KR20040021683A - 가스 방전 램프 구동 방법 및 안정기 시스템 - Google Patents

가스 방전 램프 구동 방법 및 안정기 시스템 Download PDF

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KR20040021683A KR10-2004-7001523A KR20047001523A KR20040021683A KR 20040021683 A KR20040021683 A KR 20040021683A KR 20047001523 A KR20047001523 A KR 20047001523A KR 20040021683 A KR20040021683 A KR 20040021683A
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카맥데이비드에이
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코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

가스 방전 램프를 구동하기 위한 시스템 및 방법. 일 실시예에서는, 시스템은 펄스 전압 신호를 발생시키는 브리지 회로를 구비하고, 상기 브리지 회로는 동작 주파수, 전원으로부터 전력을 수신하는 전력 입력, 동작 주파수의 스위핑 및 펄스 전압 신호의 발생을 초래하는 제어 신호를 수신하는 제어 신호 입력을 갖는다. 시스템은 브리지 회로를 제어하는 제어기를 더 구비하며, 제어기는 (ⅰ) 고정된 주파수 신호에 의해 변조된 진폭인 주파수 스위핑 신호(frequency swept signal) -제어기에 의해 발생되는 신호는 브리지 회로의 제어 신호 입력에 의해 입력됨-를 발생하고, 및 (ⅱ) 브리지 회로의 동작 주파수를 주기적으로 스위핑하는 회로를 구비한다. 시스템은 펄스 전압 신호를 필터링하는 필터 회로를 더 포함한다.

Description

가스 방전 램프 구동 방법 및 안정기 시스템{REDUCING COLOR SEGREGATION IN HID LAMPS}
본 출원은 2000년 10월 6일에 미국 출원된 미국 출원 번호 제 09/684,196 호의 부분 계속 출원이며, 본 명세서에서 내용에 의해서 참조로써 인용된다.
본 발명은 가스 방전 램프를 구동하는 시스템에 관한 것으로, 더 상세하게는, 고광도 가스 방전 램프(high intensity discharge lamps)에서의 컬러 분리(color segregation)를 감소시키기 위해 펄스 폭 변조를 사용하는 시스템에 관한 것이다.
고광도 방전 램프(HID)는 효율성 및 광도 등과 같은 그 자체의 많은 장점들로 인하여 점점 대중화되고 있다. 이들 HID 램프는 구동 전류 신호를 20㎑ 이상의 범위에서 발생하도록 구성한 고주파 전자 안정기 또는 100㎐ 범위 이내의 구동 전류 신호를 갖는 저주파 전자 안정기 중 어느 하나에 의해 구동된다.
그러나, HID 램프용 고주파 전자 안정기를 사용함에 있어 주된 문제점은 고주파 동작 시에 발생할 수 있는 음향 공진/아크(acoustic resonances/arc)의 불안정성이다. 음향 공진은 많은 경우에 사람들에게 매우 불쾌감을 주는 아크의 명멸(flicker)을 야기시킬 수 있다. 더욱이, 음향 공진은 방전 아크를 야기하여램프가 꺼지게 할 수 있고, 또한 심지어는 편향된 상태를 영구히 유지하여 방전 램프의 월(wall of the discharge lamp)에 손상을 줄 수 있다.
최근, 세라믹(다결정 알루미나(polycrystalline alumina)) 엔벨롭(ceramic envelope)을 사용하는 새로운 종류의 고광도 방전 램프가 개발되었다. 이러한 종류의 램프에서의 방전 엔벨롭은 실린더 형상이며, 종횡비, 즉 내부 길이를 내부 직경으로 나눈 값이 1에 가깝고, 1 이상인 경우도 간혹 있다. 그 램프들은 더 높은 효능의 바람직한 특성을 갖지만, 수직 및 수평 동작 시에 상이한 컬러 특성을 갖는다는 단점을 가진다. 특히, 수직 동작 시에, 컬러 분리가 발생한다.
컬러 분리는 아크의 이미지를 스크린에 투사하여 관찰할 수 있는데, 아크의 바닥부에는 분홍색이 나타내는 반면에, 상부에는 청색 또는 녹색이 나타난다. 이러한 현상은 방전 시에 금속 첨가물이 온전히 섞이지 않는 경우에 발생한다. 방전의 상부에서는, 과도한 탈륨 발광(thallium emission) 및 불충분한 소듐 발광(sodium emission)이 나타난다. 이 현상은 높은 컬러 온도를 초래하여 효능을 감소시키게 한다.
이하에서 참조로서 인용된, "방전 램프에서의 수직 분리의 감소 방법(Reduction of Vertical Segregation In a Discharge Lamp)"이라는 제목의 미국 특허 제 6,184,633 호에서는, 제 2 세로 모드 주파수로서 언급된 주파수를 갖는 진폭 변조 신호와 함께, 스위핑 시간(sweep time) 내에 전류 신호 주파수 스위핑을 제공함으로써 음향 공진 및 컬러 분리를 제거하거나 실질적으로 감소시키는 방법을 개시하고 있다. 그 동작에 있어 전형적인 파라미터는 전류 주파수 스위핑가 10 밀리초의 스위핑 시간 내에 45 내지 55㎑이고, 일정한 진폭 변조 주파수가 24.5㎑, 변조 지수가 0.24이다. 변조 지수는 (Vmax-Vmin)/(Vmax+Vmin)으로서 규정되고, 여기서 Vmax는 진폭 변조 엔벨롭의 최대 피크-투-피크 전압(maximum peak-to-peak)이고, Vmin은 진폭 변조 엔벨롭의 최저 피크-투-피크 전압이다. 45㎑ 내지 55㎑의 주파수 범위는 제 1 방위각 음향 공진 모드 및 제 1 방사 음향 공진 모드 사이이다. 제 2 세로 모드는 수학적으로 유도될 수 있는데, 여기서 n번째의 세로 모드의 전력 주파수는 n*C1/2L이고, "n"은 모드 번호이며, "C1"은 램프의 축평면에서의 소리의 평균 속도이고, "L"은 램프의 내부 길이이다.
전력을 고광도 방전 램프에 제공할 수 있는 전자 안정기는, (ⅰ) 실질적으로 컬러 분리를 감소시키고, (ⅱ) 실질적으로 음향 공진/아크 불완전성을 감소시키며, (ⅲ) 수직 또는 수평 방향의 고광도 방전 램프를 이용할 수 있고, (ⅳ) 비교적 저비용으로 실시할 수 있어야 한다.
하나의 관점에서는, 본 발명은 가스 방전 램프를 구동하는 안정기 시스템에 관한 것이다. 일 실시예에 있어서, 안정기 시스템은 펄스 전압 신호를 생성하는 안정기 브리지 회로를 구비한다. 브리지 회로는 동작 주파수, 전원으로부터 전력을 수신하는 전력 입력단. 동작 주파수의 스위핑과 펄스 전압 신호의 발생을 위한 신호를 수신하는 제어 신호 입력단을 포함한다. 이 시스템은 브리지 회로를 제어하기 위해서 제어 신호를 생성하는 제어기를 더 구비한다. 제어기는 고정된 주파수 신호에 의해서 진폭 변조된 주파수 스위핑 신호를 포함하는 신호를 생성하는 회로를 구비한다. 이 신호는 브리지 회로의 제어 신호 입력단으로 입력된다. 제어기는 브리지 회로의 동작 주파수를 주기적으로 스위핑하는 회로를 더 포함한다. 또한 시스템은 펄스 전압 신호를 필터링하는 필터 회로를 포함한다. 일 실시예에서, 브리지 회로의 동작 주파수의 스위핑는 비선형 스위핑이다.
일 실시예에 있어서, 필터는 원하는 전력 주파수 성분을 약 150㎑ 아래로 재생하고, 약 150㎑를 넘는 전력 주파수의 성분을 150㎑에서 성분의 진폭보다 적어도 7.8㏈ 아래로 유지한다. 다른 실시예에서는, 필터는 원하는 전력 주파수 성분을 약 150㏈ 아래로 재생하고, 약 150㎑를 넘는 전력 주파수의 성분을 150㎑에서 성분의 진폭보다 적어도 10.8㏈ 아래로 유지한다.
