KR101073302B1 - 고압 방전 램프를 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트 및 방법 - Google Patents

고압 방전 램프를 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 고압 방전 램프를 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트 및 방법에 관한 것이다. 본 발명은 하프-브리지 어레인지먼트 내 적어도 하나의 제 1(S1) 및 제 2 전자 스위치(S2); DC 전압 신호를 하프-브리지 어레인지먼트에 공급하기 위한 공급 전압 단자; 램프 인덕터(L1)를 포함하고 한 측면이 하프-브리지 중심점에 결합되고 다른 측면이 고압 방전 램프(La)를 접속시키기 위한 적어도 하나의 단자에 결합된 부하 회로(14); 상기 제 1(S1) 및 제 2 전자 스위치(S2)에 적어도 하나의 제 1 구동 신호 및 제 2 구동 신호를 제공하기 위한 구동 회로(18)를 가진 고압 방전 램프(La)를 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트에 관한 것이고, 상기 구동 회로(18)는 한편 으로 클럭이 제 1 주파수와 제 2 주파수 사이에서 스위핑(sweep)되고 다른 한편으로 미리 결정할 수 있는 제 3 주파수(fmod)로 변조되는 방식으로 상기 제 1 구동 신호 및 제 2 구동 신호를 제공하도록 설계되고, 상기 구동 회로(18)는 추가로 미리 결정할 수 있는 제 3 주파수(fmod)의 경우 스펙트럼 라인이 고압 방전 램프(La)를 접속시키기 위한 단자에서 신호의 전력 스펙트럼을 유발하는 방식으로 미리 결정할 수 있는 제 3 주파수(fmod)로 변조를 수행하도록 설계된다. 본 발명은 추가로 대응 회로 어레인지먼트를 사용하여 고압 방전 램프(La)를 동작시키기 위한 방법에 관한 것이다.

Description

고압 방전 램프를 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트 및 방법{CIRCUIT ARRANGEMENT AND METHOD FOR OPERATING A HIGH-PRESSURE DISCHARGE LAMP}
본 발명은 하프-브리지 어레인지먼트(arrangement) 내 적어도 하나의 제 1 전자 스위치 및 제 2 전자 스위치, DC 전압 신호를 하프-브리지 어레인지먼트에 공급하기 위한 공급 전압 단자, 램프 인덕터를 포함하고 첫 번째로 하프-브리지 중심점에 결합되고 두 번째로 고압 방전 램프를 접속하기 위한 적어도 하나의 단자에 결합된 부하 회로를 가진 고압 방전 램프를 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트에 관한 것이고, 상기 구동 회로는 상기 구동 회로의 클럭이 첫 번째로 제 1 주파수와 제 2 주파수 사이에서 스위핑(swept)되고 두 번째로 미리 결정할 수 있는 제 3 주파수로 변조되는 방식으로 제 1 구동 신호 및 제 2 구동 신호를 제공하도록 설계된다. 게다가 본 발명은 대응 회로 어레인지먼트를 사용하여 고압 방전 램프를 동작시키기 위한 방법에 관한 것이다.
상기 회로 어레인지먼트 및 상기 방법은 EP 1 501 338 A2에서 공지되었고, 상기 EP 문헌과 관련하여 보다 상세한 것들은 하기에 제공된다.
고압 방전 램프를 동작시키기 위하여, 일반적으로 사인 AC 동작 전압은 요구되고, 상기 사인 AC 동작 전압의 주파수는 고압 방전 램프의 기하학적 구조에 따라 45 kHz 내지 55kHz 범위에서, 일반적으로 100Hz 클럭을 가지고 톱니 방식으로 스위핑된다. 상기 스위핑 동작은 일반적으로 음향 공진들의 지속 여기를 방지하고 게다가 플라즈마 아크의 안정화(아크를 똑바로 함)에 기여한다.
고효율 금속 할로겐화물 램프들의 경우, AC 동작 전압은 충전물의 혼합을 개선하기 위해 스위핑 동작에 부가하여 동시에 진폭 변조되어야 하고, 상기 변조는 통상적으로 23 kHz 내지 30 kHz의 주파수, 및 통상적으로 10% 내지 40%의 변조 깊이(depth)로 고압 방전 램프, 특히 램프 버너의 기하학적 구조에 대응하게 설정될 수 있어야 한다. 이 경우 진폭 변조는 길이방향 모드에서와 같은 특성을 가지고 안정성과 관련하여 플라즈마 아크의 버닝 응답이 손상되지 않게 하지만, 추가로 내연 챔버내 가스 성분들의 혼합을 증가시키는 플라즈마 아크의 특정 길이방향 음향 공진의 목표된 여기에 사용된다. 이것은 적당하게 컬러 혼합으로서 공지되었다. 진폭 변조는 첫 번째로 특히 수직 동작의 경우 플라즈마 아크를 따라 보다 균질한 휘도 및 두 번째로로 휘도 효율성의 상당한 증가를 발생시킨다.
전자 안정기에 고압 방전 램프를 결합하기 위해 하프-브리지 어레인지먼트 내에 인버터를 사용할 때, 이 시점에서 진폭 변조를 적용하는 것은 일반적으로 어렵다. 그러므로 진폭 변조는 DE 10 2005 028 4127.5와 관련하여 종래 기술의 독립된 예비 단계를 통해 하프-브리지의 공급 전압에 적용되었다. 회로 복잡성 측면들에서, 이것은 적어도 하나의 인덕터 및 하나 또는 둘의 전자 스위치들을 요구한다.
전자 안정기에 램프를 결합하기 위하여 풀-브리지 어레인지먼트 내에 인버트를 사용할 때, 진폭 변조는 예를 들어 EP 1 501 338에 기술된 바와 같이 반대의 대 응 전자 스위치들을 구동할 때 일반적으로 위상 변조에 의해 이루어질 수 있다. 풀-브리지 어레인지먼트 내에 인버터를 구현하기 위하여 두 개의 부가적인 전자 스위치들 측면들에서 수반된 복잡성 외에, 이런 구현은 전자 스위치들로서 사용되는 자계 효과 트랜지스터들을 보호하기 위해 소위 제로-전압 스위칭이 비교적 높은 비활성 데드 시간(dead time)에서 유지될 수 있게 하는 충분한 깊이로 부하 회로가 동조될 필요가 있다는 단점을 가진다. 게다가, 풀-브리지 어레인지먼트에 인버터를 사용할 때, 램프는 고조파 차동 신호만이 두 개의 램프 라인들 상 외측으로 통과하도록 EMC로 인한 양쪽 출력들에서의 가파른 에지들 때문에 트랜스포머를 통해 전자 안정기로부터 분리될 필요가 있다.
그러므로 본 발명의 목적은 진폭 변조가 감소된 복잡성으로 적용되고, 동시에 하프-브리지 어레인지먼트 내에 인버터의 사용이 제공되는 방식으로 처음에 언급된 회로 어레인지먼트 또는 처음에 언급된 방법을 개발하는데 있다.
이 목적은 청구항 제 1 항의 특징부들을 가진 회로 어레인지먼트 및 청구항 제 15 항의 특징부들을 가진 방법에 의해 달성된다.
본래, 본 발명은 고압 방전 램프에 대한 구동 신호의 진폭 변조가 본래 하프-브리지 어레인지먼트 내 인버터의 출력부에서 주파수 변조를 사용하여 형성될 수 있다는 지식을 바탕으로 한다. 결과적으로, 종래 기술과 관련하여 이미 언급되었고 상기 종래 기술에서 요구된 독립된 예비 변조 단계는 필요하지 않을 수 있어서 컴포넌트 부품들의 상당한 감소를 유발하고, 요구된 공간 측면 및 효율성 및 구현 비용들 양쪽 측면들에서 바람직한 효과를 가진다.
