenz, typischerweise 23 kHz bis 30 kHz, als auch in der Modulationstiefe, ty¬ pischerweise 10 % bis 40 %, einstellbar sein sollte. Die Amplitudenmodulation dient hierbei zur gezielten Anregung einer speziellen longitudinalen akustischen Resonanz im Plasmabogen, die in ihrer Eigenschaft als Longitudinalmo- de das Brennverhalten des Plasmabogens bezüglich seiner Stabilität unbeeinträchtigt lässt, aber zusätzlich eine verstärkte Durchmischung der Gaskomponenten im Brennraum bewirkt. Dies ist unter dem Begriff Colormixing einschlägig bekannt. Die Amplitudenmodulation führt einerseits, insbesondere im vertikalen Betrieb, zu einer homogeneren Leuchtdichte entlang des Plasmabogens und andererseits auch zu einer beträchtlichen Effizienzsteigerung der Lichtausbeute .
Bei der Verwendung eines Wechselrichters in Halbbrückenanordnung zur Ankopplung der Hochdruckentladungslampe an ein elektronisches Vorschaltgerät ist im Allgemeinen eine Einprägung der Amplitudenmodulation an dieser Stelle schwierig zu bewerkstelligen. Die Amplitudenmodulation wurde daher im Stand der Technik, vergleiche hierzu die DE 10 2005 028 4127.5, über eine separate Vorstufe auf die Versorgungsspannung der Halbbrücke aufgeprägt. Dies erfordert vom Schaltungsaufwand her mindestens eine Dros- sei und ein bis zwei elektronische Schalter.
Bei der Verwendung eines Wechselrichters in Vollbrücken- anordnung zur Ankopplung der Lampe an das elektronische Vorschaltgerät kann die Amplitudenmodulation im Allgemei¬ nen durch Phasenmodulation in der Ansteuerung der gegenü- berliegenden korrespondierenden elektronischen Schalter erzeugt werden, wie es beispielsweise in der EP 1 501 338 beschrieben wird. Neben dem Aufwand an zwei zusätzlichen elektronischen Schaltern zur Realisierung eines Wechselrichters in Vollbrückenanordnung hat diese Implementie- rung den Nachteil, dass der Lastkreis ausreichend tief abgestimmt sein muss, damit bei höheren inaktiven Totzei¬ ten das spannungsfreie Schalten, das so genannte Zero- Voltage-Switching, zum Schutz der meistens als elektronische Schalter verwendeten Feldeffekttransistoren ein- gehalten werden kann. Außerdem muss bei Verwendung eines Wechselrichters in Vollbrückenanordnung wegen der steilen Flanken an beiden Ausgängen aus EMV-Gründen die Lampe ü- ber einen Transformator-Übertrager vom elektronischen Vorschaltgerät getrennt werden, damit auf den beiden Lam- penleitungen nur noch das harmonische Differenzsignal nach außen tritt.
Darstellung der Erfindung
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht deshalb darin, die eingangs genannte Schaltungsanordnung bzw. das eingangs genannte Verfahren derart weiterzubilden, dass die Einprägung der Amplitudenmodulation unter reduziertem Aufwand ermöglicht wird, wobei gleichzeitig die Verwen¬ dung eines Wechselrichters in Halbbrückenanordnung gegeben sein sollte.
Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen von Patentanspruch 1 sowie durch ein Verfahren mit den Merkmalen von Patentanspruch 15.
Der Erfindung liegt grundsätzlich die Erkenntnis zugrunde, dass prinzipiell anhand einer Frequenzmodulation am Eingang eines Wechselrichters in Halbbrückenanordnung eine Amplitudenmodulation des Ansteuersignals für die Hochdruckentladungslampe erzeugt werden kann. Dadurch lässt sich die bereits im Zusammenhang mit dem Stand der Technik erwähnte, dort benötigte separate Modulationsvorstufe einsparen, was zu einer erheblichen Bauteilereduzierung führt, die sich sowohl im benötigten Platzbedarf als auch im Wirkungsgrad und den Realisierungskosten vorteilhaft niederschlägt .
Damit geht die vorliegende Erfindung einen anderen Weg als die bereits erwähnte EP 1 501 338. Wenngleich in An¬ spruch 1 der erwähnten Anmeldung zu lesen ist, dass die Ansteuerschaltung so ausgelegt ist, dass der Takt der Ansteuersignale zwischen einer ersten und zweiten Frequenz gesweept wird, und dass deren Pulsweite und/oder Phase mit einer vorgegebenen dritten Frequenz moduliert wird, so ist hierbei zu sagen, dass dort zwar die Pulsweite va¬ riiert wird, dies aber innerhalb eines Zyklus so bewerk¬ stelligt wird, dass jeweils die Periodendauer und umge¬ kehrt die Betriebsfrequenz stets dieselbe bleibt. Es liegt damit keine mit der dritten Frequenz quantifizierte Frequenzmodulation vor (von der langsamen Sweepnachfüh- rung selbstverständlich abgesehen) . Eine wie in der dortigen Figur 6 dargestellte Pulsweitenmodulation bei konstant gehaltener Trägerfrequenz kann nur in einer VoIl- brückenanordnung einen Amplitudenmodulationseffekt bewir¬ ken. In der Vollbrückenanordnung werden dabei die dualen Paare jeweils den diagonal zueinander liegenden elektro¬ nischen Schaltern zugeführt. In einer Halbbrückenanord¬ nung, wie sie sich die vorliegende Erfindung zum Ziel setzt, führt diese Vorgehensweise nicht zum gewünschten Ergebnis, da bei einer Halbbrücke notwendigerweise der obere und der untere Schalter innerhalb des Zyklus kom¬ plementär ohne längere Totzeit betrieben werden müssen und unter dieser Rahmenbedingung die erforderliche Spekt- ralreinheit der Amplitudenmodulation nicht bewerkstelligt werden kann. Man kann insbesondere keine sinusförmige Amplitudenmodulation erzeugen und man erhielte systembedingt stets ein Gemisch von mehreren Modulationsfrequenzen .
Im Hinblick auf die in der erwähnten Druckschrift beschriebene Implementierung mit einer Phasenmodulation ist zu sagen, dass hierbei zwei zueinander invertierte Takt¬ signale mit konstanter Betriebsfrequenz für die Ansteuerung der sich gegenüberliegenden Äste der Vollbrücke vor- gesehen werden, wobei nun zur Erzeugung eines Amplitudenmodulationseffekts die Phasenlage der beiden sich gegenü¬ berliegenden Taktsignale zueinander im Takt der dritten Frequenz verschoben werden. Welches der beiden Taktsignale dabei zeitlich fest bleibt, oder ob beide zeitlich je- weils in Bezug auf einen festen Zeitraum verschoben wer- den, ist völlig unerheblich, da nur die relative Verschiebung zueinander einen Effekt erzielt.
