JP2008523572A - ガス放電ランプの電力供給方法及びそのようなランプ用のバラスト回路 - Google Patents

Abstract

高周波電圧によってガス放電ランプへ電力を供給する方法及びバラスト回路において、高周波電圧は、電圧制御される第１の発生器（４）を用いることによって、主電源によって供給されるより低い本線周波数の実質的正弦波である本線電圧から生成される。制御ループが用いられ、この制御ループは、供給電圧の周波数を有し且つ供給電圧に同期する基準波形信号を供給する第２の発生器（１０）を有する。基準信号は、誤差信号を供給するよう、ランプへの供給電流を表す測定電流信号（ｉｍ）と比較される。誤算信号は、この誤差信号が最小限とされるように、高周波電圧の周波数を変調する。

Description

本発明は、ガス放電ランプに電力を供給する方法と、請求項１及び５のプリアンブル部に夫々記載されるようなランプ用のバラスト回路とに関する。

上記のような方法及びバラス回路は、米国特許６，４８３，２５２号によって開示される。従来の方法及びバラスト回路により、本線電圧の整流は、バッファキャパシタを用いることによる整流電圧のバッファリングを含む。整流電圧に依然として存在するリップル電圧は、検出され、インバータを制御する電圧制御発生器用の変調信号として用いられる。リップル電圧の周波数は、本線電圧の周波数の２倍である。リップル信号は鋸波を有し、それは本線電流に対する位相シフトを示しうる。インバータのスイッチへの制御信号は、音響共振周波数に近い音響共振の発生を防ぐよう前出の変調信号によって変調される。音響共振周波数は、ランプの動作を可聴にし、ランプを含めバラスト回路に損傷を与えうる。これは、特に、高輝度放電（ＨＩＤ）ランプを有するバラスト回路に関する場合である。
米国特許６，４８３，２５２号

一段バラスト回路は、その整流部分に大きなバッファキャパシタを有さない。従って、フルブリッジ整流器による本線電圧の整流後、結果として得られる電圧は一定ではない。更に、本線電圧及び本線電流が正弦波であり、同調していることによって、本線によって供給される電力は、本線電圧の全ての零交差で零値までの谷を有する２倍の本線周波数の正弦波形を有する。結果として、インバータによって供給される高周波出力は、本線入力の波形に類似するエンベロープ波形を有する傾向がある。全体としての回路の動作のために、インバータは、そのような波形を維持することができるほど十分な電力を供給することができない。結果として、高周波電力のエンベロープは、正弦波形を有することができない。言い換えると、これは、本線周波数の不要な高調波が本線電流で発生することを意味するとともに、全体として回路の本線入力側へ反映されうる。本線側での全高調波歪み（ＴＨＤ）係数は、その場合に基準を超えうる。これは回避されるべきであるが、従来技術の方法及び回路によっては解決され得ない。

本発明の上記目的は、請求項１で記載される方法を提供することによって達成される。

当該方法は、全体として又は部分的に、ソフトウェアの使用によって実現可能である。ソフトウェアを用いることによって、バラスト回路の大きさ及び費用は、従来技術に対して低くなる。大きさ及び費用は、事実上、電力要求から独立している。

本発明の上記目的は、また、請求項８で記載されるバラスト回路を提供することによって達成される。

本発明は、添付の図面に関連する以下の例となる記載から更に明らかとなるであろう。

図１に示された発明に従うバラスト回路の制御部の第１の実施例のダイアグラムは、インバータ２と、電圧制御発生器（ＶＣＯ）４と、第１の制御回路６とを有する。インバータ２は、フルブリッジインバータ又はハーフブリッジインバータであっても良く、そのスイッチ（図示せず。）は、整流された、実質的にバッファリングされていない電圧の間に直列に接続されている。この整流電圧は、主電源（図示せず。）によって供給される実質的正弦波の本線電圧を整流することによって、整流器（図示せず。）によって供給される。整流電圧の波形は、本線波形の整流された半周期の連続から成る。スイッチは、スイッチの入力へ相補制御信号を供給する発生器４を有することによって、交互にオン及びオフを切り替えられる。これは、前出のスイッチの間のノードで実質的矩形波の電圧の発生をもたらす。この仕様により、前出の実質的矩形波の電圧は、ブリッジ出力電圧とも呼ばれる。前出のノードは、タンク回路（図示せず。）によってガス放電ランプ（図示せず。）へ接続されている。タンク回路は、１又はそれ以上のインダクタと、１又はそれ以上のキャパシタとを有する。一般に、タンク回路は、ブリッジ出力電圧の周波数に合わせられる。この周波数は、一般に５０Ｈｚ又は６０Ｈｚである本線周波数よりも、場合により５０ｋＨｚから３００ｋＨｚで、ずっと高い。