다른 관점에 있어서, 본 발명은 가스 방전 램프를 구동하는 방법에 관한 것이며, 이 방법은 펄스 전압 신호를 생성하는 브리지 회로-브리지 회로는 동작 주파수, 전원에 접속되는 전력 입력단, 동작 주파수의 스위핑 및 펄스 전압 신호의 생성을 위한 신호를 수신하는 제어 신호 입력단을 가짐-를 갖는 안정기 시스템을 마련하는 단계와, 고정 주파수 신호에 의해 진폭 변조된 주파수 스위핑 신호를 포함하는 신호를 생성하고, 브리지 회로의 제어 신호 입력단으로 생성된 신호를 입력하는 단계와, 브리지 회로의 동작 주파수를 주기적으로 스위핑하는 단계와, 브리지 회로에 의해 생성된 펄스 전압 신호를 필터링하는 단계를 포함한다.
본 발명에서 다루는 대상은 명세서의 말미에서 특정되어 명백하게 청구된다. 그러나, 본 발명은 그 특징, 목적 및 이점과 함께 구성 및 작동 방법에 있어서, 이하의 세부 설명을 참조하여 첨부된 도면과 함께 판독할 때 최대로 이해될 수 있을것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 전자 안정화 회로의 블럭도,
도 2a, 도 2b 및 도 2c는 도 1의 안정화 시스템에 의해 제공되는 진폭 변조 신호의 주파수 스펙트럼을 나타내는 도면,
도 3은 도 1의 안정화 시스템의 일 실시예의 블럭도,
도 4는 도 1의 필터/점화 회로에 접속되어, 풀 브리지 회로로서 구성된 도 1에서 나타낸 브리지 회로를 나타내는 블럭도,
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 비대칭 펄스 폭 변조 방법을 나타내는 블럭도,
도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따른 대칭 펄스 폭 변조 방법을 나타내는 블럭도,
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 진폭 변조의 대칭 펄스 폭 변조 방법에 대응하는 신호를 나타내는 블럭도,
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따라 45㎑∼55㎑ 주파수 스위핑을 250㎑의 브리지 회로 작동에서 고정된 50㎑에 의해 나타내는 정규화된 전압 스펙트럼을 도시하는 도면,
도 9는 본 발명의 다른 실시예에 따라 45㎑∼55㎑ 주파수 스위핑을 500㎑의 브리지 작동에서 고정된 50㎑에 의해 나타내는 정규화된 전압 스펙트럼을 도시하는도면,
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 펄스 신호의 비교를 도시하는 도면,
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 아날로그 펄스 신호 대 디지털 펄스 신호의 비교를 도시하는 도면,
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 정규화된 전력 스펙트럼을 도시하는 도면,
도 12a는 도 1 및 도 3의 안정기 시스템에 의해 생성되는 500㎑ 이상의 결과적인 램프 전력 스펙트럼을 도시하는 도면,
도 13은 본 발명의 안정기 시스템의 다른 실시예에 대한 블록도,
도 14는 도 13의 안정기 시스템에 대한 일 실시예를 도시하는 도면,
도 15는 본 발명의 일 실시예에 따른 필터/점화기와 전체 브리지 회로의 일 구성을 도시하는 도면,
도 16은 도 1 및 도 13에 도시된 필터/점화 회로에 있어, 주파수에 따른 진폭 응답을 도시하는 도면,
도 17은 도 3 및 도 14에 도시된 안정기 시스템을 위한 정규화된 램프 전력 스펙트럼을 도시하는 도면,
도 17a는 램프 전력 스펙트럼에서 전형적으로 발생되는 스펙트럼 성분을 도시하는 도면,
도 18은 브리지 회로 주파수가 287.5㎑+/-37.5㎑로 정의되는 범위 내에서 스위핑되고, 도 14에 도시된 필터/점화 회로를 사용하는 경우에, 도 14의 안정기 시스템에 의해 생성된 램프 전력 스펙트럼을 도시하는 도면,
도 18a는 잔여 전력 스펙트럼 성분 응답을 실질적으로 평탄화 하는 데 이용되는 브리지 주파수 스위핑에 대한 일실시예를 도시하는 도면.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 전자 안정기 회로(10)를 나타낸다. 주 전력 공급기(12)는 AC 전류 신호를 드라이브 램프(14)에서 최종적으로 사용되는 고/저 전압 공급 버스 VBUS에 공급한다. 안정기 회로(10)는 프리-컨디셔너 및 업 컨버터(pre-conditioner and up converter)(16)를 포함하는데, 이는 정류된 주 전력 공급 신호를 수신하고 주 전류라고도 지칭되는 전력 계수 보정을 위한 안정기 공급 전류를 형성하도록 구성된다. 유리하게 프리-컨디셔너 및 업-컨버터(16)는 부스트 컨버터(boost converter)(도시하지 않음)를 포함하며, 그 동작은 본 기술 분야에서 널리 알려져 있다.
안정기 브리지 유닛(18)은 프리-컨디셔너 및 업-컨버터(16)에 의해 공급되는 신호를 수신하도록 구성되어 있다. 안정기 브리지 유닛(18)은 필터 회로(86)를 경유하여 램프(14)에 공급되는 전압 신호의 극성을 교번시키는 정류자로서 기능한다. 안정기 브리지 유닛(18)은 전력 전압 신호 버스 VBUS에 의해 전송되는 신호를 위한 교번 신호 경로를 제공하도록 스위칭되는 4개의 MOSFET 트랜지스터를 구비한다.
안정기 브리지 유닛(18)은 대응하는 신호를 안정기 브리지 유닛 내의MOSFETS의 게이트에 공급하는 제어기(20)에 의해 제어된다. 안정기 브리지 유닛의 출력 포트는 캐패시터(22), 램프(14)에 병렬로 접속되어 있는 캐패시터(26)에 직렬로 연결된 인덕터(24)를 구비하는 필터 회로(86)를 거쳐서 고광도 방전(HID) 램프(14)에 연결되어 있다. 피드백 전압 및 전류 신호 라인은 램프(14)로부터 제어기(20)로 제공된다.
본 발명의 일 실시예에 따르면, 고광도 방전 램프(14)는 방전 램프의 제 2 세로 음향 공진 모드(second longitudinal acoustic resonance mode)에 대응하는 제 2 세로 모드 주파수를 갖는 진폭 변조 신호와 함께, 스위핑 시간 내에 전류 주파수 스위핑에 의해서 동작된다. 제 2 세로 모드 주파수 wm은 먼저 하한(lower limit) 제 2 세로 모드 주파수 wL및 상한 제 2 세로 모드 주파수 wH를 설정함으로써 유도된다. 그후, 가스 방전 램프에는 각각 램프의 제 1 방위 음향 공진 모드와 램프의 제 1 방사 음향 공진 모드에 대응하는 제 1 방위 음향 공진 모드 주파수와 제 1 방사 음향 공진 모드 주파수 사이의 주파수 스위핑 범위를 갖는 전류 신호가 제공된다.
그후, 주파수 스위핑 전류 신호는 주파수 wm특정 변조 지수 m(통상적으로 0.09)을 갖는 진폭 변조 신호와 혼합된다. 그 목적은 수학식 1에 의해 결정된 램프에서의 전압 파형을 제공하는 것이다.
