CN1561654A - 减少hid灯中的色偏析 - Google Patents

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Abstract

一种驱动气体放电灯的系统和方法。在一个实施例中，系统包括产生脉冲电压信号的桥式电路，其中桥式电路具有操作频率，接收来自电源的电力的电源输入端，和接收控制信号的控制信号输入端，所述控制信号实现操作频率扫描和产生脉冲电压信号。该系统还包括控制桥式电路的控制器，控制器包括一个电路，该电路用于(i)产生包括频率扫描信号的信号，频率扫描信号的振幅被固定的频率信号调制，其中由控制器产生的信号被输入桥式电路的控制信号输入端，和(ii)周期性地使桥式电路的操作频率扫描。该系统还包括对脉冲电压信号进行滤波的滤波电路。

Description

减少HID灯中的色偏析
本申请是2000年10月6日提交、申请号为09/684196的美国申请的部分继续申请，其全部内容在此引证供参考。
技术领域
本发明涉及驱动气体放电灯的系统，特别涉及为了减少高强度气体放电灯中的色偏析而使用脉冲宽度调制的系统。
背景技术
由于具有如高效和高光强度等诸多优点，高强度气体放电(HID)灯已越来越普及。这些HID灯由高频电子镇流器或低频电子镇流器驱动，高频电子镇流器可产生约20KHz范围以上的驱动电流信号，低频电子镇流器具有100Hz范围内的驱动电流信号。
可是，将高频电子镇流器用于HID灯的主要障碍是：在高频操作时可能产生的声共振/电弧不稳定性。在许多情况下，声共振可引起使人感觉不快的电弧闪烁。并且，声共振还可使放电电弧熄灭，或者，更糟糕的是，使其持续地停留在放电灯壁而造成损害。
近年来，已开发了使用陶瓷(多晶氧化铝)壳的新高强度气体放电灯。这种灯中的放电壳形状为圆柱形，纵横比即内长度与内径之比接近1，或者，在某些情况下大于1。这种灯具有期望的高效率特性，但在垂直和水平操作时具有不同显色性能的缺点。尤其是在垂直操作时产生色偏析。
通过将电弧图像投射到荧光屏上，在荧光屏上电弧底部呈现粉红色，顶部呈现蓝色或绿色，由此可观察到色偏析。这是由放电中金属添加剂没有完全混合引起的。在放电的上部，存在过量的铊发射和不足量的钠发射。该现象导致高色温和低效率。
在本申请中引证供参考的名称为“Reduction of VerticalSegregation In a Discharge Lamp(在放电灯中减少垂直偏析)”的美国专利6184633教导了一种方法，即通过与具有称为第二纵模频率的频率的调幅信号结合，在扫描时间内提供一种电流信号频率扫描，来消除或充分减少声共振和色偏析的方法。这种操作的典型参数是：在10毫秒的扫描时间内从45到55kHz进行电流频率扫描，24.5kHz的恒定调幅频率和0.24的调制系数。调制系数被定义为：(Vmax-Vmin)/(Vmax+Vmin)，其中，Vmax是被调制的振幅包迹的最大峰-峰电压，Vmin是被调制的振幅包迹的最小峰-峰电压。从45kHz到55kHz的频率范围在第一方位声共振模式与第一径向方位声共振模式之间。可数学推导第二纵模，其中nth纵模的乘方频率等于n*C1/2L，“n”是模数序号，“C1”是在灯的轴向平面中声音的平均速度，“L”是灯的内长度。
发明内容
所需要的是可对高强度气体放电灯提供功率的电子镇流器，使得(i)实质上减少了色偏析，(ii)实质上降低了声共振/电弧不稳定性，(iii)可以水平或垂直取向地使用高强度气体放电灯，和(iv)以较低的成本实现。
在一个方案中，本发明针对驱动气体放电灯的镇流器系统。在一个实施例中，镇流器系统包括产生脉冲电压信号的镇流器桥式电路。桥式电路具有操作频率，接收来自电源的电力的电源输入端，和接收信号的控制信号输入端，所述信号实现操作频率扫描和产生脉冲电压信号。该系统还包括产生控制信号以控制桥式电路的控制器，控制器包括一个电路，该电路产生包括频率扫描信号的信号，频率扫描信号的振幅被固定的频率信号调制。该信号被输入桥式电路的控制信号输入端。控制器还包括周期性地使桥式电路的操作频率扫描的电路。该系统还包括对脉冲电压信号进行滤波的滤波电路。在一个实施例中，桥式电路操作频率的扫描是非线性扫描。
在一个实施例中，滤波器被构成为：在低于大约150kHz，再现期望的功率频率分量，和在大约150kHz以上，维持功率频率分量至少7.8dB，低于150kHz时分量的振幅。在另一个实施例中，滤波器被构成为：在低于大约150kHz，再现期望的功率频率分量，和在大约150kHz以上，维持功率频率分量至少10.8dB，低于150kHz时分量的振幅。