図１に関するここまでの記載で、ダイアグラムはガス放電ランプ用の従来のバラスト回路に従う。ダイアグラムのこの部分は、図示されない整流器、ブリッジ、タンク回路及びランプのような従来の幾つかの物理的部分において当業者によく知られている。

第１の制御回路６は、発生器４の制御入力部へ接続されている。発生器４へ制御回路６によって供給される制御信号の振幅に依存して、発生器４は、発生器４が振動するところの周波数を変更する。一般に、このような制御は、本線電圧の零交差を通過する際にランプを点灯させるための、及び再びランプを再点灯させるための適切な状態を提供するために用いられる。

理想的に、本線入力側での入力は、正弦波であって、本線周波数の２倍の周波数を伴う波形を有する。即ち、理想的な状況では、本線電圧及び本線電流が同期しており、且つ／あるいは、インバータが、低周波を含め、本線入力側のエンベロープ波形と同一であるエンベロープ波形を有する高周波出力を供給することができる。今まで、このような状況は達成され得なかった。結果として、前出の高周波出力のエンベロープ波形は正弦波ではなく、本線電流の波形へ反映されて、全高調波歪み（ＴＨＤ）係数の基準を超えるような本線電流の低い本線周波数の高調波を引き起こした。

本発明に従って、ＴＨＤ係数は、本線電流の波形を実質的に正弦波である波形へと成形することによって低減される。

この目的を達するために、本線電流は、本線電流測定信号ｉ_ｍを供給するよう測定される。本線電流測定信号ｉ_ｍは、減算器（即ち、比較器）８によって基準波形信号と比較される、即ち、基準波形信号から減じられる。基準波形信号は第２の発生器１０によって発生する。

どのような波形形状が基準波形信号のために使用されるべきかは、本線電流自体又はその表示値（ｒｅｐｒｅｓｅｎｔａｉｏｎ）が測定される位置に依存する。以降で説明されるように、基準波形信号の形は、本線電流が完全に正弦波となるほどでなくとも良い。本線電流が本線入力側で正確に測定される場合には、基準波形信号の波形は、実質的に正弦波であるよう選択され、本線周波数を有しうる。本線電流の表示値がフルブリッジ整流器の出力部で測定される場合には、基準波形信号の波形は、同じ極性を有する本線波形の半周期の連続で構成されうる。基準波形信号は、同じ位相を有するよう本線電圧の表示値に同期する。

減算器８は、第１の制御回路６へ供給される誤差信号を、その出力部で供給する。第１の制御回路６は、積算用（Ｉ）又は比例積算用（ＰＩ）コントローラであっても良い。ループ振動を回避するための適切なループ増幅により、図１の制御ループは、本線電流測定信号ｉ_ｍが、減算器８によって供給される誤差信号が零に近づくとともに、同じ位相を有する基準波形信号に追従して一致するように、電圧制御発生器４、ひいてはバラスト回路のインピーダンスを制御する。結果として、本線電流は、本線側でのＴＨＤ係数が著しく低減するにつれて、不要な低周波高調波を実質的に有さなくなる。

図２に示される本発明に従うバラスト回路の制御部の第２の実施例のダイアグラムは、それが、常に誘導性モードで動作するバラスト回路を有する手段を含む点で、図１の第１の実施例とは異なる。その異なる範囲で、図２のダイアグラムは、ブリッジ出力電圧Ｖ_ｂを測定する手段と、ランプへ接続されたタンク回路のインダクタを流れる電流ｉ_Ｌを測定する手段と、インダクタ電流ｉ_Ｌの位相に対する測定されたブリッジ出力電圧Ｖ_ｂの位相の位相差を検出する位相検出器１２とを更に有する。ブリッジ出力電圧Ｖ_ｂは常にインダクタ電流ｉ_Ｌを先導することが観測される。前出の位相差、即ち、位相検出器１２の出力が正であるとすると、その位相差は、第２の減算器１４によって基準最小位相差φ_ｍｉｎから減じられる（即ち、比較される）。減算器１４は、然るべく第２の誤差信号を供給する。第２の誤差信号は第２の制御回路１６へ供給される。第２の制御回路１６は、積算用（Ｉ）又は比例積算用（ＰＩ）コントローラであっても良い。第２の制御回路１６からの出力信号は、加算器１８へ供給される。加算器１８は、また、本線電流測定信号ｉ_ｍを受信して、それらの和を、単なる本線電流測定信号ｉ_ｍの代わりに、第１の減算器８の減算入力部へ供給する。（図１のダイアグラムに対して）第１の減算器８の減算入力部への差分フィードバック信号の使用の結果として、第１の制御回路６は、あたかも本線電流が本来よりも大きいかのように応答し、制御ループは高周波を増大させようとし続ける。高周波は、より一層低い周波数でφ_ｍｉｎを超えるＶ_ｂとｉ_Ｌとの間の位相差が低減されるので、最小周波数を下回らない。タンク回路及びバラスト回路は、全体として、誘導モードでのみ動作することができる。