Dass die transiente Aktion der Phasenverschiebung auch einen Frequenzverschiebungseffekt mit sich bringt, ist für die Anwendung in einer Vollbrückenanordnung unrelevant, da ja auf die Verschiebung abgezielt wird, die den gewünschten Amplitudenmodulationseffekt mit sich bringt.
Bei der vorliegenden Erfindung wird von vorn herein nicht auf einen Effekt abgezielt, der auf eine Pulsweitenmodu- lation zur Variation der Ausgangsleistung über eine Tiefsetzerschaltung oder eine Phasenverschiebungsmodulation zweier Ansteuersignale zur Variation der Ausgangsleistung über eine Vollbrückenanordnung beruht, da dieser Effekt, wie bereits erwähnt, für den spektralreinen Betrieb einer Hocheffizienzlampe nur in diesen Schaltungsanordnungen zum Ziel führen kann.
Bei der vorliegenden Erfindung wird vielmehr auf einen Effekt abgezielt, der aufgrund einer Frequenzmodulation über ein einziges Ansteuersignal für den Wechselrichter in Halbbrückenanordnung erzielt werden kann. Wie für den Fachmann ohne weiteres ersichtlich, wird aus einem einzigen Ansteuersignal für den Wechselrichter im allgemeinen in einem Halbbrückentreiber das erste und das zweite Ansteuersignal für den ersten und den zweiten Schalter der Halbbrückenanordnung erzeugt, wobei das erste und das zweite Ansteuersignal zueinander stets komplementär sind. Das am Halbbrückenmittelpunkt erzeugte Signal, insbeson¬ dere Rechtecksignal, ist dabei von der Form her exakt dasselbe wie das Ansteuersignal am Eingang des Wechsel- richters, d.h. am Eingang des Halbbrückentreibers. Bei der Frequenzmodulation wird die Betriebsfrequenz im Takt der Modulationsfrequenz, d. h. der dritten Frequenz, sinusförmig moduliert. Von der Sweepnachführung ist hierbei wieder abzusehen. Die Betriebsfrequenz wird also zeitlich variiert, hat dadurch einen sich stetig ändernden Augenblickswert und ist nur im Mittel, entsprechend ihrem no¬ minellen Wert, konstant. Diese Frequenzmodulation erzeugt dann, nachdem die Harmonischen höherer Ordnung am Lastkreis herausgefiltert wurden, an der Lampe das gewünschte Betriebssignal mit Amplitudenmodulation.
Bei einer ersten Ausführungsform ist die Ansteuerschaltung ausgelegt, die Modulation mit der vorgebbaren dritten Frequenz derart vorzunehmen, dass im Amplitudenspekt¬ rum des ersten und des zweiten Ansteuersignals mindestens eine erste, eine zweite und eine dritte Spektrallinie er¬ scheinen, wobei die erste der momentanen Frequenz des gesweepten Takts entspricht, und die zweite und die drit¬ te Spektrallinie betragsmäßig im Abstand der vorgebbaren dritten Frequenz symmetrisch zur ersten Spektrallinie er- scheinen.
Dabei ist bevorzugt, wenn die Phasenlage des Signals bei der zweiten und bei der dritten Spektrallinie derart ist, dass sich im Amplitudenspektrum des Signals am Halbbrückenmittelpunkt keine Spektrallinie bei der vorgebbaren dritten Frequenz ergibt.
Weiterhin ist bevorzugt, wenn hierbei der Lastkreis als Resonanzkreis derart ausgebildet ist, dass sich im Leis¬ tungsspektrum am Anschluss zum Anschließen der Hochdruckentladungslampe bei angeschlossener Hochdruckentladungs- lampe eine Spektrallinie bei der vorgebbaren dritten Fre- quenz ergibt. Generell ist die Ansteuerschaltung ausge¬ legt, eine Frequenzmodulation des zwischen der ersten und der zweiten Frequenz gesweepten Takts mit der dritten vorgebbaren Frequenz vorzunehmen.
Um diese Frequenzmodulation zu erzielen, werden grundsätzlich drei unterschiedliche Varianten vorgeschlagen:
Bei einer ersten Variante umfasst die Ansteuerschaltung ein Pulsweiten-Modulationsmodul, dessen Takteingang an eine Quelle für den zwischen der ersten und der zweiten Frequenz gesweepten Takt und dessen Modulationseingang an eine Quelle für das Signal bei der dritten Frequenz ge¬ koppelt ist, wobei die Ansteuerschaltung ausgelegt ist, die Pulsweite des zwischen der ersten und der zweiten Frequenz gesweepten Signals in Abhängigkeit des Signals bei der dritten Frequenz, insbesondere in Abhängigkeit eines Augenblickwerts des Signals bei der dritten Fre¬ quenz, zu modulieren.
Bevorzugt ist hierbei die Ansteuerschaltung ausgelegt, die Pulsweite des zwischen der ersten und der zweiten Frequenz gesweepten Takts in Abhängigkeit eines Augenblickwerts des Signals bei der dritten Frequenz derart zu modulieren, dass zu vorgebbaren Zeitpunkten, insbesondere zu Zeitpunkten mit äquidistantem zeitlichen Abstand, der Augenblickswert des Signals bei der dritten Frequenz er- mittelt wird und entsprechend dem ermittelten Augen¬ blickswert die momentane Pulsweite des gesweepten Takts verlängert oder verkürzt wird.
Dabei kann vorgesehen werden, dass im ersten und im zweiten Ansteuersignal sowohl die steigende Flanke als auch die Impulsmitte im Takt der dritten Frequenz gegenüber dem unmodulierten, zwischen der ersten und der zweiten Frequenz gesweepten Takt verschoben ist.
Bei der zweiten vorgeschlagenen Variante umfasst die Ansteuerschaltung ein Phase-Shift-Modul, dessen Takteingang an eine Quelle für den zwischen der ersten und der zweiten Frequenz gesweepten Takt und dessen Modulationseingang an eine Quelle für das Signal bei der dritten Fre¬ quenz gekoppelt ist, wobei die Ansteuerschaltung ausge¬ legt ist, die Anfangsflanke und die Endflanke des zwi- sehen der ersten und der zweiten Frequenz gesweepten Signals in Abhängigkeit des Signals bei der dritten Fre¬ quenz, insbesondere in Abhängigkeit eines Augenblickwerts des Signals bei der dritten Frequenz, zu verschieben.