여기서, m은 변조 지수, Wm은 변조 주파수, Wc(t)는 캐리어 주파수, A는 진폭이다. 캐리어 주파수가 통상적으로 약 50㎑에서 집중되고 약 ±5㎑로 스위핑되는 반면, 변조 주파수는 캐리어 주파수 또는 변조 주파수 중 어느 것과 비교하더라도 매우 느린 속도로, 20~30㎑ 범위 내에 있다. 이어서, 램프 전압을 측정한다. 그후, 진폭 변조 주파수 wH는 특정 양 Δf만큼 감소된 후, 주파수 스위핑 전류 신호와 다시 혼합된다. 램프 전압은 진폭 변조 신호의 주파수가 wL에 도달할 때까지 반복적으로 측정된다. 주파수 대 전압 곡선은 wH로부터 wY까지 생성된다. 램프 전압에서의 최대치는 주파수 wmax에 대응하며, 그 후에 즉 Wm이 wmax일 때 컬러 혼합에 사용된다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면, 주파수 스위핑 신호가 진폭 변조 신호와 혼합되고 전압 측정이 이루어지는 시간마다, 진폭 변조 신호는 다음의 전압 측정까지 턴 오프된다.
본 발명의 또 다른 실시예에 따르면, 백그라운드 감산 메카니즘(background subtraction mechanism)이 사용된다. 이를 위해서, 램프 전압 측정은, 진폭 변조 신호를 스위핑된 주파수 신호와 혼합하기 직전 및 직후에 진폭 변조가 오프된 램프 전압 신호 값이 평균화되어 진폭 변조 혼합이 온된 램프 전압으로부터 감산된다.
컬러 혼합 주파수 wmax가 결정되면, 주파수 스위핑 신호는 주파수 wH를 갖는 진폭 변조 신호와 다시 혼합된다. 그 후, 진폭 변조 주파수가 주파수 wmax로 감소되고, 변조 지수 m이 컬러 혼합 모드에서 사용될 변조 지수인 mmix로 증가한다(통상적으로 0.24).
도 2a 및 도 2b는 본 발명의 일 실시예에 따른 시스템(10)에 의해 제공되는 진폭 변조 신호용 주파수 스펙트럼을 나타낸다. 따라서, 도 2a는 진폭 변조 신호의 전압 주파수 대 상대 전압의 그래프를 나타낸다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 스위핑 생성기(12)는 도 2a에 나타내는 바와 같이 45 내지 55㎑ 범위의 주파수 스위핑 신호를 공급한다. 생성기(94)에 의해 공급된 진폭 변조 신호는 24㎑의 주파수 및 0.24의 변조 지수를 갖는다. 그 결과로서, 브리지(18)의 출력 포트에서의 신호는 도 2a에 나타내는 바와 같은 전압 주파수 특성을 가지며, 45~55㎑ 사이의 중앙 분포 구역 및 26㎑와 74㎑에서의 2개의 측대역이 존재한다.
도 2b는 전력 주파수 분포를 나타내며, 90㎑ 내지 110㎑ 범위의 중앙 분포 구역 및 76㎑와 124㎑에서의 2개의 측대역이 24㎑의 제 2 세로 모드 주파수에서의 고정 전력 주파수를 따라 존재한다. 도 2c는 40㎑~160㎑의 주파수 범위를 중심으로 도 2c에서 나타내는 동일한 정보를 나타낸다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 안정기 시스템의 블럭도를 나타낸다. 도 1을 참조하여 설명한 바와 같이, 램프 구동 파형은 필터/점화 회로(86)를 경유하여 램프(14)에 구동 신호를 공급하는 풀 브리지 회로(18)를 사용함으로써 생성된다. 풀 브리지 회로(18)에 포함된 MOSFET는 제어기(80)에 의해 생성되고, 게이트 드라이버 회로(90)를 거쳐서 공급되는 제어 신호에 의해서 구동된다. 본 발명의일 실시예에 따르면, 게이트 드라이버 회로(90)는 제어기(80)와 풀 브리지 회로(18) 사이에서 인터페이스로서 기능한다.
제어기(20)는 입력 포트에서 램프(14)에 공급되는 전압 및 전류 신호에 대응하는 전압 및 전류 측정 신호를 수신하도록 구성된 마이크로프로세서(96)를 포함한다. 마이크로프로세서(96)는 도 1 및 2를 참조하여 전술한 컬러 혼합 알고리즘을 수행한다. 이를 위해, 마이크로프로세서(96)의 출력 포트는 AM/FM 신호 생성기(94)의 입력 포트에 연결되어, 램프 동작 동안에 적당한 컬러 혼합을 위해 필요한 신호를 공급한다. AM/FM 신호 생성기(94)는 수학식 1에 의해 규정된 파형의 작은 신호 버전을 공급하도록 구성되어 있다. 신호 생성기(94)의 출력 포트는 펄스 폭 변조 모듈(92)의 입력 포트에 연결되어 있다. 펄스 폭 변조 모듈(92)은 생성기(94)에 의해 공급된 파형 신호에 대응하는 펄스 신호를 생성하도록 구성되어 있다. 펄스 폭 변조 모듈(92)의 출력 포트는 게이트 드라이버 회로(90)에 연결되어 있다. 펄스 폭 변조 주파수는 고정 주파수 250㎑, 325㎑, 500㎑ 등이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따라, 필터/점화기(86)와 함께 풀 브리지 회로(18)의 구성을 나타낸다. MOSFET(104 내지 110)는 본 기술 분야에서 공통적으로 알려진 바와 같이 풀 브리지 회로를 형성하도록 연결되어 있다. 인덕터(24)는 인덕턴스 L을 갖고, 캐패시터(22 및 26)는 캐패시턴스 Cs및 C를 각각 갖는다. 풀 브리지 회로(18)에 의해 공급되는 출력 신호는 더 높은 주파수 성분에 부가하여 원하는 파형의 근사치이다. 따라서, 필터에 대한 하나의 요구 조건은 불필요한 더 높은 주파수 성분을 충분히 감소시키는 것이다. 게다가, 필터는 램프의 네가티브 차분 저항값을 보상하는 것이 바람직하다.
펄스 폭 변조 모듈(92)의 출력 포트에서 생성된 펄스 신호는 풀 브리지 회로(18)에 포함된 트랜지스터를 구동하며, 도 1 및 2를 참조하여 상술한 컬러 혼합 장치에 의해 요구된 원하는 파형을 풀 브리지 회로가 현저하게 생성하도록 한다. 본 발명의 2개의 실시예에 따르면, 2가지 유형의 펄스 폭 변조 방법이 사용될 수 있지만, 본 발명은 PWM 모듈(92)에 의해 사용되는 펄스 폭 변조의 유형의 범위 내로 한정되지 않는다. 2가지 유형의 변조는 대칭 및 비대칭 펄스 폭 변조 정렬인 것이 바람직하다. 어느 경우에 있어서도, PWM 모듈(92)에 공급된 전압 신호는 원하는 램프 구동 파형의 저전압 버전이다. PWM 모듈(92)의 출력 신호는 풀 브리지 회로(18)를 동작시키는 펄스 폭 변조된 게이트 구동 신호이다.
도 5는 비대칭 펄스 폭 변조 구성을 나타내는 도면이다. 신호 곡선(172)은 펄스폭 변조(PWM) 모듈(92)에 의해 내부적으로 생성된 비대칭 램프 신호(an asymmetrical ramp signal)이다. 신호 곡선(140)은 PWM 모듈(92)의 입력 포트에 공급되는 전압 신호이며, 램프 신호의 피크 전압의 절반과 동일한 dc 전압이 부가된 원하는 컬러 혼합 파형이다. 설명한 바와 같이, 램프(ramp)의 각 사이클 동안, PWM 모듈 출력 신호(144)는 램프(ramp)가 입력 신호와 처음 동일할 때에 높아지고, 램프(ramp) 신호가 리셋될 때에 각 PWM 사이클의 각 단부에서 리셋되어, 그 결과의 출력 펄스 신호(144)를 제공한다. 브리지 회로(18)에 의해 생성된 출력 신호는 이상적으로는 dc 레벨이 제거되고 진폭이 증가된 펄스 신호(144)와 동일하다. 도 6은 대칭 펄스 폭 변조 구성을 나타내는 도면이다. 신호 곡선(162)은 본 발명의 다른 실시예에 따른 펄스 폭 변조(PWM) 모듈(92)에 의해 내부적으로 생성되는 대칭 램프 신호이다. 신호 곡선(160)은 PWM 모듈(92)의 입력 포트에 공급되는 전압 신호이며, 트라이앵글 피크 전압의 절반과 동일한 dc 레벨이 부가된 원하는 컬러 혼합 파형으로서, 평균 펄스 폭이 PWM 주기의 약 50%이어서, 브리지 출력 신호는 dc 신호 성분을 포함하지 않는다. 상술한 바와 같이 대칭 램프 신호(162)는 본 발명의 일 실시예에 따라 삼각형 형상이다.