그러므로 본 발명은 상기된 EP 1 501 338과 다른 경로를 따른다. 구동 신호들의 클럭이 제 1 주파수와 제 2 주파수 사이에서 스위핑되고, 상기 클럭의 펄스 폭 및/또는 위상이 미리 결정된 제 3 주파수로 변조되는 방식으로 구동 회로가 설계되는 것을 의미하는 것으로 본 출원의 청구항 제 1 항이 이해될 수 있지만, 이와 관련하여, 펄스 폭이 가변되더라도, 상기 펄스 폭 가변이 하나의 사이클 내에서 이루어지므로, 각각의 경우 기간 지속기간 및 반대로 동작 주파수가 항상 동일하게 유지되는 것이 언급되어야 한다. 그러므로 제 3 주파수(명백하게 느린 스위치 조절과 별개로)로 양자화된 주파수 변조가 없다. 일정한 캐리어 주파수에서 상기 문헌의 도 6에 도시된 펄스 폭 변조는 풀-브리지 어레인지먼트 내 진폭 변조 효과만을 발생시킬 수 있다. 풀-브리지 어레인지먼트에서, 이 경우 이중 쌍들은 각각의 경우 서로에 관련하여 대각선으로 배치된 전자 스위치들에 공급된다. 하프-브리지 어레인지먼트에서, 본 발명의 목적과 같이, 이런 과정은 목표된 결과를 제공하지 못하는데, 그 이유는 하프-브리지의 경우 상부 및 하부 스위치들이 필수적으로 비교적 긴 데드 시간 없이 사이클 내에서 상보적인 방식으로 동작될 필요가 있고 이런 경계 조건으로 인해 진폭 변조의 요구된 스펙트럼 순도는 제공될 수 없기 때문이다. 특히, 사인 진폭 변조가 형성되는 것은 가능하지 않고 다수의 변조 주파수들의 혼합은 항상 시스템 관련 이유들 때문에 얻어졌다.
언급된 문헌에 기술된 바와 같은 위상 변조를 가진 구현과 관련하여, 이 경우 서로에 관련하여 인버트되고 일정한 동작 주파수를 가진 두 개의 클럭 신호들이 풀-브리지의 반대쪽 브랜치들을 구동하기 위해 제공된다는 사실이 언급되어야 하고, 상기 두 개의 상호 반대 클럭 신호들의 위상 각도는 진폭 변조 효과를 형성하기 위하여 제 3 주파수의 클럭 타이밍으로 서로에 관련하여 시프트된다. 두 개의 클럭 신호들 중 어느 것이 상기 처리에서 일시적으로 고정되어 유지되는지, 또는 양쪽 클럭 신호들이 각각의 경우 시간의 고정된 기간과 관련하여 일시적으로 시프트되는지는 단지 서로에 관련하여 상대적 시프트만이 효과를 가지기 때문에 전체적으로 의미가 없다.
어쨌든 모든 목적이 목표된 진폭 변조 효과를 수반하는 시프트이기 때문에, 위상 시프트의 일시적 작용이 위상 시프트 효과를 수반한다는 사실은 풀-브리지 어레인지먼트에 응용하기에 적당하지 않다.
본 발명에서, 처음에 상기 목적은 스텝-다운 컨버터 회로를 통해 출력 전력을 가변시키기 위한 펄스 폭 변조 또는 풀-브리지 어레인지먼트를 통해 출력 전력을 가변시키기 위한 두 개의 구동 신호들의 위상 시프트 변조를 바탕으로 하는 효과가 아닌데, 그 이유는 이미 언급된 바와 같이 이런 효과는 이런 목적에서 고효율성 램프의 스펙트럼적 순수 동작을 위한 이들 회로 어레인지먼트들만을 유발할 수 있기 때문이다.
본 발명에서, 대신에 상기 목적은 주파수 변조로 인해 하프-브리지 어레인지먼트 내 인버터에 대한 단일 구동 신호를 통해 달성될 수 있는 효과이다. 이미 당업자에게 명백한 바와 같이, 하프-브리지 어레인지먼트의 제 1 스위치 및 제 2 스위치에 대한 제 1 구동 신호 및 제 2 구동 신호는 하프-브리지 구동기 내 일반적으로 인버터에 대한 단일 구동 신호로부터 형성되고, 상기 제 1 구동 신호 및 제 2 구동 신호는 항상 서로에 관련하여 상보적이다. 하프-브리지 중심점에 형성되는 신호, 특히 구형파 신호는 이 경우 인버터의 입력부, 즉 하프-브리지 구동기의 입력부에 있는 구동 신호와 정확하게 동일한 모양이다. 주파수 변조의 경우, 동작 주파수는 변조 주파수, 즉 제 3 주파수의 클럭 타이밍이 사인적으로 변조된다. 이 경우 다시 스위핑 조절은 고려되지 않는다. 그러므로 동작 주파수는 일시적으로 가변되고, 그러므로 연속적으로 변화하는 수신 값을 가지며 공칭 값에 해당하는 평균 값만이 일정하다. 이런 주파수 변조는 일단 보다 높은 차수의 고조파들이 부하 회로에서 필터링되면 램프에서 진폭 변조되는 목표되는 동작 신호를 형성한다.
제 1 실시예에서, 구동 회로는 제 1 구동 신호 및 제 2 구동 신호의 진폭 스펙트럼 측면에서 적어도 하나의 제 1 스펙트럼 라인, 제 2 스펙트럼 라인 및 제 3 스펙트럼 라인이 스위핑된 클럭의 순시 주파수에 해당하는 제 1 스펙트럼 라인을 나타내고, 제 2 및 제 3 스펙트럼 라인이 절대 값 측면에서 제 1 스펙트럼 라인과 관련하여 대칭으로 미리 결정할 수 있는 제 3 주파수에 관련하여 간격을 두고 나타나는 방식으로, 미리 결정할 수 있는 제 3 주파수로 변조를 수행하도록 설계된다.
이 경우, 만약 제 2 스펙트럼 라인의 경우 및 제 3 스펙트럼 라인의 경우 신호의 위상 각도가, 신호의 진폭 스펙트럼 측면에서 하프-브리지 중심점에 미리 결정할 수 있는 제 3 주파수의 스펙트럼 라인이 발생하지 않도록 한다면 바람직하다.
게다가, 전력 스펙트럼 측면에서, 고압 방전 램프가 접속될 때 고압 방전 램프를 접속하기 위한 단자에 미리 결정할 수 있는 제 3 주파수의 스펙트럼 라인이 발생하지 않도록 이 경우 부하 회로가 공진 회로 형태이면 바람직하다. 일반적으로, 구동 회로는 제 1 주파수와 제 2 주파수 사이에서 스위핑되는 클럭의 주파수 변조를 제 3 미리 결정할 수 있는 주파수로 수행하도록 설계된다.
이런 주파수 변조를 달성하기 위해, 본래 3개의 다른 변형들은 제안된다:
제 1 변형에서, 구동 회로는 펄스 폭 변조 모듈을 포함하고, 상기 펄스 폭 변조 모듈의 클럭 입력은 제 1 주파수와 제 2 주파수 사이에서 스위핑되는 클럭에 대한 소스에 결합되고, 상기 펄스 폭 변조 모듈의 변조 입력부는 제 3 주파수에서의 신호에 대한 소스에 결합되고, 상기 구동 회로는 제 3 주파수에서의 신호에 따라, 특히 제 3 주파수에서의 신호의 순시 값에 따라 제 1 주파수와 제 2 주파수 사이에서 스위핑되는 신호 펄스 폭으로 변조하도록 설계된다.