図２の位相検出器１２から加算器１８を含む付加的部分を使用する理由は、このような付加的な部分を用いないと、周囲環境下で、求められる出力エンベロープ波形が所望の本線電力波形に従うことができないためである。結果として、（このような付加的部分を備えていない）制御ループは高周波を低下させ続けるので、回路全体としての動作は容量性モードとなる。容量性動作モードは、それにより、通常ＭＯＳＦＥＴであるインバータスイッチの両端の高過ぎるｄｖ／ｄｔの結果としての回路故障又は甚大なスイッチング損失が生じうるので、望まれない。

図１に対する図２の前出の付加的部分は、同じ効果を有しながら、別なふうに且つ／あるいは異なる位置に配置されても良い。例えば、加算器１８は、減算器によって置き換え可能である。これは、減算器８の正入力部又は出力部に配置される。代替減算器の負入力部は、第２の制御回路１６の出力へ接続される。

図３に示される本発明に従うバラスト回路の制御部の第３の実施例は、それが、バラスト回路の電力を基準電力値Ｐ_ｓｅｔに制御するための電力制御ループを更に有する点で、図２の第２の実施例とは異なる。付加的な電力制御ループは、図１に示される回路へ同じように適用可能である。

付加的な電力制御ループは、本線電圧Ｖ_ｍを測定する手段（図示せず。）と、本線電流測定信号ｉ_ｍ及び本線電圧測定信号Ｖ_ｍを夫々フィルタ処理する低域通過フィルタ２０及び２２と、フィルタ２０、２２の出力信号を掛け合わせる乗算器２４と、乗算器２４からの乗算結果を基準電力値Ｐ_ｓｅｔから減じて、第３の誤差信号を供給する第３の減算器２６と、第３の誤差信号を受信し、この第３の誤差信号に依存して基準波形信号の振幅を制御するよう基準波形信号発生器１０へ接続された第３の制御回路２８とを有する。第３の制御回路は、積算用（Ｉ）又は比例積算用（ＰＩ）であっても良い。乗算器２４の出力は、バラスト回路の実際の電力の値を表す。その値が基準電力値Ｐ_ｓｅｔを超える場合に、第３の制御回路は、基準波形信号の振幅を小さくするよう基準波形発生器を制御することができる。結果として、第３の誤差信号が零となるまで、第１の減算器８の出力部での第１の誤差信号は小さくなり、高周波は低下し、主電源へのバラスト回路のインピーダンスは増大し、本線電流及びその表示値ｉ_ｍは低下し、第３の誤差信号は小さくなる等の現象が観られる。

明らかなように、これらのダイアグラムで幾つかのフィルタが加えられても良く、例えば、インバータ２の出力部、実際には、本線電流を測定するための測定手段の出力部に、高域通過フィルタが加えられても良い。

図３から明らかなように、電力制御ループは、図１及び２で示された本線電流波形ループに正に適する。比較的遅い電力制御ループは、比較的高速な本線電流波形ループに干渉しない。実際に、図３で記載及び図示されるような電力制御ループは、本線電圧と同期する本線電流波形の制御ループと協働して、電力の制御が無効電力には実行されず、実質的に実際の電力にしか実行されないことを保証する。無効電力は、ランプの動作を反映し、制御するには、それ程有益ではない。

明らかなように、異なる方法が、電力を表す値を提供するよう適用可能である。例えば、ランプによる光放射が、このような値を提供するよう測定されても良い。

図面に示されないが、注意すべきは、図１から３に示される回路の夫々が、点灯周波数及び、ランプの点灯後の通常周波数の値に関して、異なる方法で動作しうる点である。

第１の動作形式に従って、回路の夫々のインバータの第１の公称スイッチング周波数は、回路全体の共振周波数よりも約３分の１だけ小さい。点灯周波数は、第１の公称スイッチング周波数の約３倍である。低周波本線周期の零交差から、第１の制御回路６は、低周波本線周期の零交差への到達まで第１の公称スイッチング周波数を高めて、その後戻すようにＶＣＯ４を制御することができる。

