CN101563960B - 用于驱动高压放电灯的电路装置和方法 - Google Patents

Abstract

用于驱动高压放电灯的电路装置和方法。本发明涉及一种用于驱动高压放电灯(La)的电路装置，该电路装置具有：半桥装置中的至少一个第一电子开关(S1)和至少一个第二电子开关(S2)；用于为半桥装置供给直流电压信号的电源电压端子；负载回路(14)，该负载回路包括灯电感线圈(L₁)，并且一方面耦合到半桥中点而另一方面耦合到用于连接高压放电灯(La)的至少一个连接部上；用于提供至少一个第一激励信号和至少一个第二激励信号给所述第一电子开关(S1)和所述第二电子开关(S2)的激励电路(18)，其中激励电路(18)被设计为提供第一和第二激励信号，使得其时钟脉冲一方面在第一和第二频率(f₁，f₂)之间摆动，而另一方面以可预先给定的第三频率(f_mod)调制，其中激励电路(18)还设计为以能够预先给定的第三频率(f_mod)进行调制，使得在用于连接高压放电灯(La)的连接部上的信号的功率谱中在能够预先给定的第三频率(f_mod)处得到谱线。本发明还涉及一种用于以相应电路装置驱动高压放电灯(La)的方法。

Description

用于驱动高压放电灯的电路装置和方法

技术领域

本发明涉及一种用于驱动高压放电灯的电路装置，其具有：半桥装置中的至少一个第一和第二电子开关；用于为半桥装置供给直流电压信号的电源电压端子；负载回路，该负载回路包括灯电感线圈并且一方面耦合到半桥中点而另一方面耦合到用于连接高压放电灯的至少一个连接部上；用于提供至少一个第一激励信号和至少一个第二激励信号给第一和第二电子开关的激励电路，其中激励电路被设计为提供第一和第二激励信号，使得其时钟脉冲一方面在第一和第二频率之间摆动而另一方面以可预先给定的第三频率调制。此外，本发明还涉及一种用于借助相应的电路装置驱动高压放电灯的方法。

背景技术

这种电路装置和这种方法在EP 1 501 338 A2中已公开，在下面还将对其予以更为详细的说明。

为了驱动高压放电灯，通常需要正弦交流驱动电压，其频率根据高压放电灯的几何结构在45kHz到55kHz之间的范围中通常以100Hz的时钟脉冲锯齿形地摆动。摆动运行通常防止持久地激发声谐振并且此外还有助于稳定等离子体弧(弧矫直)。

在高效的金属卤化物灯中，为了更好的填充物混合，除了摆动运行之外还同时对交流驱动电压进行幅度调制，其中该调制同样根据高压放电灯的几何结构尤其是灯燃烧器的几何结构可以在典型为23kHz至30kHz的频率中并且以典型为10％至40％的调制深度来调节。在此情况下，幅度调制用于有针对地激发等离子体弧中的特定纵向声谐振，该谐振在其作为纵向模式的特性方面可以不影响等离子体弧在其稳定性方面的燃烧特性，但附加地引起燃烧室中的气体成分的增强的混合。这相应地以混色(Colormixing)的术语而公知。幅度调制一方面尤其是在垂直工作中导致沿着等离子体弧更为均匀的发光密度，而另一方面也导致光产出的显著效率提升。

在使用半桥装置中的逆变器用于将高压放电灯耦合到电子镇流器上的情况下，通常在此难于实施幅度调制。因此在现有技术(对此参照DE10 2005 028 4127.5)中，幅度调制通过独立的前置级来施加到半桥的电源电压上。从电路开销来说，这需要至少一个电感线圈以及一个至两个电子开关。

在使用全桥装置中的逆变器用于将灯耦合到电子镇流器上的情况下，幅度调制通常可以在相对的对应电子开关的激励中通过相位调制而产生，例如在EP 1 501 338中所描述的那样。除了对用于实现全桥装置中的逆变器的两个附加开关的开销之外，该实施形式的缺点是：为了在较高的不活动的无效时间中能够保持无电压的切换(所谓零电压切换)用以保护通常作为电子开关使用的场效应晶体管，则负载回路必须足够深地调谐。此外，在使用全桥装置中的逆变器情况下，由于在两个输出端上的陡峭的边沿，出于EMV(电磁兼容性)的原因而通过变压器-传输器使灯与电子镇流器分离，由此在两个灯线路上仅仅还向外发出谐波的差分信号。

发明内容

因此，本发明的任务在于，改进开头所述的电路装置或者开头所述的方法，使得能够在减小开销的情况下实现实施幅度调制，其中同时要给出半桥装置中的逆变器的应用。

该任务通过具有权利要求1的特征的电路装置以及通过具有权利要求15的特征的方法来解决。

本发明基本上基于以下知识：原则上借助在半桥装置中的逆变器输入端上的频率调制可以产生高压放电灯的激励信号的幅度调制。由此可以节约已结合现有技术所提及的、那里所需的单独的调制前置级，这导致明显减小部件，部件减小不仅在所需的位置方面而且在效率和实现成本方面都有利。