바람직하게, 이 경우 구동 회로는 제 3 주파수에서의 신호의 순시 값에 따라 제 1 주파수와 제 2 주파수 사이에서 스위핑되는 클럭 펄스 폭을 변조하기 위해 설계되어, 미리 결정할 수 있는 시간들, 특히 등거리 시간 간격을 가진 시간들에서, 제 3 주파수에서의 신호의 순시 값은 결정되고, 결정된 순시 값에 대응하여, 스위핑된 클럭의 순시 펄스 폭은 길어지거나 짧아진다.
이 경우 제 1 구동 신호 및 제 2 구동 신호에서, 상승 에지 및 펄스 중심은 제 1 주파수와 제 2 주파수 사이에서 스위핑되는 변조되지 않은 클럭과 관련하여 제 3 주파수의 클럭 타이밍이 시프트되는 것이 제공될 수 있다.
제 2 제안된 변형에서, 구동 회로는 위상 시프트 모듈을 포함하고, 위상 시프트 모듈의 클럭 입력부는 제 1 주파수와 제 2 주파수 사이에서 스위핑되는 클럭에 대한 소스에 결합되고, 상기 위상 시프트 모듈의 변조 입력부는 제 3 주파수에서의 신호에 대한 소스에 결합되고, 상기 구동 회로는 제 3 주파수에서의 신호에 따라, 특히 제 3 주파수에서의 신호의 순시 값에 따라 제 1 주파수와 제 2 주파수 사이에서 스위핑되는 신호의 시작 에지 및 종료 에지를 시프트하도록 설계된다.
제 3 변형에서, 구동 회로는 위상 시프트 모듈 및 펄스 폭 변조 모듈을 포함하고, 상기 구동 회로는 제 1 주파수와 제 2 주파수 사이에서 스위핑되는 클럭 신호에서 제 3 주파수에서의 신호에 따라 시작 에지를 시프트도록 우선 설계되고 그 다음 동일한 방식으로 제 3 주파수에서의 신호에 따라 마찬가지로 본래 펄스의 위치를 시프트하도록 설계된다.
바람직하게, 클럭 주파수는 150 kHz 미만, 바람직하게 30 내지 90 kHz, 특히 바람직하게 40 내지 60 kHz이다.
바람직하게, 제 3 주파수는 50 kHz 미만, 바람직하게 20 내지 35 kHz이다. 바람직하게, 스위프 주파수는 50 Hz 내지 500 Hz, 바람직하게 80 Hz 내지 200 Hz 이다.
이미 언급된 바와 같이, 본 발명의 목적은 특히 하프-브리지 어레인지먼트 내 두 개의 전자 스위치들을 가진 인버터를 사용하여 고압 방전 램프의 동작 전압에 진폭 변조의 적용이 가능하게 되는 회로 어레인지먼트를 구현하는데 있다.
그럼에도 불구하고, 선택적으로, 비교적 높은 램프 운용 전압이 만약 필요하면 특히 제 3 전자 스위치 및 제 4 전자 스위치를 추가로 제공하게 되는 것은 가능하고, 제 1 전자 스위치, 제 2 전자 스위치, 제 3 전자 스위치 및 제 4 전자 스위치들은 풀-브리지 어레인지먼트에 접속되고, 구동 회로는 특히 상보적인 방식으로 제 1 및 제 2 전자 스위치들에 대한 구동 신호들에 대응하는 제 3 전자 스위치 및 제 4 전자 스위치들에 구동 신호들을 제공하도록 설계된다. 이 경우, 50%의 매우 일정한 듀티 팩터(duty factor)로 인해, 제로 전압 스위칭을 위한 프리휠링 조건은 또한 비교적 높은 변조도 때문에 중요하지 않다.
본 발명에 따른 회로 어레인지먼트를 참조하여 언급된 바람직한 실시예들 및 상기 실시예들의 장점은 적당하다면 본 발명에 따른 방법에 적용한다.
본 발명에 따른 회로 어레인지먼트의 예시적인 실시예는 첨부된 도면들을 참조하여 하기에 보다 상세히 기술될 것이다.
도 1은 램프 공진 회로의 등가 회로도의 개략도를 도시한다.
도 2a 내지 2c는 3개의 다른 램프 부하들에 대한 주파수의 진폭, 전력 및 위상 각도의 종속성을 도시한다.
도 3a는 종래 기술의 공진 회로의 입력에 대한 계산된 진폭 스펙트럼을 도시하고, 동일한 진폭 스펙트럼은 램프에서 공진 회로 출력에 발생한다.
도 3b는 종래 기술의 공진 회로 입력부에 대한 계산된 전력 스펙트럼을 도시한다; 램프에서 동일한 전력 스펙트럼은 공진 회로의 출력에 발생한다.
도 4a 및 4d는 주파수 변조의 경우 공진 회로 입력부에 대한 계산(도 4a) 및 측정(도 4d) 진폭 스펙트럼을 도시한다.
도 4b 및 4e는 주파수 변조의 경우 공진 회로 입력부에 대한 계산(도 4b) 및 측정(도 4e)된 전력 스펙트럼을 도시한다.
도 4는 램프 공진 회로의 출력에서 신호(UM(t))의 시간 프로파일을 도시한다.
도 5a 및 5c는 주파수 변조의 경우 공진 회로 출력에서 계산(도 5a) 및 측정(도 5c)된 진폭 스펙트럼을 도시한다.
도 5b 및 5d는 주파수 변조의 경우 램프에서 부하 회로의 출력에 대한 계산(도 5b) 및 측정(도 5d)된 전력 스펙트럼을 도시한다.
도 6은 본 발명에 따른 회로 어레인지먼트의 예시적인 실시예의 개략 도면을 도시한다.
도 7a 및 7b는 비등거리 샘플링(도 7a) 및 등거리 샘플링(도 7b)의 경우 펄스 폭 변조 모듈을 사용하여 구동 신호들 및 출력 신호들의 시간 프로파일을 도시한다.
도 7c는 에지 시프트 및 펄스 중심 시프트를 형성하기 위하여 위상 시프트 모듈 및 펄스 폭 변조 모듈을 사용하는 구동 신호들 및 출력 신호들의 시간 프로파일을 도시한다.
도 8은 에지 상승 및 에지 강하 시프트를 가진 위상 시프트 모듈을 사용한 구동 신호들 및 출력 신호들의 시간 프로파일을 도시한다.
도 9는 지속 모드에서 측정된 하프-브리지 어레인지먼트의 출력부에서 램프 신호의 시간 프로파일을 도시하고, 주파수 변조로부터 발생한 진폭 변조는 명확하 게 도시된다.
고압 방전 램프를 동작시키기 위한 인버터는 일반적으로 다음 차동 방정식에 의해 기술될 수 있는 제 3 차 부하 회로이다:
Figure 112009048608885-pct00001
도 1은 고압 방전 램프를 포함하는 램프 공진기 회로 엘리먼트들의 등가 회로도를 도시하고, 여기서 Ue(t)는 인버터에 의해 제공된 전압이고, Ua(t)는 고압 방전 램프에서 형성된 전압이고, L1 및 C1은 부하 회로의 램프 인덕터 및 캐패시터이고, CB는 결합 캐패시터이고, RL은 고압 방전 램프(La)의 대표적인 논리액티브 저항이다.
다른 말로, 램프(La)에 있는 신호(Ue(t))로 램프 부하 회로(L1,C1)의 여기는 각각 부하 회로의 주파수 특성 및 전송 응답에 대응하고, 필터링 및 댐핑되는 출력 신호(Ua(t))를 형성한다. 부하 회로의 주파수 전송 특성은 출력 전압(Ua(t))(도 2a), 출력 전력(PaL)(도 2b) 및 위상 각도 파이(도 2c)에 대하여 도 2a 내지 2c에 도시되고, 현재 애플리케이션에서, 전송 최대값은 통상적으로 26kHz의 영역 약간 아래이다. 각도 파이는 입력 전압(Ue(t)) 및 출력 전압(Ua(t)) 사이의 위상 차를 제공한다.