삼각형 파형의 각 주기 동안, PWM 모듈(92)의 출력은 삼각형이 입력 신호를 처음 초과할 때 높아지고, 입력 신호가 삼각형을 처음 초과할 때 실질적으로 낮아진다. 생성된 최소 펄스 폭은 입력 파형의 최대값에 의해 결정된다. 따라서, 입력 신호(160)의 진폭은 사용된 펄스 폭의 범위를 결정한다. 이상적인 브리지 회로는 0~100%의 펄스 폭 변조의 동작을 실행할 수 있지만, 실제로는 10%~90%의 변조가 동작 범위로서 바람직하다. 5%~95%의 펄스 변조 동작도 또한 가능하다.
PWM 모듈(92)은 상술한 동작 모드로서, 도 6을 참조하여 설명한 바와 같이 대칭 펄스 폭 변조 구성을 사용하는 것이 유리하다. 대칭 방법은 저->고 및 고->저 출력 천이에 대해서 입력 파형 신호에 대한 정보를 사용하며, 반면에 비대칭 방법은 PWM 사이클의 단부에서 발생하는 고->저 천이와 함께 저->고 천이에 대해서 단지 입력 정보만을 사용한다.
도 7은 50㎑로 고정된 캐리어 주파수 신호(스위핑 없음)의 진폭 변조에 대한 대칭 펄스 폭 변조 구성에 대응하는 신호 곡선을 나타낸다. 입력 모듈 지수는0.25로 설정되고 AM 주파수는 24㎑로 설정된다. 삼각형 진폭에 대한 입력 파형의 진폭은 10~90%의 펄스 폭 변조를 생성하도록 설정된다. PWM 범위는 삼각형 신호의 진폭에 대한 입력 신호의 최대 및 최소값에 의해 결점됨에 유의해야 한다. 수학식 1에 의하면, 최대가 A(1+m)이고 최소가 -A(1+m)이며, 여기서 A는 캐리어 주파수의 진폭, m은 진폭 변조용 변조 지수이다. 따라서 주어진 PWM 범위에 관계되는 A의 값은 변조 지수 m의 함수이다. 도 7에서 나타내는 예의 PWM 레이트는 250㎑로 설정된다.
도 8은 주파수 스위핑 없이 결과 출력 신호(게이트 구동) 파형에서 DC 성분을 뺀 표준화된 파형 스펙트럼을 나타낸다. 도 8에 나타내는 바와 같이, 0~100㎑범위에서의 원하는 스펙트럼의 재생은 매우 만족스럽다. 측대역 진폭은 0.1% 미만의 오차 범위 내로 동일하다. 0.125의 입력값과 비교해서 캐리어 진폭에 대한 측대역 진폭의 비는 0.122이며, 약 -2.4%의 오차이다. 필터(86)가 처리해야 하는 불필요한 주파수 성분이 존재한다. 예를 들면, 150㎑ 주위에 집중된 성분들을 감쇄시켜야 하지만, 감쇄되어서는 안 되는 주파수 성분에 비교적 근접된다.
도 9는 펄스 폭 변조 주파수가 500㎑로 증가된 구성에 대한 주파수 스펙트럼을 나타낸다. 캐리어 진폭에 대한 측대역의 비는 정확히 3 디지트, 예를 들면 0.125이다. 원하지 않는 주파수 성분은 실질적으로 더 높은 주파수 범위로 시프트된다. 이것은 풀 브리지(18) 상의 동작 스트레스를 증가시키는 대신 필터에 대한 요구 조건은 감소시킨다. 따라서, 도 2를 참조하여 설명한, 본 발명의 컬러 혼합 정렬에 대응하는 주파수 범위를 참조하면, 대칭 펄스 폭 변조 구성에 있어 바람직한 펄스 폭 변조 주파수는 약 250㎑ 이상이다. 비대칭 구성에 대해서는, 도 7 및 8을 참조하여 설명한 바와 같이 원하는 파형의 전압 주파수 스텍트럼이, 필터(18)의 관점에서 허용 가능한 특성을 나타내기 위해서는 펄스 폭 변조의 주파수는 약 325㎑ 이상인 것이 바람직하다.
상술한 바와 같이, 제어기(20) 내에 포함된 성분은 아날로그 하드웨어 대신에 본 발명의 다른 실시예에 따른 디지털 하드웨어를 구비한다. 따라서, AM/FM 신호 생성기(94)는 각 PWM 사이클 동안에 입력 파형의 하나의 값을 계산하는 디지털 신호 프로세서를 사용한다. 이 값은 PWM 사이클의 개시 시에 아날로그 입력 파형의 진폭에 대응한다. 이것을 도 10에 나타내며, 500㎑의 펄스 폭 변조 주파수, 0.25의 변조 지수 및 10~90%의 펄스 폭 변조 폭이 사용된다. 도 11은 디지털 및 아날로그 구성에 있어서 PWM 모듈(92)에 의해 생성된 펄스 신호의 비교를 나타내는 도면이다. 도 2, 7 및 8을 참조하여 상술한 동작 값에 대해서, 325㎑ 내지 500㎑ 범위내에서 펄스 폭 변조 레이트는 대부분의 경우 만족할 만하다. 이하에서 본 발명의 다양한 실시예에 따라 필터(86)의 설계에 대해 설명한다. 정상 상태 동작(steady state operate)에서는, 24㎑ AM 신호에서의 45~55㎑의 주파수 스위핑이 사용된다. 전압 주파수 스펙트럼에서는, 이것은 최고 주파수 79㎑(55㎑+24㎑) 및 최저 주파수 21㎑(45-24)를 초래한다. 컬러 혼합 알고리즘은 20~30㎑의 AM 주파수의 동작을 허용하고, 따라서, 전체 주파수 범위가 약 15㎑(45-30) 내지 85㎑(55+30)로 된다. PWM 방법 및 PWM 주파수에 따라, 원하지 않는 주파수 성분이 약 100㎑만큼 낮은 주파수에서 발생한다. 따라서, 필터(86)는 15㎑ 내지 85㎑의플랫 주파수 응답(flat frequency response)을 가지는 것이 바람직하여, 100㎑만큼 강하게 감쇄된다. 필터는 비교적 큰 자기 성분없이 저차(low order)인 것이 바람직하다.
본 발명의 일 실시예에 따르면, 플랫 주파수 응답이 없이 적절한 컬러 혼합을 위해 램프 사양을 충족시키는 전력 주파수 스펙트럼을 여전히 공급하는 필터가 채용된다. 직렬 캐패시터(22)는 DC 블록킹 캐패시터로서 사용된다. 따라서, 일례에서는, 본 발명의 일 실시예에 따라서, 인덕터(24)가 L=1.6mH의 인덕턴스를, 캐패시터(26)가 C=1.2㎋의 캐패시턴스를, 캐패시터(22)가 Cs=2.2㎌의 캐패시턴스를 가지며, 램프(14)의 등가의 저항은 R=533Ω이다. 따라서, 필터는 언로드된 공진 주파수(115㎑)가 원하는 램프 구동 파형의 전압 주파수 스펙트럼의 모든 주파수 성분을 초과하도록 디자인된다. 게다가, 공진 주파수의 1/3(38.3㎑)은, 스위핑 캐리어 주파수(45㎑~55㎑)와 컬러 혼합 동작 동안의 낮은 AM 측대역의 전체 범위(15㎑~35㎑) 사이의, 주파수 스펙트럼이 사용되지 않는 부분 내에 위치한다.