由此，本发明采用了与已提及的EP 1 501 338不同的另一方法。尽管可在所提及的申请的权利要求1中阅读到的是，激励电路被设计为使得激励信号的时钟脉冲在第一和第二频率之间摆动，并且使得激励信号的脉冲宽度和/或相位以预先给定的第三频率来调制，在此要说明的是，在那里尽管脉冲宽度被改变，但这在一个周期内完成，使得周期时长以及相反工作频率始终分别保持相同。由此，不存在以第三频率量化的频率调制(当然不考虑缓慢的摆动跟踪)。在保持恒定的载波频率情况下如在那里的图6所示的脉宽调制中只能在全桥装置中实现幅度调制效果。在全桥装置中，在此将对偶对(dualen Paare)分别输送给彼此斜对的电子开关。在如设置为本发明的目标的全桥装置中，该方法并不能得到所希望的结果，因为在半桥中必然是上面的和下面的开关在周期内必须互补地工作而没有较长的无效时间，并且在该基本条件下不能实现幅度调制的所需的频谱纯度。尤其是，不能产生正弦的幅度调制，并且由于系统原因而始终得到多个调制频率的混合。

考虑到所提及的出版物中所描述的具有相位调制的实施，可以提出的是，在此情况下具有恒定的工作频率的两个彼此反相的时钟脉冲信号被设计用于激励全桥的对置的分支，其中现在为了产生幅度调制效果而使两个对置的时钟脉冲信号的相位彼此以第三频率的时钟脉冲偏移。这两个时钟脉冲信号中的哪一个在时间上保持固定，或者两者在时间上分别相对于固定的时间段是否偏移是完全无关紧要的，因为只有彼此间的相对偏移实现该效果。

相位偏移的瞬时作用也带来频率偏移效果对于全桥装置中的应用是不相关的，因为目的是如下的偏移：该偏移带来所希望的幅度调制效果。

在本发明中，从开始目的就不是如下效果：该效果基于脉宽调制用以通过降压转换器电路来改变输出功率或者基于两个激励信号的相位偏移调制用于通过全桥装置来改变输出功率，因为如已提及的那样，该效果对于高效灯的光谱纯色运行(spektralreinen Betrieb)仅在这些电路装置中能够实现目的。

而在本发明中的目的在于一种效果，其中由于频率调制通过用于半桥装置中的逆变器的唯一的激励信号可以实现该效果。如对于本领域技术人员而言可容易地明白的那样，由用于通常在半桥驱动器中的逆变器的唯一的激励信号产生用于半桥装置的第一和第二开关的第一和第二激励信号，其中第一和第二激励信号彼此始终是互补的。在半桥中点产生的信号、尤其是矩形信号在此就形状来看与在逆变器的输入端(即半桥驱动器的输入端)上的激励信号精确地相同。在频率调制的情况下，工作频率被以调制频率即第三频率的时钟脉冲正弦形地调制。在此情况下又可以不考虑摆动跟踪。于是工作频率在时间上变化，由此具有持续改变的瞬时值并且仅仅在平均值(对应于其标称值)上是恒定的。该频率调制在负载回路上的较高阶的谐波被滤掉之后才在灯上产生具有幅度调制的所希望的驱动信号。

在第一实施例中，激励电路设计为以可预先给定的第三频率进行调制，使得在第一和第二激励信号的幅度谱中出现至少一个第一、至少一个第二和至少一个第三谱线，其中第一谱线对应于摆动的时钟脉冲的瞬时频率，而第二和第三谱线在数值上以可预先给定的第三频率的间隔地与第一谱线对称。

在此优选的是，信号的相位在第二谱线附近和在第三谱线附近，使得在半桥中点上的信号的幅度谱中在可预先给定的第三频率处没有谱线。

此外优选的是，在此情况下负载电路构建为谐振回路，使得在所连接的高压放电灯的情况下在用于连接高压放电灯的连接部上的功率谱中得到预先给定的第三频率的谱线。通常，激励电路设计为以可预先给定的第三频率对第一和第二频率之间摆动的时钟脉冲进行频率调制。

为了实现该频率调制，原则上提出了三种不同的变形方案：

在第一变形方案中，激励电路包括脉宽调制模块，脉宽调制模块的时钟脉冲输入端耦合到在第一和第二频率之间摆动的时钟脉冲的源，而脉宽调制模块的调制输入端耦合到第三频率的信号的源，其中激励电路设计为使得在第一和第二频率之间摆动的信号的脉冲宽度根据第三频率的信号、尤其是根据第三频率的信号的瞬时值来调制。