본 발명의 과정을 구현하기 위해, 이 경우 전송 최대값이 통상적으로 26kHz 영역 바로 아래인 방식으로 부하 회로의 주파수 특성이 설계되는 것이 가정된다. 따라서, 변조된 구형파 전압 신호가 인가될 때, 우선 45 kHz 내지 55 kHz에서 스위핑되는 캐리어 주파수, 및 상기 캐리어 주파수의 측대역들은 각각 대략 26 kHz 및 74 kHz에서 충분히 전송되고, 그 결과 램프는 동작 모드에 유지될 수 있다.
입력부 측 상에서 진폭 변조되었던 AC 신호는 다음 함수에 의해 기술될 수 있다:
Figure 112009048608885-pct00002
여기서 Uo는 전압 진폭이고, fc는 캐리어 주파수이고, fmod는 변조 주파수이고, m은 변조 정도이다.
두 개의 측대역들을 가진 진폭 변조된 입력 전압(Ue(f))의 진폭 스펙트럼은 도 3a에 도시된다. 도 3b는 연관된 전력 스펙트럼(Pe(f))을 도시한다. 단순히 보충 방식으로, 종래 기술로부터 공지된 절차의 경우, Ue(f)가 Ua(f)와 동일하고, Pe(f)가 Pa(f)와 동일하다는 사실이 참조된다. 이 경우, 진폭 변조 인덱스는 대략 0.5이다. 주파수 대역들의 폭은 진폭 스펙트럼에서 45 kHz 내지 55 kHz이고 대응하여 전력 스펙트럼에서 보다 높은 90 kHz 내지 124 kHz인 현재 스위핑을 가리키기 위한 것이다. 화살표들에 의해 표시된 바와 같이, 24 kHz 및 48 kHz에서 전력 스펙트럼의 스위핑되지 않은 그러므로 보다 날카로운 라인들은 24 kHz로 진폭 변조의 결과들이고 고압 방전 램프에서 컬러 혼합 모드를 유발한다. 0 kHz에서 라인은 램 프에서 변환된 평균 전력에 대응한다.
전압(Ue(f))에 비례하는 주파수 변조된 전압(UM(f))의 진폭 스펙트럼은 도 4a(계산됨) 및 도 4d(측정됨)에 도시된다. 두 개의 측대역들은 명확하게 보여질 수 있다. 스펙트럼(Pe(f))에 비례하는 연관된 전력 스펙트럼(PM(f))은 도 4b(계산됨) 및 도 4e(측정됨)에 도시된다.
램프 공진 회로의 출력에서 결과적인 진폭 스펙트럼(Ua(f))은 도 5a(계산됨) 및 도 5c(측정됨)에 도시된다. 램프 공진 회로에서 필터링 후 결과적인 전력 스펙트럼(Pa(f))은 도 5b(계산됨) 및 도 5d(측정됨)에 도시된다. fmod(24 kHz)에서 두 개의 측대역들 및 단일 변조 라인은 명확하게 보여질 수 있다.
램프 공진 회로의 입력부에서 신호(UM(t))의 시간 프로파일은 도 4c에 도시된다.
주파수 대역들의 폭은 언급된 스위핑으로부터 발생하고, 상기 스위핑은 진폭 스펙트럼에서 45 kHz 내지 55 kHz이고 대응하여 진폭 스펙트럼에서 90 kHz 내지 124 khZ로 보다 높다. 도 5b 및 5d에서 화살표들에 의해 표시된 바와 같이 각각 24 kHz 및 48 kHz에서 전력 스펙트럼의 스위핑되지 않고 그러므로 날카로운 라인들은 24 kHz로 진폭 변조의 결과들이고 고압 방전 램프에서 컬러 혼합 모드를 유발한다. 0 kHz에서의 라인은 램프에서 변환되는 평균 전력에 대응한다.
마이크로제어기에서 주파수 변조의 디지털 구현의 바람직한 실시예는 하기에 서 보다 상세히 도시되지만, 각각의 직접적인 소프트웨어 구현은 또한 원하는 목표를 발생시킨다:
주파수 변조된 신호는 일반적으로 다음과 같이 표현된다:
Figure 112009048608885-pct00003
여기서 Ue(t)는 하프-브리지에 대한 입력 신호를 나타낸다;
Uo는 하프-브리지 회로에 대한 공급 전압이고, 상기 공급 전압은 일반적으로 소위 중간 회로 전압이다;
fc는 캐리어 주파수이고, 이 애플리케이션에서 상기 캐리어 주파수는 통상적으로 제 1 주파수(f1 = 45 kHz) 및 제 2 주파수(f2 = 55 kHz) 사이에서 스위핑되고, 여기서 상기 스위핑에 대한 캐리어 주파수의 조절은 대략 100 Hz의 요구된 반복 레이트가 애플리케이션에서 고정된 것으로 고려될 수 있기 때문에 현 고려 사항에서 중요하지 않고; 그리고 fmod는 변조 주파수이며, 이 애플리케이션에서 상기 변조 주파수는 통상적으로 24 kHz이다.
외부 사인 함수에 대한 프리팩터(prefactor)(2/π)는 하프-브리지에서 전자 스위치들에 대해 구동하는 일반적으로 구형파의 수정을 위한 형태(form) 팩터이다.
인수를 유도함으로써
Figure 112009048608885-pct00004
순시 주파수(f(t))는
Figure 112009048608885-pct00005
로 얻어지거나,
Figure 112009048608885-pct00006
로 쓰여질 수 있다.
만약 변조도(m=to/Tc = to)(degree of modulation)이면, fc는 대체되고, 여기서 to는 실제 애플리케이션에서 목표된 변조도의 레벨에 따라 0 내지 Tc 일 수 있는 변조 사이클 내에서 제어 신호의 최대 오프셋이고, 주파수 변조는 다음과 같이 다시 쓰여질 수 있다.
Figure 112009048608885-pct00007
fc를 인수 분해하는 것은 다음 방정식을 제공한다.
Figure 112009048608885-pct00008
이것은 마이크로제어기의 소프트웨어에 의하여 쉽게 변환될 수 있는 시간 또는 위상 변조 형태의 주파수 변조 표현이다.
Ue(t)의 스펙트럼 분석은 일반적으로 폐쇄 형태에서 가능하지 않다. 그러므로 통상적인 근사화 솔루션들과 함께 작동하거나 수치 시뮬레이션 방법들에 대한 리소스를 가지는 것이 필요하고, 이것은 양쪽 경우들에서 동일한 결과를 제공한다.
베셀 계수들로서 Jn(m)을 가진 베셀 시리즈(Bessel series)를 제공하기 위한 Ue(t)의 분석은 제 1 항들만이 고려될 때 다음 표현을 발생시킨다:
Figure 112009048608885-pct00009
m<1에 대해, 다음은 진실이다: Jo(m) = 1-m2/4 = 1; J1(m) = m/2; J2(m) = m2/4.
따라서, 다음은 Ue(t)에 대해 발생한다:
Figure 112009048608885-pct00010
그러므로 Ue(t)는 3개의 항들을 포함한다:
제 1 항은 주파수(fc)에서 순수 캐리어 신호에 대응하고;
제 2 항은 주파수(fc)에서 그것의 캐리어 없이 주파수들(fc+fmod) 및 (fc-fmod)에서 두 개의 순수 측대역들에 대응하고;
제 3 항은 캐리어 주파수(fc) 없이 주파수들(fc+2fmod) 및 (fc-2fmod)에서 낮은 세기를 가진 두 개의 순수 측대역들에 대응한다.