Bei einer dritten Variante umfasst die Ansteuerschaltung ein Phase-Shift-Modul und ein Pulsweiten-Modulations¬ modul, wobei die Ansteuerschaltung ausgelegt ist, im zwi¬ schen der ersten und der zweiten Frequenz gesweepten Taktsignal zunächst die Anfangsflanke in Abhängigkeit des Signals bei der dritten Frequenz zu verschieben und an- schließend in derselben Weise die Lage der ursprünglichen Pulsmitte ebenfalls in Abhängigkeit des Signals bei der dritten Frequenz .
Die Taktfrequenz liegt bevorzugt unter 150 kHz, vorzugs¬ weise zwischen 30 und 90 kHz, besonders bevorzugt zwi- sehen 40 und 60 kHz.
Die dritte Frequenz liegt bevorzugt unter 50 kHz, vor¬ zugsweise zwischen 20 und 35 kHz. Die Sweepfrequenz liegt bevorzugt zwischen 50 Hz und 500 Hz, vorzugsweise zwi¬ schen 80 Hz und 200 Hz. Wie bereits erwähnt, besteht das Ziel der vorliegenden Erfindung mitunter darin, die Realisierung einer Schaltungsanordnung zu ermöglichen, bei der die Aufbringung einer Amplitudenmodulation auf die Betriebsspannung der Hochdruckentladungslampe unter Verwendung eines Wechsel¬ richters mit zwei elektronischen Schaltern in Halbbrückenanordnung ermöglicht wird.
Wahlweise kann dennoch, insbesondere wenn eine höhere Lampenbrennspannung es erforderlich macht, dennoch wei- terhin ein dritter und ein vierter elektronischer Schalter vorgesehen werden, wobei der erste, der zweite, der dritte und der vierte elektronische Schalter in Vollbrü- ckenanordnung geschaltet sind, und wobei die Ansteuer¬ schaltung ausgelegt ist, auch die Ansteuersignale für den dritten und den vierten elektronischen Schalter entsprechend den Ansteuersignalen für den ersten und den zweiten elektronischen Schalter, insbesondere komplementär, bereitzustellen. In diesem Fall ist wegen des weitgehend konstanten Tastverhältnisses von 50 % die Freilaufbedin- gung für das spannungsfreie Schalten auch für höhere Mo¬ dulationsgrade unkritisch.
Die mit Bezug auf die erfindungsgemäße Schaltungsanord¬ nung erwähnten bevorzugten Ausführungsformen und deren Vorteile gelten entsprechend, soweit anwendbar, für das erfindungsgemäße Verfahren.
Kurze Beschreibung der Zeichnung (en)
Im Nachfolgenden wird nunmehr ein Ausführungsbeispiel ei¬ ner erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung unter Bezugnah- me auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen :
Fig. 1 in schematischer Darstellung das Ersatzschaltbild eines Lampenresonanzkreises;
Fig. 2a bis c die Abhängigkeit der Amplitude, der Leis¬ tung sowie des Phasenwinkels von der Fre¬ quenz für drei unterschiedliche Lampen¬ lasten;
Fig. 3a das gerechnete Amplitudenspektrum für den Eingang des Resonanzkreises beim Stand der Technik; für den Ausgang des Resonanzkreises ergibt sich an der Lampe das¬ selbe Amplitudenspektrum;
Fig. 3b das gerechnete Leistungsspektrum für den Eingang des Resonanzkreises beim Stand der Technik; für den Ausgang des Resonanzkreises ergibt sich an der Lampe das¬ selbe Leistungsspektrum;
Fig. 4a und d das gerechnete (Fig. 4a) und das gemesse- ne (Fig. 4d) Amplitudenspektrum für den
Eingang des Resonanzkreises bei Frequenz¬ modulation;
Fig. 4b und e das gerechnete (Fig. 4b) und das gemesse¬ ne (Fig. 4e) Leistungsspektrum für den Eingang des Resonanzkreises bei Frequenz¬ modulation;
Fig. 4c den zeitlichen Verlauf des Signals UM(t) am Eingang des Lampenresonanzkreises; Fig. 5a und c das gerechnete (Fig. 5a) und das gemesse¬ ne (Fig. 5c) Amplitudenspektrum am Ausgang des Resonanzkreises bei Frequenz¬ modulation;
Fig. 5b und d das gerechnete (Fig. 5b) und das gemesse¬ ne (Fig. 5d) Leistungsspektrum für den Ausgang des Lastkreises an der Lampe bei Frequenzmodulation;
Fig. 6 in schematischer Darstellung ein Ausfüh- rungsbeispiel einer erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung;
Fig. 7a und b den zeitlichen Verlauf der Ansteuersigna¬ le und der Ausgangssignale bei Verwendung eines Pulsweiten-Modulationsmoduls bei nicht-äquidistanter Abtastung (Fig. 7a) und äquidistanter Abtastung (Fig. 7b);
Fig. 7c den zeitlichen Verlauf der Ansteuersigna¬ le und der Ausgangssignale bei Verwendung eines Phase-Shift-Moduls und eines PuIs- weiten-Modulationsmoduls zur Erzeugung einer Flankenverschiebung und Pulsmittenverschiebung;
Fig. 8 den zeitlichen Verlauf der Ansteuersigna¬ le und der Ausgangssignale bei Verwendung eines Phase-Shift-Moduls mit einer Ver¬ schiebung des Flankenanstiegs und des Flankenabfalls; und
Fig. 9 den zeitlichen Verlauf des Signals an der
Lampe am Ausgang der Halbbrückenanordnung im Persistence-Mode gemessen, wobei die aus der Frequenzmodulation resultierende Amplitudenmodulation deutlich zu erkennen ist.
Bevorzugte Ausführung der Erfindung
Der Wechselrichter zum Betrieb einer Hochdruckentladungs¬ lampe ist im Allgemeinen ein Lastkreis dritter Ordnung, der mit folgender Differenzialgleichung beschrieben werden kann:
(Ll*Cl)~UΛt) +^\l +^\^UJt) +UΛt) + (—^\lUa(t)dt=Ue(t) dt RL \ CB) dt yCBRLJ J
Fig. 1 zeigt ein Ersatzschaltbild für die Elemente des Lampenresonanzkreises einschließlich der Hochdruckentla¬ dungslampe, wobei Ue (t) die vom Wechselrichter bereitge¬ stellte Spannung ist, Ua(t) die an der Hochdruckentla- dungslampe erzeugte Spannung, Li und Ci die Lampendrossel und der Kondensator des Lastkreises, CB ein Koppelkonden¬ sator und RL den repräsentativen ohmschen Widerstand der Hochdruckentladungslampe La.