在另一个方面，本发明针对驱动气体放电灯的方法，该方法包括下列步骤：提供镇流器系统，该系统具有产生脉冲电压信号的桥式电路，其中桥式电路具有操作频率、与电源连接的电源输入端和控制信号输入端，控制信号输入端接收实现操作频率扫描和产生脉冲电压信号的信号；产生包括频率扫描信号的信号，由固定频率信号对频率扫描信号进行调幅，然后将生成的信号输入桥式电路的控制信号输入端；周期性地使桥式电路的操作频率扫描；和对桥式电路产生的脉冲电压信号进行滤波。
涉及本发明的主题已特别指出并在说明书的结论部分明显地要求保护。但，无论是结构还是操作方法，参照下列结合附图的详细说明，将最好地理解本发明的特征、目的和优点。
附图说明
图1是本发明一个实施例的电子镇流器电路图；
图2a、2b和2c展示图1镇流器系统提供的调幅信号的频谱；
图3是图1镇流器系统的一个实施例的方框图；
图4是展示图1中所示桥式电路的示意图，该桥式电路被构成为全桥式电路并与图1的滤波/点火器电路连接；
图5是展示本发明一个实施例的非对称脉冲宽度调制方案的示意图；
图6是展示本发明另一个实施例的对称脉冲宽度调制方案的示意图；
图7是展示本发明一个实施例的相应于调幅的对称脉冲宽度调制方案的信号；
图8展示本发明一个实施例的归一化电压频谱，其中用固定的50kHz表示在250kHz桥式电路操作下45kHz-55kHz频率扫描；
图9展示本发明另一个实施例的归一化电压频谱，其中用固定的50kHz表示在500kHz桥式电路操作下45kHz-55kHz频率扫描；
图10展示本发明一个实施例的脉冲信号的比较；
图11展示本发明一个实施例的模拟与数字脉冲信号的比较；
图12展示本发明一个实施例的归一化功率频谱；
图12A展示图1和3的镇流器系统产生的直到500kHz并包括500kHz的所生成的灯功率频谱；
图13是本发明镇流器系统的另一个实施例的方框图；
图14是图13的镇流器系统的一个实施例；
图15展示本发明一个实施例的与滤波/点火器结合的全桥式电路的一个构成图；
图16展示图1和13中所示滤波/点火器电路的频率振幅响应。
图17展示图3和14中所示镇流器系统的归一化灯功率频谱；
图17A展示在灯功率频谱中产生的典型的频谱分量；
图18展示由图14的镇流器系统推导出的，在287.5kHz的+/-37.5kHz所限定的范围内使桥式电路频率扫描并且利用图14中所示滤波/点火电路时的灯功率频谱；
图18A是用于使额外功率频谱分量实质上平坦化的桥式频率扫描的一个实施例。
具体实施方式
图1展示按照本发明一个实施例的电子镇流器电路10。主电源12将AC电流信号提供给高和低电压电源总线，VBUS被最终用于驱动灯14。镇流器电路10包括预调节器和上变频器16，其被构成为可接收主电源信号的整流信号和使镇流器供给电流(也可被称为主电流)成形以进行功率因数校正。有利的是，预调节器和上变频器16包括升压变换器(未示出)，其操作在本领域是众所周知的。
镇流器桥式单元18被构成可接收预调节器和上变频器16提供的信号。镇流器桥式单元18有换向器的功能，即通过滤波电路86改变提供给灯14的电压信号极性。镇流器桥式单元18包括四个MOSFET晶体管，这些晶体管被切换以对电源电压信号总线VBUS中载有的信号提供交变信号通路。
镇流器桥式单元18受控制器20的控制，控制器20将相应的信号提供给镇流器桥式单元中MOSFET的栅极。镇流器桥式单元的输出端通过滤波电路86与高强度气体放电(HID)灯14耦接，滤波电路86包括电容器22，与电容器26串联耦接的电感器24，电容器26与灯14并列耦接。从灯14到控制器20设置有反馈电压和电流信号线路。
按照本发明的一个实施例，通过与具有相应于放电灯第二纵向声共振模式的第二纵模频率的调幅信号一起，在扫描时间内进行电流频率扫描，来操作高强度气体放电灯14。通过设置第二纵模频率下限WL，第二纵模频率上限WH，推导出第二纵模频率Wm。然后将电流信号提供给气体放电灯，该电流信号具有在分别相应于灯的第一方位声共振模式和第一径向声共振模式的第一方位声共振模式频率与第一径向声共振模式频率之间的频率扫描范围。
然后将频率扫描电流信号与具有频率Wm和指定调制系数m(典型为0.09)的调幅信号混合。其目标是将方程式(1)限定的电压波形提供给灯：
V(t)＝A(1+mCosWmt)CosWc(t)t                (1)
其中：m是调制系数，Wm是调制频率，Wc(t)是载波频率，和A是振幅。调制频率落在20-30kHz范围内，而载波频率一般以约50kHz为中心，以相对于载波频率或调制频率来说非常慢的速率，扫描大约+或-5kHz。然后测量灯电压。将被调制的振幅频率WH减小规定的量Δf，然后再与频率扫描电流信号混合。重复测量灯电压直到被振幅调制的信号的频率达到WL。形成从WH到WL的频率相对于电压的曲线。灯电压的最大值相应于频率Wmax，当Wm被设置为Wmax时，将其用于混色。