도 12는 하나의 dc 성분으로 정규화된 전력 스펙트럼을 나타낸다. 이 정규화 및 0.25의 입력 m값으로 인하여, 24㎑의 고정 주파수 성분의 진폭은 m/(1+m2/2)에 의해서 유도되는 바대로 0.242를 가진다. 전압 스펙트럼에서의 왜곡은 m 값 내에서 1% 이하의 에러를 야기시키고 있다. 고정 주파수 성분이 20㎑에서 30㎑로 변화할 때에, 고정 주파수에서의 출력 진폭은 20㎑에서의 0.242로부터 30㎑에서의 0.239로, 전체적으로 약 1.3% 변화한다. 전력은 약 ±6.5%만큼 주파수 스위핑을변화시킨다. 이 전력 변동은 가시적인 명멸을 유도할 수도 있으며, 본 발명의 일 실시예에 따라 주파수 스위핑에 따라 증가하는 주파수를 오프세팅 진폭에 공급함으로써 보정할 수 있다. 게다가, 본 발명의 다른 실시예에 따르면, 램프(14)에서의 전력의 증가가 요구될 때, 브리지 회로(18)에서의 버스 전압을 증가시키는 것이 가능하며, 또한 변조 지수 m도 증가된다. 예를 들면, 75W의 전력 요구에 대해서, 527V 정도의 버스 전압 및 변조 지수 m=0.3이 적당한 필터 특성 및 만족스러운 컬러 혼합 구성을 이끈다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면, 공진 주파수는 87.7㎑ 정도 및 공진 주파수의 1/3인 29.2㎑로 설정된다. 이것이 3개의 바람직한 결과를 생기게 한다. 첫째, 전달 함수는, 약 50㎑의 주파수 범위에서, 높은 값, 예를 들어 1보다 큰 값을 나타낸다. 이 결과, 브리지 회로에서의 요구된 버스 전압 VBUS가 낮아진다. 둘째, 전달 함수는 그 영역에서 비교적 평탄하다. 셋째, 도 11을 참조하여 설명한 디자인과 비교할 때에 낮은 버스 전압 및 변조 지수로 원하지 않는 고 주파수 성분의 감쇄가 비교적 효율적이다. 예를 들어, 75W의 출력 전력은 407V의 버스 전압 및 m=0.28의 변조 지수를 요구한다.
도 12a를 참조하면, 도 1 및 3의 안정기 시스템을 갖는 램프에 전원을 공급하는 전형적 램프 전력 스펙트럼이 나타내어져 있다.
도 7에 나타내는 바와 같이 대칭 펄스 폭 변조를 실행할 때에, 도 7에서 점선( 및 도 6에서의 파형(162))으로서 도시된 삼각형 파형은 브리지 주파수로서 언급되는 고정 주파수를 갖는다. 전술한 바와 같이, 이 주파수는 적어도 250㎑인 것이 바람직하다. 도 12a를 참조하면, "엑스트라 성분(extra components)"으로 명명된 전력 주파수 성분의 진폭을 감소시키는 것이 바람직하다. 본 발명에 따르면, 이것은 브리지 주파수의 스위핑(도 6에 나태낸 파형(16)의 주파수를 스위핑)을 실행하는 제어기 및 원하지 않는 전력 스펙트럼 성분의 비교적 향상된 감쇄를 제공하도록 구성되는 필터/점화 회로를 사용하는 도 13에 나타낸 안정기 시스템(200)을 사용함으로써 성취된다.
도 13을 참조하면, 안정기 시스템(200)은 HID 램프(204)를 구동하도록 최종적으로 채용되는 고/저 전압 공급 버스 VBUS에 AC 전류 신호를 공급하는 주 전력 공급기(202)를 일반적으로 구비한다. 안정기 시스템(200)은 정류된 주 전력 공급 신호를 수신하여 주 전류로도 지칭되는 전력 계수 보정용 안정기 공급 전류를 형성하도록 구성된 프리-컨디셔너 및 업 컨버터(206)를 구비한다. 프리-컨디셔너 및 업-컨버터(206)는 동작이 본 기술 분야에서 널리 알려진 부스트 컨버터(도시하지 않음)를 포함한다. 주 전력 공급기(202)와 프리-컨디셔너 및 업-컨버터(206)는 전술한 주 전력 공급기(12) 및 프리-컨디셔너 및 업-컨버터(16)와 동일한 방식으로 각각 작용한다.
안정기 시스템(200)은 프리-컨디셔너 및 업-컨버터(206)에 의해 공급되는 신호를 수신하도록 구성되는 브리지 유닛(208)을 더 포함한다. 안정기 브리지 유닛(208)은 필터 회로(210)를 경유하여 HID 램프(14)에 공급되는 전압 신호의 구성을 교번시키는 정류자로서 기능한다. 안정기 브리지 유닛(208)은 본 기술 분야에서 공통적으로 알려진 바와 같이 풀 브리지 회로를 형성하도록 연결된 4개의MOSFET 트랜지스터(211a~d)를 구비한다. MOSFET는 전력 전압 신호 버스 VBUS로 전달되는 신호용 교번하는 신호 경로를 제공하도록 스위칭된다. 안정기 브리지 유닛(208)은 전술한 안정기 브리지 유닛(18)과 동일한 회로 구성을 갖는다. 그러나, 본 발명의 본 실시예에 따르면, 브리지 유닛(208)의 동작 주파수는 주기적으로 제 1 주파수로부터 제 2 주파수로 스위핑된다. 브리지 회로(208)의 동작 주파수의 스위핑 목적은 후술한다.
도 13~15를 참조하면, MOSFET(211a~d)는 제어기(212)에 의해 생성되어 게이트 드라이버 회로(224)를 거쳐서 공급되는 제어 신호에 의해서 구동된다. 게이트 드라이버 회로(224)는 제어기(212)와 풀 브리지 회로(208) 사이의 인터페이스로서 기능한다. 안정기 브리지 유닛(208)의 출력 포트는 필터/점화 회로(210)를 거쳐서 고광도 방전(HID) 램프(14)에 연결되어 있다. 필터/점화 회로(210)는 이하에서 상세히 후술한다. 피드백 전압 및 전류 신호 라인(213)은 램프(14)로부터 제어기(212)로 공급된다.
HID 램프(14)는, 도 1 및 3에 나타낸 실시예와 관련하여, 전술한 바와 같은 방식으로 방진 램프의 제 2 세로 음향 공진 모드에 대응하는 제 2 세로 모드 주파수를 갖는 진폭 변조 신호와 함께, 스위핑 시간 내에 전류 주파수 스위핑에 의해 동작된다. 안정기 시스템(10)과 유사하게, 안정기 시스템(200)은 전술한 백그라운드 감산 메카니즘을 사용한다.