优选的是，在此情况下激励电路设计为，根据第三频率的信号的瞬时值来调制在第一和第二频率之间摆动的时钟脉冲的脉冲宽度，使得在可预先给定的时刻、尤其是在具有时间上等距的间隔的时刻确定第三频率的信号的瞬时值，并且根据所确定的瞬时值延长或者缩短摆动的时钟脉冲的瞬时脉冲宽度。

在此可以设计的是，在第一激励信号中和在第二激励信号中，脉冲中心和上升边沿根据第三频率的时钟脉冲相对于未被调制的、在第一和第二频率之间摆动的时钟脉冲偏移。

在所提出的第二变形方案中，激励电路包括移相模块，该移相模块的时钟脉冲输入端耦合到在第一和第二频率之间摆动的时钟脉冲的源，而该移相模块的调制输入端耦合到第三频率的信号的源，其中激励电路设计为，在第一和第二频率之间摆动的信号的开始边沿和结束边沿根据第三频率的信号、尤其是根据第三频率的信号的瞬时值来偏移。

在第三变形方案中，激励电路包括移相模块和脉宽调制模块，其中激励电路设计为：在第一和第二频率之间摆动的时钟脉冲信号中首先根据第三频率的信号来偏移开始边沿，并且接着以相同的方式同样根据第三频率的信号偏移原始脉冲中心的位置。

时钟脉冲频率优选在150kHz以下，优选在30kHz到90kHz之间，特别优选在40kHz到60kHz之间。

第三频率优选在50kHz以下，优选在20kHz到35kHz之间。摆动频率优选在50Hz到500Hz之间，优选在80Hz到200Hz之间。

如已经提及的那样，本发明的目的在于，能够实现一种电路装置，在该电路装置中通过使用带有半桥装置中的两个电子开关的逆变器能够实现对高压放电灯的工作电压进行幅度调制。

然而可以选择的是(尤其是当较高的灯燃烧电压使得必要时)，此外还设置第三和第四电子开关，其中第一、第二、第三和第四电子开关连接成全桥装置，并且其中激励电路设计为根据用于第一和第二电子开关的激励信号尤其是互补地提供用于第三和第四电子开关的激励信号。在此情况下由于很大程度上恒定的50％的占空比，无电压的开关的空载运行条件对较高的调制等级也是不重要的。

参照根据本发明的电路装置所提及的优选的实施形式及其优点只要可应用则也相应地适用于根据本发明的方法。

附图说明

现在在下面参照附图更为详细地描述了根据本发明的电路装置的实施例。其中：

图1以示意图示出了灯谐振回路的等效电路图；

图2a至2c示出了针对三个不同的灯负载的幅度、功率以及相位角与频率的相关性；

图3a示出了对于现有技术中的谐振回路的输入端的、所计算的幅度谱；对于谐振回路的输出端在灯上得到同样的幅度谱；

图3b示出了对于现有技术中的谐振回路的输入端的所计算的功率谱；对于谐振回路的输出端在灯上得到同样的功率谱；

图4a和4d示出了对于在频率调制中谐振回路的输入端的所计算的幅度谱(图4a)和所测量的幅度谱(图4d)；

图4b和4e示出了对于在频率调制中谐振回路的输入端的所计算的功率谱(图4b)和所测量的功率谱(图4e)；

图4c示出了在灯谐振回路的输入端上的信号U_M(t)的时间变化曲线；

图5a和5c示出了在频率调制的情况下在谐振回路的输出端上的所计算的幅度谱(图5a)和所测量的幅度谱(图5c)；

图5b和5d示出了在频率调制的情况下在灯上的负载回路的输出端的所计算的功率谱(图5b)和所测量的功率谱(图5d)；

图6以示意图示出了根据本发明的电路装置的一个实施例；

图7a和7b示出了在非等距的采样(图7a)的情况下和在等距的采样(图7b)的情况下在使用脉宽调制模块时的激励信号和输出信号的时间变化曲线；

图7c示出了在使用移相模块和脉宽调制模块用以产生边沿偏移和脉冲中心偏移的情况下的激励信号和输出信号的时间变化曲线；

图8示出了在使用伴有边沿上升和边沿下降的偏移的移相模块的情况下激励信号和输出信号的时间变化曲线；以及

图9示出了在余辉模式(Persistence-Mode)中在半桥装置的输出端上所测量的灯上的信号的时间变化曲线，其中明显可看到的是由频率调制得到的幅度调制。

具体实施方式

用于驱动高压放电灯的逆变器通常是三阶负载回路，该负载回路可以借助以下微分等式来描述：

$(L1*C1)\·\frac{d^2}{{\mathrm{dt}}^2}{U}_a\left(t\right)+\frac{L1}{\mathrm{RL}}\·(1+\frac{C1}{\mathrm{CB}})\·\frac{d}{\mathrm{dt}}{U}_a\left(t\right){+U}_a\left(t\right)+\left(\frac{1}{\mathrm{CB}\·\mathrm{RL}}\right)\·{\∫U}_a\left(t\right)\mathrm{dt}=U_e\left(t\right)$