按照本发明的另一个实施例，每当频率扫描信号与调幅信号混合并进行电压测量时，就截止调幅信号直到随后的电压测量。
按照本发明的又一个实施例，使用背景扣除机构(backgroundsubtraction mechanism)。为此目的，进行灯电压测量，使在调幅信号与扫描频率信号混合之前和之后调幅关闭时的灯电压信号值取平均，然后从调幅混合开启时的灯电压中减去该值。
一旦确定混色频率Wmax，便再一次混合频率扫描信号与具有频率WH的调幅信号。然后，将调幅频率减小到频率Wmax，将调制系数m增加到将用于混色模式(一般0.24)的调制系数mmix。
图2a和2b展示由本发明一个实施例的系统10提供的调幅信号的频谱。图2a展示电压频率对调幅信号的相关电压曲线。按照本发明的一个实施例，扫描发生器12提供如图2a所示的从45到55kHz范围的频率扫描信号。发生器94提供的调幅信号的频率为24kHz，调制系数为0.24。同样，在桥18输出端的结果信号具有如图2a所示的电压频率特性，其中中心分布在45-55kHz之间，两边带存在于26kHz和74kHz。
图2b表示功率频率分布，在24kHz的第2纵模频率下沿固定的功率频率存在从90kHz-110kHz的中心分布范围和在76kHz和124kHz的两边带。图2c表示与图2c表达信息相同的信息，重点在从40kHz-160kHz的频率范围。
图3展示本发明一个实施例的镇流器系统的方框图。如参照图1所述那样，使用通过滤波/点火器电路86将驱动信号提供给灯14的全桥式电路18，产生灯驱动波形。利用控制器80产生并通过栅极驱动电路90提供的控制信号驱动全桥式电路18中包含的MOSFETS。按照本发明的一个实施例，栅极驱动电路90起控制器80与全桥式电路18之间的接口的作用。
控制器20包括微处理器96，微处理器96被构成为：在其输入端可接收相应于提供给灯14的电压和电流信号的电压和电流测量信号。微处理器96执行上述参照图1和2讨论的混色算法。为此目的，微处理器96的输出端与AM/FM信号发生器94的输入端耦接，以便在灯操作期间为适当的混色提供所需信号。AM/FM信号发生器94被构成为提供上述方程式(1)所限定的波形的小信号波形。信号发生器94的输出端与脉冲宽度调制模块92的输入端耦接。脉冲宽度调制模块92被构成为可产生相应于发生器94提供的波形信号的脉冲信号。脉冲宽度调制模块92的输出端与栅极驱动电路90耦接。脉冲宽度调制频率被固定为250kHz、325kHz、500kHz等。
图4展示与滤波/点火器86组合的全桥式电路18的一个结构。MOSFET104-110耦接在一起形成本领域所公知的全桥式电路。电感器24的电感为L，电容器22和26的电容分别为Cs和C。全桥式电路18提供的输出信号除较高频率分量外接近期望波形。因而，对于滤波器的一个要求是充分地衰减不希望的频率分量。此外，滤波器最好可补偿灯的负差分电阻。
在脉冲宽度调制模块92的输出端产生的脉冲信号驱动全桥式电路18中所包含的晶体管，足以使全桥式电路产生上述参照图1和2所述的混色部件所需要的期望波形。尽管本发明不限于PWM模块92所采用的脉冲宽度调制类型范围，但按照本发明的两个实施例，考虑了两种脉冲宽度调制方法。两种调制方法最好是具有调制配置(arrangement)的对称和非对称脉冲。在任一种情况下，提供给PWM模块92的电压信号都是期望灯驱动波形的低压波形。PWM模块92的输出信号是操作全桥式电路18的脉冲宽度调制栅极驱动信号。
图5展示非对称脉冲宽度调制配置的曲线。信号曲线172是脉冲宽度调制(PWM)模块92内部产生的非对称斜坡信号。信号曲线140是提供给PWM模块92输入端的电压信号，该电压信号是具有附加的dc电平的期望的混色波形，该dc电压等于斜坡信号半峰值电压。如图所示，在各斜坡周期期间，当斜坡首先等于输入信号时，PWM模块输出信号144上升，和当斜坡信号复位(resets)时，在各PWM周期结束时PWM模块输出信号144复位，提供生成的输出脉冲信号144。桥式电路18产生的输出信号理想地与具有被消除了dc电平和增加了振幅的脉冲信号144相同。图6展示对称脉冲宽度调制配置的曲线。按照本发明另一个实施例，信号曲线162是按照本发明的另一个实施例的脉冲宽度调制(PWM)模块92内部产生的对称斜坡信号。信号曲线160是提供给PWM模块92输入端的电压信号，该电压信号是具有附加的dc电平的期望的混色波形，该dc电压等于半三角形峰值电压，以使平均脉冲宽度为PWM周期的大约50％，桥输出信号将不包含dc信号分量。如图所示，按照本发明的一个实施例，对称斜坡信号162是三角形的。
