JP2008077808A - 光半導体装置、その制御方法及び光ピックアップ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高周波帯域においても、後段の信号処理回路に信号を精度良く伝達することができる、受光増幅を行う光半導体装置を提供する。
【解決手段】本発明に係る光半導体装置は、信号処理回路にケーブルを介して信号を出力する光半導体装置１００であって、受光した光を光電流に変換する受光素子１１１、１２１、１３１及び１４１と、受光素子１１１、１２１、１３１及び１４１の光電流を電圧に変換する電流電圧変換アンプ１１０、１２０、１３０及び１４０と、電流電圧変換アンプ１１０、１２０、１３０及び１４０が変換した電圧を加算し、加算した電圧を出力する加算アンプ１５０と、電流電圧変換アンプ１１０、１２０、１３０及び１４０が変換した電圧及び加算アンプ１５０が出力した電圧のうち、１以上の電圧をデジタル信号に変換し、デジタル信号を、ケーブルを介して信号処理回路に出力するデジタル化部１６０とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、光半導体装置、その制御方法及び光ピックアップ装置に関し、特に、信号処理回路にケーブルを介して信号を出力する光半導体装置に関する。

近年、光半導体集積回路装置の高機能化、及び高速化に伴って、受光増幅を行う光半導体装置の出力と後段の信号処理回路の入力との間のインターフェイスに用いられるフレキシブルプリント配線板（以降ＦＰＣと呼ぶ）特有の周波数特性が、光半導体装置から信号処理回路へ伝送される信号の周波数帯域に影響を及ぼしている。これにより、光半導体装置の出力信号を精度良く後段の信号処理回路へ伝達することが課題となってきている。

光ピックアップ装置は、ＣＤ（Compact Disc）、ＤＶＤ（Digital Versatile Disc）、ＢＤ（Blu-ray Disc）及びＨＤ−ＤＶＤ（High Definition DVD）の各々に使用されるレーザ光を光ディスク媒体へ照射するレーザ発生器と、反射光を受光増幅する光半導体装置とを備える。光半導体装置は、受光した光を光電流に変換する複数の受光素子と、受光素子からの光電流を電圧に変換して出力する数チャンネルのアンプとを備える。

また、ＣＤは赤外レーザ、ＤＶＤは赤色レーザ、ＢＤ及びＨＤ−ＤＶＤは青紫色レーザが光源として使用される。近年では赤外と赤色との２つの波長をモノリシックに形成した２波長レーザ発生器が普及している。２波長レーザ発生器は、各々の波長のレーザの発光位置が決められた間隔で配置され、光軸が２系統になる。よって、反射光を受光する受光側もそれぞれの波長に対応する専用の受光素子及び増幅回路を形成する必要がある。これにより、同一半導体基板上に形成されるアンプのチャンネル数が増加している。

また、ＢＤ及びＨＤ−ＤＶＤを含めた３波長に対応するためには、さらに受光側に専用の受光素子を追加され、さらにアンプのチャンネル数は増加する。

例えば、光ディスク媒体からの反射光を複数の受光素子で受光する光ピックアップ装置として、特許文献１記載の光半導体装置が知られている。特許文献１記載の光半導体装置は、フォーカスエラー信号、トラッキングエラー信号及びＲＦ信号を電圧信号として出力する。

以下、図１３を参照しながら特許文献１に示される光半導体装置について説明する。
図１３は、特許文献１記載の従来の光半導体装置の構成を示す図である。図１３に示す従来の光半導体装置は、受光素子ａ１〜ａ４、Ａ１〜Ａ４、Ｅ及びＦと、電流電圧変換アンプ１０ａ〜１０ｆと、加算アンプ１１と、アンプ１２ａ及び１２ｂとを備える。受光素子ａ１〜ａ４は、ＤＶＤに用いられる赤色レーザを受光する受光素子であり、受光素子Ａ１〜Ａ４は、ＣＤに用いられる赤外レーザを受光する受光素子である。電流電圧変換アンプ１０ａは、受光素子ａ１またはＡ１の光電流を電圧に変換し、フォーカスエラー信号ＦＥ１を出力する。同様に、電流電圧変換アンプ１０ｂは、受光素子ａ２またはＡ２の光電流を電圧に変換し、フォーカスエラー信号ＦＥ２を出力する。電流電圧変換アンプ１０ｃは、受光素子ａ３またはＡ３の光電流を電圧に変換し、フォーカスエラー信号ＦＥ３を出力する。電流電圧変換アンプ１０ｄは、受光素子ａ４またはＡ４の光電流を電圧に変換し、フォーカスエラー信号ＦＥ４を出力する。また、電流電圧変換アンプ１０ｅは、受光素子Ｅの光電流を電圧に変換し、アンプ１２ａを介して、トラッキングエラー信号ＴＥ１を出力する。同様に、電流電圧変換アンプ１０ｆは、受光素子Ｆの光電流を電圧に変換し、アンプ１２ｂを介して、トラッキングエラー信号ＴＥ２を出力する。また、加算アンプ１１は、４チャンネルのフォーカスエラー信号ＦＥ１〜ＦＥ４を加算して、ＲＦ信号を出力する。

ここで、受光増幅を行う光半導体装置の出力と後段の信号処理回路の入力との間のインターフェイスに用いられるＦＰＣの配線は、その配線自体のインダクタンス、及び各配線間の寄生容量があるため、ＦＰＣ自体に特有の周波数特性を持っている。図１４は、光半導体装置９０１と、後段の信号処理回路９０２とをＦＰＣ９０３で接続した場合の構成を模式的に示す図である。光半導体装置９０１は、例えば、図１３に示す光半導体装置である。ＦＰＣ９０３の各配線のインダクタンス（図示せず）と各配線間の寄生容量９０４とにより、ＦＰＣ９０３は、特有の周波数特性を有する。図１５は、ＦＰＣの周波数特性の一例を示す図である。図１５に示すように、ＦＰＣの周波数特性９１０は、例えば３００ＭＨｚ近辺でゲインにピーキング９１１が発生する。ピーキング９１１の発生周波数は、一般的にインダクタンス成分、及び寄生容量成分が大きくなるほど低周波帯域へシフトすることが知られている。従来において、ＣＤ及びＤＶＤの信号帯域は、ＤＣ（直流）から１５０ＭＨｚ程度であり、ＦＰＣの周波数特性は問題にならなかった。
特開２００４−７１０５８号公報

しかしながら、ＢＤ及びＨＤ−ＤＶＤ等は更に高周波帯域が必要であり、３００ＭＨｚ近辺も信号帯域として使用される。また、光ディスクドライブの薄型化により、ＦＰＣの長さが更に長くなることから、ＦＰＣのインダクタンス成分及び寄生容量成分が増加する。更にＦＰＣに放射される外来電磁ノイズ９０５の影響も増加する。これにより、従来の光半導体装置９０１では、後段の信号処理回路９０２へ信号を精度良く伝達することが困難である。

そこで、本発明は、高周波帯域においても、後段の信号処理回路に信号を精度良く伝達することができる、受光増幅を行う光半導体装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明に係る光半導体装置は、ケーブルを介して信号処理回路に信号を出力する光半導体装置であって、受光した光を光電流に変換する受光素子と、前記受光素子の光電流を電圧に変換する増幅回路と、２以上の前記増幅回路が変換した電圧のうち、２以上の電圧を加算し、加算した電圧を出力する加算回路と、前記増幅回路が変換した電圧及び前記加算回路が出力した電圧のうち、１以上の電圧をデジタル信号に変換し、当該デジタル信号を、前記ケーブルを介して前記信号処理回路に出力するデジタル変換回路とを備える。

この構成によれば、本発明に係る光半導体装置は、受光量に応じたアナログ信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号を、ケーブル（例えば、ＦＰＣ）を介して後段の信号処理回路に出力する。これにより、ＦＰＣ特有の周波数特性の影響を受ける高周波帯域においても、後段の信号処理回路に信号を精度良く伝達することができる。

また、前記デジタル変換回路は、前記増幅回路が変換した電圧及び前記加算回路が出力する電圧のうち、１つ以上の電圧と、閾値電圧とを比較することでデジタル化を行う第１の比較回路と、前記第１の比較回路によってデジタル化された信号を、前記ケーブルを介して前記信号処理回路に出力する第１の出力回路とを備えてもよい。

この構成によれば、本発明に係る光半導体装置は、受光量に応じたアナログ信号を２値のデジタル信号に変換し、２値のデジタル信号を、ケーブル（例えば、ＦＰＣ）を介して後段の信号処理回路に出力する。これにより、ＦＰＣ特有の周波数特性の影響を受ける高周波帯域においても、後段の信号処理回路に信号を精度良く伝達することができる。

また、前記光半導体装置は、さらに、前記増幅回路、又は前記加算回路と前記デジタル変換回路との間にアナログ出力端子を備え、前記増幅回路、又は前記加算回路は、出力電圧を前記アナログ出力端子及び前記ケーブルを介して前記信号処理回路に出力してもよい。

この構成によれば、ＦＰＣの影響を受けない低周波帯域の信号はアナログ信号として光半導体装置から出力される。これにより、アナログ信号に含まれる低周波帯域の信号の情報を後段の信号処理回路に出力することができる。さらに、後段の信号処理回路の入力回路形式はアナログ入力のまま変更なく使用できる。

また、前記第１の出力回路は、前記増幅回路及び前記加算回路の電源電圧の電位とは異なる電位の電圧が供給され、前記デジタル化された信号のハイ論理として当該電圧を出力してもよい。

この構成によれば、後段の信号処理回路の電源電圧が光半導体装置の電源電圧と異なっていても、出力ダイナミックレンジを後段の信号処理回路の入力ダイナミックレンジに合わせることができる。

また、前記デジタル変換回路は、さらに、第１の電圧を出力する第１の電圧供給回路を備え、前記第１の出力回路は、前記第１の電圧供給回路から第１の電圧が供給され、前記デジタル化された信号のハイ論理として前記第１の電圧を出力してもよい。