图1示出了包含高压放电灯在内的灯谐振回路的元件的等效电路图，其中U_e(t)是由逆变器提供的电压，U_a(t)是在高压放电灯上产生的电压，L₁和C₁是负载回路的灯电感线圈和电容器，C_B是耦合电容器，以及R_L是高压放电灯La的典型欧姆电阻。

换言之，用信号U_e(t)对灯负载回路L₁C₁的激励在灯La上产生输出信号U_a(t)，该输出信号根据负载回路的频率特征或传输特性被滤波或者被衰减。负载回路的频率传输特征在图2a至2c中针对输出电压U_a(t)(图2a)、输出功率P_aL(图2b)以及针对相位角phi(图2c)示出，其中针对当前应用的传输最大值典型地容易在26kHz的范围以下。角度phi相应地说明了输入电压U_e(t)与输出电压U_a(t)之间的相位差。

为了理解本发明的中的方法，在此所基于的是，负载回路的频率特征被设计为使得传输最大值典型地恰好在26kHz的范围以下。由此在施加被调制的矩形电压信号的情况下，在45kHz至55kHz之间摆动的载波频率以及其在大约26kHz或者在74kHz的边带被足够良好地传输，由此灯可以保持在其工作模式中。

输入侧的幅度调制的交流信号可以借助如下的函数来描述：

U_e(t)＝(1+m·sin(2·π·f_mod·t)·Uo·sin(2·π·f_c)

其中U_o是电压幅度，f_c是载波频率，f_mod是调制频率以及m是调制系数。

在图3a中示出了带有两个边带的幅度调制的输入电压U_e(f)的幅度谱。图3b示出了相关的功率谱P_e(f)。仅仅补充地要指出的是，在现有技术中已知的方法中，U_e(f)等于U_a(f)并且P_e(f)等于P_a(f)。在此，幅度调制指数为大约0.5。频带的宽度应表明当前的摆动，该摆动在幅度谱中在45kHz到55kHz之间，而在功率谱中相应更高地在90kHz到124kHz之间。在功率谱中在24kHz和48kHz处的、未摆动的并且因此更尖锐的线(如通过箭头所表明的那样)是用24kHz的幅度调制的结果，并且造成高压放电灯中的混色模式。在0kHz处的线对应于在灯上所转换的平均功率。

在图4a(所计算的)和图4d(所测量的)中示出了与电压U_e(f)成比例的频率调制的电压U_M(f)的幅度谱。明显可以看到两个边带。在图4b(所计算的)和图4e(所测量的)中示出了与谱P_e(f)成比例的相关的功率谱P_M(f)。

在图5a(所计算的)和图5c(所测量的)中示出了在灯谐振回路的输出端所得到的幅度谱U_a(f)。在图5b(所计算的)和图5d(所测量的)中示出了在灯谐振回路上滤波之后得到的功率谱P_a(f)。明显可看到f_mod(24kHz)处的单个的调制线和两个边带。

在图4c中示出了在灯谐振回路的输入端上的信号U_M(t)的时间变化曲线。

频带的宽度来源于所提及的摆动，该摆动在幅度谱中在45kHz到55kHz之间而在功率谱中相应较高地在90kHz到124kHz之间。在功率谱中在24kHz和48kHz处的、未摆动的并且因此更尖锐的线(如通过图5b或5d中的箭头所表明的那样)是用24kHz的幅度调制的结果并且造成高压放电灯中的混色模式。在0kHz处的线对应于在灯上所转换的平均功率。

以下更为详细地示出了在微控制器中以数字方式实施频率调制的一个优选的实施形式，然而任何直接的编程技术上的实施也实现所希望的目的：

频率调制的信号通常如下地表达：

$U_e\left(t\right)=\frac{2}{\mathrm{\π}}\·\mathrm{Uo}\·\sin (2\·\mathrm{\π}\·f_c\·t+m\·\sin (2\·\mathrm{\π}\·f_{\mathrm{mod}}\·t))$

其中U_e(t)表示半桥的输入信号；

U_o表示半桥电路的供给电压，该供给电压通常是所谓的中间回路电压；f_c是载波频率，该载波频率在此应用中典型地在第一频率f₁＝45kHz与第二频率f₂＝55kHz之间摆动，其中对摆动的载波频率的跟踪对于当前考虑并不重要，因为在此应用中大约100Hz的所需的重复率可以视为静态的；以及f_mod表示调制频率，该调制频率在此应用中典型地在24kHz处。

较外面的正弦函数的前因子2/π是用于校正半桥电子开关的通常为矩形的激励的波形因数。

通过对如下幅角求导

Φ(t)＝2·π·f_c·t+m·sin(2·π·f_mod·t)