在三角波形的每一周期期间，当三角形首先超过输入信号时，PWM模块92的输出上升，随后当输入信号首先超过三角形时，该输出下降。由输入波形的最大值决定所产生的最小脉冲宽度。因而输入信号160的振幅决定所用脉冲宽度的范围。尽管理想的桥式电路可在0-100％的脉冲宽度调制下操作，但实际上10％-90％的调制是操作的优选范围。在5％-95％的脉冲调制下操作也可以。
有利的是，作为优选的操作模式，PWM模块92使用参照图6所讨论的对称脉冲宽度调制配置。对称方法使用有关低-高和高-低输出转变两者的输入波形信号的信息，而非对称方法仅使用低-高转变的输入信号，在PWM周期的端部产生的具有高-低转变的低-高转变的输入信息。
图7展示用于固定在50kHz(没有扫描)的载波频率信号的调幅的、相应于对称脉冲宽度调制配置的信号曲线。输入调制系数被设置为0.25，AM频率被设置为24kHz。与三角形振幅相关的输入波形振幅被设置为可产生10-90％脉冲宽度调制。应该注意：由与三角形信号振幅相关的输入信号最大值和最小值决定PWM频率范围。由方程式(1)，可以得到：最大值为A(1+m)和最小值为A(1+m)，其中A是载波频率的振幅，m是调幅的调制系数。这样，与规定的PWM频率范围有关的A的值是调制系数m的函数。对于图7所示实例的PWM速率被设置为250kHz。
图8展示减去DC分量且没有频率扫描的所生成输出信号(栅极驱动)波形的归一化(normalized)电压频谱。如图8所示，在期望的0-100kHz范围频谱的重现相当令人满意。边带振幅在0.1％内，较好的是大于0.1％。边带振幅与载波振幅之比值为0.122，与0.125的输入值相比，大约-2.4％的误差。存在滤波器86不得不处理的不期望的频率分量。例如：需要衰减以大约150kHz为中心的这些分量，但相对接近的频率分量应该不被衰减。
图9展示对于脉冲宽度调制频率增加到500kHz的配置的频谱。边带与载波振幅之比值精确到三位数字，即0.125。不希望的频率分量已偏移到基本上更高的频率范围。这以增大对全桥式电路18的操作压力为代价，来减小对滤波器的要求。按照上述参照图2所述的相应于本发明混色部件的频率范围，对于对称脉冲宽度调制配置优选的脉冲宽度调制频率约为250kHz或更大。对于非对称配置，脉冲宽度调制频率优选为大约325kHz或更大。由于考虑到如上参照图7和8所讨论的滤波器18，期望波形的电压频谱呈现可接收的特性。
如上所述，按照本发明的另一个实施例，包含于控制器20中的部件包括代替模拟硬件的数字硬件。因此，AM/FM信号发生器94使用数字信号处理器，该处理器在各PWM周期期间计算输入波形的一个值。该值对应于在PWM周期开始处模拟输入波形的振幅。这示于图10中，其中使用500kHz的脉冲宽度调制频率，0.25的调制系数和10-90％的脉冲宽度调制宽度。图11展示由PWM模块92产生的对于数字和模拟部件的脉冲信号比较。对于参照图2、7和8讨论的操作值，在325kHz-500kHz范围内脉冲宽度调制速率对绝大多数应用可提供令人满意的结果。下面将讨论按照本发明各种实施例的滤波器86的设计。在稳定状态的操作，使用具有24kHz AM信号的45-55kHz的频率扫描。在电压频谱中，这导致79kHz(55kHz+24kHz)的最高频率和21kHz(45-24)的最低频率。混色算法允许用20-30kHz AM频率操作，其总频率范围约为15kHz(45-30)至85kHz(55+30)。在约100kHz那样低的频率出现不期望的频率分量，除别的因素外，还取决于PWM方案(scheme)和PWM频率。因而，滤波器86优选地具有从15kHz-85kHz的平坦频率响应和约100kHz的强烈衰减。滤波器优选为低阶(order)，没有较大的磁性部件。
按照本发明的一个实施例，使用没有平坦频率响应的滤波器，该滤波器仍然提供满足灯规格的适当混色的电源频谱。串联电容器22用作DC阻隔电容器。因此，在一个实例中，按照本发明实施例的电感器24的电感为L＝1.6mH，电容器26的电容为C＝1.2nF，电容器22的电容为Cs＝2.2μF，灯14的等效电阻为R＝533Ω。因而，设计滤波器使未负载的谐振频率(15kHz)高于期望的灯驱动波形的电压频谱的任何频率分量。并且，谐振频率的三分之一(38.3kHz)位于在扫描载波频率(45kHz-55kHz)与在混色操作(15kHz-35kHz)期间较低AM边带的全部范围之间的频谱未使用部分。