Mit anderen Worten erzeugt eine Anregung des Lampenlast- kreises Li Ci mit einem Signal Ue(t) an der Lampe La ein Ausgangssignal Ua(t), das entsprechend der Frequenzcha¬ rakteristik bzw. des Übertragungsverhaltens des Lastkrei¬ ses gefiltert bzw. gedämpft ist. Die Frequenzüber¬ tragungscharakteristik des Lastkreises ist in den Figuren 2a bis 2c für die Ausgangsspannung Ua(t) (Fig. 2a), die Ausgangsleistung PaL (Fig. 2b), als auch für den Phasenwinkel phi (Fig. 2c) dargestellt, wobei für die vorlie- gende Anwendung das Übertragungsmaximum typischerweise leicht unterhalb des Bereichs von 26 kHz liegt. Der Win¬ kel phi gibt demnach den Phasenunterschied zwischen Eingangsspannung Ue (t) und der Ausgangsspannung Ua(t) an.
Um die Vorgehensweise bei der vorliegenden Erfindung nachzuvollziehen, wird vorliegend davon ausgegangen, dass die Frequenzcharakteristik des Lastkreises so ausgelegt ist, dass das Übertragungsmaximum typischerweise knapp unterhalb des Bereichs von 26 kHz liegt. Damit werden bei der Einprägung des modulierten rechteckigen Spannungssignals einerseits die Trägerfrequenz, die zwischen 45 kHz und 55 kHz gesweept wird, als auch deren Seitenbänder bei ca. 26 kHz bzw. bei 74 kHz hinreichend gut übertragen, wodurch die Lampe in ihrem Betriebsmode gehalten werden kann.
Ein eingangsseitig amplitudenmoduliertes Wechselsignal lässt sich mit folgender Funktion beschreiben:
Ue (t) = (1 + m • sin(2 • π ■ /mod - t) - Uo - sin(2 • π ■ fc )
wobei Uo die Spannungsamplitude, fc die Trägerfrequenz, fmOd die Modulationsfrequenz und m der Modulationsgrad ist .
Das Amplitudenspektrum der amplitudenmodulierten Eingangsspannung Ue (f) mit seinen beiden Seitenbändern ist in Fig. 3a dargestellt. Fig. 3b zeigt das zugehörige Leistungsspektrum Pe (f) . Lediglich ergänzend sei darauf hingewiesen, dass bei der aus dem Stand der Technik bekannten Vorgehensweise Ue (f) gleich Ua (f) ist, und Pe (f) gleich Pa (f). Vorliegend beträgt der Amplitudenmodulati¬ onsindex etwa 0,5. Die Breite der Frequenzbänder soll ei- nen vorliegenden Sweep andeuten, der im Amplitudenspektrum zwischen 45 kHz und 55 kHz liegt und im Leistungs¬ spektrum entsprechend höher zwischen 90 kHz und 124 kHz. Die ungesweepten und daher schärferen Linien im Leis- tungsspektrum bei 24 kHz und 48 kHz, wie durch die Pfeile angedeutet, sind die Resultate der Amplitudenmodulation mit 24 kHz und bewirken den Colormixing-Mode in der Hochdruckentladungslampe. Die Linie bei 0 kHz entspricht der an der Lampe umgesetzten mittleren Leistung.
Das Amplitudenspektrum der frequenzmodulierten Spannung UM(f), die der Spannung Ue(f) proportional ist, ist in den Fig. 4a (berechnet) und Fig. 4d (gemessen) darge¬ stellt. Deutlich sind die beiden Seitenbänder zu erkennen. Das zugehörige Leistungsspektrum PM(f), das dem Spektrum Pe(f) proportional ist, ist in den Fig. 4b (be¬ rechnet) und Fig. 4e (gemessen) dargestellt.
Das resultierende Amplitudenspektrum Ua(f) am Ausgang des Lampenresonanzkreises ist in den Fig. 5a (gemessen) und Fig. 5c (gemessen) dargestellt. Das resultierende Leis- tungsspektrum Pa(f) nach der Filterung am Lampenresonanzkreis ist in den Fig. 5b (berechnet) und Fig. 5d (gemes¬ sen) dargestellt. Deutlich zu erkennen sind die beiden Seitenbänder und die singuläre Modulationslinie bei fmOd (24 kHz) .
Der zeitliche Verlauf des Signals UM(t) am Eingang des Lampenresonanzkreises ist in Fig. 4c dargestellt.
Die Breite der Frequenzbänder rührt von dem erwähnten
Sweep her, der im Amplitudenspektrum zwischen 45 kHz und
55 kHz liegt und im Leistungsspektrum entsprechend höher zwischen 90 kHz und 124 kHz. Die ungesweepten und daher schärferen Linien im Leistungsspektrum bei 24 kHz und 48 kHz, wie durch Pfeile in Fig. 5b bzw. 5d angedeutet, sind die Resultate der Amplitudenmodulation mit 24 kHz und bewirken den Colormixing-Mode in der Hochdruckentladungs- lampe. Die Linie bei 0 kHz entspricht der an der Lampe umgesetzten mittleren Leistung.
Im Nachfolgenden wird eine bevorzugte Ausführungsform einer digitalen Implementierung der Frequenzmodulation in einem Microcontroller näher dargestellt, jedoch führt je- de direkte programmtechnische Implementierung auch zum erwünschten Ziel:
Ein frequenzmoduliertes Signal wird im Allgemeinen fol¬ gendermaßen ausgedrückt :
Ue(t) = --Uo-ύn(2-π-fc-t + m-ύn(2-π-fmod-ή) π
wobei Ue (t) das Eingangssignal für die Halbbrücke dar¬ stellt;
Uo die Versorgungsspannung für die Halbbrückenschaltung, die üblicherweise die so genannte Zwischenkreisspannung ist;
fc die Trägerfrequenz, die in der Anwendung typischerwei¬ se zwischen einer ersten Frequenz fi=45 kHz und einer zweiten Frequenz f2=55 kHz gesweept wird, wobei das Nach¬ führen der Trägerfrequenz für den Sweep für die vorliegende Betrachtung unerheblich ist, da in der Anwendung die erforderliche Wiederholrate von ca. 100 Hz als sta¬ tisch angesehen werden kann; und fmod die Modulationsfrequenz, die in der Anwendung typi¬ scherweise bei 24 kHz liegt.
Der Vorfaktor 2/π für die äußere Sinusfunktion ist der Formfaktor zur Korrektur der im Allgemeinen rechteckigen Ansteuerung für die elektronischen Schalter der Halbbrücke .
Durch Ableitung des Arguments
Φ(t) = 2-π-fc ■t + m-sin(2-π-fmod-t)
erhält man die Augenblicksfrequenz f (t) mit f(t) = —Φ(t) dt oder ausgeschrieben
f(t) = fc+mi2-π-fmod)-cos(2-π-fmod-ή.