得到瞬时频率f(t)，其中 $f\left(t\right)=\frac{d}{\mathrm{dt}}\mathrm{\Φ}\left(t\right)$

或者写成：

f(t)＝f_c+m·(2·π·f_mod)·cos(2·π·f_mod·t)

如果代换调制系数m＝to/Tc＝to f_c，其中to是调制周期内的控制信号的最大时间偏差，该时间偏差在实际应用中按照所希望的调制系数的大小可以在0到Tc之间，则频率调制可以改写为：

U_e(t)＝Uo·sin(2·π·f_c·to(t)·sin(2·π·f_mod·t))

通过f_c的分解因数得到：

U_e(t)＝Uo·sin(2·π·f_c·(t+to(t)·sin(2·π·f_mod·t)))

这是以时间调制或者相位调制的形式表示频率调制，该表示在编程技术上可以简单地在微控制器中实现。

U_e(t)的谱分析通常在闭合形式中是不可能的。因此，必须借助常用的近似解来处理或者借助于数值模拟方法，这在两种情况中得到相同的结果。

将U_e(t)分解为具有Jn(m)作为Bessel系数的Bessel级数在只考虑第一项的情况下得到如下表达：

U_e(t)＝Uo·Jo(m)·sin(f_c·t)+Uo·2J1(m)·sin(f_mod·t)·cos(f_c·t)+Uo·J2(m)·cos(2f_mod·t)·sin(f_c·t)

对于m＜1适用：Jo(m)＝1-m²/4＝1；J1(m)＝m/2；J2(m)＝m²/4。

由此对于U_e(t)得到：

U_e(t)＝Uo·sin(f_c·t)+Uo·m·sin(f_mod·t)·cos(f_c·t)+Uo·m²/4·cos(2·f_mod·t)·sin(f_c·t)

因此U_e(t)包含三项：

第一项对应于在频率f_c处的纯载波信号；

第二项对应于在频率(f_c+f_mod)和(f_c-f_mod)处的两个纯边带，而没有其在f_c处的载波；

第三项对应于在频率(f_c+2f_mod)和(f_c-2f_mod)处的具有更低强度的两个纯边带，而没有载波频率f_c。

恒定幅度和恒定调制频率的频率调制的输入信号的幅度谱于是对应于单音FM特征。这是在频率f_c处的载波信号，其边带以f_mod、2·f_mod至n·f_mod的间隔出现，而其强度按照Bessel系数Jn(m)减小。

谐振回路的滤波特征现在必须设计为使得一方面根据所希望的调制深度由谐振回路传输所需的被覆盖的频率范围，而另一方面针对主要在100kHz以上的较高的频率的衰减足够强，由此在很大程度上过滤掉由单音FM产生的较高阶的边带，即最后基本上只有在26kHz处和在76kHz处的两个一阶边带被使用。

通常应注意的是：在现有技术中已知的“传统”幅度调制的情况下以及在根据本发明的“频率调制”的情况下，在灯上的谐振回路的输入端和谐振回路的输出端上的幅度谱是相同的。

而在谐振回路的输入端上的功率谱仅在现有技术中已知的“传统”幅度调制方法的情况下与在灯上的谐振回路的输出端上的功率谱相同。

在根据本发明的方法中，在谐振回路的输入端上的功率谱与在谐振回路的输出端上的功率谱不相同。

在所计算的谱中，出于清楚的原因而仅仅考虑了基波，而来自矩形激励信号的较高谐波未被示出。谱范围的扩展源自缓慢覆盖的摆动范围，在摆动重复率为大约100Hz的情况下典型地在45kHz到55kHz之间。

图4a示出了所计算的幅度谱，图4d示出了频率调制的半桥输入信号的、所测量的相关幅度谱(参照图6)。明显可看到的是在频率f_c处的分量以及在频率f_c+f_mod和f_c-f_mod处的分量。图4b示出了在半桥输入端上的信号的所计算的功率谱，图4e示出了所计算的相关功率谱。如明显可看到的那样，在24kHz处未出现单个的调制线。图4c示出了半桥输入信号的时间变化曲线。如已经提及的那样，U_M与U_e成比例。

图5a示出了所计算的幅度谱，图5c示出了灯的输出信号U_a(t)的、所测量的相关幅度谱U_a(f)。

图5b示出了灯的所计算的功率谱P_a(f)，图5d示出了灯的所测量的相关功率谱。在功率谱中可看到的窄的谱线表示调制的尖锐的单个线。

通过设计负载回路的滤波特征可以实现高达50％的调制深度。

作为中间结果可以确定的是，仅仅基于用于半桥的电子开关的激励信号借助微控制器而无需附加的电子功率部件能够产生用于驱动高压放电灯的所希望的调制。

图6示出了根据本发明的电路装置的一个实施例。在此，所谓的灯逆变器10包括逆变器12，该逆变器包括半桥装置中的第一开关S1和第二开关S2，这些开关通过其控制输入端由电压U_e1或者U_e2来激励，其中U_e1和U_e2彼此始终是互补的并且在信号技术上可以通过输入信号U_e(t)来表示。