图12展示被归一化(normalization)到dc分量为1的功率频谱。按照该归一化和0.25的输入m值，由m/(1+m2/2)可导出，固定为24kHz的频率分量的振幅为0.242。在电压频谱中的畸变引起m值中小于1％的误差。由于从20kHz到30kHz改变固定频率分量，因而在固定频率的输出振幅从20kHz的0.242变为30kHz的0.239，总的约1.3％的改变。在频率扫描范围功率改变约+/-6.5％。该功率波动可导致可见闪烁，按照本发明的一个实施例通过在频率扫描期间提供增加的振幅偏移可进行校正。并且，按照本发明的另一个实施例，当期望增加提供给灯14的功率时，可以增加桥式电路18中的总线电压，同时也可增加调制系数m。例如，对于75W的功率要求，约527V的总线电压和m＝0.3的调制系数将导致适当的滤波器特性和令人满意的混色配置。
按照本发明的另一个实施例，设置谐振频率为大约87.7kHz，谐振频率的三分之一为29.2kHz。除其它方面外，这产生三个期望的结果。第一，在约50kHz的频率范围内，传递函数采用例如大于1的高值。这导致在桥式电路中对总线电压VBUS的较低要求。第二，在该区域传递函数较平坦。第三，由于与参照图11所述的设计相比的较低总线电压和调制系数值，因而不期望的较高频率分量的衰减相对有效。例如，75W的输出功率要求407V的总线电压和m＝0.28的调制系数。
参照图12A，展示了用图1和3的镇流器系统驱动灯所产生的典型灯功率频谱。
当实施图7所示对称的脉冲宽度调制时，图7中虚线(和图6中的波形162)所示的三角形波形具有被称为桥频率的固定频率。如前所述，该频率优选为至少250kHz。参照图12A，期望减小标记为“额外分量(extra components)”的功率频率分量的振幅。按照本发明，这可通过使用图13所示的镇流器系统200来实现，该系统200利用了实现桥频率扫描(即扫描图6所示波形162的频率的扫描)的控制器和可提供与滤波/点火电路86相比进一步衰减不期望的功率频谱分量的滤波/点火电路。
参照图13，镇流器系统200总的包括主电源202，主电源202将AC电流信号提供给高和低电源总线VBUS，VBUS被最终用于驱动HID灯204。镇流器系统200包括预调节器和上变频器206，其被构成为可接收主电源信号的整流信号和使镇流器供给电流(也可被称为主电流)成形以进行功率因数补偿。预调节器和上变频器206包括升压变换器(未示出)，其操作在本领域是众所周知的。主电源202和预调节器和上变频器206分别与前述主电源12和预调节器和上变频器16所起的作用相同。
镇流器系统200还包括镇流器桥式单元208，镇流器桥式单元208被构成可接收预调节器和上变频器206提供的信号。镇流器桥式单元208有换向器的功能，即通过滤波电路210改变提供给HID灯14的电压信号极性。镇流器桥式单元208包括四个MOSFET晶体管211a-d，这些晶体管一起构成本领域公知的全桥式电路。MOSFET被切换以对电源电压信号总线VBUS中载有的信号提供交变信号通路。镇流器桥式单元208具有与上述镇流器桥式单元18相同的电路结构。可是，按照本发明的该实施例，桥式单元208的操作频率从第一频率到第二频率周期性地扫描。使桥式电路208操作频率扫描的目的在随后的说明中描述。
参照图13-15，由控制器212产生的控制信号驱动MOSFET 211a-d并通过栅极驱动电路224提供。栅极驱动电路224在控制器212与全桥式电路208之间起接口的作用。镇流器桥式单元208的输出端通过滤波/点火电路210与高强度气体放电(HID)灯14耦接。滤波/点火电路210在随后的说明中详细描述。从灯14到控制器210设置有反馈电压和电流信号线路213。
按照与参照图1和3所示实施例的上述描述相同的方式，通过与具有相应于放电灯第二纵向声共振模式的第二纵模频率的调幅信号一起、在扫描时间内进行电流频率扫描，来操作高强度气体放电灯14。与镇流器10类似，镇流器系统200利用在前面的说明中描述的背景扣除机构。
参照图14，AM/FM信号发生器228被构成为一般以与上述说明中讨论(参照图3)的AM/FM信号发生器94相同的方式起作用。AM/FM信号发生器228产生为上述方程式(1)所限定波形的小信号波形的信号230。信号230被输入脉冲宽度调制模块232。按照本发明，AM/FM信号发生器228被构成为还可产生信号234，信号234也被输入脉冲宽度调制模块232和实现图6中所示波形的扫描。响应于信号230和234，脉冲宽度调制模块232输出信号236。信号236被输入栅极驱动电路224。栅极驱动电路224被构成为按照信号236的特性控制镇流器桥式单元208。作为响应，以操作镇流器桥式单元208的频率进行扫描，如参照图1和3的实施例的上述描述那样桥式电路208输出期望的波形来实现混色。控制器212包括测量装置225，装置225测量施加给灯14的电压和电流信号和产生表示测量电流和电压信号的数据信号。控制器212还包括微处理器226，微处理器226被构成为可接收和处理测量装置225产生的数据信号。测量装置225测量施加给灯14的电压频谱以及流过灯14的电流的电流频谱。装置225使用测量的电压和电流波形之积的付里叶变换计算频谱的功率频率分量。装置225可被构成为任何可进行FFT(快速付里叶变换)计算的可商业利用的可编程网络或频谱分析仪。进行FFT计算的相配的软件程序装于National Instruments制造的软件程序LabviewTM中。微处理器226接收和处理装置225输出的数据信号。微处理器226执行上述参照图1和3的实施例所述的混色算法。微处理器226的输出端与AM/FM信号发生器228的输入端耦接，以便在HID灯14操作期间为适当的混色提供所需信号。