この構成によれば、光半導体装置の外部から２系統の電源電圧を供給することなく、出力回路に光半導体装置の電源電圧とは異なる電源電圧を供給することができる。これにより、外部から出力回路の電源電圧を供給しなくても、出力ダイナミックレンジを後段の信号処理回路の入力ダイナミックレンジに合わせることができる。

また、前記デジタル変換回路は、さらに、第２の電圧を出力する第２の電圧供給回路と、前記第１の比較回路によりデジタル化された信号を、前記ケーブルを介して前記信号処理回路に出力する第２の出力回路とを備え、前記第２の電圧供給回路から第２の電圧が供給され、前記デジタル化された信号のハイ論理として前記第２の電圧を出力してもよい。

この構成によれば、後段の信号処理回路の電源電圧に応じた出力端子を選択することで、後段の信号処理回路の入力ダイナミックレンジに対応した出力ダイナミックレンジの信号を供給することができる。これにより、電源電圧の異なる複数の信号処理回路に対して汎用的に使用することができる。

また、前記増幅回路は、前記受光素子に反転入力端子が接続され、非反転入力端子に基準電圧が入力される差動増幅器と、前記差動増幅器の出力端子と、反転入力端子との間に接続される抵抗とを備え、前記デジタル変換回路は、さらに、前記基準電圧と、第２の閾値電圧との大小を判定する第２の比較回路と、前記第２の比較回路により、前記第２の閾値電圧より前記基準電圧が大きいと判定された場合に、第１の電圧を出力し、前記第２の閾値電圧より前記基準電圧が小さいと判定された場合に、前記第１の電圧より小さい第２の電圧を出力する電圧供給回路とを備え、前記第１の出力回路は、前記電圧供給回路が出力する前記第１の電圧または前記第２の電圧が供給され、前記デジタル化された信号のハイ論理として前記第１の電圧又は前記第２の電圧を出力してもよい。

この構成によれば、増幅回路で用いられる基準電圧の電圧値により出力ダイナミックレンジが切替えられる。増幅回路の基準電圧の電圧値は、後段の信号処理回路の電源電圧に応じて変更されるので、後段の信号処理回路の電源電圧に対応した、出力ダイナミックレンジの信号を供給することができる。さらに、出力端子を複数備える必要がなく、チップサイズの小型化が図れる。さらに、基準電圧より、後段の信号処理回路の電源電圧を判定するので、出力ダイナミックレンジを切り替えるための制御信号が入力される入力端子を新たに設けなくともよい。

また、前記増幅回路は、第１の受光素子及び第２の受光素子の光電流を選択的に電圧に変換し、前記デジタル変換回路は、さらに、前記増幅回路が前記第１の受光素子の光電流を電圧に変換している場合は、第１の電圧を前記閾値電圧として前記第１の比較回路に供給し、前記増幅回路が前記第２の受光素子の光電流を電圧に変換している場合は、第２の電圧を前記閾値電圧として前記第１の比較回路に供給する閾値電圧供給回路を備えてもよい。

この構成によれば、選択する受光素子に応じて、第１の比較回路の閾値電圧を変更する。これにより、１つの増幅回路で光電変換効率が異なる複数の受光素子の光電流を選択的に電流電圧変換する場合であっても、各光電流量に合わせた第１の比較回路の閾値が設定できる。例えば、ＤＶＤとＣＤとの各レーザ光量が一定のところで第１の比較回路の出力が反転するように閾値を設定することができる。これにより、ＤＶＤ及びＣＤの制御を同様に行うことができるので、ＤＶＤとＣＤとの制御が容易である。

また、前記増幅回路は、可変な電流電圧変換のゲインを有する増幅器であり、前記デジタル変換回路は、さらに、前記ゲインに応じて、異なる電圧の前記閾値電圧を前記第１の比較回路に供給する閾値電圧供給回路を備えてもよい。

この構成によれば、増幅回路のゲインに応じて、最適な閾値電圧を第１の比較回路に供給することができる。これにより、増幅回路の出力雑音電圧の影響を低減することができる。

また、前記光半導体装置は、さらに、前記増幅回路が変換した電圧及び前記加算回路が出力する電圧のうち、１つ以上の電圧から第１の周波数成分の信号を抽出する第１の周波数選択回路を備え、前記デジタル変換回路は、前記第１の周波数選択回路により抽出された信号を、デジタル信号に変換し、当該デジタル信号を、前記ケーブルを介して前記信号処理回路に出力してもよい。

この構成によれば、複数の信号周波数に対して、特定の周波数成分のみをデジタル変換回路へ伝達するため、特に高いＳ／Ｎが必要な信号成分をデジタル化して、精度よく後段の信号処理回路へ伝達することができる。

また、前記光半導体装置は、さらに、前記増幅回路が変換した電圧及び前記加算回路が出力する電圧のうち、１つ以上の電圧から第２の周波数成分の信号を抽出する第２周波数選択回路を備え、前記デジタル変換回路は、前記第１周波数選択回路が抽出した信号を、デジタル信号に変換し、当該デジタル信号を、前記ケーブルを介して前記信号処理回路に出力する第１のデジタル変換回路と、前記第２周波数選択回路が抽出した信号を、デジタル信号に変換し、当該デジタル信号を、前記ケーブルを介して前記信号処理回路に出力する第２のデジタル変換回路とを備えてもよい。

この構成によれば、信号として高いＳ／Ｎが必要な複数の周波数成分の信号をデジタル化して、精度よく後段の信号処理回路へ伝達することができる。

また、前記増幅回路は、第１のゲインと、前記第１のゲインより大きい第２のゲインとに可変な電流電圧変換のゲインを有する増幅器であり、前記第１の比較回路は、入出力特性にヒステリシスを有し、前記デジタル変換回路は、さらに、前記ゲインが前記第１のゲインの場合に、前記第１の比較回路のヒステリシスの幅を第１のヒステリシス幅にし、前記ゲインが前記第２のゲインの場合に、前記第１の比較回路のヒステリシスの幅を前記第１のヒステリシス幅より大きい第２のヒステリシス幅にするヒステリシス幅制御回路を備えてもよい。

この構成によれば、出力雑音電圧が大きい増幅回路のゲインが高い場合には、第１の比較回路のヒステリシス量を大きくし、出力雑音電圧が小さい増幅回路のゲインが低い場合には、第１の比較回路のヒステリシス量を小さくする。これにより、誤動作の発生を低減することができる。

また、前記第１の出力回路は、ＣＭＯＳで構成されてもよい。
この構成によれば、出力ダイナミックレンジを最大に広げることができる。

また、前記第１の出力回路は、ＣＭＯＳインバータを含んでもよい。
この構成によれば、ＣＭＯＳ回路の簡素化が図れる。

また、本発明に係る光ピックアップ装置は、光半導体装置を備え、前記光半導体装置は、ケーブルを介して信号処理回路に信号を出力する光半導体装置であって、受光した光を光電流に変換する受光素子と、前記受光素子の光電流を電圧に変換する増幅回路と、２以上の前記増幅回路が変換した電圧のうち、２以上の電圧を加算し、加算した電圧を出力する加算回路と、前記増幅回路が変換した電圧及び前記加算回路が出力した電圧のうち、１以上の電圧をデジタル信号に変換し、当該デジタル信号を、前記ケーブルを介して前記信号処理回路に出力するデジタル変換回路とを備える。

この構成によれば、本発明に係る光ピックアップ装置は、受光量に応じたアナログ信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号を、ケーブル（例えば、ＦＰＣ）を介して後段の信号処理回路に出力する。これにより、ＦＰＣ特有の周波数特性の影響を受ける高周波帯域においても、後段の信号処理回路に信号を精度良く伝達することができる。

また、本発明に係る光半導体装置の制御方法は、受光した光を光電流に変換する受光素子と、前記受光素子の光電流を電圧に変換する増幅回路と、２以上の前記増幅回路が変換した電圧のうち、２以上の電圧を加算し、加算した電圧を出力する加算回路とを備える光半導体装置の制御方法であって、前記増幅回路が変換した電圧及び前記加算回路が出力した電圧のうち、１以上の電圧をデジタル信号に変換し、当該デジタル信号を、ケーブルを介して信号処理回路に出力する。

これによれば、本発明に係る光半導体装置の制御方法は、受光量に応じたアナログ信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号を、ケーブル（例えば、ＦＰＣ）を介して後段の信号処理回路に出力する。これにより、ＦＰＣ特有の周波数特性の影響を受ける高周波帯域においても、後段の信号処理回路に信号を精度良く伝達することができる。

本発明は、高周波帯域においても、後段の信号処理回路に信号を精度良く伝達することができる、受光増幅を行う光半導体装置を提供することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。

（第１の実施の形態）
本発明の第１の実施の形態に係る光半導体装置は、後段の信号処理回路に、デジタル化した信号を出力する。これにより、後段の信号処理回路に精度良く信号を伝達することができる。

図１は、本発明の第１の実施の形態に係る光半導体装置の構成を示す図である。
図１に示す光半導体装置１００は、受光量に応じた信号を出力する、１つの半導体基板上に形成された半導体集積回路である。光半導体装置１００は、電流電圧変換アンプ１１０、１２０、１３０及び１４０と、受光素子１１１、１２１、１３１及び１４１と、加算アンプ１５０と、デジタル化部１６０とを備える。

受光素子１１１、１２１、１３１及び１４１は、アノードコモンであり、受光した光信号を受光量に応じた光電流に変換する。

電流電圧変換アンプ１１０は、受光素子１１１からの光電流を電圧に変換し、変換した電圧Ｖｏｕｔ１を出力する。電流電圧変換アンプ１１０は、増幅器１１２と、変換抵抗１１３とを備える。増幅器１１２は、非反転入力端子に基準電圧Ｖｒｅｆが入力され、反転入力端子に、受光素子１１１のカソードが接続される差動増幅器である。変換抵抗１１３は、増幅器１１２の反転入力端子と出力端子との間に接続される。電流電圧変換アンプ１２０、１３０及び１４０は、電流電圧変換アンプ１１０と同様の構成であり、電流電圧変換アンプ１２０は、受光素子１２１からの光電流を電圧に変換し、変換した電圧Ｖｏｕｔ２を出力する。電流電圧変換アンプ１３０は、受光素子１３１からの光電流を電圧に変換し、変換した電圧Ｖｏｕｔ３を出力する。電流電圧変換アンプ１４０は、受光素子１４１からの光電流を電圧に変換し、変換した電圧Ｖｏｕｔ４を出力する。電流電圧変換アンプ１１０、１２０、１３０及び１４０が出力した電圧Ｖｏｕｔ１〜Ｖｏｕｔ４は、ＦＰＣを介して、後段の信号処理回路に伝達される。例えば、電圧Ｖｏｕｔ１〜Ｖｏｕｔ４は、４チャンネルのフォーカスエラー信号である。