灯逆变器10还包括负载回路或者谐振回路14，其包括电感线圈L₁和电容器C₁。半桥装置由供给电压Uo供电，该供给电压通常是所谓的中间回路电压。

在所示的实施例中，由微控制器18提供了灯逆变器10的输入信号U_e，由该输入信号通过驱动电路16导出电压U_e1和U_e2。在此应指出的是，微控制器18的元件也可以分立地构建。在微控制器18中通过其输入端20输送电压U_R2，即在分压器R₁、R₂的电阻R₂上下降的电压。

电压U_R2与灯La上的电压U_a成比例并且能够实现对灯电压的幅度和幅度调制系数的测量。电压U_R2一方面被输送给低通滤波器以产生与输出电压U_a的平均值成比例的电压U_P，该低通滤波器包括电容器C_p和电阻R_P。

另一方面，电压U_R2被输送给高通网络22并且在二极管上被整流，由此产生当前的调制波动等级ΔU_ist。根据两个所测量到的量可以借助如下等式确定调制系数的当前值：

m_ist＝ΔU_ist/U_P

通过接口24可以输入调制系数的额定值m_soll。该额定值在乘法器26中与U_P相乘并且因此在其输出端上提供ΔU_soll。调节器28调节使得ΔU_ist＝ΔU_soll。

相应地，在调节器28的输出端上将调节量作为调制系数的设定量来提供并且输送给块30。此外，该块30从24kHz发生器32获得在频率f_mod＝24kHz处的正弦信号。在块30的输出端上提供24kHz信号，该信号的幅度大小被调节并且对应于所希望的调制系数m_soll。

通过频率发生器34产生100Hz的摆动信号作为锯齿信号。不仅锯齿形的摆动信号而且具有所调节的幅度大小的24kHz信号被提供给频率发生器36。该频率发生器将两个输入信号、即在输入端38上的锯齿形的摆动信号以及在输入端40上的幅度调节的f_mod信号处理成信号U_e，结果这是以f_mod的正弦时钟脉冲被频率调制的信号，其平均频率与f_mod相比慢得多地以摆动控制信号的100Hz时钟脉冲地以锯齿形跟踪。

如对于本领域技术人员而言明显的是，用于阻塞来自半桥的直流成分的耦合电容器C_La也可以安装在其他位置，例如在灯电感线圈L₁与灯La之间、在灯La与用于电压Uo的连接端子之间等。此外，如果希望将灯进行直流去耦合，则在输出回路中具有变压器(Trafo)的实施形式也是可能的。

图7a至7c和图8示出了根据本发明的四个不同的变形方案的电压Ue的产生。

相应的曲线a)表示具有频率f_mod(在此为24kHz)的矩形信号。根据相应的曲线b)在微控制器中由矩形信号首先得到三角信号并且由此得到正弦信号，参见相应的曲线c)。四个变形方案以曲线e)和f)来区分，其中在三个曲线中50kHz信号、即摆动的载波频率的平均频率表示为曲线d)，该频率在产生所希望的信号的情况下具有进一步的意义。曲线e)表示作为在5V电平上的半桥激励信号的相应电压U_e(t)，相应的曲线f)表示与曲线e)形状相同的、在半桥中点M上的电压U_M，该电压在大约500V的电平上。

图7a至7c示出了如下实施形式，其中使用了脉宽调制模块，其时钟脉冲输入端耦合到用于在第一和第二频率之间摆动的时钟脉冲的源，而其调制输入端耦合到在调制频率处的信号的源，其中激励电路18被设计为根据在调制频率处的信号、尤其是根据在调制频率处的信号的瞬时值来调制在第一和第二频率之间摆动的信号的脉冲宽度。

图7a示出了非等距采样的例子。在此，在每个边沿交替之后摆动的频率为f_c的信号的脉冲宽度根据周期的调制信号f_mod的瞬时值来调节，参见曲线c)。调制信号的小的幅度因此得到小的脉冲宽度，参见曲线c)，调制信号的大的幅度得到大的脉冲宽度。在相应的脉冲宽度结束之后，根据正弦信号的当前瞬时值确定下一脉冲宽度，参见曲线c)。