Ersetzt man den Modulationsgrad m= to/Tc = to fc
wobei to der maximale Zeitversatz des Steuersignals in¬ nerhalb eines Modulationszyklus ist, der in der prakti- sehen Anwendung ja nach der Höhe des gewünschten Modulationsgrades zwischen 0 und Tc liegen kann, so lässt sich die Frequenzmodulation umschreiben in
Ue(t) = Uo ■sin(2 -π-fc- to(t) ■ sin(2 • π ■ /mod • ή)
Durch Faktorisierung von fc erhält man:
Ue(0 - Uo ■ sin(2 -π-fc-(t + to{t) ■ sin(2 • π ■ /mod • t)))
Dies ist eine Darstellung der Frequenzmodulation in Form einer Zeit- oder Phasenmodulation, die sich programmtechnisch einfach in einem Microcontroller umsetzen lässt. Eine Spektralanalyse von Ue(t) ist im Allgemeinen in ge¬ schlossener Form nicht möglich. Es muss daher mit gängigen Näherungslösungen gearbeitet werden oder auf numerische Simulationsmethoden zurückgegriffen werden, was in beiden Fällen zum gleichen Ergebnis führt.
Eine Zerlegung von Ue(t) in eine Besselreihe mit den Jn (m) als Besselkoeffizienten führt unter Berücksichtigung nur der ersten Terme zu folgendem Ausdruck:
Ue (t) = Uo ■ Jo(m) ■ sin(/c - t) + Uo - 2Jl(m) • sin(/mod • 0 • cos(/c • 0 + Uo ■ J2(m) • cos(2/mod • 0 • sin(/c • 0
Für m<l gilt : Jo (m) = l-m2/ 4 = 1 ; Jl (m) = m/2 ; J2 (m)
= m2/4 .
Damit ergibt sich für Ue(t) :
Ue (t) = Uo ■ sin(/c - t) + Uo - m - sin(/mod • t) ■ cos(/c • t) + Uo ■ m2 I A ■ cos(2 • /mod • t) ■ sin(/c • t).
Ue (t) enthält demnach drei Terme:
Der erste Term entspricht einem reinen Trägersignal bei der Frequenz fc;
der zweite Term entspricht zwei reinen Seitenbändern bei den Frequenzen (fc+fmOd) und (fc-fmOd) , ohne dessen Träger bei der Frequenz fc;
der dritte Term entspricht zwei reinen Seitenbändern mit geringer Intensität bei den Frequenzen (fc+2-fmod) und (fc- 2-fmod) ohne der Trägerfrequenz fc.
Das Amplitudenspektrum des frequenzmodulierten Eingangs- Signals konstanter Amplitude und konstanter Modulations- frequenz entspricht also der Einton-FM-Charakteristik . Es ist ein Trägersignal bei der Frequenz fc, dessen Seitenbänder in den Abständen fmod, 2-fmod bis n-fmod erscheinen, deren Intensität aber gemäß den Besselkoeffizienten Jn (m) abnimmt .
Die Filtercharakteristik des Resonanzkreises muss nun so ausgelegt sein, dass einerseits entsprechend der ge¬ wünschten Modulationstiefe der erforderliche überstriche- ne Frequenzbereich vom Resonanzkreis übertragen wird, und andererseits die Dämpfung für höhere Frequenzen haupt¬ sächlich über 100 kHz genügend stark ist, damit die durch die Einton-FM erzeugten Seitenbänder höherer Ordnung weitgehend ausgefiltert werden, d. h. schließlich im We¬ sentlichen nur die beiden Seitenbänder der ersten Ordnung bei 26 kHz und bei 76 kHz zum Tragen kommen.
Generell gilt anzumerken: Das Amplitudenspektrum ist am Eingang des Resonanzkreises und am Ausgang des Resonanzkreises an der Lampe sowohl bei der aus dem Stand der Technik bekannten „klassischen" Amplitudenmodulation als auch bei der erfindungsgemäßen „Frequenzmodulation" identisch .
Das Leistungsspektrum am Eingang des Resonanzkreises ist hingegen nur bei dem aus dem Stand der Technik bekannten „klassischen" Amplitudenmodulationsverfahren mit dem Leistungsspektrum am Ausgang des Resonanzkreises an der Lampe identisch.
Bei der erfindungsgemäßen Vorgehensweise ist das Leis¬ tungsspektrum am Eingang des Resonanzkreises nicht mit dem Leistungsspektrum am Ausgang des Resonanzkreises i- dentisch. In den gerechneten Spektren sind der Übersichtlichkeit halber nur die Grundwellen berücksichtigt, während die Höher-Harmonischen aus den rechteckförmigen Ansteuersignalen nicht dargestellt sind. Die Verbreiterung der Spektralbereiche rührt von dem langsam überstrichenen Sweepbereich, typischerweise zwischen 45 kHz und 55 kHz bei einer Sweep-Wiederholrate von ca. 100 Hz, her.
Fig. 4a zeigt das gerechnete Amplitudenspektrum, Fig. 4d das zugehörige gemessene Amplitudenspektrum des frequenz- modulierten Halbbrückeneingangssignals (vgl. Fig. 6) . Deutlich erkennbar sind die Anteile bei der Frequenz fc sowie bei den Frequenzen fc+fmod und fc-fmod. Die Fig. 4b zeigt das berechnete Leistungspektrum des Signals am Halbbrückeneingang, Fig. 4e das zugehörige berechnete Leistungsspektrum. Wie deutlich zu erkennen ist, tritt bei 24 kHz keine singuläre Modulationslinie auf. Fig. 4c zeigt den zeitlichen Verlauf des Halbbrückeneingangssig¬ nals. Wie bereits bemerkt, ist UM proportional zu Ue.
Fig. 5a zeigt das gerechnete Amplitudenspektrum, Fig. 5c das zugehörige gemessene Amplitudenspektrum Ua (f) des Ausgangssignals Ua (t) an der Lampe.
Fig. 5b zeigt das berechnete Leistungsspektrum Pa (f) an der Lampe, Fig. 5d das zugehörige gemessene Leistungs¬ spektrum an der Lampe. Die im Leistungsspektrum zu erken- nenden schmalen Spektrallinien deuten die scharfen Einzellinien der Modulation an.
Durch Auslegung der Filtercharakteristik des Lastkreises lassen sich Modulationstiefen bis zu 50 % erreichen. Als Zwischenergebnis lässt sich festhalten, dass allein auf der Basis der Ansteuersignale für die elektronischen Schalter der Halbbrücke mittels eines Microcontrollers ohne zusätzliche elektronische Leistungskomponenten die gewünschte Modulation für den Betrieb einer Hochdruckent¬ ladungslampe erzeugt werden kann.