参照图15，展示包括桥式电路208和滤波/点火电路210的电路。滤波/点火电路210包括元件214、216、218和220。用电阻239代表灯14。电感器216具有电感L1。电感器220具有电感L2。电容器214和218的电容分别为C1和C2。在一个实施例中，L1是1.27mH(毫享)，L2是0.5mH，电容C1是2.2mF(毫法)，和电容C2是5nF(毫微法)。应该理解：这些元件值只与滤波/点火电路210的一个实施例有关，还可以使用其它合适的元件值。应该明白：滤波/点火电路210可与图1和3所示的镇流器系统一起使用。事实上，与滤波/点火电路86相比，滤波/点火电路210的滤波性能明显改善。特别是，滤波/点火电路210对不希望的较高频率有明显的衰减作用。图16对滤波/点火电路86和210的传递函数的振幅部分进行了比较。滤波/点火电路210在桥频率(250kHz或以上)衰减的期望性能提高，并且在约100kHz以下不改变传递函数。这具有减小“额外分量”的振幅的效果而不会牺牲滤波/点火电路86的任何有用性能。
测试数据
图16展示下列条件下滤波/点火电路86和210的传递函数的振幅部分：
a)用图1和3所示的镇流器系统进行测试；
b)镇流器桥式单元频率固定在250kHz；
c)滤波/点火电路86的元件值是在前述说明中指出的那些值；
d)滤波/点火电路210的元件值是在前述说明中指出的那些值；
e)用533欧姆的电阻器模拟HID灯14；和
f)使用415伏的总线电压VBUS，产生施加给533欧姆电阻器的75WDC功率。
点线260表示滤波/点火电路210的传递函数的振幅部分。实线262表示滤波/点火电路86的传递函数的振幅部分。虚线264表示各频率的A1/A2之比值，其中A1是滤波/点火电路210的传递函数的振幅部分，A2是滤波/点火电路86的传递函数的振幅部分。如图16所示，对于具有24kHz纵模功率频率的稳定状态混色，期望的电压波形的最高频率分量为大约79kHz(较高边带的最高频率，55kHz+24kHz)。在150kHz，A1/A2之比为1.8。因而，滤波/点火电路210提供了1.8衰减的特别系数。在250kHz，A1/A2之比增加到2.9。滤波/点火电路210提供了2.9衰减的特别系数。
为了评价稳定状态混色期间的性能，对滤波/点火电路86和210进行了测试。图17示出该测试结果。在该测试中，在下列条件下计算功率频谱：
a)10％-90％的脉冲宽度调制；
b)固定的250kHz桥频率；
c)415伏的总线电压VBUS；
d)用533欧姆的电阻器模拟HID灯14；和
e)使用415伏的总线电压VBUS，产生施加给533欧姆电阻器的75WDC功率。
图17中，虚线部分270表示使用滤波/点火电路86时的振幅响应。实线272表示使用滤波/点火电路210时的振幅响应。如图17所示，与滤波/点火电路86相比，滤波/点火电路210实际上减小了在约200kHz和300kHz的功率分量。
使桥式电路208的桥频率扫描和滤波/点火电路210的组合实现了图2b所示期望功率频率频谱分量的准确再现。在优选实施例中，扫描频率高于250kHz和扫描速率(Hz/s或赫/秒)足够慢，在一个PWM周期期间发生的可以忽略不计的频率改变从而维持前述图2b所示期望功率频率频谱分量。在250kHz的桥频率，一个PWM(“脉冲宽度调制”)周期是40μs(微秒)。因而，桥频率扫描的作用是改变桥频率下的电压频谱分量并随后改变功率频谱中“额外分量”的振幅。
参照图17a，展示在功率频谱中发生的一般类型的频谱分量。水平线300表示穿过分量顶部的平均振幅值。因此，分量的振幅可用平均值表征。类似地，相对振幅也可以用这些平均振幅值之比来表征。参照图17，以100kHz为中心的分量和其边带与图17a所示的频谱分量非常类似。在150kHz以上的分量也与图17a所示的频谱分量类似，只是相似程度较低。当要求在以100kHz为中心的分量的振幅以下、额外分量应有振幅7.8dB或优选为10.8dB时，术语“振幅比”指相应于对应水平线300的振幅的信号值之比。可是，由于某些分量不具有平坦的顶部(平均而言)，因而振幅比的确定变得不准确。非线性桥频率扫描基本上使分量的顶部平坦，从而有益于确定振幅比。