根据图7b中所示的变形方案，激励电路18被设计为根据在调制频率处的信号的瞬时值来调制在第一和第二频率之间摆动的时钟脉冲的脉冲宽度，使得在可预先给定的时刻、尤其是在具有时间上等距的间隔的时刻确定调制频率处的信号的瞬时值，并且根据所确定的瞬时值延长或者缩短摆动的时钟脉冲的瞬时脉冲宽度。在此情况下，采样率选择得越高，则通过脉冲宽度变化能够越完美地引入频率调制，但微控制器就必须越频繁地进行时钟输出，由此自然任何时候都达到其由规范所预先给定的边界。因此，在实践中优选仅以2·f_c的采样率来工作，这对于精度而言足以将24kHz正弦信号(4倍过采样)调制到50kHz时钟脉冲(2倍过采样)中。

相应地，如果以在2f_c处的精确调制的、摆动的时钟脉冲同步采样工作，则始终遵守用于描述具有频率f_c处的时钟脉冲的信号的Shannon准则并且从这种观点来看是特别有利的。

图7b示出了在等距采样的情况下的时间变化过程：频率为f_c的频率调制的信号的脉冲宽度根据周期调制信号f_mod的瞬时值以足够大的主信号(参见曲线c)(在此为50kHz)的时钟脉冲等距地调节。在此，电压Ue的变化过程(曲线e))如下地被确定：在曲线d)中在主信号的每个上升和下降边沿中确定正弦信号的瞬时值(曲线c))，并且用于产生信号U_e(曲线e))。

图7c示出了一个实施形式，其中在第一和第二激励信号中不仅脉冲中心而且上升边沿都根据调制频率的时钟脉冲相对于未调制的、在第一和第二频率之间摆动的时钟脉冲偏移。在此，频率调制的信号的边沿上升(曲线e))在足够大的主信号(曲线d))的时钟脉冲中等距地根据周期的调制信号f_mod的瞬时值(曲线c))偏移。接着，根据该典型的调制值计算脉冲宽度，使得脉冲中心在数值上相对于未调制的脉冲偏移一半。

图8示出了一种实施形式，其中激励电路包括移相模块，其时钟脉冲输入端耦合到用于在第一和第二频率之间摆动的时钟脉冲的源，而其调制输入端耦合到在第三频率处的信号的源，其中激励电路被设计为根据调制频率处的信号、尤其是根据调制频率处的信号的瞬时值偏移在第一和第二频率之间摆动的信号的开始边沿。

根据图8，在此频率调制的信号的边沿上升和边沿下降(曲线e))在足够大的主信号(曲线d))的时钟脉冲中等距地根据周期的调制信号f_mod的瞬时值(曲线c))来偏移。

图9示出了在试验构造上的不同信号的所测量到的时间变化曲线，在该试验构造中实现了本发明。在此，在负载回路的输出端上的电压、即以其激励灯的电压在余辉模式中被测量。曲线a)示出了调制信号的时间变化曲线，曲线b)示出了在谐振回路的输入端上、即在半桥装置的中点M上的频率调制的矩形信号，以及曲线c)示出了在谐振回路的输出端上的灯La上的电压Ua。明显可以看到具有频率f_mod的幅度调制。

Claims (20)

1.一种用于驱动高压放电灯(La)的电路装置，其具有：

-半桥装置中的至少一个第一电子开关(S1)和至少一个第二电子开关(S2)；

-用于为半桥装置供给直流电压信号(Uo)的电源电压端子；

-负载回路(14)，该负载回路包括灯电感线圈(L₁)，并且一方面耦合到半桥中点而另一方面耦合到用于连接高压放电灯(La)的至少一个连接部上；

-用于提供至少一个第一激励信号和至少一个第二激励信号给所述第一电子开关(S1)和所述第二电子开关(S2)的激励电路(18)，其中激励电路(18)被设计为：提供第一和第二激励信号，使得其时钟脉冲一方面在第一和第二频率(f₁，f₂)之间摆动，

其特征在于，

激励电路(18)还设计为：以能够预先给定的第三频率(f_mod)对第一和第二激励信号进行调制，其中以能够预先给定的第三频率(f_mod)进行的调制是单音频率调制，使得在第一和第二激励信号的幅度谱中出现至少一个第一、至少一个第二和至少一个第三谱线，其中第一谱线对应于摆动的时钟脉冲的瞬时频率，而第二和第三谱线在数值上以能够预先给定的第三频率(f_mod)的间隔与第一谱线对称，其中负载回路(14)的滤波特性设计为使得一方面根据所希望的调制深度由负载回路(14)传输所需的、在第一频率(f₁)和第二频率(f₂)之间被覆盖的频率范围，而另一方面针对较高频率的衰减足够强，由此在很大程度上过滤掉由单音频率调制产生的较高阶的边带。

2.根据权利要求1所述的电路装置，其特征在于，激励电路(18)包括受控的振荡器。

3.根据权利要求2所述的电路装置，其特征在于，激励电路(18)包括脉宽调制模块，脉宽调制模块的时钟脉冲输入端耦合到在第一和第二频率之间摆动的时钟脉冲的源上，而脉宽调制模块的调制输入端耦合到第三频率(f_mod)的信号的源，其中激励电路(18)设计为使得在第一和第二频率之间摆动的信号的脉冲宽度根据第三频率的信号来调制。