加算アンプ１５０は、電流電圧変換アンプ１１０、１２０、１３０及び１４０が出力する電圧Ｖｏｕｔ１〜Ｖｏｕｔ４を加算し、加算した電圧ＶＲＦを出力する。加算アンプ１５０は、入力抵抗１５１〜１５４と、ゲイン抵抗１５５と、増幅器１５６とを備える。入力抵抗１５１は、電流電圧変換アンプ１１０の出力端子と、増幅器１５６の反転入力端子との間に接続される。入力抵抗１５２は、電流電圧変換アンプ１２０の出力端子と、増幅器１５６の反転入力端子との間に接続される。入力抵抗１５３は、電流電圧変換アンプ１３０の出力端子と、増幅器１５６の反転入力端子との間に接続される。入力抵抗１５４は、電流電圧変換アンプ１４０の出力端子と、増幅器１５６の反転入力端子との間に接続される。ゲイン抵抗１５５は、増幅器１５６の反転入力端子と出力端子との間に接続される。増幅器１５６の非反転入力端子は、基準電圧Ｖｒｅｆが印加される。ここで、入力抵抗１５１〜１５４の抵抗値を全てＲＡとし、ゲイン抵抗１５５の抵抗値をＲＢとすると、加算アンプ１５０の出力電圧ＶＲＦは、基準電圧Ｖｒｅｆに対して、
ＶＲＦ＝（Ｖｏｕｔ１＋Ｖｏｕｔ２＋Ｖｏｕｔ３＋Ｖｏｕｔ４）／ＲＡ×ＲＢ
で表される。

デジタル化部１６０は、加算アンプ１５０の出力電圧ＶＲＦをデジタル信号に変換し、変換したデジタル信号ＶｏｕｔＲＦ（Ｄ）を出力する。例えば、デジタル化部１６０は、加算アンプ１５０の出力電圧ＶＲＦをコンパレータ回路により一定の閾値（例えば、Ｖｒｅｆ−１Ｖ）に対して、ハイ／ローの２値化を行う。また、デジタル化部１６０は、デジタル信号ＶｏｕｔＲＦ（Ｄ）を、ＦＰＣを介して後段の信号処理回路に出力する。

光ディスク媒体に記録されたデータは、ピットと呼ばれる２値のデジタル信号である。しかしながら、光ディスク媒体が高速回転し、データの読み取り速度が速くなると、光ディスク媒体からの反射光の波形がなまり、アナログ信号波形に近くなる。アナログ信号に近づいた場合、各データ波形は周波数成分を有することになり、さまざまな周波数を持った信号光が光半導体装置１００の受光素子へ入射され、加算アンプ１５０の出力まで伝達される。各周波数の信号をデジタル化部１６０で２値化し、デジタル出力することにより、ＦＰＣの周波数特性に影響されない信号（光ディスク媒体に記録されたデジタル信号）を精度良く後段の信号処理回路へ伝達する。

以上より、本発明の第１の実施の形態に係る光半導体装置は、デジタル化部１６０により、デジタル化したデジタル信号を後段の信号処理回路に出力する。これにより、信号周波数帯域の高域化（例えば、ＤＣ〜３００ＭＨｚ）が必要となった場合、または、スリムドライブ等のようにＦＰＣの長さが更に長くなり、インダクタンスや寄生容量が増加することによって、ＦＰＣ自体の周波数特性においてピーキングが信号帯域（例えば、ＤＣ〜１００ＭＨｚ）までシフトした場合であっても、ＦＰＣの周波数特性に影響されない。よって、信号波形の歪みが小さくなり、安定した精度よい信号を後段の信号処理回路へ伝達することができる。すなわち、加算アンプ１５０の出力電圧ＶＲＦが、例えばアナログ波形の振幅で１．０Ｖの場合、ＰＦＣのピーキング特性により１．１倍に増幅され、後段の信号処理回路へ到達したときには１．１Ｖの信号となるため、後段の信号処理回路が誤認識する可能性がある。一方、デジタル化部１６０により２値化されたデジタル出力ＶｏｕｔＲＦ（Ｄ）の場合は、例えばデジタル波形のハイレベルとして５．０Ｖの出力電圧を出力するため、ＦＰＣのピーキングの影響で、５．５Ｖになるが、後段の信号処理回路もまた２値の入力電圧を認識するのみであり、例えば、２．５Ｖ以上の入力電圧に対してはハイレベルという認識をするため、精度良く信号を伝達できる。すなわち、本発明の第１の実施の形態に係る光半導体装置は、高周波帯域においても、後段の信号処理回路に信号を精度良く伝達することができる。

（第２の実施の形態）
本発明の第２の実施の形態では、デジタル信号及びアナログ信号を出力する光半導体装置について説明する。

図２は、本発明の第２の実施の形態に係る光半導体装置の構成を示す図である。図２に示す光半導体装置１０１は、第１の実施の形態に係る光半導体装置１００に対して、加算アンプ１５０とデジタル化部１６０との間にアナログ出力端子を備え、加算アンプ１５０の出力する電圧ＶＲＦを、アナログの電圧ＶｏｕｔＲＦ（Ａ）として、後段の信号処理回路に出力する点が異なる。なお、図１と同様の要素には同一の符号を付しており詳細な説明は、省略する。

加算アンプ１５０は、電流電圧変換アンプ１１０、１２０、１３０及び１４０が出力する電圧Ｖｏｕｔ１〜Ｖｏｕｔ４を加算し、加算した電圧ＶＲＦをデジタル化部１６０に出力する。さらに、加算アンプ１５０は、加算した電圧ＶＲＦを、アナログ出力端子及びＦＰＣを介して、後段の信号処理回路に出力する。すなわち、光半導体装置１０１は、デジタル化部１６０によりデジタル化されたデジタル信号が出力され、ＦＰＣを介して後段の信号処理回路に接続されるデジタル出力端子と、デジタル化部１６０が変換する前の電圧が出力され、ＦＰＣを介して後段の信号処理回路に接続されるアナログ出力端子とを備える。

ここで、加算アンプ１５０が出力する電圧ＶｏｕｔＲＦ（Ａ）には、後段の信号処理回路で２値で判定される高周波数帯域の信号と、記録型光ディスクで用いられるウォブル信号のようにアナログ値が必要なアドレスの情報を示す低周波数帯域の信号との両信号が含まれる。本発明の第２の実施の形態に係る光半導体装置１０１を用いることで、後段の信号処理回路は、２値の情報の取得には、デジタル信号ＶｏｕｔＲＦ（Ｄ）を用いることで、高周波数帯域であっても、精度良く情報を得ることができる。さらに、ＦＰＣによる影響の少ない低周波数帯域においては、アナログの電圧ＶｏｕｔＲＦ（Ａ）を用いることで、必要な情報を取得することができる。

以上より、本発明の第２の実施の形態に係る光半導体装置１０１は、デジタル信号ＶｏｕｔＲＦ（Ｄ）及びアナログ信号ＶｏｕｔＲＦ（Ａ）を出力することで、第１の実施の形態に係る光半導体装置１００の効果に加え、後段の信号処理回路が、アナログ信号に含まれる低周波数帯域の信号に含まれる情報を取得することができる。また、アナログ信号ＶｏｕｔＲＦ（Ａ）に関しては、後段の信号処理回路の入力回路形式は従来のアナログ入力のまま変更なく使用できる。

（第３の実施の形態）
本発明の第３の実施の形態に係る光半導体装置は、後段の信号処理回路に信号を出力する出力部の電源電圧を変更することで、後段の信号処理回路の入力電圧レベルに応じた電圧レベルのデジタル信号を出力することができる。

図３は、本発明の第３の実施の形態に係る光半導体装置の加算アンプ及びデジタル化部の構成を示す図である。なお、受光素子及び電流電圧変換アンプの構成は、図１と同様であり、図示していない。また、加算アンプ１５０の構成も図１と同様である。

デジタル化部１６０は、比較部２０１と、閾値設定部２０２と、出力部２１０とを備える。閾値設定部２０２は、所定の電圧を出力する。比較部２０１は、電圧ＶＲＦと、閾値電圧とを比較することでデジタル化を行う。すなわち、比較部２０１は、閾値設定部２０２が出力する電圧を閾値電圧とし、加算アンプ１５０が出力する電圧ＶＲＦと閾値電圧とを比較し、比較結果に応じた論理値を出力する。出力部２１０は、比較部２０１が出力した論理値を、ＦＰＣを介して後段の信号処理回路に出力する。出力部２１０は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２１１及び２１３と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２１２及び２１４とを備える。出力部２１０は、２段のインバータで構成される回路である。また、出力部２１０には、電源電圧Ｖｃｃ２が供給される。すなわち、出力部２１０は、デジタル化された信号のハイ論理として電源電圧Ｖｃｃを出力し、ロー論理としてＧＮＤレベルを出力する。光半導体装置の出力部２１０以外の回路（電流電圧変換アンプ１１０、加算アンプ１５０、比較部２０１及び閾値設定部２０２等）には、電源電圧Ｖｃｃ１が供給される。例えば、電源電圧Ｖｃｃ１及びＶｃｃ２は、光半導体装置の外部より供給される。