具体地说，优选的是，前述“额外分量”的振幅至少为7.8dB，低于100kHz分量的振幅。更好的是，“额外分量”的振幅至少为10.8dB，低于100kHz分量的振幅。利用前述滤波/点火电路210提供的衰减和桥频率的频率扫描提供的衰减的组合可实现这样的衰减。
图17展示使用与滤波/点火电路86不同的滤波/点火电路210而不使用桥频率扫描而得到的功率频谱。指定低于100kHz分量的振幅约7.8dB的振幅电平为“阈值”，指定低于100kHz分量的振幅约10.8dB为“安全”。为了表示具有单一电平的复合波形的振幅，使用如图17a所示的约定(convention)。具体地，由图17中标记为“安全”或“阈值”的水平线所代表的振幅电平与延伸过波形的水平线300比较。因而，使用滤波/点火电路210而不使用桥频率扫描将不足以减小额外分量的振幅。尽管可以设计更高等级的滤波电路来提供所需的衰减，但这是不必要的浪费。并且，由于滤波/点火电路变得更复杂，考虑到期望功率频谱分量(如图2b所示)的准确再现，它也难以维持滤波/点火电路86的期望特性。因此，按照本发明，与滤波/点火电路210结合使用桥频率扫描。
应该理解，也可使用其它桥频率扫描和滤波/点火电路结构来实现期望结果。优选的是所用桥频率扫描和滤波/点火电路结构可准确再现期望功率频谱分量(在图17中低于150kHz的分量)，和在约150kHz以上维持功率频率分量至少7.8dB，低于150kHz分量的振幅。最好的是，桥频率扫描和滤波/点火电路结构可准确再现期望功率频谱分量(在图17中低于150kHz的分量)，和维持在约150kHz以上的功率频率分量至少10.8dB，低于150kHz分量的振幅。例如，滤波/点火电路86与桥频率扫描的组合产生期望的衰减，该桥频率扫描与在10ms内45kHz-55kHz的FM扫描一致，在5ms(毫秒)内350kHz-450kHz，随之又在5ms内450kHz-350kHz进行桥频率扫描。如果使用滤波/点火电路210，那么可减小扫描宽度和桥频率。例如，滤波/点火电路210与桥频率扫描的组合产生期望的衰减，该桥频率扫描与10ms FM扫描一致，在5ms内250kHz-325kHz，随之又在5ms内325kHz-250kHz进行桥频率扫描。
在前述实例中，扫描是及时、线性的。可是，宽、线性桥频率扫描产生额外分量，同时减小振幅，它不是平顶而是具有“斜顶”。优选的平顶分量的实例由图17a中所示的分量所展示。图17a中所示的该分量被调制但平均来看具有基本上平的顶部。宽、线性桥频率扫描产生额外分量而出现上述斜顶。由于在电压频谱中，在桥频率下扫描期间内在频率范围低端的衰减低于在频率范围高端的衰减，因而出现斜顶。这是滤波/点火电路86或210的特性。为了基本上去除或消除斜顶，结合滤波/点火电路210，使用图18a的非线性桥频率扫描。图18a中所示的非线性桥频率扫描当与滤波/点火电路210结合使用时，基本上使额外功率频谱分量的峰或顶部平坦。用图18a中所示的非线性桥频率扫描代替下列扫描：在5ms内从250kHz-325kHz进行线性扫描，随之又在5ms内从325kHz-250kHz进行线性扫描。图18a中所示的非线性扫描在较低频率时比在较高频率下有更高的扫描速率(Hz/s)。这样，相对于较高频率来说在较低频率时扫描花费的时间更少。结果，相对于较高频率下的功率频谱振幅，在较低频率下的功率频谱振幅较小。这对滤波/点火电路210使功率频谱振幅在较低频率时较大的事实有补偿作用。因而，如上所述，最适宜的桥频率扫描与滤波/点火电路210的组合抵消了对较低频率的振幅的相反作用，提供基本上平坦的顶部。
图18示出用前述非线性扫描和滤波/点火电路210获得的负载功率频谱数据302。在负载功率频谱数据302中没有任何部分超过“安全”电平。在下列条件下测量负载功率频谱数据302：
a)使用镇流器系统200；
b)将预调节器206构成为DC电源；
c)滤波/点火电路210使用前述规定的元件值；
d)特别设计PWM模块210，使其具有桥频率扫描能力；
e)由函数产生器产生控制信号230和234；
f)控制信号230包括在10ms内的55kHz-45kHz的FM扫描；
g)控制信号234与FM扫描一致，实现图18a中所示的桥频率扫描；
h)使用550欧姆电阻器作为负载来代表灯；
i)使用528伏的总线电压VBUS，在负载上产生75W总功耗；
j)“阈值”和“安全”电平按照结合图17a的前述定义；
k)为了使频谱光滑和易于观看频谱，在1kHz窗口上使频谱平均化；
l)生成的功率振幅低于“安全”电平。