도 14를 참조하면, AM/FM 신호 생성기(228)는 일반적으로 전술한 AM/FM 신호생성기(94)와 동일한 방식으로 기능하도록 구성된다. 따라서, AM/FM 신호 생성기(228)는 전술한 수학식 1에 의해 규정되는 파형의 작은 신호 버전인 신호(230)를 생성한다. 신호(230)는 펄스 폭 변조 모듈(232)에 입력된다. 본 발명에 따르면, AM/FM 신호 생성기(228)는 또한 펄스 폭 변조 모듈(232)에 입력되어 도 6에 나타낸 파형(162)의 스위핑을 야기하는 신호(234)를 생성하도록 구성된다. 신호(230 및 234)에 응답하여, 펄스 폭 변조 모듈(232)은 신호(236)를 출력한다. 신호(236)는 게이트 드라이버 회로(224)에 입력된다. 게이트 드라이버 회로(224)는 신호(236)의 특성에 따라 안정기 브리지 유닛(208)을 제어하도록 구성된다. 이에 따라, 도 1 및 3의 실시예에 관한 전술한 설명에서와 같이 안정기 브리지 유닛(208)이 동작하는 주파수는 브리지 회로(208)가 원하는 파형을 출력하여 컬러 혼합을 초래할 때 스위핑된다. 제어기(212)는 램프(14)에 공급되는 전압 및 전류 신호를 측정하여 측정된 전류 및 전압 신호를 나타내는 데이터 신호를 생성하는 측정 디바이스(225)를 포함한다. 제어기(212)는 측정 디바이스(225)에 의해 생성된 데이터 신호를 수신하여 처리하도록 구성된 마이크로 프로세서(226)를 포함한다. 디바이스(225)는 램프(14)에 제공되는 전압 스펙트럼뿐만 아니라 램프(14)를 통해 흐르는 전류의 전류 스펙트럼을 측정한다. 디바이스(225)는 측정된 전압 및 전류 파형의 곱의 퓨리어 변환을 이용하여 스펙트럼의 전력 주파수 성분을 계산한다. 디바이스(225)는 통상 입수가능한 프로그램 가능한 네트워크 또는 FFT(Fast Fourier Transform) 연산을 수행할 수 있는 스펙트럼 분석기 중 어느 하나로서 구성될 수 있다. FFT 연산을 수행하는 적당한 소프트웨어 프로그램은 내셔널 인스트루먼트사에서 제작한 소프트웨어 프로그램 LabviewTM에 포함되어 있다. 마이크로프로세서(226)는 디바이스(225)에 의해 출력된 데이터 신호를 수신하여 처리한다. 마이크로프로세서(226)는 도 1 및 3의 실시예에 관한 전술한 설명에서의 컬러 혼합 알고리즘을 실행한다. 마이크로프로세서(226)는 HID 램프(14)의 동작 동안에 적당한 컬러 혼합을 위한 필요 신호를 제공하도록 AM/FM 신호 생성기(228)의 입력 포트에 연결되어 있는 출력 포트를 포함한다.
도 15를 참조하면, 브리지 회로(208) 및 필터/점화 회로(210)를 구비하는 회로가 도시되어 있다. 필터/점화 회로(210)는 성분(214, 216, 218, 220)을 구비한다. 램프(14)는 저항(239)에 의해 표현된다. 인덕터(216)는 인덕턴스 L1을 갖는다. 인덕터(220)는 인덕턴스 L2를 갖는다. 캐패시터(214, 218)는 각각 캐패시턴스 C1 및 C2를 갖는다. 일 실시예에서는, L1은 1.27mH(밀리헨리)이고, L2는 0.5mH이며, 캐패시턴스 C1은 2.2mF(마이크로패럿)이고 캐패시턴스 C2는 5㎋(나노패럿)이다. 이들 성분값이 필터/점화 회로(210)에 대한 일 실시예에만 관련되며, 다른 적당한 성분값들도 사용될 수 있음을 이해해야 할 것이다. 필터/점화 회로(210)가 도 1 및 3에 나타낸 안정기 시스템과 함께 사용될 수 있음을 이해해야 할 것이다. 사실, 필터/점화 회로(210)는 필터/점화 회로(86)와 비교할 때에 상당히 개선된 필터링 특성을 나타낸다. 특히, 필터/점화 회로(210)는 상당히, 원하지 않는 높은 주파수의 향상된 감쇄를 제공한다. 도 16은 필터/점화 회로(86, 210)의 전달 함수의 진폭 부분을 비교한다. 필터/점화 회로(210)의 바람직한 특징은 브리지주파수(250㎑ 이상)에서의 증가된 감쇄이며, 약 100㎑ 미만의 전달 함수에서 변화가 없다는 점이다. 이것은 필터/점화 회로(86)의 능동적 특징들 중 하나를 희생하지 않고 "엑스트라 성분"의 진폭을 감소시키는 효과를 갖는다.
테스트 데이터
도 16은 이하의 조건에서의 필터/점화 회로(86, 210)에 대한 전달 함수의 진폭 부분을 나타낸다.
a) 도 1 및 3에 나태는 안정기 시스템이 테스트 동안 사용됨;
b) 안정기 브리지 유닛 주파수는 250㎑로 고정됨;
c) 필터/점화 회로(86)의 구성 요소 값은 이하 설명에서 설명됨;
d) 필터/점화 회로(210)의 구성 요소 값은 이하 설명에서 설명됨;
e) 533Ω의 저항이 HID 램프(14)를 시뮬레이션하는 데 사용됨;
f) 415V의 전압 버스 VBUS가 사용되어 533Ω의 저항에 공급되는 75W의 DC 전력을 발생시킴.
점선(260)은 필터/점화 회로(210)의 전달 함수의 진폭 부분을 지칭한다. 실선(262)은 필터/점화 회로(86)의 전달 함수의 진폭 부분을 지칭한다. 굵은 점선(264)은 각 주파수에 대한 비 A1/A2를 지칭하며, 여기서 A1은 필터/점화 회로(210)의 전달 함수의 진폭 부분이고 A2는 필터/점화 회로(86)의 전달 함수의 진폭 부분이다. 도 16에 나타내는 바와 같이, 24㎑의 세로 모드 전력 주파수로 정상 상태 컬러 혼합을 위해, 원하는 전압 파형의 최고 주파수 성분은 약 79㎑(상부 측밴드의 가장 높은 주파수, 55㎑+24㎑)이다. 150㎑에서, 비 A1/A2는 1.8이다. 따라서, 필터/점화 회로(210)는 1.8 감쇄의 엑스트라 계수를 제공한다. 250㎑에서, 비 A1/A2는 2.9로 증가한다. 따라서, 필터/점화 회로(210)는 2.9 감쇄의 엑스트라 계수를 제공한다.
또한, 정성 상태 컬러 혼합 동안의 성능을 평가하기 위해 필터/점화 회로(86, 210)가 테스트된다. 도 17은 이 테스트의 결과를 나타낸다. 이 테스트에서, 전력 스펙트럼은 이하의 조건에서 계산되었다.
a) 10%~90%의 펄스 폭 변조
b) 250㎑의 고정 브리지 주파수
c) 415볼트의 버스 전압 VBUS
d) 533Ω의 저항을 램프(14)의 시뮬레이션 시에 사용
e) 415볼트의 전압 버스 VBUS가 사용되어 533Ω의 저항에 제공되는 75W의 DC 전력을 생성
도 17에 있어서, 점선(270)은 필터/점화 회로(86)를 사용할 때의 진폭 응답을 지칭한다. 실선(272)은 필터/점화 회로(210)를 사용할 때의 진폭 응답을 지칭한다. 도 17에 나타내는 바와 같이, 필터/점화 회로(210)는 필터/점화 회로(86)와 비교해서, 약 200㎑ 및 300㎑에서 전력 성분을 실질적으로 감소시킨다.
브리지 회로(208)와 필터/점화 회로(210)의 브리지 주파수의 스위핑 조합은도 2b에 나타내는 원하는 전력 주파수 스펙트럼 성분의 정확한 재생을 초래한다. 바람직한 실시예에서는, 스위핑된 주파수는 250㎑ 이상이고, 스위핑 레이트(㎐/s 또는 Hertz/second)는 하나의 PWM 사이클 동안 주파수 변화를 무시할 만큼 늦어서, 도 2b에 나타낸 전술한 원하는 전력 주파수 스펙트럼 성분을 유지한다. 250㎑의 브리지 주파수에서, 하나의 PWM("펄스 폭 변조") 사이클은 4μs(마이크로 초)이다. 따라서, 브리지 주파수 스위핑의 효과는 브리지 주파수에서 전압 스펙트럼 성분, 결과적으로 전력 스펙트럼에서 "엑스트라 성분"의 진폭을 변경하는 것이다.