그러므로 일정한 진폭 및 일정 변조 주파수의 주파수 변조된 입력 신호 진폭 스펙트럼은 신호 톤(FM)(tone) 특성에 대응한다. 상기 스펙트럼은 주파수(fc)에서의 캐리어 신호이고, 상기 캐리어 신호의 측대역들은 간격들(fmod)(2fmod 내지 nfmod)을 두고 나타나지만 이들 측대역들의 세기는 베셀 계수들(Jn(m))에 따라 감소한다.
공진 회로의 필터 특성은 첫 번째로 공진 회로에 의해 커버된 요구된 주파수 범위가 목표된 변조 깊이에 대응하여 전송되고, 두 번째로 단일 톤(FM)에 의해 생성된 보다 높은 차수 측대역들이 많이 필터되도록 하기 위해 주로 100 kHz에 비해 비교적 높은 주파수들에 대한 댐핑이 충분하고, 즉 궁극적으로 제 1 차수의 두 개의 측대역들만이 26 kHz 및 76 kHz에서 사용되도록 설계될 필요가 있다.
일반적으로, 진폭 스펙트럼이 종래 기술에서 공지된 "통상적인" 진폭 공진 변조의 경우 및 본 발명에 따른 "주파수 변조"의 경우에서 램프에 있는 회로의 입력부 및 공진 회로의 출력부에서 동일하다는 것이 주의되어야 한다.
그러나, 공진 회로의 입력에서 전력 스펙트럼은 종래 기술로부터 공지된 "통상적인" 진폭 변조의 경우 램프의 공진 회로 출력에서의 전력 스펙트럼만 동일하다.
본 발명에 따른 절차로 인해, 공진 회로 입력부에서의 전력 스펙트럼은 공진 회로의 출력부의 전력 스펙트럼과 동일하지 않다.
계산된 스펙트럼에서, 간략화를 위해 기본 주파수만이 고려되고, 구형파 구동 신호들로부터의 보다 높은 차수의 고조파들은 도시되지 않는다. 스펙트럼 범위들의 확장은 대략 100 Hz의 스위핑 반복 레이트에서 통상적으로 45 kHz 내지 55 kHz에서 느리게 커버되는 스위핑 범위로부터 발생한다.
도 4a는 계산된 진폭 스펙트럼을 도시하고, 도 4d는 주파수 변조 하프-브리지 입력 신호(도 6 참조)의 연관된 측정된 진폭 스펙트럼을 도시한다. 주파수(fc) 및 주파수들(fc+fmod 및 fc-fmod)에서의 성분들은 명확하게 도시된다. 도 4b는 하프-브리지 입력부에서의 신호의 계산된 전력 스펙트럼을 도시하고, 도 4e는 연관된 계산된 전력을 도시한다. 명확하게 알 수 있는 바와 같이, 24 kHz에 단일 변조 라인이 없다. 도 4c는 하프-브리지 입력 신호의 시간 프로파일을 도시한다. 이미 주의된 바와 같이, UM은 Ue에 비례한다.
도 5a는 계산된 진폭 스펙트럼을 도시하고, 도 5c는 램프에서 출력 신호(Ua(t))의 연관된 측정된 진폭 스펙트럼(Ua(f))을 도시한다.
도 5b는 램프에서 게산된 전력 스펙트럼(Pa(f))을 도시하고, 도 5d는 램프에서 연관된 측정된 전력 스펙트럼을 도시한다. 전력 스펙트럼에서 도시된 좁은 스펙트럼 라인들은 날카로운 개별 변조 라인들을 가리킨다.
50%까지의 변조 깊이들은 부하 회로의 필터 특성을 설계함으로써 달성될 수 있다.
중간 결과로서 고압 방전 램프의 동작을 위한 목표된 변조가 단순히 임의의 부가적인 전자 전력 부품들 없이, 마이크로제어기에 의해 하프-브리지의 전자 스위치들에 대한 구동 신호들을 바탕으로 형성될 수 있다는 것이 확립될 수 있다.
도 6은 본 발명에 따른 회로 어레인지먼트의 예시적인 실시예를 도시한다. 이 경우, 소위 램프 인버터(10)는 하프-브리지 어레인지먼트 내 제 1 스위치(S1) 및 제 2 스위치(S2)를 포함하는 인버터(12)를 포함하고, 상기 스위치들은 각각 전 압(Ue1 및 Ue2)에 의해 제어 입력들을 통해 구동되고, 여기서 Ue1 및 Ue2는 항상 서로에 대해 상보적이고 입력 신호(Ue(t))에 의해 신호들의 측면에서 표현될 수 있다.
램프 인버터(10)는 인덕터(L1) 및 캐패시터(C1)를 포함하는 부하 회로 또는 공진 회로(14)를 더 포함한다. 하프-브리지 어레인지먼트는 일반적으로 소위 중간 회로 전압을 나타내는 공급 전압(Uo)에 의해 전압이 공급된다.
도시된 예시적인 실시예에서, 전압들(Ue1 및 Ue2)이 구동기 회로(16)를 통하여 유도되는 램프 인버터(10)의 입력 신호(Ue)는 마이크로제어기(18)에 의해 이용 가능해진다. 이 경우, 마이크로제어기(18)의 엘리먼트들이 별개로 설계될 수 있다는 사실이 참조된다. 마이크로제어기(18)에서, 전압(UR2), 즉 전압 분할기(R1,R2)의 저항기(R2) 양단 전압 강하값은 상기 마이크로제어기의 입력부(20)를 통해 공급된다.
전압(UR2)은 램프(La)의 전압(Ua)과 비례하고 램프 전압의 진폭 및 진폭 변조도를 측정하게 한다. 전압(UR2)은 첫 번째로 출력 전압(Ua)의 평균 값에 비례하는 전압(UP)을 생성하기 위하여 캐패시터(CP) 및 저항기(RP)를 포함하는 저역 통과 필터에 공급된다.
두 번째로, 전압(UR2)은 고역 통과 필터 네트워크(22)에 공급되고 다이오드 에서 정류되고, 그 결과 현재 변조도(Δact)는 형성된다. 변조도의 현재 값은 mact = ΔUact/UP에 의해 두 개의 측정된 변수들로부터 결정될 수 있다.
변조도의 세트포인트 값(mset)은 인터페이스(24)를 통해 입력될 수 있다. 이런 세트포인트 값은 곱셈기(26)에서 UP에 의해 곱셈되고 그러므로 ΔUact는 상기 곱셈기의 출력부에 제공된다. 제어기(28)는 ΔUact = ΔUsct이도록 폐루프 제어를 수행한다.
그 다음, 제어된 변수는 변조도를 위한 조정된 변수로서 제어기(28)의 출력에 제공되고 블록(30)에 공급된다. 이 블록(30)은 24 kHz 생성기(32)로부터 주파수(fmod = 24 kHz)의 사인 신호를 수신한다. 진폭이 폐루프 제어되고 목표된 변조도(mset)에 대응하는 24 kHz 신호는 블록(30)의 출력부에서 제공된다.
100 Hz 스위핑 신호는 주파수 생성기(34)를 통해 톱니파 신호로서 생성된다. 톱니파 스위핑 신호 및 제어된 진폭을 가진 24 kHz 신호 모두는 주파수 생성기(36)에서 이용된다. 이런 주파수 생성기는 두 개의 입력 신호들, 즉 입력부(38)에서의 톱니파 스위핑 신호 및 입력부(40)에서의 진폭 제어(fmod) 신호를 처리하여, 신호(Ue)를 제공하고, 결과적으로 상기 신호(Ue)는 fmod의 사인 클럭 타이밍으로 주파수 변조되었고 fmod와 비교하여 상기 신호(Ue)의 평균 주파수는 스위핑 제어 신호의 100 Hz 클럭 타이밍으로 보다 느리게 톱니파 형태로 조절된다.