如图18所示，对于150kHz以上功率频谱分量选择的预定功率“阈值”为约0.575W。选择的“安全”功率电平为“阈值”功率电平的一半。因此，在设计镇流器系统200时，可将“安全”功率电平用作设计标准。
为了进行比较，图18还示出滤波/点火电路86与具有250kHz固定桥频率结合所获得的负载功率频谱数据304。与功率频谱数据302相反，负载功率频谱数据304不仅超过“安全”电平，还明显超过“阈值”电平。
在前面的说明中已描述了本发明的原理、优选实施例和操作模式。但是，本申请欲保护的发明并不限于所公开的特定形式，它们只是为了展示的目的并不是限制。本领域的技术人员可进行各种改变而不会脱离本发明的实质。因此，前述详细说明本身被认为是示例性的，不能限制所附权利要求书中所提出的本发明的范围和实质。

Claims (14)

1.一种用于驱动气体放电灯(14)的镇流器系统(200)，包括：
产生脉冲电压信号的桥式电路(208)，桥式电路(208)具有操作频率，接收来自电源的电力的电源输入端，和接收控制信号的控制信号输入端，所述控制信号使操作频率扫描和产生脉冲电压信号；
控制桥式电路(208)的控制器(212)，控制器(212)包括一个电路，该电路用于(i)产生包括频率扫描信号的信号，频率扫描信号的振幅被固定的频率信号调制，由控制器(212)产生的信号被输入桥式电路(208)的控制信号输入端，和(ii)周期性地使桥式电路(208)的操作频率扫描；和
滤波电路(210)，对脉冲电压信号进行滤波。
2.如权利要求1的镇流器系统，其中控制器(212)的电路包括产生第一信号和限定扫描波形的信号的信号发生器(228)。
3.如权利要求2的镇流器系统，其中信号发生器(228)包括AM/FM信号发生器。
4.如权利要求2的镇流器系统，其中控制器(212)的电路被构成为实现桥式电路(208)操作频率的非线性扫描。
5.如权利要求2的镇流器系统，其中控制器(212)的电路被构成为实现桥式电路(208)操作频率的线性扫描。
6.如权利要求1的镇流器系统，其中滤波电路(210)包括低通滤波器。
7.如权利要求1的镇流器系统，其中滤波电路(210)被构成为：在低于大约150kHz，再现期望的功率频率分量，和在大约150kHz以上，维持功率频率分量为至少7.8dB，低于大约150kHz时分量的振幅。
8.如权利要求1的镇流器系统，其中滤波电路(210)被构成为：在低于大约150kHz，再现期望的功率频率分量，和在大约150kHz以上，维持功率频率分量为至少10.8dB，低于大约150kHz时分量的振幅。
9.如权利要求1的镇流器系统，其中镇流器桥式电路(208)包括一对AC输出端，一个输出端被构成为与放电灯的输入端耦接，滤波电路(210)包括：
“T”网络，具有一个输入端和一对输出端，该“T”网络包括第一电感性能源(216)、第一电容性能源(218)和第二电感性能源(220)，第一电感性能源(216)具有限定“T”网络的输入的输入端和输出端，第一电容性能源(218)具有与第一电感性能源(216)输出端耦接的输入端和与桥式电路(208)输出端中的所述一个输出端耦接的输出端，第二电感性能源(220)具有与第一电感性能源(216)输出端耦接的输入端和与放电灯(14)的另一个输入端耦接的输出端；
与第一电感性能源(216)串联的第二电容性能源(214)，第二电容性能源(214)具有与桥式电路(208)的另一个输出端耦接的输入端。
10.一种驱动气体放电灯的方法，包括下列步骤：
提供镇流器系统(200)，镇流器系统(200)具有产生脉冲电压信号的桥式电路(208)，桥式电路(208)具有操作频率、与电源连接的电源输入端和控制信号输入端，控制信号输入端接收实现操作频率扫描和产生脉冲电压信号的信号；
产生包括频率扫描信号的信号，由固定频率信号对频率扫描信号进行调幅，然后将生成的信号输入桥式电路(208)的控制信号输入端；
周期性地使桥式电路(208)的操作频率扫描；
对桥式电路(208)产生的脉冲电压信号进行滤波。
11.如权利要求10的方法，其中桥式电路(208)的操作频率扫描是非线性扫描。
12.如权利要求10的方法，其中桥式电路(208)的操作频率扫描是线性扫描。
13.如权利要求10的方法，其中滤波步骤包括下列步骤：在大约150kHz以下再现期望的功率频率分量，和在大约150kHz以上，维持功率频率分量为至少7.8dB，低于150kHz时分量的振幅。
14.如权利要求10的方法，其中滤波步骤包括下列步骤：在大约150kHz以下再现期望的功率频率分量，和在大约150kHz以上，维持功率频率分量至少为10.8dB，低于150kHz时分量的振幅。
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