도 17a를 참조하면, 전력 스펙트럼에서 발생하는 일반적인 유형의 스펙트럼 성분을 나타낸다. 수평 라인(300)은 성분의 부분의 평균 진폭 값을 나타낸다. 그 결과, 성분의 진폭은 평균값에 의해 특정될 수도 있다. 마찬가지로, 상대 진폭은 이들 평균 진폭들의 값의 비에 의해 특정될 수 있다. 도 17을 참조하면, 100㎑에서 중앙에 집중된 성분 및 그 측대역은 도 17a에서 나타낸 스펙트럼 성분과 매우 유사하다. 정도는 덜하지만, 150㎑ 이상의 성분은 도 17a에 나타낸 스펙트럼 성분과 유사하다. 엑스트라 성분이 100㎑에 집중된 성분의 진폭보다 진폭 7.8㏈ 또는 바람직하게는 10.8㏈아래인 상태일 때, 용어 "진폭 비"는 대응하는 수평 라인(300)의 진폭에 대응하는 단일 값의 비로 지칭한다. 그러나, 약간의 성분이 (평균적으로) 평탄한 상부를 갖지 않기 때문에, 진폭 비의 결정은 부정확해진다. 비선형 브리지 주파수 스위핑은 성분의 상부를 실질적으로 평탄하게 하여, 진폭 비의 결정을 용이하게 한다.
전술한 "엑스트라 성분"의 진폭은 100㎑에서의 성분 진폭보다 적어도 7.8㏈더 낮은 것이 바람직하다. 더 바람직하게는, "엑스트라 성분"의 진폭은 100㎑에서의 성분 진폭보다 적어도 10.8㏈ 더 낮다. 이러한 감쇄는 전술한 바와 같이 필터/점화기(210)에 의한 감쇄와 브리지 주파수의 주파수 스위핑에 의한 감쇄를 이용함으로써 달성된다.
도 17은 브리지 주파수 스위핑 없이 필터/점화기(86)에 대향하는 필터/점화기(210)를 이용한 결과의 전력 스펙트럼을 나타낸다. 100㎑에서의 성분의 진폭보다 약 7.8㏈ 낮은 진폭 레벨은 "Threshold"로서 나타내고, 100㎑에서의 성분의 진폭보다 약 10.8㏈ 더 낮은 진폭 레벨은 "Safe"로 나타낸다. 복잡한 파형의 진폭을 싱글 레벨로 나타내기 위해서, 도 17a에 나태는 규정이 사용된다. 명확하게는, 도 17에서 "Safe" 또는 "Threshold"로 명시된 수평 라인에 의해 지시되는 진폭 레벨은 파형을 따라 연장되는 수평 라인(300)에 비교되는 것이다. 따라서, 브리지 주파수 스위핑 없이 필터/점화기(210)를 이용하면, 엑스트라 성분의 진폭을 충분히 줄이지 못할 것이다. 보다 고차수의 필터 회로가 필요한 감쇄를 제공하도록 설계될 수 있지만, 이것은 불필요한 비용을 초래한다. 게다가, 필터/점화 회로를 더욱 복잡하게 하므로, (도 2b에 나타낸 바와 같이) 원하는 전력 스펙트럼 성분의 재생에 관해서 최초의 필터/점화기(86)의 바람직한 특성을 유지하기가 어렵게 된다. 따라서, 본 발명에 따르면, 브리지 주파수 스위핑은 필터/점화 회로(210)와 함께 사용된다.
다른 브리지 주파수 스위핑 및 필터/점화 회로 구성이 원하는 결과를 얻는 데 사용될 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 이용되는 브리지 주파수 스위핑 및 필터/점화 회로 구성이 원하는 전력 주파수 성분(이 성분들은 도 17에서 150㎑ 이하)을 정확히 재생하여 약 150㎑ 위에서 150㎑에서 성분의 진폭보다 적어도 7.8㏈ 낮은 전력 주파수 성분을 유지하는 것이 바람직하다. 브리지 주파수 스위핑 및 필터/점화 회로 구성이 원하는 전력 주파수 성분(이 성분들은 도 17에서 150㎑ 미만)을 정확히 재생하여 약 150㎑ 위에서 150㎑에서 성분의 진폭보다 적어도 10.8㏈ 낮은 전력 주파수의 성분을 유지하는 것이 바람직하다. 예를 들면, 10㎳ 내에 45㎑ 내지 55㎑의 FM 스위핑과 동시에 5㎳ 내에 450㎑ 내지 350㎑가 뒤따르는 5㎳ 내에 350㎑ 내지 450㎑의 브리지 주파수 스위핑과 필터/점화기(86)의 조합은 원하는 감쇄를 일으킨다. 필터/점화 회로(210)가 사용되면, 스위핑 폭 및 브리지 주파수가 감소될 수 있다. 예를 들면, 10㎳ FM 스위핑과 일치하는 5㎳ 내에 325㎑ 내지 250㎑가 뒤따르는 5㎳ 내에 250㎑ 내지 325㎑의 브리지 주파수와 필터/점화기(210)의 조합은 원하는 감쇄를 일으킨다.
전술한 설명에서의 예에 있어서, 스위핑은 시간적으로 선형이다. 그러나, 넓고 선형적인 브리지 주파수 스위핑은 진폭은, 진폭은 감소되지만, 상부가 평탄하게 되기 보다는 "경사진 상부"를 갖는 여분의 성분을 생성한다. 바람직한 평탄한 상부 성분의 예가 도 17a에서 나타낸 성분에 의해서 설명된다. 도 17에 나타내는 성분은 변조되지만 평균적으로 평탄한 상부를 실질적으로 갖는다. 넓은 선형 브리지 주파수 스위핑은 엑스트라 성분이 전술한 경사진 상부를 전개하도록 야기한다. 경사진 상부는 전압 스펙트럼에서 브리지 주파수에서의 스위핑 기간이 주파수 범위의 높은 단보다 주파수 범위의 낮은 단에서 덜 감쇄되기 때문에 전개된다. 이것은 필터/점화기(86 또는 210) 중 하나의 특징이다. 실질적으로 경사진 상부를 제거하거나 소거하기 위해서, 도 18a의 비선형 주파수 스위핑이 필터/점화 회로(210)와 함께 사용된다. 도 18a에서 나타내는 비선형 브리지 주파수 스위핑이 필터/점화 회로(210)와 함께 사용되면, 엑스트라 전력 스펙트럼 성분의 피크 또는 상부 부분이 실질적으로 평탄해진다. 도 18a에 나타내는 비선형 주파수 스위핑은 5㎳ 내에 250㎑로부터 325㎑로 선형적으로 진행한 후 5㎳ 내에 325㎑로부터 250㎑로 선형적으로 진행하는 스위핑 대신에 사용된다. 도 18a에 나타내는 비선형 스위핑은 높은 주파수에서보다 낮은 주파수에서 높은 스위핑 레이트(㎐/s)를 갖는다. 따라서, 스위핑은 높은 주파수에서보다 낮은 주파수에서 비교적 보다 적은 시간을 소비한다. 그 결과, 낮은 주파수에서의 전력 스펙트럼은 높은 주파수에서의 전력 스펙트럼의 진폭보다 상대적으로 낮은 진폭이다. 이것은 필터/점화 회로(210)가 전력 스펙트럼의 진폭을 낮은 주파수에서 상대적으로 높게 만드는 것을 보상한다. 따라서, 상술한 바와 같이, 최적의 브리지 주파수 스위핑 및 필터/점화 회로(210)는 낮은 주파수의 진폭에 대한 반대의 효과를 소거하여, 실질적으로 평탄한 상부를 제공한다.
도 18은 전술한 비선형 스위핑 및 필터/점화기(210)로 얻은 부하 전력 스펙트럼 데이터(302)를 나타낸다. 전력 스펙트럼 데이터(302) 부분은 "Safe" 레벨을 초과하지 않는다. 부하 전력 스펙트럼 데이터(302)는 이하의 조건에서 측정된다.
a) 안정기 시스템(200)을 사용
b) 프리컨디셔너(206)가 DC 전력 공급기로서 구성됨
c) 필터/점화기(21)가 이전에 특정된 성분 값을 이용함.
d) PWM 모듈(232)이 브리지 주파수 스위핑 성능을 특별히 갖도록 설계됨.
e) 제어 신호(230, 234)는 함수 생성기에 의해 생성됨.
f) 제어 신호(230)는 10㎳ 내에 55㎑ 내지 45의 FM 스위핑을 구비함.
g) 제어 신호(23)는 FM 스위핑과 일치하고, 도 18a에 나타내는 브리지 스위핑을 초래함.
h) 500Ω의 레지스터는 램프를 나타내는 로드로 신용됨.
i) 528볼트의 버스 전압 VBUS가 사용되어 로드에서 75W의 손실을 생성함.
j) "Threshold" 및 "Safe" 레벨은 도 17a와 관련하여 앞서 설명한 바와 같이 해석됨.
k) 스펙트럼을 부드럽게 하고 스펙트럼을 잘 나타내기 위하여 1㎑ 윈도우에 걸쳐 스펙트럼이 배치됨.
l) 결과 전력 진폭은 "Safe" 레벨 미만임.