당업자에게 명확한 바와 같이, 하프-브리지로부터 발생하는 DC 성분을 차단하기 위해 사용된 결합 캐패시터(CLa)는 예를 들어 램프 인덕터(L1) 및 램프(La) 사이, 램프(La) 및 전압(Uo)에 대한 접속 단자 사이, 등등의 다른 지점에 설치될 수 있다. 또한, 출력 회로에 트랜스포머를 가진 실시예는 마찬가지로 만약 램프의 DC 분리가 목표되면 가능하다.
도 7a 내지 7c 및 도 8은 본 발명의 4개의 다른 변수들에 따른 전압(Ue)의 생성을 도시한다.
각각의 곡선 a)은 이 경우 24 kHz인 주파수(fmod)를 가진 구형파 신호를 나타낸다. 각각의 곡선 b)에 따르면, 첫 번째로 삼각형 파형 신호는 마이크로제어기의 구형파 신호로부터 유도되고 사인파 신호는 상기 삼각형 파형 신호로부터 유도된다; 각각의 곡선 c)를 참조하라. 4개의 변형들은 50 kHz 신호에 대해 곡선들 e) 및 f)에서 다르고, 즉 3개의 곡선들의 경우 스위핑된 캐리어 주파수의 평균 주파수는 곡선 d)로서 도시되고, 상기 곡선 d)는 목표된 신호들을 생성할 때 더 중요하다. 곡선 e)는 5 V 레벨에서 하프-브리지 유도 신호로서 각각의 전압(Ue(t))을 나타내고, 각각의 곡선 f)은 대략 500 V 레벨인 하프-브리지 중심점(M)으로서 전압(UM)을 나타내고, 곡선 e)와 동일한 형태를 가진다.
도 7a 내지 7c는 펄스 폭 변조 모듈이 사용되는 실시예들을 도시하고, 상기 펄스 폭 변조 모듈의 클럭 입력부는 제 1 주파수와 제 2 주파수 사이에서 스위핑되 는 클럭에 대한 소스에 결합되고, 상기 펄스 폭 변조 모듈의 변조 입력부는 변조 주파수에 있는 신호에 대한 소스에 결합되고, 구동 회로(18)는 변조 주파수에 있는 신호, 특히 변조 주파수에 있는 신호의 순시 값에 따라, 제 1 주파수와 제 2 주파수 사이에서 스위핑되는 신호의 펄스 폭을 변조하도록 설계된다.
도 7a는 비등거리 샘플링의 예를 도시한다. 이 경우, 주파수(fc)를 가진 스위핑된 신호의 펄스 폭은 주기적 변조 신호(fmod)의 순시 값에 대응하는 각각의 에지 변화 후 설정된다, 곡선 c) 참조. 그러므로 변조 신호의 낮은 진폭(곡선 c))은 작은 펄스 폭을 발생시키고, 변조 신호의 높은 진폭은 큰 펄스 폭을 발생시킨다. 일단 대응 펄스 폭이 경과되면, 다음 펄스 폭은 사인 신호의 현재 순시 값에 따라 고정된다, 곡선 c) 참조.
도 7b에 도시된 변형에 따르면, 구동 회로(18)는 미리 결정할 수 있는 시간에서, 특히 등거리 시간 간격을 가진 시간들에서, 변조 주파수에 있는 신호의 순시 값이 결정되고, 결정된 순시 값에 대응하여 스위핑된 클럭의 순시 펄스 폭이 길어지거나 짧아지는 방식으로, 변조 주파수에 있는 신호의 순시 값에 따라 제 1 주파수와 제 2 주파수 사이에서 스위핑되는 클럭의 펄스 폭을 변조하기 위해 설계된다. 이 경우, 샘플링 레이트가 보다 높게 선택될수록, 주파수 변조가 펄스 폭 변경에 의해 보다 정확하게 도입될 수 있지만, 마이크로제어기는 보다 자주 클럭 아웃(clock out)될 필요가 있고, 그 결과 몇몇 지점에서 사양에 의해 미리 결정된 한계는 자연적으로 도달된다. 그러므로, 실제로 바람직하게 2fc의 샘플링 레이트만이 사용되고, 이것은 정확도 측면에서 24 kHz 사인 신호(4배 오버샘플링됨)를 50 kHz 클럭(2배 오버샘플링됨)으로 변조하기 위하여 충분하다.
만약 2fc에서 정확하게 변조된 스위핑된 클럭 동기 샘플링이 사용되면, 주파수(fc)에서 클럭 타이밍으로 신호를 쓰기 위한 샤논(Shannon) 기준은 항상 유지되고 특히 이런 관점에서 바람직하다.
도 7b는 등거리 샘플링의 경우 시간 프로파일들을 도시한다: 주파수(fc)를 가진 주파수 변조 신호의 펄스 폭은 주기적 변조 신호(fmod)의 순시 값에 대응하는 이 경우 50 kHz에서 충분히 큰 마스터 신호의 클럭 타이밍으로 등거리적으로 설정된다, 곡선 c) 참조. 이 경우, 전압(Ue)의 프로파일, 즉 곡선 e)는 다음과 같이 결정된다: 곡선 d)의 마스터 신호의 각각의 상승 및 하강 에지에서, 사인 신호의 순시 값(곡선 c))은 결정되고 신호(Ue)를 형성하기 위해 사용된다(곡선 e).
도 7c는 제 1 구동 신호 및 제 2 구동 신호에서, 상승 에지 및 펄스 중심 양쪽이 제 1 주파수와 제 2 주파수 사이에서 스위핑되는 변조되지 않은 클럭과 관련하여 변조 주파수의 클럭 타이밍으로 인해 시프트되는 실시예를 도시한다. 이 경우, 주파수 변조 신호의 에지 상승(곡선 e)은 주기적 변조 신호(fmod)의 순시 값에 대응하는(곡선 c)) 충분히 큰 마스터 신호(곡선 d))의 클럭 타이밍으로 등거리적으로 시프트된다. 그 다음, 펄스 폭은 펄스 중심이 변조되지 않은 펄스에 관련하여 절대 값 측면에서 1/2까지 시프트되도록 이런 대표적인 변조 값에 대응하여 계산된 다.
도 8은 구동 회로가 위상 시프트 모듈을 포함하는 실시예를 도시하고, 상기 위상 시프트 모듈의 클럭 입력부는 제 1 주파수와 제 2 주파수 사이에서 스위핑되는 클럭에 대한 소스에 결합되고, 상기 위상 시프트 모듈의 변조 입력부는 제 3 주파수에서의 신호에 대한 소스에 결합되고, 구동 회로는 변조 주파수 신호, 특히 변조 주파수에 있는 신호의 순시 값에 따라 제 1 주파수와 제 2 주파수 사이에서 스위핑되는 신호의 시작 에지를 시프트하도록 설계된다.
도 8에 도시된 바와 같이, 주파수 변조 신호의 에지 상승 및 에지 하강(곡선 e))은 이 경우 주기적 변조 신호(fmod)의 순시 값에 대응하는(곡선 c)) 충분히 큰 마스터 신호의 클럭 타이밍으로 등거리적으로 시프트된다.
도 9는 본 발명이 사용되는 검사 셋업을 가진 다른 신호들의 측정된 시간 프로파일들을 도시한다. 이 경우, 부하 회로의 출력에서 전압, 즉 램프가 구동되는 전압은 지속 모드에서 측정되었다. 곡선 a)는 변조 신호의 시간 프로파일을 도시하고, 곡선 b)는 공진 회로의 입력부에서, 즉 하프-브리지 어레인지먼트의 중심점(M)에서 주파수 변조된 구형파 신호를 도시하고, 곡선 c)는 공진 회로의 출력부에서 램프(La)의 전압(Ua)을 도시한다. 주파수(fmod)를 이용한 진폭 변조는 명확하게 도시될 수 있다.