受光増幅を行う光半導体装置は、受光素子の逆バイアス電圧の確保、及び回路構成の関係上、電源電圧を現状の電源電圧（例えば、５Ｖ）より低下させることは困難である。一方、後段の信号処理回路は、拡散プロセスの微細化が進み、拡散プロセスの耐圧が低下するため、電源電圧が低電圧（例えば、５Ｖから３．３Ｖ）へシフトしてきている。従って、光半導体装置の出力ダイナミックレンジと、後段の信号処理回路の入力ダイナミックレンジとが異なり、例えば、光半導体装置の出力電圧が４Ｖとなった場合には、後段の信号処理回路の電源電圧（３．３Ｖ）をオーバーするため、後段の信号処理回路が誤動作するか、最悪の場合は、破壊することも考えられる。

本実施の形態では、デジタル化部１６０の出力信号であるＶｏｕｔＲＦ（Ｄ）の出力ダイナミックレンジは、電源電圧Ｖｃｃ２から接地電位までである。例えば、Ｖｃｃ１＝５Ｖ、Ｖｃｃ２＝３．３Ｖとした場合、受光素子に信号光が入射されない遮光時の場合、加算アンプ１５０の出力電圧は、基準電圧Ｖｒｅｆの電圧値（例えば２．５Ｖ）を出力する。デジタル化部１６０の閾値設定部２０２が出力する閾値電圧を、例えば２．０Ｖとしておけば、比較部２０１に入力される加算アンプ１５０の出力電圧（２．５Ｖ）の方が閾値電圧（２．０Ｖ）より高電位であるため、比較部２０１はロー（例えば０Ｖ）を出力する。このとき、出力部２１０の入力がロー（０Ｖ）となるため、２段のインバータ回路により出力ＶｏｕｔＲＦ（Ｄ）はロー（０Ｖ）を出力する。逆に、受光素子に、信号光が入射された場合、加算アンプ１５０は本実施の形態では反転アンプなので、出力電圧としては基準電圧Ｖｒｅｆ（２．５Ｖ）より低い出力電圧として、例えば１．５Ｖが出力されたとする。デジタル化部１６０の閾値設定部２０２の設定値が、２．０Ｖであるため、比較部２０１に入力される加算アンプ１５０の出力電圧（１．５Ｖ）の方が閾値電圧（２．０Ｖ）より低電位であるため、比較部２０１の出力はハイ（例えば５Ｖ）を出力する。このとき、出力部２１０は、入力がハイ（５Ｖ）となるため、２段のインバータ回路により出力ＶｏｕｔＲＦ（Ｄ）としてハイ（Ｖｃｃ２と同電位の３．３Ｖ）を出力する。

以上より、光半導体装置の電源電圧Ｖｃｃ１（例えば、Ｖｃｃ１＝５Ｖ）と、後段の信号処理回路の電源電圧（例えば、３．３Ｖ）が異なる場合でも、出力部２１０の電源電圧Ｖｃｃ２を後段の信号処理回路の電源電圧と同電位にしておけば、後段の信号処理回路の入力ダイナミックレンジの範囲内でＶｏｕｔＲＦ（Ｄ）を出力できるため、後段の信号処理回路への過電圧破壊を防止することができる。

また、出力部２１０をＣＭＯＳ回路で構成することで、出力のダイナミックレンジが電源電位から接地電位まで最大に確保できる。これにより、デジタル出力ＶｏｕｔＲＦ（Ｄ）のＳ／Ｎを向上させることができる。

また、出力部２１０のＣＭＯＳ回路をＣＭＯＳインバータで構成することで、ＣＭＯＳ回路の簡素化ができ、チップサイズの小型化が実現することができる。

（第４の実施の形態）
本発明の第４の実施の形態に係る光半導体装置は、光半導体装置の電源電圧とは異なる電圧の電源電圧を供給する電圧源を備えることで、外部からの２系統の電源電圧を供給することなく、出力部の出力ダイナミックレンジを変更することができる。

図４は、本発明の第４の実施の形態に係る光半導体装置のデジタル化部１６０の構成を示す図である。なお、デジタル化部１６０以外の構成は、図１と同様であり説明は省略する。

図４に示すデジタル化部１６０は、比較部２０１と、閾値設定部２０２と、出力部２２０及び２３０と、電圧供給部３１０及び３２０とを備える。閾値設定部２０２は、所定の電圧を出力する。比較部２０１は、閾値設定部２０２が出力する電圧を閾値電圧とし、加算アンプ１５０が出力する電圧ＶＲＦと閾値電圧とを比較し、比較結果に応じた論理値を出力する。電圧供給部３１０は、第１の電圧を出力する。例えば、電圧供給部３１０は、抵抗３１１と、定電流源３１２とを備える。電流供給部３１０は、光半導体装置の電源電圧Ｖｃｃからの電圧降下により出力部２２０の電源電圧を発生する。電圧供給部３２０は、第２の電圧を出力する。例えば、電圧供給部３２０は、抵抗３２１と、定電流源３２２とを備える。電流供給部３２０は、光半導体装置の電源電圧Ｖｃｃからの電圧降下により出力部２３０の電源電圧を発生する。出力部２２０は、電圧供給部３１０から供給される第１の電圧を電源電圧とし、比較部２０１が出力した論理値をデジタル信号ＶｏｕｔＲＦ１（Ｄ）として、ＦＰＣを介して後段の信号処理回路に出力する。すなわち、出力部２２０は、デジタル化された信号のハイ論理として第１の電圧を出力し、ロー論理としてＧＮＤレベルを出力する。出力部２２０は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２２１及び２２３と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２２２及び２２４とを備える。出力部２２０は、２段のインバータで構成される回路である。出力部２３０は、電圧供給部３２０から供給される第２の電圧を電源電圧とし、比較部２０１が出力した論理値をデジタル信号ＶｏｕｔＲＦ２（Ｄ）として、ＦＰＣを介して後段の信号処理回路に出力する。すなわち、出力部２３０は、デジタル化された信号のハイ論理として第２の電圧を出力し、ロー論理としてＧＮＤレベルを出力する。出力部２３０は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１及び２３３と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２３２及び２３４とを備える。出力部２３０は、２段のインバータで構成される回路である。

以上より、本発明の第４の実施の形態に係る光半導体装置は、電圧供給部３１０及び３２０が供給する電圧により、出力部２２０及び２３０は、それぞれ異なる出力ダイナミックレンジのデジタル信号ＶｏｕｔＲＦ１（Ｄ）及びＶｏｕｔＲＦ２（Ｄ）を出力する。これにより、後段の信号処理回路の電源電圧に応じて、ＶｏｕｔＲＦ１（Ｄ）またはＶｏｕｔＲＦ２（Ｄ）が出力される出力端子を選択して接続することができる。よって、後段の信号処理回路は、入力ダイナミックレンジの範囲内の信号を取得できるので、過電圧破壊を防止することができる。また、電源電圧の異なる複数の信号処理回路に対して汎用的に使用することができる。さらに、本実施の形態に係る光半導体装置は、それぞれ電源電圧の異なる２つの信号処理回路に、信号を出力する場合でも、各信号処理回路の入力ダイナミックレンジの範囲内の信号を出力することができる。

また、本発明の第４の実施の形態に係る光半導体装置は、出力部２２０及び２３０に供給する電源電圧を電圧供給部３１０及び３２０で発生する。これにより、光半導体装置の外部から出力部２２０及び２３０に供給する電源電圧を印加しなくても、光半導体装置の電源電圧とは異なる電圧レベルの信号を出力することができる。

なお、本実施の形態では、２種類の出力系統について説明したが、３種類以上の出力系統であっても、適用できることは言うまでもない。この場合、電圧供給部、出力部、及び出力端子を系統分備えればよい。

また、電圧供給部３１０と出力部２２０との間に電流供給能力をもったバッファ回路を挿入してもよい。これにより、後段の信号処理回路への供給電流量が大きい場合でも、出力部２２０に安定した電源電圧を供給することができる。よって、出力信号のＳ／Ｎを向上させることができる。

（第５の実施の形態）
本発明の第５の実施の形態に係る光半導体装置は、基準電圧Ｖｒｅｆに応じて、出力するデジタル信号の出力ダイナミックレンジを変更する。

図５は、本発明の第５の実施の形態に係る光半導体装置のデジタル化部１６０の構成を示す図である。なお、デジタル化部１６０以外の構成は、図１と同様であり説明は省略する。

図５に示すデジタル化部１６０は、比較部２０１及び３０１と、閾値設定部２０２及び３０２と、出力部２１０と、電圧供給部３３０とを備える。閾値設定部２０２及び３０２は、所定の電圧を出力する。比較部２０１は、閾値設定部２０２が出力する電圧を閾値電圧とし、加算アンプ１５０が出力する電圧ＶＲＦと閾値電圧とを比較し、比較結果に応じた論理値を出力する。出力部２１０は、電圧供給部３３０から供給される電圧を電源電圧とし、比較部２０１が出力した論理値をデジタル信号ＶｏｕｔＲＦ（Ｄ）として、後段の信号処理回路に出力する。出力部２１０は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２１１及び２１３と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２１２及び２１４とを備える。出力部２１０は、２段のインバータで構成される回路である。

比較部３０１は、閾値設定部３０２が出力する電圧を閾値電圧とし、電流電圧変換アンプ１１０等で用いられる基準電圧Ｖｒｅｆと閾値電圧との大小を判定し、判定結果に応じた論理値を出力する。

電圧供給部３３０は、比較部３０１の比較結果に応じて、第１の電圧または第２の電圧を出力する。電圧供給部３３０は、抵抗３３１と、定電流源３３２及び３３３と、スイッチ３３４とを備える。定電流源３３２は、電流Ｉ１を供給し、定電流源３３３は、電流Ｉ２を供給する。スイッチ３３４は、比較部３０１の出力した論理値（ハイまたはロー）に応じて、定電流源３３２または３３３と、抵抗３３１の一端とを接続する。抵抗３３１の他端は、電源電圧Ｖｃｃと接続される。よって、出力部２１０は、デジタル化された信号のハイ論理として第１の電圧又は第２の電圧を出力し、ロー論理としてＧＮＤレベルを出力する。