도 18에 나타내는 바와 같이, 150㎑ 이상의 전력 스펙트럼 성분에 대한 사전 결정된 전력 "Threshold"는 약 0.57와트로 선택된다. "Safe" 파워 전력은 "Threshold" 전력 레벨의 절반으로 선택된다. 따라서, "safe" 파워 레벨은 안정기 시스템(200)을 디자인하는 디자인 표준으로서 사용될 수 있다.
비교를 위해, 도 18은 250㎑의 고정 브리지 주파수와 필터/점화기(86)의 조합에 관한 로드 전력 스펙트럼 데이터(304)를 나타낸다. 전력 스펙트럼 데이터(302)와는 달리, 로드 전력 스펙트럼 데이터(304)는 "safe" 레벨을 초과할 뿐만 아니라, "Threshold" 레벨을 상당히 초과한다.
본 발명의 주된 바람직한 실시예 및 동작 모드를 이상의 명세서에서 설명하였다. 그러나, 본 발명에서 보호받고자 하는 것은 개시된 형태로 제한되는 것이 아니며, 이들은 제한적이라기보다는 예시적인 것이다. 당업자는 본 발명의 사상과 범주를 벗어나지 않으면서 수정과 변형을 가할 수 있을 것이다. 따라서, 전술한 상세한 설명은 예시적인 것이며 첨부하는 청구 범위에서 진술하는 본 발명의 사상의 범주로 제한되지 않는다.

Claims (14)

  1. 가스 방전 램프(14)를 구동하는 안정기 시스템(ballast system)(200)에 있어서,
    펄스 전압 신호를 발생시키되, 동작 주파수, 전원으로부터 전력을 수신하는 전력 입력단(power input) 및 동작 주파수의 스위핑(sweeping)과 상기 펄스 전압 신호의 발생을 위한 제어 신호를 수신하는 제어 신호 입력단을 갖는 브리지 회로(208)와,
    상기 브리지 회로(208)를 제어하되, 고정 주파수 신호에 의해 진폭 변조되는 주파수 스위핑 신호(frequency swept signal)를 포함하는 신호를 발생시키고, 상기 브리지 회로(208)의 상기 동작 주파수를 주기적으로 스위핑하는 회로를 구비하는 제어기(212)-상기 제어기(212)에 의해 발생된 신호는 상기 브리지 회로(208)의 상기 제어 신호 입력으로 입력됨-와,
    상기 펄스 전압 신호를 필터링하는 필터 회로(210)
    를 구비하는 안정기 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어기(21)의 상기 회로는 제 1 신호 및 스위핑 파형(sweep waveform)을 결정하는 신호를 발생하는 신호 발생기(228)를 포함하는 안정기 시스템.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 신호 발생기(228)는 AM/FM 신호 발생기를 포함하는 안정기 시스템.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 제어기(212)의 상기 회로는 상기 브리지 회로(208)의 상기 동작 주파수의 비선형 스위핑을 수행하도록 구성되는 안정기 시스템.
  5. 제 2 항에 있어서,
    상기 제어기(212)의 상기 회로는 상기 브리지 회로(208)의 상기 동작 주파수의 선형 스위핑을 수행하도록 구성되는 안정기 시스템.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 필터 회로(210)는 로우 패스 필터(low pass filter)를 구비하는 안정기 시스템.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 필터(210)는 원하는 전력 주파수 성분을 대략 150㎑ 아래로 재생하고, 상기 전력 주파수의 대략 150㎑를 넘는 성분을 150㎑에서의 상기 성분의 진폭보다 적어도 7.8dB 아래로 유지하도록 구성되는 안정기 시스템.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 필터(210)는 원하는 전력 주파수 성분을 대략 150㎑ 아래로 재생하고, 상기 전력 주파수의 대략 150㎑를 넘는 성분을 150㎑에서의 상기 성분의 진폭보다 적어도 10.8dB 아래로 유지하도록 구성되는 안정기 시스템.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 안정기 브리지 회로(208)는 한 쌍의 AC 출력 포트를 포함하고, 상기 출력 포트 중의 하나는 방전 램프의 입력부에 결합되도록 구성되며,
    상기 필터(210)는,
    입력단 및 한 쌍의 출력단을 갖는 "T" 네트워크-상기 "T" 네트워크는 상기 "T" 네트워크의 상기 입력단을 규정하는 입력단 및 출력단을 갖는 제 1 유도성 에너지 소스(a first inductive energy source)(216), 상기 제 1 유도성 에너지소스(216)의 출력단에 결합된 입력단과 상기 브리지 회로(208)의 상기 출력 포트 중의 하나에 결합된 출력단을 갖는 제 1 용량성 에너지 소스(a first capacitive energy source)(218), 상기 제 1 유도성 에너지 소스(216)의 출력단에 결합된 입력단과 상기 방전 램프(14)의 다른 입력단에 결합되도록 구성되는 출력단을 갖는 제 2 유도성 에너지 소스(220)를 포함함-하고, 와,
    상기 제 1 유도성 소스(216)와 직렬이고, 상기 브리지 회로(208)의 다른 출력 포트에 결합되는 입력단을 갖는 제 2 용량성 에너지 소스(214)
    를 포함하는 안정기 장치.
  10. 가스 방전 램프를 구동하는 방법에 있어서,
    펄스 전압 신호를 발생시키는 브리지 회로(208)를 갖는 안정기 시스템(200)을 제공하는 단계-상기 브리지 회로(208)는 동작 주파수, 전력 소스에 접속하기 위한 전력 입력단 및 동작 주파수의 스위핑과 상기 펄스 전압 신호의 발생을 위한 신호를 수신하기 위한 제어 신호 입력단을 가짐-와,
    고정된 주파수 신호에 의해서 진폭 변조된 주파수 스위핑 신호를 포함하는 신호를 발생시키고 상기 발생된 신호를 상기 브리지 회로(208)의 상기 제어 신호 입력단에 입력하는 단계와,
    주기적으로 상기 브리지 회로(208)의 상기 동작 주파수를 스위핑하는 단계와,
    상기 브리지 회로(208)에 의해서 발생된 상기 펄스 전압 신호를 필터링하는 단계
    를 포함하는 가스 방전 램프의 구동 방법.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 브리지 회로(208)의 상기 동작 주파수의 스위핑은 비선형 스위핑인 가스 방전 램프의 구동 방법.
  12. 제 10 항에 있어서,
    상기 브리지 회로(208)의 상기 동작 주파수의 스위핑은 선형 스위핑인 가스 방전 램프의 구동 방법.
  13. 제 10 항에 있어서,
    상기 필터링 단계는 원하는 전력 주파수 성분을 대략 150㎑ 아래로 재생하고, 상기 전력 주파수의 대략 150㎑를 넘는 성분을 150㎑에서의 상기 성분의 진폭보다 적어도 7.8dB 아래로 유지하는 단계를 포함하는 가스 방전 램프의 구동 방법.
  14. 제 10 항에 있어서,
    상기 필터링 단계는 원하는 전력 주파수 성분을 대략 150㎑ 아래로 재생하고, 상기 전력 주파수의 대략 150㎑를 넘는 성분을 150㎑에서의 상기 성분의 진폭보다 적어도 10.8dB 아래로 유지하는 단계를 포함하는 가스 방전 램프의 구동 방법.
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