Fig. 6 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsge¬ mäßen Schaltungsanordnung. Dabei umfasst ein so genannter Lampeninverter 10 einen Wechselrichter 12, der einen ers- ten Sl und einen zweiten Schalter S2 in Halbbrückenanordnung umfasst, die über ihre Steuereingänge von einer Spannung Uei bzw. Ue2 angesteuert werden, wobei Uei und U- e2 • zueinander stets komplementär sind und signaltechnisch durch ein Eingangssignal Ue(t) repräsentiert werden kön- nen.
Der Lampeninverter 10 umfasst weiterhin einen Lastkreis bzw. Resonanzkreis 14, der eine Drossel Li und einen Kon¬ densator Ci umfasst. Die Halbbrückenanordnung wird von einer Versorgungsspannung Uo versorgt, die üblicherweise die so genannte Zwischenkreisspannung darstellt.
In dem dargestellten Ausführungsbeispiel wird das Ein¬ gangssignal Ue des Lampeninverters 10, aus dem über eine Treiberschaltung 16 die Spannungen Uei und Ue2 abgeleitet werden, von einem Microcontroller 18 zur Verfügung ge- stellt. Dabei ist darauf hinzuweisen, dass die Elemente des Microcontrollers 18 auch diskret aufgebaut werden könnten. Im Microcontroller 18 wird über seinen Eingang 20 die Spannung UR2, d. h. die am Widerstand R2 des Span¬ nungsteilers Ri, R2 abfallende Spannung, zugeführt. Die Spannung UR2 ist der Spannung Ua an der Lampe La pro¬ portional und ermöglicht die Messung der Amplitude der Lampenspannung und des Amplitudenmodulationsgrads. Die Spannung UR2 wird einerseits einem Tiefpass, umfassend einen Kondensator CP und einen Widerstand RP, zugeführt, um eine Spannung UP zu erzeugen, die dem Mittelwert der Ausgangsspannung Ua proportional ist.
Andererseits wird die Spannung UR2 einem Hochpass- Netzwerk 22 und an einer Diode gleichgerichtet, wodurch man den aktuellen Modulationsschwankungsgrad ΔUlst zu er¬ zeugen. Aus den beiden gemessenen Größen lässt sich der aktuelle Wert des Modulationsgrads mit
mlst = ΔUlst/UP
bestimmen .
Über eine Schnittstelle 24 kann der Sollwert mSoii des Mo¬ dulationsgrads eingegeben werden. Dieser wird im Multiplikator 26 mit Up multipliziert und stellt deshalb an seinem Ausgang ein ΔUSoii bereit. Ein Regler 28 regelt derart, dass ΔUlst = ΔUSoii wird.
Am Ausgang des Reglers 28 wird demnach eine Regelgröße als Stellgröße für den Modulationsgrad bereitgestellt und einem Block 30 zugeführt. Dieser erhält weiterhin von einem 24 kHz-Generator 32 ein sinusförmiges Signal bei der Frequenz fmOd=24kHz. Am Ausgang des Blocks 30 wird ein 24 kHz-Signal bereitgestellt, dessen Amplitudenhöhe gere¬ gelt ist und dem gewünschten Modulationsgrad mson ent¬ spricht . Über einen Frequenzgenerator 34 wird das 100 Hz Sweepsignal als Sägezahn erzeugt. Sowohl das sägezahnför- mige Sweepsignal als auch das 24 kHz-Signal mit geregel¬ ter Amplitudenhöhe werden einem Frequenzgenerator 36 zur Verfügung gestellt. Dieser verarbeitet die beiden Eingangssignale, d. h. das sägezahnförmige Sweepsignal am Eingang 38 sowie das amplitudengeregelte fmOd-Signal am Eingang 40, zu dem Signal Ue, was im Ergebnis ein im Si¬ nus-Takt von fmod frequenzmoduliertes Signal ist, dessen mittlere Frequenz im Vergleich zu fmOd sehr viel langsamer im 100 Hz-Takt des Sweepsteuersignals sägezahnförmig nachgeführt wird.
Wie für den Fachmann offensichtlich, kann der Koppelkondensator CLa, der zur Blockierung des aus der Halbbrücke stammenden Gleichanteils dient, auch an anderer Stelle angebracht sein, beispielsweise zwischen der Lampendros¬ sel Li und der Lampe La, zwischen der Lampe La und der Anschlussklemme für die Spannung Uo usw. Weiterhin ist eine Ausführungsform mit einem Trafo im Ausgangskreis e- benfalls möglich, falls eine galvanische Entkopplung der Lampe gewünscht ist.
Die Figuren 7a bis c und Fig. 8 zeigen die Erzeugung der Spannung Ue gemäß vier unterschiedlichen Varianten der vorliegenden Erfindung.
Der jeweilige Kurvenzug a) stellt ein Rechtecksignal mit der Frequenz fmOd, vorliegend 24 kHz, dar. Aus diesem Rechtecksignal wird gemäß dem jeweiligen Kurvenzug b) im Microcontroller zunächst ein Dreiecksignal und daraus ein Sinussignal, siehe den jeweiligen Kurvenzug c) . Die vier Varianten unterscheiden sich in den Kurvenzügen e) und f) , wobei bei drei Kurvenzügen ein 50 kHz-Signal, d. h. die mittlere Frequenz der gesweepten Trägerfrequenz, als Kurvenzug d) eingezeichnet ist, die von weiterer Bedeu¬ tung bei der Erzeugung der gewünschten Signale ist. Kur- venzug e) stellt die jeweilige Spannung Ue(t) als Habbrü- ckenansteuersignal auf einem 5V-Pegel dar, der jeweilige Kurvenzug f) die zum Kurvenzug e) formgleiche Spannung UM am Halbbrückenmittelpunkt M, die auf einem Pegel von ca. 500 V liegt.
Die Figuren 7a bis 7c zeigen Ausführungsformen, bei denen ein Pulsweiten-Modulationsmodul verwendet wird, dessen Takteingang an eine Quelle für den zwischen der ersten und der zweiten Frequenz gesweepten Takt und dessen Modulationseingang an eine Quelle für das Signal bei der Mo- dulationsfrequenz gekoppelt ist, wobei die Ansteuerschal¬ tung 18 ausgelegt ist, die Pulsweite des zwischen der ersten und der zweiten Frequenz gesweepten Signals in Abhängigkeit des Signals bei der Modulationsfrequenz, ins¬ besondere in Abhängigkeit eines Augenblickwerts des Sig- nals bei der Modulationsfrequenz, zu modulieren.