ここで、電流電圧変換アンプに用いられる基準電圧Ｖｒｅｆは、後段の信号処理回路の電源電圧に応じて、変更される。例えば、後段の信号処理回路の電源電圧が５Ｖの場合、基準電圧Ｖｒｅｆは２．５Ｖが供給される。後段の信号処理回路の電源電圧が３．３Ｖの場合、基準電圧Ｖｒｅｆは１．６５Ｖが供給される。例えば、閾値設定部３０２の出力する閾値電圧を２．１Ｖに設定することで、後段の信号処理回路の電源電圧が５Ｖのときは、比較部３０１はハイを出力し、後段の信号処理回路の電源電圧が３．３Ｖのときは、比較部３０１はローを出力する。電圧供給部３３０は、比較部３０１の出力がハイの場合（閾値電圧より基準電圧Ｖｒｅｆが大きい場合）には、出力部２１０の電源電圧として５Ｖを出力し、比較部３０１の出力がローの場合（閾値電圧より基準電圧Ｖｒｅｆが小さい場合）には、出力部２１０の電源電圧として３．３Ｖを出力する。すなわち、後段の信号処理回路の電源電圧が５Ｖの場合、出力部２１０の電源電圧にも５Ｖが供給され、デジタル化部１６０の出力ＶｏｕｔＲＦ（Ｄ）は５Ｖから０Ｖの範囲で出力される。また、後段の信号処理回路の電源電圧が３．３Ｖの場合、出力部２１０の電源電圧にも３．３Ｖが供給され、デジタル化部１６０の出力ＶｏｕｔＲＦ（Ｄ）は３．３Ｖから０Ｖの範囲で出力される。

以上より、本発明の第５の実施の形態に係る光半導体装置は、後段の信号処理回路の電源電圧の値に応じて変更される基準電圧Ｖｒｅｆに基づき、デジタル化部１６０の出力ＶｏｕｔＲＦ（Ｄ）の出力ダイナミックレンジを切り替える。これにより、後段の信号処理回路への過電圧破壊を防止することができる。また、第４の実施の形態に係る光半導体装置と比較すると、出力端子を１つに削減できるため、チップサイズの小型化が図れる。さらに、基準電圧Ｖｒｅｆより、後段の信号処理回路の電源電圧を判定するので、出力ダイナミックレンジを切り替えるための制御信号が入力される入力端子を新たに設けなくともよい。

（第６の実施の形態）
本発明の第６の実施の形態に係る光半導体装置は、赤外光を受光する受光素子と、赤色光を受光する受光素子とを備え、用いる受光素子に応じて、デジタル化部の比較部で用いられる閾値電圧を変更する。

図６は、本発明の第６の実施の形態に係る光半導体装置の構成を示す図である。
図６に示す光半導体装置１０５は、受光素子４０１及び４０２と、電流電圧変換アンプ４００と、加算アンプ１５０と、デジタル化部１８０と、受光切替制御部５００とを備える。

例えば、受光素子４０１は、ＤＶＤに用いられる赤色レーザの反射光を受光し、受光量に応じた光電流を出力する。受光素子４０２は、ＣＤに用いられる赤外レーザの反射光を受光し、受光量に応じた光電流を出力する。電流電圧変換アンプ４００は、受光素子４０１及び４０２からの光電流を選択的に電圧に変換する。電流電圧変換アンプ４００は、増幅器４０３と、変換抵抗４０４と、スイッチ４０５とを備える。増幅器４０３は、非反転入力端子に基準電圧Ｖｒｅｆが印加され、反転入力端子に、スイッチ４０５の一端が接続される。変換抵抗４０４は、増幅器４０３の反転入力端子と出力端子との間に接続される。スイッチ４０５は、増幅器４０３の反転入力端子と、受光素子４０１または４０２のカソードとを接続する。

デジタル化部１８０は、加算アンプ１５０が出力する信号をデジタル化し、デジタル信号ＶｏｕｔＲＦ（Ｄ）を出力する。デジタル化部１８０は、比較部２０１と、閾値設定部５０１と、出力部２４０とを備える。閾値設定部５０１は、電圧Ｖ１または電圧Ｖ２を出力する。閾値設定部５０１は、定電圧源５０２及び５０３と、スイッチ５０４とを備える。定電圧源５０２は、電圧Ｖ１を出力する。定電圧源５０３は、電圧Ｖ２を出力する。スイッチ５０４は、定電圧源５０２または５０３と、比較部２０１の基準入力端子とを接続する。比較部２０１は、閾値設定部５０１が出力する電圧を閾値電圧とし、加算アンプ１５０が出力する電圧ＶＲＦと閾値電圧とを比較し、比較結果に応じた論理値を出力する。出力部２４０は、比較部２０１が出力した論理値を後段の信号処理回路に出力する。出力部２４０は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２４１及び２４３と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２４２及び２４４とを備える。出力部２４０は、２段のインバータで構成される回路である。

受光切替制御部５００は、電流電圧変換アンプ４００のスイッチ４０５、及び、閾値設定部５０１のスイッチ５０４の切替えの制御を行う。

なお、図６において、電流電圧変換アンプ４００の出力のみが加算アンプ１５０に入力されているが、それぞれ２つの受光素子の光電流を選択的に電圧に変換する図示していない３つの電流電圧変換アンプの出力が加算アンプ１５０に入力される。

光ピックアップ装置として、赤色レーザと赤外レーザとの２波長をモノリシックに構成した２波長レーザを光源として用いた場合、赤色レーザと赤外レーザとの発光点が一定の間隔をもって離れる。よって、１つの光学系で光ピックアップ装置を構成すると、光ディスク媒体から反射された光は２波長レーザの発光点間隔と同じ間隔で戻ってくる。これにより、反射光を受光する受光素子も各波長に応じて２つの発光点と同じ間隔で２つ配置しなければならない。

例えば、赤色レーザを使用するＤＶＤ用に受光素子４０１を、赤外レーザを使用するＣＤ用に受光素子４０２を同一半導体チップ上に各々の発光点間隔と同じ間隔で配置する。光ディスク媒体がＤＶＤの場合、受光切替制御部５００は、スイッチ４０５を切替えて、受光素子４０１と電流電圧変換アンプ４００の入力とを接続する。また、受光切替制御部５００は、スイッチ５０４を切替えて、閾値設定部５０１の電圧源５０２と比較部２０１の基準入力端子とを接続する。すなわち、閾値設定部５０１は、電流電圧変換アンプ４００がＤＶＤ用の受光素子４０１の光電流を電圧に変換している場合は、電圧Ｖ１を閾値電圧として比較部２０１に供給する。一方、光ディスク媒体がＣＤの場合、受光切替制御部５００は、スイッチ４０５切り替えて、受光素子４０２と電流電圧変換アンプ４００の入力とを接続する。また、受光切替制御部５００は、スイッチ５０４を切替えて、閾値設定部５０１の電圧源５０３と比較部２０１の基準入力端子とを接続する。すなわち、閾値設定部５０１は、電流電圧変換アンプ４００がＣＤ用の受光素子４０２の光電流を電圧に変換している場合は、電圧Ｖ２を閾値電圧として比較部２０１に供給する。

ここで、受光素子の構造により、レーザ光の各波長に対する光電変換効率は異なる（例えば、赤色の光電変換効率は０．３５Ａ／Ｗ、赤外の光電変換効率は０．４０Ａ／Ｗ）ため、各波長で同じ受光量をそれぞれの受光素子４０１または４０２に照射しても、受光素子から出力される光電流量は異なる。従って、各波長の光電流を同一の増幅部４０３および変換抵抗４０４で構成される電流電圧変換アンプ４００で電圧に変換すると、各光電流量に応じた出力電圧が出力されるため、比較部２０１に入力される電圧値に差が発生する。この電圧差を考慮して、閾値設定部５０１が出力する電圧をＤＶＤとＣＤとの場合で切り替える。例えば、電流電圧変換アンプ４００の変換抵抗４０４を５０ｋΩとし、加算アンプ１５０の入力抵抗１５１を１ｋΩとし、ゲイン抵抗１５５を２ｋΩとし、基準電圧Ｖｒｅｆを２．５Ｖとし、受光素子への入射光量を３０μＷ（簡単のため、フォーカスエラーアンプ４チャネルのうち、１チャネルのみに入射）とする。光ディスク媒体がＤＶＤの場合、受光切替制御部５００により、スイッチ４０５は受光素子４０１と電流電圧変換アンプ４００の入力とを接続する。ここで、受光素子４０１が発生する光電流Ｉｐｄ１は、
Ｉｐｄ１＝３０（μＷ）×０．３５（Ａ／Ｗ）＝１０．５（μＡ）
となる。この光電流Ｉｐｄ１を変換抵抗４０４で電圧に変換するため、電流電圧変換アンプ４００の出力電圧Ｖｏｕｔ１は、基準電圧Ｖｒｅｆ（２．５Ｖ）を基準として、
Ｖｏｕｔ１＝１０．５（μＡ）×５０（ｋΩ）＝５２５（ｍＶ）
となる。更に、加算アンプ１５０により、入力抵抗１５１とゲイン抵抗１５５との演算から加算アンプ１５０の出力電圧ＶＲＦは、基準電圧Ｖｒｅｆ（２．５Ｖ）を基準として、
ＶＲＦ＝−１×２（ｋΩ）／１（ｋΩ）×５２５（ｍＶ）＝−１．０５（Ｖ）
となる。接地電位（０Ｖ）基準で表すと、
ＶＲＦ＝−１．０５（Ｖ）＋２．５（Ｖ）＝１．４５（Ｖ）
となる。受光切替制御部５００により、閾値設定部５０１のスイッチ５０４を電圧源５０２に接続するため、電圧源５０２の電位Ｖ１を１．５Ｖに設定しておけば、３０μＷの赤色入射光に対して、比較部２０１は反転動作し、ハイ電位（例えば５Ｖ）を出力する。