Claims (23)

  1. 고압 방전 램프(La)를 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트(arrangement)로서,
    하프-브리지 어레인지먼트 내의 적어도 하나의 제 1 전자 스위치(S1) 및 제 2 전자 스위치(S2);
    DC 전압 신호(Uo)를 상기 하프-브리지 어레인지먼트에 공급하기 위한 공급 전압 단자;
    램프 인덕터(L1)를 포함하고 첫 번째로 상기 하프-브리지 중심점에 결합되고 두 번째로 상기 고압 방전 램프(La)와 접속하기 위한 적어도 하나의 단자에 결합된 부하 회로(14); 및
    상기 제 1 전자 스위치(S1) 및 상기 제 2 전자 스위치(S2)에 적어도 하나의 제 1 구동 신호 및 제 2 구동 신호를 제공하기 위한 구동 회로(18)
    를 포함하고,
    상기 구동 회로(18)는, 상기 구동 회로의 클럭이 먼저 제 1 주파수와 제 2 주파수(f1,f2) 사이에서 스위핑(sweep)되는 방식으로, 상기 제 1 구동 신호 및 상기 제 2 구동 신호를 제공하도록 설계되고,
    상기 구동 회로(18)는 미리 결정할 수 있는 제 3 주파수(fmod)로 상기 제 1 구동 신호 및 제 2 구동 신호를 변조하도록 추가로 설계되고, 상기 미리 결정할 수 있는 제 3 주파수로의 상기 변조는 단일 톤 주파수 변조이고, 그 결과 상기 제 1 구동 신호 및 제 2 구동 신호의 진폭 스펙트럼에서, 적어도 하나의 제 1 스펙트럼 라인, 제 2 스펙트럼 라인 및 제 3 스펙트럼 라인이 나타나고, 상기 제 1 스펙트럼 라인은 상기 스위핑된 클럭의 순시 주파수에 대응하고, 상기 제 2 스펙트럼 라인 및 제 3 스펙트럼 라인은 절대값 측면에서 상기 제 1 스펙트럼 라인에 대해 대칭으로 상기 미리 결정할 수 있는 제 3 주파수(fmod)에 관련하여 간격을 두고 나타나고, 상기 고압 방전 램프(La)와 접속하기 위한 단자에서의 전력 신호는 전력 스펙트럼 측면에서 상기 미리 결정할 수 있는 제 3 주파수(fmod)에서의 스펙트럼 라인을 가지는,
    회로 어레인지먼트.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 구동 회로(18)는 제어된 발진기를 포함하는,
    회로 어레인지먼트.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 구동 회로(18)는 펄스 폭 변조 모듈을 포함하고, 상기 펄스 폭 변조 모듈의 클럭 입력부는 상기 제 1 주파수와 제 2 주파수 사이에서 스위핑되는 클럭에 대한 소스에 결합되고, 상기 펄스 폭 변조 모듈의 변조 입력부는 상기 제 3 주파수(fmod)에서의 신호에 대한 소스에 결합되고, 상기 구동 회로(18)는 상기 제 3 주파수에서의 상기 신호의 함수로써 상기 제 1 주파수와 제 2 주파수 사이에서 스위핑되는 상기 신호의 펄스 폭을 변조하도록 설계되는,
    회로 어레인지먼트.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 구동 회로(18)는, 미리 결정할 수 있는 시간들에서, 상기 제 3 주파수에서의 상기 신호의 상기 순시 값이 결정되고 상기 결정된 순시값에 대응하여 상기 스위핑된 클럭의 순시 펄스 폭이 길어지거나 짧아지는 방식으로, 상기 제 3 주파수(fmod)에서의 상기 신호의 순시 값의 함수로써 상기 제 1 주파수와 제 2 주파수 사이에서 스위핑되는 상기 클럭의 펄스 폭을 변조하도록 설계되는,
    회로 어레인지먼트.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 제 1 구동 신호 및 상기 제 2 구동 신호에서, 상승 에지 및 펄스 중심 둘 다는 상기 제 1 주파수와 제 2 주파수 사이에서 스위핑되는 변조되지 않은 클럭에 대하여 상기 제 3 주파수(fmod)의 클럭 타이밍으로 시프트되는,
    회로 어레인지먼트.
  6. 제 2 항에 있어서,
    상기 구동 회로(18)는 위상 시프트 모듈을 포함하고, 상기 위상 시프트 모듈의 클럭 입력부는 상기 제 1 주파수와 제 2 주파수 사이에서 스위핑되는 클럭에 대한 소스에 결합되고, 상기 위상 시프트 모듈의 변조 입력부는 상기 제 3 주파수(fmod)에서의 신호에 대한 소스에 결합되고, 상기 구동 회로(18)는 상기 제 3 주파수(fmod)에서의 상기 신호의 함수로써 상기 제 1 주파수와 제 2 주파수 사이에서 스위핑되는 신호의 시작 에지 및 종료 에지를 시프트하도록 설계되는,
    회로 어레인지먼트.
  7. 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 클럭 주파수는 150 kHz 미만인,
    회로 어레인지먼트.
  8. 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제 3 주파수(fmod)는 50 kHz 미만인,
    회로 어레인지먼트.
  9. 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 스위핑 주파수는 50 Hz 및 500 Hz 사이인,
    회로 어레인지먼트.
  10. 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    단지 하나의 제 1 전자 스위치(S1) 및 하나의 제 2 전자 스위치(S2)는 상기 하프-브리지 어레인지먼트에 제공되는,
    회로 어레인지먼트.
  11. 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 회로 어레인지먼트는 제 3 전자 스위치 및 제 4 전자 스위치를 더 포함하고, 상기 제 1 전자 스위치, 상기 제 2 전자 스위치, 상기 제 3 전자 스위치 및 상기 제 4 전자 스위치는 풀 브리지 어레인지먼트에 접속되고, 상기 구동 회로(18)는 상기 제 1 전자 스위치 및 상기 제 2 전자 스위치에 대한 상기 구동 신호들에 대응하는 상기 제 3 전자 스위치 및 상기 제 4 전자 스위치에 대한 구동 신호들을 제공하도록 설계되는,
    회로 어레인지먼트.
  12. 회로 어레인지먼트를 사용하여 고압 방전 램프(La)를 동작시키기 위한 방법으로서,
    상기 회로 어레인지먼트는 하프-브리지 어레인지먼트 내에 적어도 하나의 제 1 전자 스위치(S1) 및 제 2 전자 스위치(S2), DC 전압 신호를 상기 하프-브리지 어레인지먼트에 공급하기 위한 공급 전압 단자, 램프 인덕터를 포함하고 첫 번째로 상기 하프-브리지 중심점에 결합되고 두 번째로 상기 고압 방전 램프(La)를 접속하기 위한 적어도 하나의 단자에 결합된 부하 회로, 및 적어도 하나의 제 1 구동 신호 및 제 2 구동 신호를 상기 제 1 전자 스위치(S1) 및 상기 제 2 전자 스위치(S2)에 제공하기 위한 구동 회로(18)를 가지며,
    상기 구동 회로(18)는, 상기 구동 회로의 클럭이 우선 제 1 주파수와 제 2 주파수 사이에서 스위핑되는 방식으로 상기 제 1 구동 신호 및 상기 제 2 구동 신호를 제공하도록 설계되고,
    상기 고압 방전 램프를 동작시키기 위한 방법은,
    상기 고압 방전 램프(La)와 접속하기 위한 단자에서의 전력 신호가 전력 스펙트럼 측면에서 미리 결정할 수 있는 제 3 주파수(fmod)에서의 스펙트럼 라인을 가지는 방식으로 상기 미리 결정할 수 있는 제 3 주파수(fmod)로 상기 제 1 구동 신호 및 제 2 구동 신호의 단일-톤 주파수 변조를 구현하는 단계를 포함하는,
    고압 방전 램프를 동작시키기 위한 방법.