Fig. 7a zeigt ein Beispiel für eine nicht-äquidistante Abtastung. Dabei wird die Pulsweite des gesweepten Sig¬ nals mit der Frequenz fc nach jedem Flankenwechsel ent¬ sprechend des Augenblickwerts des periodischen Modulati- onssignals fmocu siehe Kurvenzug c) , eingestellt. Eine niedrige Amplitude des Modulationssignals, Kurvenzug c) , führt daher zu einer kleinen Pulsweite, eine große Ampli¬ tude des Modulationssignals zu einer großen Pulsweite. Nach Ablauf der entsprechenden Pulsweite wird gemäß dem dann vorliegenden Augenblickswert des Sinussignals, Kur¬ venzug c) , die nächste Pulsweite festgelegt. Gemäß der in Fig. 7b dargestellten Variante ist die Ansteuerschaltung 18 ausgelegt, die Pulsweite des zwischen der ersten und der zweiten Frequenz gesweepten Takts in Abhängigkeit eines Augenblickwerts des Signals bei der Modulationsfrequenz derart zu modulieren, dass zu vorgebbaren Zeitpunkten, insbesondere zu Zeitpunkten mit äqui- distantem zeitlichen Abstand, der Augenblickswert des Signals bei der Modulationsfrequenz ermittelt wird und entsprechend dem ermittelten Augenblickswert die momenta- ne Pulsweite des gesweepten Takts verlängert oder ver¬ kürzt wird. Je höher hierbei die Samplingrate gewählt wird, desto perfekter lässt sich die Frequenzmodulation durch Pulsweitenänderung einbringen, aber desto öfter muss der Microcontroller austakten, wodurch naturgemäß irgendwann seine von der Spezifikation vorgegebene Grenze erreicht würde. Deswegen wird in der Praxis bevorzugt nur mit einer Samplingrate von 2-fc gearbeitet werden, was für die Genauigkeit ausreicht, um ein 24 kHz-Sinussignal
(4-fach-oversampled) in einen 50 kHz-Takt (2-fach- oversampled) einzumodulieren .
Wird demnach mit der genau modulierten gesweepten Taktsynchronabtastung bei 2fc gearbeitet, wird das Shannon- Kriterium zur Einschreibung eines Signals mit dem Takt bei der Frequenz fc stets eingehalten und ist von diesem Standpunkt aus besonders vorteilhaft.
Fig. 7b zeigt die zeitlichen Verläufe bei äquidistanter Abtastung: Die Pulsweite des frequenzmodulierten Signals mit der Frequenz fc wird äquidistant im Takt eines hin¬ reichend großen Mastersignals, Kurvenzug c) , vorliegend 50 kHz, entsprechend des Augenblickswerts des periodi¬ schen Modulationssignals fmOd eingestellt. Vorliegend wird der Verlauf der Spannung Ue, Kurvenzug e) , wie folgt er¬ mittelt: Bei jeder steigenden und fallenden Flanke des Mastersignals im Kurvenzug d) wird der Augenblickswert des Sinussignals, Kurvenzug c) , ermittelt und zur Erzeu- gung des Signals Ue, Kurvenzug e) , verwendet.
Die Fig. 7c zeigt eine Ausführungsform, bei der im ersten und im zweiten Ansteuersignal sowohl die steigende Flanke als auch die Impulsmitte im Takt der Modulationsfrequenz gegenüber dem unmodulierten, zwischen der ersten und der zweiten Frequenz gesweepten Takt verschoben ist. Dabei wird der Flankenanstieg des frequenzmodulierten Signals, Kurvenzug e) , äquidistant im Takt eines hinreichend gro¬ ßen Mastersignals, Kurvenzug d) , entsprechend des Augen¬ blickswerts des periodischen Modulationssignals fmOd, Kur- venzug c) , verschoben. Anschließend wird entsprechend dieses repräsentativen Modulationswerts die Pulsweite so berechnet, dass die Pulsmitte betragsmäßig um die Hälfte bezüglich des unmodulierten Pulses verschoben wird.
Fig. 8 zeigt eine Ausführungsform, bei der die Ansteuer- Schaltung ein Phase-Shift-Modul umfasst, dessen Taktein¬ gang an eine Quelle für den zwischen der ersten und der zweiten Frequenz gesweepten Takt und dessen Modulationseingang an eine Quelle für das Signal bei der dritten Frequenz gekoppelt ist, wobei die Ansteuerschaltung aus- gelegt ist, die Anfangsflanke des zwischen der ersten und der zweiten Frequenz gesweepten Signals in Abhängigkeit des Signals bei der Modulationsfrequenz, insbesondere in Abhängigkeit eines Augenblickwerts des Signals bei der Modulationsfrequenz, zu verschieben. Gemäß Fig. 8 wird dabei der Flankenanstieg und der Flan¬ kenabfall des frequenzmodulierten Signals, Kurvenzug e) , äquidistant im Takt eines hinreichend großen Mastersig¬ nals, Kurvenzug d) , entsprechend des Augenblickswerts des periodischen Modulationssignals fmocu Kurvenzug c) , ver¬ schoben .
Fig. 9 zeigt die gemessenen zeitlichen Verläufe verschie¬ dener Signale an einem Versuchsaufbau, bei dem die vor¬ liegende Erfindung umgesetzt wurde. Dabei wurde die Span- nung am Ausgang des Lastkreises, d. h. die Spannung, mit der die Lampe angesteuert wird, im Persistance-Mode ge¬ messen. Kurvenzug a) zeigt den zeitlichen Verlauf des Mo¬ dulationssignals, Kurvenzug b) das frequenzmodulierte Rechtecksignal am Eingang des Resonanzkreises, also am Mittelpunkt M der Halbbrückenanordnung und Kurvenzug c) die Spannung Ua an der Lampe La am Ausgang des Resonanzkreises. Deutlich ist die Amplitudenmodulation mit der Frequenz fmOd zu erkennen.