一方、光ディスク媒体がＣＤの場合、受光切替制御回路５００により、スイッチ４０５は受光素子４０２と増幅部４０３の入力を接続する。ここで、受光素子４０２が発生する光電流Ｉｐｄ２は、
Ｉｐｄ２＝３０（μＷ）×０．４０（Ａ／Ｗ）＝１２．０（μＡ）
となる。この光電流Ｉｐｄ２を変換抵抗４０４で電圧に変換するため、電流電圧変換アンプ４００の出力電圧Ｖｏｕｔ１は、基準電圧Ｖｒｅｆ（２．５Ｖ）を基準として、
Ｖｏｕｔ１＝１２．０（μＡ）×５０（ｋΩ）＝６００（ｍＶ）
となる。更に、加算アンプ１５０により、入力抵抗１５１とゲイン抵抗１５５との演算から加算アンプ１５０の出力電圧ＶＲＦは、基準電圧Ｖｒｅｆ（２．５Ｖ）を基準として、
ＶＲＦ＝−１×２（ｋΩ）／１（ｋΩ）×６００（ｍＶ）＝−１．２０（Ｖ）
となる。接地電位（０Ｖ）基準で表すと、
ＶｏｕｔＲＦ（Ａ）＝−１．２０（Ｖ）＋２．５（Ｖ）＝１．３０（Ｖ）
となる。受光切替制御部５００により、閾値設定部５０１のスイッチ５０４を電圧源５０３に接続するため、電圧源５０３の電位Ｖ２を１．３５Ｖに設定しておけば、３０μＷの赤外入射光に対して、比較部２０１は反転動作し、ハイ電位（例えば５Ｖ）を出力する。従って、ＤＶＤの場合とＣＤの場合とで、最適な閾値を切り替えて設定することができる。

以上より、本発明の第６の実施の形態に係る光半導体装置は、選択する受光素子に応じて、デジタル化部１８０の比較部２０１の閾値電圧を変更する。これにより、各波長による光電変換効率が異なった受光素子の光電流を選択的に電流電圧変換する場合であっても、各光電流量に合わせた比較部２０１の閾値が設定できる。例えば、ＤＶＤとＣＤとの各レーザ光量が一定のところで比較部２０１の出力が反転するように閾値を設定することができる。これにより、ＤＶＤ及びＣＤの制御を同様に行うことができるので、ＤＶＤとＣＤとの制御が容易である。

なお、本実施の形態では、ＤＶＤとＣＤとを用いる場合について説明したが、ＢＤまたはＨＤ−ＤＶＤを用いる場合に適用してもよい。この場合、ＢＤまたはＨＤ−ＤＶＤに用いられる青紫レーザ（例えば、光電変換効率は０．２０Ａ／Ｗ）は、光電変換効率がＤＶＤ及びＣＤに用いられる赤色レーザや赤外レーザよりも更に低いので、選択する受光素子に応じて、デジタル化部１８０の比較部２０１の閾値電圧を変更することは、更に高い効果を発揮する。

（第７の実施の形態）
本発明の第７の実施の形態に係る光半導体装置は、電流電圧変換アンプのゲインに応じて、デジタル化部の閾値電圧を変更する。

図７は、本発明の第７の実施の形態に係る光半導体装置の構成を示す図である。なお、図６と同様の要素には、同一の符号を付しており詳細な説明は省略する。

図７に示す光半導体装置１０６は、受光素子６０１と、電流電圧変換アンプ６００と、加算アンプ１５０と、デジタル化部１８０と、ゲイン切替制御部７００とを備える。

受光素子６０１は、アノードコモンであり、受光した光信号を受光量に応じた光電流に変換する。

電流電圧変換アンプ６００は、受光素子６０１からの光電流を電圧に変換し、変換した電圧Ｖｏｕｔ１を出力する。また、電流電圧変換アンプ６００は、可変な電流電圧変換のゲインを有する増幅器である。電流電圧変換アンプ６００は、増幅器６０２と、変換抵抗６０３及び６０４と、スイッチ６０５とを備える。増幅器６０２は、非反転入力端子に基準電圧Ｖｒｅｆが印加され、反転入力端子に、受光素子６０１のカソードが接続される。変換抵抗６０３は、増幅器６０２の反転入力端子と出力端子との間に接続される。変換抵抗６０４とスイッチ６０５とは、直列に接続される。直列に接続された変換抵抗６０４とスイッチ６０５とは、変換抵抗６０３と並列に増幅器６０２の反転入力端子と出力端子との間に接続される。

ゲイン切替制御部７００は、電流電圧変換アンプ６００のスイッチ６０５、及び、閾値設定部５０１のスイッチ５０４の切替えの制御を行う。

なお、図７において、電流電圧変換アンプ６００の出力のみが加算アンプ１５０に入力されているが、電流電圧変換アンプ６００と同構造の図示していない３つの電流電圧変換アンプの出力が加算アンプ１５０に入力される。

光ピックアップ装置では、再生時と記録時とでレーザ光の入射量が大きく異なる。すなわち、再生時は、光ディスク媒体に記録されているデータを読み出すだけなので、レーザ光の入射量は小さい。一方、記録時は、光ディスク媒体にデータを記録するため、レーザ光の入射量は大きい。ゲイン切替制御部７００は、再生時には、スイッチ６０５をオフし、記録時には、スイッチ６０５をオンする。再生時には、スイッチ６０５がオフし、増幅部６０２の反転入力端子と出力端子との間には、変換抵抗６０３のみが接続される。これにより、電流電圧変換アンプ６００のゲインは増加する。記録時には、スイッチ６０５がオンし、増幅部６０２の反転入力端子と出力端子との間には、変換抵抗６０３及び６０４が並列に接続される。これにより、再生時に比べ、増幅部６０２の反転入力端子と出力端子との間の抵抗値は減少し、電流電圧変換アンプ６００のゲインは減少する。よって、再生時と記録時とでレーザ光の入射量が異なっても、電流電圧変換アンプのゲインを変更することで、電流電圧変換アンプ６００が出力する電圧Ｖｏｕｔ１と同程度の電圧レベルにすることができる。

また、ゲイン切替制御部７００は、電流電圧変換アンプ６００のスイッチ６０５の切替えに連動して、閾値設定部５０１のスイッチ５０４を切替える。すなわち、閾値設定部５０１は、電流電圧変換アンプ６００のゲインの切替に応じて、異なる電圧値の閾値電圧を比較部２０１に供給する。再生時と記録時とで変換抵抗の抵抗値を切り替えた場合、電流電圧変換アンプ６００の出力電圧の出力雑音電圧も変化する。更に、加算アンプ１５０で４チャネル分の電圧が加算されるので、出力雑音電圧の差は更に大きくなる。電流電圧変換アンプ６００の変換抵抗を切り替えたときに連動して閾値設定部５０１のスイッチ５０４を切り替えて、各変換抵抗に応じた閾値電圧を比較部２０１の基準入力端子へ供給する。これにより、電流電圧変換アンプ６００の変換抵抗が切り替わった場合でも、比較部２０１の閾値電圧は、各変換抵抗に最適な閾値を供給することができる。よって、電流電圧変換アンプ６００の出力雑音電圧の影響を低減することができる。

（第８の実施の形態）
本発明の第８の実施の形態に係る光半導体装置は、加算アンプの出力するアナログ信号の所定の周波数成分の信号に対してデジタル化を行い、デジタル化した信号を後段の信号処理回路に出力する。

図８は、本発明の第８の実施の形態に係る光半導体装置の構成を示す図である。図８に示す光半導体装置１０７は、加算アンプ１５０と、周波数選択部８０１及び８０２と、デジタル化部１９１及び１９２とを備える。なお、図示していないが、図１と同様に、加算アンプ１５０には、電流電圧アンプで変換された４チャネルの電圧信号が入力される。

周波数選択部８０１及び８０２は、加算アンプ１５０が出力する電圧ＶＲＦに含まれる、それぞれ異なる周波数帯域の信号を抽出する。例えば、周波数選択部８０１は、２００ＭＨｚ±２０ＭＨｚの信号周波数を伝達するバンドパスフィルタである。また、周波数選択部８０２は、１５０ＭＨｚ±２０ＭＨｚの信号周波数を伝達するバンドパスフィルタである。デジタル化部１９１は、周波数選択部８０１が抽出した信号をデジタル化し、デジタル信号ＶｏｕｔＲＦ３（Ｄ）を後段の信号処理回路に出力する。デジタル化部１９２は、周波数選択部８０２が抽出した信号をデジタル化し、デジタル信号ＶｏｕｔＲＦ４（Ｄ）を後段の信号処理回路に出力する。

ここで、光ディスク媒体から反射した光信号には、さまざまな周波数成分の信号が同時に重畳されて戻ってくる。よって、電流電圧変換アンプで電圧変換された電圧及び加算アンプ１５０が加算した電圧ＶＲＦには、さまざまな周波数成分の信号が含まれる。よって、１つのデジタル化部で２値化した場合には、各周波数成分の信号が加算されて２値化されてしまう。一方、本実施の形態に係る光半導体装置１０７は、周波数毎に信号成分を取りだして、デジタル化を行う。よって、加算アンプ１５０が出力する電圧ＶＲＦに複数の周波数成分の信号が含まれる場合でも、各周波数成分の信号をデジタル化して後段の信号処理回路に出力することができる。

なお、上記説明では、周波数選択部およびデジタル化部がそれぞれ２個の場合について説明したが、それぞれ３個以上であってもよい。また、周波数選択部およびデジタル化部が１個であってもよい。

（第９の実施の形態）
本発明の第９の実施の形態に係る光半導体装置は、電流電圧変換アンプのゲインに応じて、デジタル化部の比較部のヒステリシス特性を変更する。

図９は、本発明の第９の実施の形態に係る光半導体装置の構成を示す図である。図９に示す光半導体装置１０８は、図７に示す第７の実施の形態に係る光半導体装置１０６に対して、デジタル化部１８０の構成が異なる。なお、図７と同様の要素には同一の符号を付しており詳細な説明は省略する。