4.根据权利要求3所述的电路装置，其特征在于，其中激励电路(18)设计为使得在第一和第二频率之间摆动的信号的脉冲宽度根据第三频率的信号的瞬时值来调制。

5.根据权利要求3所述的电路装置，其特征在于，所述激励电路(18)设计为：根据第三频率(f_mod)的信号的瞬时值来调制在第一和第二频率之间摆动的时钟脉冲的脉冲宽度，使得在能够预先给定的时刻确定第三频率的信号的瞬时值，并且根据所确定的瞬时值延长或者缩短摆动的时钟脉冲的瞬时脉冲宽度。

6.根据权利要求5所述的电路装置，其特征在于，所述预先给定的时刻是具有时间上等距的间隔的时刻。

7.根据权利要求5所述的电路装置，其特征在于，在第一和第二激励信号中不仅上升边沿而且脉冲中心都根据第三频率(f_mod)的时钟脉冲相对于未调制的、在第一和第二频率之间摆动的时钟脉冲偏移。

8.根据权利要求2所述的电路装置，其特征在于，激励电路(18)包括移相模块，该移相模块的时钟脉冲输入端耦合到在第一和第二频率之间摆动的时钟脉冲的源，而该移相模块的调制输入端耦合到第三频率(f_mod)的信号的源，其中激励电路(18)设计为，在第一和第二频率之间摆动的信号的开始边沿和结束边沿根据第三频率(f_mod)的信号来偏移。

9.根据权利要求8所述的电路装置，其特征在于，激励电路(18)设计为，在第一和第二频率之间摆动的信号的开始边沿和结束边沿根据第三频率(f_mod)的信号的瞬时值来偏移。

10.根据上述权利要求1到9中任一项所述的电路装置，其特征在于，时钟脉冲频率在150kHz以下。

11.根据权利要求10所述的电路装置，其特征在于，时钟脉冲频率在30kHz到90kHz之间。

12.根据权利要求10所述的电路装置，其特征在于，时钟脉冲频率在40kHz到60kHz之间。

13.根据上述权利要求1到9中任一项所述的电路装置，其特征在于，第三频率(f_mod)在50kHz以下。

14.根据权利要求13所述的电路装置，其特征在于，第三频率(f_mod)在20kHz到35kHz之间。

15.根据上述权利要求1到9中任一项所述的电路装置，其特征在于，摆动频率在50Hz到500Hz之间。

16.根据权利要求15所述的电路装置，其特征在于，摆动频率在80Hz到200Hz之间。

17.根据上述权利要求1到9中任一项所述的电路装置，其特征在于，只有一个第一电子开关(S1)和一个第二电子开关(S2)设置在半桥装置中。

18.根据权利要求1到9中任一项所述的电路装置，其特征在于，该电路装置还包括第三电子开关和第四电子开关，其中第一电子开关、第二电子开关、第三电子开关和第四电子开关连接成全桥，并且其中激励电路(18)被设计为：对应于用于第一和第二电子开关的激励信号提供用于第三和第四电子开关的激励信号。

19.根据权利要求18所述的电路装置，其特征在于，激励电路(18)被设计为：对应于用于第一和第二电子开关的激励信号互补地提供用于第三和第四电子开关的激励信号。

20.一种用于使用电路装置驱动高压放电灯(La)的方法，该电路装置具有：半桥装置中的至少一个第一电子开关(S1)和至少一个第二电子开关(S2)；用于为半桥装置供给直流电压信号的电源电压端子；负载回路，该负载回路包括灯电感线圈，并且一方面耦合到半桥中点而另一方面耦合到用于连接高压放电灯(La)的至少一个连接部上；用于提供至少一个第一激励信号和至少一个第二激励信号给所述第一电子开关(S1)和所述第二电子开关(S2)的激励电路(18)，其中激励电路(18)被设计为：提供第一和第二激励信号，使得其时钟脉冲一方面在第一和第二频率之间摆动，

其特征在于所述方法包括以下步骤：

以能够预先给定的第三频率(f_mod)进行第一和第二激励信号的单音频率调制，在第一和第二激励信号的幅度谱中出现至少一个第一、至少一个第二和至少一个第三谱线，其中第一谱线对应于摆动的时钟脉冲的瞬时频率，而第二和第三谱线在数值上以能够预先给定的第三频率(f_mod)的间隔与第一谱线对称，其中负载回路(14)的滤波特性设计为使得一方面根据所希望的调制深度由负载回路(14)传输所需的、在第一频率(f₁)和第二频率(f₂)之间被覆盖的频率范围，而另一方面针对较高频率的衰减足够强，由此在很大程度上过滤掉由单音频率调制产生的较高阶的边带。

Images