  13. 삭제
  14. 삭제
  15. 삭제
  16. 제 2 항에 있어서,
    상기 구동 회로(18)는 펄스 폭 변조 모듈을 포함하고, 상기 펄스 폭 변조 모듈의 클럭 입력부는 상기 제 1 주파수와 제 2 주파수 사이에서 스위핑되는 클럭에 대한 소스에 결합되고, 상기 펄스 폭 변조 모듈의 변조 입력부는 상기 제 3 주파수(fmod)에서의 신호에 대한 소스에 결합되고, 상기 구동 회로(18)는 상기 제 3 주파수에서의 상기 신호의 순시 값의 함수로써 상기 제 1 주파수와 제 2 주파수 사이에서 스위핑되는 상기 신호의 펄스 폭을 변조하도록 설계되는,
    회로 어레인지먼트.
  17. 제 3 항에 있어서,
    상기 구동 회로(18)는 등거리 시간 간격을 가진 시간들에서, 상기 제 3 주파수에서의 상기 신호의 상기 순시 값이 결정되고 상기 결정된 순시값에 대응하여 상기 스위핑된 클럭의 순시 펄스 폭이 길어지거나 짧아지는 방식으로, 상기 제 3 주파수(fmod)에서의 상기 신호의 순시 값의 함수로써 상기 제 1 주파수와 제 2 주파수 사이에서 스위핑되는 상기 클럭의 펄스 폭을 변조하도록 설계되는,
    회로 어레인지먼트.
  18. 제 2 항에 있어서,
    상기 구동 회로(18)는 위상 시프트 모듈을 포함하고, 상기 위상 시프트 모듈의 클럭 입력부는 상기 제 1 주파수와 제 2 주파수 사이에서 스위핑되는 클럭에 대한 소스에 결합되고, 상기 위상 시프트 모듈의 변조 입력부는 상기 제 3 주파수(fmod)에서의 신호에 대한 소스에 결합되고, 상기 구동 회로(18)는 상기 제 3 주파수에서의 상기 신호의 순시 값의 함수로써 상기 제 1 주파수와 제 2 주파수 사이에서 스위핑되는 신호의 시작 에지 및 종료 에지를 시프트하도록 설계되는,
    회로 어레인지먼트.
  19. 제 7 항에 있어서,
    상기 클럭 주파수는 30 및 90 kHz 사이인,
    회로 어레인지먼트.
  20. 제 7 항에 있어서,
    상기 클럭 주파수는 40 및 60 kHz 사이인,
    회로 어레인지먼트.
  21. 제 8 항에 있어서,
    상기 제 3 주파수(fmod)는 20 및 35 kHz 사이인,
    회로 어레인지먼트.
  22. 제 9 항에 있어서,
    상기 스위핑 주파수는 80 Hz 및 200 Hz 사이인,
    회로 어레인지먼트.
  23. 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 회로 어레인지먼트는 제 3 전자 스위치 및 제 4 전자 스위치를 더 포함하고, 상기 제 1 전자 스위치, 상기 제 2 전자 스위치, 상기 제 3 전자 스위치 및 상기 제 4 전자 스위치는 풀 브리지 어레인지먼트에 접속되고, 상기 구동 회로(18)는 상보적인 방식으로 상기 제 1 전자 스위치 및 상기 제 2 전자 스위치에 대한 상기 구동 신호들에 대응하는 상기 제 3 전자 스위치 및 상기 제 4 전자 스위치에 대한 구동 신호들을 제공하도록 설계되는,
    회로 어레인지먼트.
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Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN202423217U (zh) * 2010-02-24 2012-09-05 皇家飞利浦电子股份有限公司 Hid照明系统
DE102010028921A1 (de) 2010-05-12 2011-11-17 Osram Gesellschaft mit beschränkter Haftung Verfahren zum Betrieb einer Hochdruckentladungslampe auf der Basis eines niederfrequenten Rechteckbetriebs und einem teilweisen Hochfrequenten Betrieb zur Bogenstabilisierung und zur Farbdurchmischung
US9192035B2 (en) * 2012-07-17 2015-11-17 General Electric Company Relamping circuit
US10284257B2 (en) 2013-07-09 2019-05-07 Viavi Solutions Inc. Non-disruptive sweep measurement using coherent detection
US10264663B1 (en) * 2017-10-18 2019-04-16 Lam Research Corporation Matchless plasma source for semiconductor wafer fabrication
CN112087843B (zh) * 2019-06-13 2023-05-23 广州彩熠灯光股份有限公司 一种可调频的卡侬信号板

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6489731B1 (en) 2001-07-27 2002-12-03 Koninklijke Philips Electronics N.V. Power supply and/or ballast system controlled by desired load power spectrum
WO2003017736A1 (en) 2001-08-15 2003-02-27 Koninklijke Philips Electronics N.V. Method for operating a hid lamp using duty cycle modulation
WO2003024161A1 (en) 2001-07-30 2003-03-20 Koninklijke Philips Electronics N.V. Reducing color segregation in hid lamps
US20030117086A1 (en) 2001-12-21 2003-06-26 Koninklijke Philips Electronics N.V. Use of arc straightening in HID lamps operated at VHF frequencies

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5569984A (en) * 1994-12-28 1996-10-29 Philips Electronics North America Corporation Method and controller for detecting arc instabilities in gas discharge lamps
US5952794A (en) * 1997-10-02 1999-09-14 Phillips Electronics North America Corportion Method of sampling an electrical lamp parameter for detecting arc instabilities
US6680582B1 (en) * 2000-10-06 2004-01-20 Koninklijke Philips Electronics N.V. System and method for employing pulse width modulation for reducing vertical segregation in a gas discharge lamp
US6459214B1 (en) * 2001-04-10 2002-10-01 General Electric Company High frequency/high power factor inverter circuit with combination cathode heating
US6919696B2 (en) * 2001-07-19 2005-07-19 Koninklijke Philips Electronics N.V. Device for operating a high-pressure discharge lamp
AU2003283756A1 (en) * 2003-01-14 2004-08-10 Koninklijke Philips Electronics N.V. Circuit arrangment
DE10333820A1 (de) 2003-07-24 2005-02-17 Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens einer Hochdruckentladungslampe
DE102004004828A1 (de) * 2004-01-30 2005-08-18 Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH Betriebsverfahren für den Resonanzbetrieb von Hochdrucklampen im longitudinalen Mode und zugehöriges System und EVG
DE102004017479A1 (de) * 2004-04-08 2005-10-27 Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH EVG mit Resonanzanregung zur Übernahmespannungserzeugung
DE102005025155A1 (de) * 2005-06-01 2006-12-07 Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH Hochdrucklampe und zugehöriges Betriebsverfahren für den Resonanzbetrieb von Hochdrucklampen im longitudinalen Mode und zugehöriges System
DE102005028417A1 (de) * 2005-06-20 2006-12-28 Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH Vorrichtung zum Bereitstellen einer sinusförmig amplitudenmodulierten Betriebsspannung, Beleuchtungssystem und Verfahren zum Erzeugen einer amplitudenmodulierten Spannung

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6489731B1 (en) 2001-07-27 2002-12-03 Koninklijke Philips Electronics N.V. Power supply and/or ballast system controlled by desired load power spectrum
WO2003024161A1 (en) 2001-07-30 2003-03-20 Koninklijke Philips Electronics N.V. Reducing color segregation in hid lamps
WO2003017736A1 (en) 2001-08-15 2003-02-27 Koninklijke Philips Electronics N.V. Method for operating a hid lamp using duty cycle modulation
US20030117086A1 (en) 2001-12-21 2003-06-26 Koninklijke Philips Electronics N.V. Use of arc straightening in HID lamps operated at VHF frequencies

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