Claims

Ansprüche
1. Schaltungsanordnung zum Betreiben einer Hochdruckentladungslampe (La) mit
- mindestens einem ersten (Sl) und einem zweiten e- lektronischen Schalter (S2) in Halbbrückenanordnung; - einem Versorgungsspannungsanschluss zum Versorgen der Halbbrückenanordnung mit einem Gleichspannungssignal (Uo) ;
- einem Lastkreis (14), der eine Lampendrossel (L1) umfasst und einerseits an den Halbbrückenmittelpunkt und andererseits an mindestens einen Anschluss zum Anschließen der Hochdruckentladungslampe (La) gekop¬ pelt ist;
- einer Ansteuerschaltung (18) zur Bereitstellung zumindest eines ersten und einen zweiten Ansteuersig- nals für den ersten (Sl) und den zweiten elektronischen Schalter (S2), wobei die Ansteuerschaltung (18) ausgelegt ist, das erste und das zweite Ansteuersignal derart bereitzustellen, dass deren Takt einerseits zwischen einer ersten und einer zweiten Frequenz (fi, f2) gesweept ist und anderer¬ seits mit einer vorgebbaren dritten Frequenz (fmOd) moduliert ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (18) weiterhin ausgelegt ist, die Modulation mit der vorgebbaren dritten Frequenz (fmod) derart vorzunehmen, dass sich im Leis¬ tungsspektrum des Signals am Anschluss zum Anschließen der Hochdruckentladungslampe (La) eine Spektrallinie bei der vorgebbaren dritten Frequenz (fmOd) ergibt.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (18) ausgelegt ist, die Mo¬ dulation mit der vorgebbaren dritten Frequenz (fmOd) derart vorzunehmen, dass im Amplitudenspektrum des ersten und des zweiten Ansteuersignals mindestens eine erste, eine zweite und eine dritte Spektrallinie er¬ scheinen, wobei die erste der momentanen Frequenz des gesweepten Takts entspricht, und die zweite und die dritte Spektrallinie betragsmäßig im Abstand der vor¬ gebbaren dritten Frequenz (fmOd) symmetrisch zur ersten Spektrallinie erscheinen.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenlage des Signals bei der zweiten und bei der dritten Spektrallinie derart ist, dass sich im Amplitudenspektrum des Signals am Halbbrückenmittel¬ punkt keine Spektrallinie bei der vorgebbaren dritten Frequenz (fmOd) ergibt.
4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Lastkreis (14) als Resonanzkreis (Ll, Cl) derart ausgebildet ist, dass sich im Leistungsspektrum am Anschluss zum Anschließen der Hochdruckent- ladungslampe (La) bei angeschlossener Hochdruckentla¬ dungslampe (La) eine Spektrallinie bei der vorgebbaren dritten Frequenz (fmOd) ergibt.
5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (18) ausgelegt ist, eine Frequenzmodulation des zwischen der ersten und der zweiten Frequenz gesweepten Takts mit der dritten vor- gebbaren Frequenz (fmOd) vorzunehmen.
6. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (18) ein Pulsweiten- Modulations-Modul umfasst, dessen Takteingang an eine
Quelle für den zwischen der ersten und der zweiten
Frequenz gesweepten Takt und dessen Modulationseingang an eine Quelle für das Signal bei der dritten Frequenz
(fmod) gekoppelt ist, wobei die Ansteuerschaltung (18) ausgelegt ist, die Pulsweite des zwischen der ersten und der zweiten Frequenz gesweepten Signals in Abhängigkeit des Signals bei der dritten Frequenz, insbe¬ sondere in Abhängigkeit eines Augenblickwerts des Sig¬ nals bei der dritten Frequenz, zu modulieren.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (18) ausgelegt ist, die Pulsweite des zwischen der ersten und der zweiten Frequenz gesweepten Takts in Abhängigkeit eines Augen- blickwerts des Signals bei der dritten Frequenz (fmOd) derart zu modulieren, dass zu vorgebbaren Zeitpunkten, insbesondere zu Zeitpunkten mit äquidistantem zeitli¬ chen Abstand, der Augenblickswert des Signals bei der dritten Frequenz ermittelt wird und entsprechend dem ermittelten Augenblickswert die momentane Pulsweite des gesweepten Takts verlängert oder verkürzt wird.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass im ersten und im zweiten Ansteuersignal sowohl die steigende Flanke als auch die Impulsmitte im Takt der dritten Frequenz (fmOd) gegenüber dem unmo- dulierten, zwischen der ersten und der zweiten Frequenz gesweepten Takt verschoben ist.
9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (18) ein Phase-Shift-Modul umfasst, dessen Takteingang an eine Quelle für den zwischen der ersten und der zweiten Frequenz gesweep- ten Takt und dessen Modulationseingang an eine Quelle für das Signal bei der dritten Frequenz (fmOd) gekop¬ pelt ist, wobei die Ansteuerschaltung (18) ausgelegt ist, die Anfangsflanke und die Endflanke des zwischen der ersten und der zweiten Frequenz gesweepten Signals in Abhängigkeit des Signals bei der dritten Frequenz (fmod) , insbesondere in Abhängigkeit eines Augenblick¬ werts des Signals bei der dritten Frequenz, zu verschieben .
10. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden An- Sprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Taktfrequenz unter 150 kHz liegt, vorzugswei¬ se zwischen 30 und 90 kHz, besonders bevorzugt zwi¬ schen 40 und 60 kHz.
11. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die dritte Frequenz (fmOd) unter 50 kHz liegt, vorzugsweise zwischen 20 und 35 kHz.
12. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Sweepfrequenz zwischen 50 Hz und 500 Hz liegt, vorzugsweise zwischen 80 Hz und 200 Hz.
13. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass nur ein erster (Sl) und ein zweiter elektroni- scher Schalter (S2) in Halbbrückenanordnung vorgesehen ist.
14. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass sie weiterhin einen dritten und einen vierten e- lektronischen Schalter umfasst, wobei der erste, der zweite, der dritte und der vierte elektronische Schal¬ ter in Vollbrückenanordnung geschaltet sind und wobei die Ansteuerschaltung (18) ausgelegt ist, auch die Ansteuersignale für den dritten und den vierten elektro- nischen Schalter entsprechend den Ansteuersignalen für den ersten und den zweiten elektronischen Schalter, insbesondere komplementär, bereitzustellen.
15. Verfahren zum Betreiben einer Hochdruckentladungslampe (La) an einer Schaltungsanordnung mit mindestens einem ersten (Sl) und einem zweiten elektronischen Schalter (S2) in Halbbrückenanordnung, einem Versorgungsspan- nungsanschluss zum Versorgen der Halbbrückenanordnung mit einem Gleichspannungssignal, einem Lastkreis, der eine Lampendrossel umfasst und einerseits an den Halb¬ brückenmittelpunkt und andererseits an mindestens ei¬ nen Anschluss zum Anschließen der Hochdruckentladungs- lampe (La) gekoppelt ist, einer Ansteuerschaltung (18) zur Bereitstellung zumindest eines ersten und einen zweiten Ansteuersignals für den ersten (Sl) und den zweiten elektronischen Schalter (S2), wobei die Ansteuerschaltung (18) ausgelegt ist, das erste und das zweite Ansteuersignal derart bereitzustellen, dass de¬ ren Takt einerseits zwischen einer ersten und einer zweiten Frequenz gesweept ist und andererseits mit ei¬ ner vorgebbaren dritten Frequenz (fmOd) moduliert ist, gekennzeichnet durch folgenden Schritt: Modulieren mit der vorgebbaren dritten Frequenz (fmOd) derart, dass sich im Leistungsspektrum des Signals am Anschluss zum Anschließen der Hochdruckentladungslampe (La) eine Spektrallinie bei der dritten vorgebbaren Frequenz (fmOd) ergibt.
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