図９に示す光半導体装置１０８は、受光素子６０１と、電流電圧変換アンプ６００と、加算アンプ１５０と、デジタル化部１８０と、ゲイン切替制御部７００とを備える。デジタル化部１８０は、比較部２０１と、入力抵抗５１０と、ゲイン抵抗５１１及び５１２と、スイッチ５１３と、閾値設定部５０１と、出力部２４０とを備える。入力抵抗５１０は、閾値設定部５０１の出力と、比較部２０１の基準入力端子との間に接続される。ゲイン抵抗５１１は、比較部２０１の基準入力端子と、出力端子との間に接続される。ゲイン抵抗５１２とスイッチ５１３とは、直列に接続される。直列に接続されたゲイン抵抗５１２とスイッチ５１３とは、ゲイン抵抗５１１と並列に、比較部２０１の基準入力端子と、出力端子との間に接続される。

ゲイン切替制御部７００は、電流電圧変換アンプ６００のスイッチ６０５と、閾値設定部５０１のスイッチ５０４と、デジタル化部１８０のスイッチ５１３との切替えの制御を行う。

デジタル化部１８０の比較部２０１は、一般的に比較部２０１へ入力される信号に重畳された雑音電圧等による誤動作を防止するため、入出力特性にヒステリシスを有する。図１０は、比較部２０１の入力電圧に対する出力電圧の関係の一例を示す図である。図１０において、横軸は加算アンプ１５０の出力電圧、すなわち比較部２０１の入力電圧を表しており、縦軸は比較部２０１の出力電圧を表している。図１０に示すように、加算アンプ１５０の出力電圧が小さいときには、比較部２０１の出力電圧は、ローレベルを示しているが、加算アンプ１５０の出力電圧が大きくなり、一定の閾値電圧を超えると、波形８５０のようにローレベルからハイレベルへ変化する。光ピックアップ装置が記録時の場合は、加算アンプ１５０の出力電圧を下げていくと、波形８５１のように一定のヒステリシスをもって比較部２０１の出力電圧がローレベルへ戻る。一方、光ピックアップ装置が再生時の場合は、第７の実施の形態でも説明したが、電流電圧変換アンプ６００の変換抵抗が記録時より大きいため、雑音電圧も大きくなり、記録時と同じヒステリシス量では、雑音電圧による誤動作の可能性が高くなる。例えば、図９において、電流電圧変換アンプ６００の変換抵抗６０３を１００ｋΩとし、変換抵抗６０４を２ｋΩとする。再生時には、スイッチ６０５がオフのため、変換抵抗６０３のみで抵抗値が決まる。よって、変換抵抗値は１００ｋΩとなる。一方、記録時には、スイッチ６０５がオンするため、変換抵抗６０３と変換抵抗６０４との並列値で抵抗値が決まる。よって、変換抵抗値は、１００ｋΩ×２ｋΩ／１０２ｋΩ＝１．９６ｋΩとなる。記録時に比べて再生時は、変換抵抗値が約５０倍大きいため、出力雑音電圧は約√５０倍大きくなる。そこで、再生時は、波線で示した波形８５２のように、ヒステリシス量を記録時より大きくし、出力雑音電圧による誤動作発生へのマージンを大きくする必要がある。すなわち、ゲイン切替制御部７００は、記録時であり電流電圧変換アンプ６００のゲインが小さい場合に、比較部２０１のヒステリシスの幅を小さくし、再生時であり電流電圧変換アンプ６００のゲインが大きい場合に、比較部２０１のヒステリシスの幅を大きくする。

ヒステリシス量を記録時と再生時とで切り替える回路は、デジタル化部１８０の比較部２０１と、入力抵抗５１０と、ゲイン抵抗５１１及び５１２と、スイッチ５１３と、閾値設定部５０１とで構成される。

記録時の場合、ゲイン切替制御部７００は、電流電圧変換アンプ６００のスイッチ６０５をオンにし、閾値設定部５０１のスイッチ５０４を定電圧源５０２に接続し、比較部２０１のスイッチ５１３をオフにする。電流電圧変換アンプ６００は、変換抵抗６０３と６０４との並列接続で変換抵抗値が決まるため、変換抵抗としては、上述の例で示した１．９６ｋΩとなる。すなわち、再生時より変換抵抗値は小さい値となる。よって、抵抗値が小さいため出力雑音電圧も小さくなる。比較部２０１の閾値電圧は、第７の実施の形態で説明した通り、出力雑音電圧の大きさを考慮し、設定しているが、比較部２０１のヒステリシス量も出力雑音電圧を考慮した設定が必要である。記録時には、比較部２０１のスイッチ５１３はオフのため、ヒステリシス量はゲイン抵抗５１１と入力抵抗５１０との抵抗比で決まる。入力抵抗５１０の抵抗値をＲ１１とし、ゲイン抵抗５１１の抵抗値をＲ１２とし、定電圧源５０２の電位をＶ１とする。また、簡単のため、比較部２０１の出力ダイナミックレンジは０Ｖから電源電位Ｖｃｃまで出力できるとする。無信号時の比較部２０１の閾値ＶＴｏｎ１は、
ＶＴｏｎ１＝Ｒ１２／（Ｒ１１＋Ｒ１２）×Ｖ１
で表される。一方、入力信号が上記閾値ＶＴｏｎ１を超えた場合、比較部２０１がオンし（論理値「１」を出力し）、比較部２０１の閾値ＶＴｏｆｆ１は、
ＶＴｏｆｆ１＝Ｒ１１／（Ｒ１１＋Ｒ１２）×（Ｖｃｃ−Ｖ１）＋Ｖ１
で表される。従って、比較部２０１のヒステリシス量ΔＶｈｙｓ１は、
ΔＶｈｙｓ１＝ＶＴｏｆｆ１−ＶＴｏｎ１＝Ｒ１１／（Ｒ１１＋Ｒ１２）×Ｖｃｃ
となる。例えば、Ｒ１１＝２００Ω、Ｒ１２＝１００ｋΩ、Ｖｃｃ＝５Ｖとすると、ヒステリシス量ΔＶｈｙｓ１は、
ΔＶｈｙｓ１＝２００Ω／（２００Ω＋１００ｋΩ）×５Ｖ＝１０．０ｍＶ
となる。

一方、光ピックアップ装置が再生時の場合、ゲイン切替制御部７００は、電流電圧変換アンプ６００のスイッチ６０５をオフし、閾値設定部５０１のスイッチ５０４を定電圧源５０３に接続し、比較部２０１のスイッチ５１３をオンする。電流電圧変換アンプ６００は、変換抵抗６０３で変換抵抗値が決まるため、変換抵抗としては、上述の例で示した１００ｋΩとなり、記録時より約５０倍大きい値となる。すなわち、抵抗値が大きいため出力雑音電圧も約√５０倍大きくなる。比較部２０１のスイッチ５１３はオンのため、ヒステリシス量はゲイン抵抗５１１及び５１２の並列接続抵抗と、入力抵抗５１０との抵抗比で決まる。入力抵抗５１０の抵抗値をＲ１１とし、ゲイン抵抗５１１の抵抗値をＲ１２とし、ゲイン抵抗５１２の抵抗値をＲ１３とし、定電圧源５０３の電位をＶ２とする。また、簡単のため、比較部２０１の出力ダイナミックレンジは０Ｖから電源電位Ｖｃｃまで出力できるとする。無信号時の比較部２０１の閾値ＶＴｏｎ２は、
ＶＴｏｎ２＝Ｒ１２×Ｒ１３／（（Ｒ１２＋Ｒ１３）／（Ｒ１１＋Ｒ１２×Ｒ１３／（Ｒ１２＋Ｒ１３）））×Ｖ２
で表される。一方、入力信号が上記閾値ＶＴｏｎ２を超えた場合、比較部２０１がオンし（論理値「１」を出力し）、比較部２０１の閾値ＶＴｏｆｆ２は、
ＶＴｏｆｆ２＝Ｒ１１／（Ｒ１１＋Ｒ１２×Ｒ１３／（Ｒ１２＋Ｒ１３））×（Ｖｃｃ−Ｖ２）＋Ｖ２
で表される。従って、コンパレータ回路２０１のヒステリシス量ΔＶｈｙｓ２は、
ΔＶｈｙｓ２＝ＶＴｏｆｆ２−ＶＴｏｎ２＝Ｒ１１／（Ｒ１１＋Ｒ１２×Ｒ１３／（Ｒ１２＋Ｒ１３））×Ｖｃｃ
となる。例えば、Ｒ１１＝２００Ω、Ｒ１２＝１００ｋΩ、Ｒ１３＝１６ｋΩ、Ｖｃｃ＝５Ｖとすると、ヒステリシス量ΔＶｈｙｓ２は、
ΔＶｈｙｓ２＝２００Ω／（２００Ω＋１００ｋΩ×１６ｋΩ／（１００ｋΩ＋１６ｋΩ））×５Ｖ＝７１．５ｍＶ
となる。

従って、この例では記録時と再生時では、比較部２０１の入出力特性のヒステリシス量は、約７倍（√５０倍）再生時の方が大きくなる。

以上により、本発明の第９の実施の形態に係る光半導体装置は、記録時と再生時との各々で最適となる比較部２０１のヒステリシス量を設定でき、誤動作の発生を低減することができる。

なお、上記第１〜第９の実施の形態において、加算アンプ１５０の出力をデジタル化する場合について説明したが、電流電圧変換アンプ１１０、１２０、１３０及び１４０の出力をデジタル化し、後段の信号処理回路に出力してもよい。図１１は、第１の実施の形態に係る光半導体装置１００の変形例であり、電流電圧変換アンプ１１０、１２０、１３０及び１４０の出力をデジタル化し、後段の信号処理回路に出力する光半導体装置の構成を示す図である。図１１に示す光半導体装置１０９は、電流電圧変換アンプ１１０、１２０、１３０及び１４０の出力電圧をそれぞれデジタル化するデジタル化部１６１〜１６４を備える。図１１に示すように、加算アンプ１５０の出力電圧は、デジタル化を行わず、アナログ信号ＶｏｕｔＲＦ（Ａ）を後段の信号処理回路に出力し、電流電圧変換アンプ１１０、１２０、１３０及び１４０の出力電圧をデジタル化し、デジタル信号Ｖｏｕｔ１（Ｄ）、Ｖｏｕｔ２（Ｄ）、Ｖｏｕｔ３（Ｄ）及びＶｏｕｔ４（Ｄ）を後段の信号処理回路に出力してもよい。さらに、加算アンプ１５０の出力電圧及び電流電圧変換アンプの出力電圧のうち、全てまたは一部をデジタル化し、後段の信号処理回路に出力してもよい。また、加算アンプ１５０の出力電圧は信号入力時に基準電圧Ｖｒｅｆより低い電圧を出力するため、加算アンプ１５０の出力をデジタル化する場合には、比較部２０１の閾値電圧は基準電圧Ｖｒｅｆより低い電圧値に設定している。一方、電流電圧変換アンプ１１０、１２０、１３０及び１４０の出力電圧は信号入力時に基準電圧Ｖｒｅｆより高い電圧を出力するため、電流電圧変換アンプ１１０、１２０、１３０及び１４０の出力をデジタル化するデジタル化部１６１〜１６４においては、比較部２０１の閾値電圧は基準電圧Ｖｒｅｆより高い電圧値に設定される。