第２の動作形式に従って、回路の夫々のインバータの第２の公称スイッチング周波数は、回路全体の共振周波数とほぼ同じである。点灯状態の下で、点灯周波数は、第２の公称スイッチング周波数とほぼ同じである。低周波本線周期の零交差から、第１の制御回路６は、低周波本線周期の次の零交差への到達まで第２の公称スイッチング周波数を下げて、その後戻すようにＶＣＯ４を制御することができる。

前出の第２の動作形式は、第１の動作形式と比して幾つかの利点を有する。第２の動作形式により、発生器１０によって供給される基準波形は、より良く追従され、結果として、ＴＨＤがより小さくなる。ランプ性能又はランプ動作はより良くなり、結果として、回路全体の動作は改善されて、より効率的となる。損失はより小さくなる。例えば、６００Ｗのシステムを仮定すると、損失は２５Ｗから２０Ｗまで低減されうる。即ち、これは２０％の改善である。

回路の動作を更に改善するために、基準波形信号へ本線周波数の三次高調波を加えることが望ましい。この三次高調波は、例えば、上述された実施例で用いられた基本基準波形信号の１５％の振幅を有しうる。これは、本線電流に一定量の三次高調波をもたらすとともに、本線電流の波形を完全な正弦波としない。従って、三次高調波は、本線電圧の夫々の零交差の近くでランプ電流の量を増大させうる。僅かの三次高調波の付加は、ランプの性能又は動作に好ましい効果を有する。ランプ電流は下げられ、それに従って、ＶＨＦ電流は減少する。これは、回路効率にとって有益である。

本発明に従う方法の第１の例を説明するために、本発明に従うバラスト回路の制御部の第１の実施例のダイアグラムを示す。 本発明に従う方法の第２の例を説明するために、本発明に従うバラスト回路の制御部の第２の実施例のダイアグラムを示す。 本発明に従う方法の第３の例を説明するために、本発明に従うバラスト回路の制御部の第３の実施例のダイアグラムを示す。

Claims (13)

1. 整流電圧を供給するよう低周波本線電圧を整流するステップ；
   高周波のインバータ制御信号を発生させるステップ；
   変調されたインバータ制御信号を供給するよう変調信号によって前記インバータ制御信号の周波数を変調するステップ；
   前記変調されたインバータ制御信号の周波数を有するインバータ出力電圧へと前記変調されたインバータ制御信号によって前記整流電圧を変換するステップ；及び
   タンク回路を介してガス放電ランプへ前記インバータ出力電圧を供給するステップ；
   を有し、実質的正弦波である前記低周波本線電圧の主電源から前記ガス放電ランプに電力を供給する方法であって：
   電流測定信号を供給するよう、前記主電源によって供給される電流を表す電流を測定するステップ；
   前記測定された電流に対応する供給電圧の周波数を有し、前記供給電圧に同期する基準波形信号を発生させるステップ；
   第１の誤差信号を供給するよう前記基準波形信号と前記電流測定信号とを比較するステップ；及び
   前記誤差信号が最小限とされるように、前記変調信号として前記第１の誤差信号を用いるステップ；
   を特徴とする方法。
2. 前記比較ステップは、前記基準波形信号と、前記電流測定信号及び位相シフト誤差信号の和との間で行われ、
   前記位相シフト誤差信号は、インバータ出力電圧とタンク回路のインダクタを流れる電流との間で検出される位相差と、基準最小位相値との間の比較からの結果として得られる、ことを特徴とする請求項１記載の方法。
3. 前記ランプへ供給される電力を表す電力表示信号が決定され、
   前記電力表示信号は、電力誤差信号を供給するよう基準電力値と比較され、
   前記基準波形信号の振幅は、前記電力誤差信号が最小限とされるように、前記電力誤算信号に依存して変えられる、ことを特徴とする請求項１又は２記載の方法。
4. 前記ランプへ供給される電圧を表し、前記測定電流に対応する供給電圧は、供給電圧測定信号を供給するよう測定され、
   前記供給電圧測定信号は、電力表示信号を供給するよう前記電流測定信号を乗じられる、ことを特徴とする請求項２又は３記載の方法。
5. 本線電圧制御信号の零交差で前記変調されたインバータ制御信号の周波数を表す公称周波数は、前記ランプ及び前記タンク回路を含む回路の共振周波数とおよそ同じである、ことを特徴とする請求項１乃至４のうちいずれか一項記載の方法。
6. 前記基準波形信号は、該基準波形信号の基本波の少量の三次高調波を含む、ことを特徴とする請求項１乃至５のうちいずれか一項記載の方法。
7. 前記基準波形信号の三次高調波は、前記基準波形信号の前記基本波の振幅の１０％から２０％の範囲にある振幅を有する、ことを特徴とする請求項６記載の方法。
8. 実質的正弦波である低周波本線電圧の主電源へ接続された入力端子；
   整流電圧を供給するよう前記本線電圧を受け取って整流する整流器回路；
   電圧−周波数制御発生器であって、実質的矩形波である高周波インバータ制御信号を供給し、その制御入力部によって、変調されたインバータ制御信号を供給するよう前記インバータ制御信号の周波数を変調する変調信号を受信する第１の発生器；
   前記整流電圧を切り替えて、該切り替えられた整流電圧をインバータ出力電圧として出力するよう配置されたスイッチを有し、前記変調されたインバータ制御信号の周波数へと前記インバータ制御信号の周波数を制御するよう前記変調されたインバータ制御信号によって制御されるインバータ；及び
   ガス放電ランプへ前記インバータ出力電圧を供給するよう前記インバータ及び前記ランプへ接続されたタンク回路；
   を有するガス放電ランプ用バラスト回路であって、
   第１の制御ループを有し、
   前記第１の制御ループは：
   電流測定信号を供給するよう、前記主電源によって供給される入力電流を表す電流を測定する第１の測定回路；
   前記測定された電流に対応する供給電圧の周波数を有し、前記供給電圧に同期する基準波形信号を発生させる第２の発生器；
   第１の誤差信号を供給するよう前記基準波形信号から前記電流測定信号を減じる第１の減算器；及び
   前記誤差信号を受信し且つ前記変調信号を供給するよう配置された第１の制御回路；
   を有し、
   前記第１の制御ループは、前記第１の誤差信号を最小限とするよう配置される、ことを特徴とするバラスト回路。
9. 前記第１の制御ループは：
   前記タンク回路のインダクタを流れる電流と前記インバータ出力電圧との間の位相差を検出する位相検出器；
   第２の誤差信号を供給するよう基準最小位相差から前記位相差を減じる第２の減算器；
   前記第２の誤差信号を受信し且つ位相依存信号を供給するよう配置された第２の制御回路；及び
   前記第１の減算器へ供給される前記電流測定信号の代替信号を供給するよう前記電流測定信号及び前記位相依存信号を足し合わせる加算器；
   を更に有する、ことを特徴とする請求項８記載のバラスト回路。
10. 第２の制御ループを更に有し、
    前記第２の制御ループは：
    前記電流測定信号を受信する第１の低域通過フィルタ；
    電圧測定信号を供給するよう前記測定された電流に対応する供給電圧を測定する第２の測定回路；
    前記電圧測定信号を受信する第２の低域通過フィルタ；
    前記ランプへ供給される電力を表す電力表示信号を供給するよう前記第１の低域通過フィルタ及び前記第２の低域通過フィルタからの出力信号を受信して乗じる乗算器；
    第３の誤差信号を供給するよう基準電力値から前記電力表示信号を減じる第３の減算器；及び
    前記第３の誤差信号を受信して、前記第３の誤差信号が最小限となるように前記基準波形信号の振幅を変更するために前記第２の発生器を制御するよう配置された第３の制御回路；
    を有する、ことを特徴とする請求項８又は９記載のバラスト回路。
11. 前記第１の発生器は、本線電圧制御信号の零交差で前記変調されたインバータ制御信号の周波数を表す公称周波数を有する前記インバータ制御信号を発生させるよう設定され、
    前記公称周波数は、前記ランプ及び前記タンク回路を含む回路の共振周波数とおよそ同じである、ことを特徴とする請求項８乃至１０のうちいずれか一項記載のバラスト回路。
12. 前記第２の発生器は、その基本波に加えて該基本波の少量の三次高調波を含むように前記基準波形信号を発生させる、ことを特徴とする請求項８乃至１１のうちいずれか一項記載のバラスト回路。
13. 前記基準波形信号の三次高調波は、前記基準波形信号の前記基本波の振幅の１０％から２０％の範囲にある振幅を有する、ことを特徴とする請求項１２記載のバラスト回路。

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