また、上記第１〜第９の実施の形態において、光半導体装置は、４チャンネルのフォーカスエラー信号と、４チャンネルのフォーカスエラー信号を加算したＲＦ信号とを、ＦＰＣを介して後段の信号処理回路に出力しているが、さらに、受光素子および電流電圧変換アンプを備え、トラッキングエラー信号等を出力してもよい。さらに、トラッキングエラー信号等をデジタル化して出力してもよい。

また、上記第１〜第９の実施の形態において、デジタル化部は、アナログ信号を２値化し（１ビットのデジタル信号に変換し）、後段の信号処理回路に出力するとしたが、多値化し（複数ビットのデジタル信号に変換し）、後段の信号処理回路に出力してもよい。

（第１０の実施の形態）
本発明の実施の形態１０では、上述した光半導体装置を、光ピックアップ装置に適用した実施例を説明する。

図１２は、本発明の第１０の実施の形態に係る光ピックアップ装置の構成を示す。
図１２に示す光ピックアップ装置４０は、ＤＶＤ及びＣＤの両方に対応した光ピックアップ装置である。光ピックアップ装置４０は、赤外レーザ４１と、赤色レーザ４２と、３ビームグレーティング４３と、ビームスプリッタ４４ａ及び４４ｂと、コリメータレンズ４５と、ミラー４６と、対物レンズ４７ａ及び４７ｂと、受光用ＩＣ４９とを備える。受光用ＩＣ４９は、例えば、図６に示す第６の実施の形態に係る光半導体装置である。

まず、ＣＤ対応時の動作について説明する。赤外レーザ４１は、赤外レーザ光を出射する。赤外レーザ４１が出射した赤外レーザは、３ビームグレーティング４３により、３ビームに分割される。分割された赤外レーザは、ビームスプリッタ４４ａ、コリメータレンズ４５、及びビームスプリッタ４４ｂを順次通って、ミラー４６で反射され、対物レンズ４７ａに入射する。対物レンズ４７ａで集光された光が、光ディスク４８（ＣＤ）に入射される。光ディスク４８に入射した赤外レーザは、光ディスク４８で反射され、対物レンズ４７ａ、ミラー４６、ビームスプリッタ４４ｂを順次介す。ここで、ビームスプリッタ４４ｂによって、反射光は方向を曲げられ、対物レンズ４７ｂを通って受光用ＩＣ４９の受光面上に照射される。

光ディスク４８からの反射戻り光には、ディスク面上のピット情報等が含まれており、受光素子で発生した光電流を演算処理することにより、光ディスクの情報信号、フォーカスエラー信号及びトラッキングエラー信号等が得られる。具体的には、第６の実施の形態で述べたように、光ディスク４８からの反射戻り光は、ＣＤ用の受光素子４０２で光電流に変換され、電流電圧変換アンプ４００で電圧に変換され出力される。変換された電圧は、例えば、フォーカスエラー信号として、出力される。また、４ｃｈのフォーカスエラー信号は、加算アンプ１５０で加算され、さらに、デジタル化部１８０でデジタル化され、デジタル化されたＲＦ信号が出力される。また、図６には図示していないが、トラッキングエラー用の受光素子と、該受光素子の光電流を電圧に変換する電流電圧変換アンプを備え、トラッキングエラー信号を出力してもよい。さらに、アナログのフォーカスエラー信号及びトラッキングエラー信号をデジタル化して出力してもよい。受光用ＩＣ４９が出力する信号は、情報の読み取り、及び光ピックアップ装置の位置制御等に用いられる。

次に、ＤＶＤ対応時の動作について説明する。赤色レーザ４２から出射された赤色レーザ光は、ビームスプリッタ４４ａ、コリメータレンズ４５、及びビームスプリッタ４４ｂを順次通って、ミラー４６で反射され、対物レンズ４７ａに入射する。対物レンズ４７ａで集光された光が、光ディスク４８（ＤＶＤ）に入射された後、反射され、対物レンズ４７ａ、ミラー４６、及びビームスプリッタ４４ｂを順次介す。ここで、ビームスプリッタ４４ｂによって、反射光は方向を曲げられ、対物レンズ４７ｂを通って受光用ＩＣ４９の受光面上に照射される。光ディスク４８からの反射戻り光は、ＤＶＤ用の受光素子４０１で光電流に変換され、電流電圧変換アンプ４００で電圧に変換され出力される。変換された電圧は、例えば、フォーカスエラー信号として、出力される。また、４ｃｈのフォーカスエラー信号は、加算アンプ１５０で加算され、さらに、デジタル化部１８０でデジタル化され、デジタル化されたＲＦ信号が出力される。受光用ＩＣ４９が出力する信号は、情報の読み取り及び光ピックアップ装置の位置制御等に用いられる。ここで、ＣＤ対応時には、レーザ光が３ビームに分割されているのに対して、ＤＶＤ対応時には１ビームである。よって、戻り光はＣＤ対応時とＤＶＤ対応時とで受光部上の異なった位置に照射される。また、赤外レーザ４１から出射されたレーザ光及び赤色レーザ４２から出射されたレーザ光はそれぞれ、ビームスプリッタ４４ａから光ディスク４８に至る光路、及び光ディスク４８から受光用ＩＣ４９に至る光路において、光軸がほぼ同じになるように調整されている。これにより、同じ光学素子、及び同じ受光系を使用することができるので、光ピックアップ装置の小型化及び組立て時の調整等が容易となる。

以上より、本発明の第１０の実施の形態に係る光ピックアップ装置は、受光用ＩＣ４９に搭載されている光半導体装置が、２値化されたデジタル信号を出力する。これにより、信号周波数帯域の高域化（例えば、ＤＣ〜３００ＭＨｚ）が必要となった場合、または、スリムドライブ等のようにＦＰＣの長さが更に長くなり、インダクタンスや寄生容量が増加することによって、ＦＰＣ自体の周波数特性においてピーキングが信号帯域（例えば、ＤＣ〜１００ＭＨｚ）までシフトした場合であっても、ＦＰＣの周波数特性に影響されない。よって、信号波形の歪みが小さくなり、安定した精度よい信号を後段の信号処理回路へ伝達することができる。すなわち、本発明の第１０の実施の形態に係る光ピックアップ装置は、高周波帯域においても、後段の信号処理回路に信号を精度良く伝達することができる。

なお、本発明は、レーザ、受光用ＩＣ等の構造及び各部品の配置関係は、上述した構成に限定されるものでなく、適宜、設計に応じて変更が可能である。例えば、受光素子と増幅・演算回路とがそれぞれ別のＩＣチップに形成されていてもよい。

本発明は、光ディスク（ＣＤ、ＤＶＤ、ＢＤ及びＨＤ−ＤＶＤ等）の記録／再生を行う光ディスク再生・記録装置に用いられる光ピックアップ装置、及び光ピックアップ装置に用いられる光半導体装置に適用できる。

本発明の第１の実施の形態に係る光半導体装置の構成を示す図である。 本発明の第２の実施の形態に係る光半導体装置の構成を示す図である。 本発明の第３の実施の形態に係る光半導体装置のデジタル化部の構成を示す図である。 本発明の第４の実施の形態に係る光半導体装置のデジタル化部の構成を示す図である。 本発明の第５の実施の形態に係る光半導体装置のデジタル化部の構成を示す図である。 本発明の第６の実施の形態に係る光半導体装置の構成を示す図である。 本発明の第７の実施の形態に係る光半導体装置の構成を示す図である。 本発明の第８の実施の形態に係る光半導体装置の構成を示す図である。 本発明の第９の実施の形態に係る光半導体装置の構成を示す図である。 本発明の第９の実施の形態に係る光半導体装置の比較部の入出力特性の一例を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係る光半導体装置の変形例の構成を示す図である。 本発明の第１０の実施の形態に係る光ピックアップ装置の構成を示す図である。 従来の光半導体装置の構成を示す図である。 光半導体装置と後段の信号処理回路をＦＰＣで接続した構成を模式的に示す図である。 ＦＰＣの周波数特性を示す図である。

符号の説明

Ｖｃｃ 正の電圧源
Ｖｅｅ 負の電圧源
Ｖｒｅｆ 基準電圧
Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２、Ｖｏｕｔ３、Ｖｏｕｔ４ 電流電圧変換アンプの出力電圧
ＶＲＦ 加算アンプの出力電圧
ＶｏｕｔＲＦ（Ａ） アナログ出力信号
ＶｏｕｔＲＦ（Ｄ）、ＶｏｕｔＲＦ１（Ｄ）、ＶｏｕｔＲＦ２（Ｄ）、ＶｏｕｔＲＦ３（Ｄ）、ＶｏｕｔＲＦ４（Ｄ）、Ｖｏｕｔ１（Ｄ）、Ｖｏｕｔ２（Ｄ）、Ｖｏｕｔ３（Ｄ）、Ｖｏｕｔ４（Ｄ） デジタル出力信号
１００、１０１、１０５、１０６、１０７、１０８ 光半導体装置
１１０、１２０、１３０、１４０、４００、６００ 電流電圧変換アンプ
１１１、１２１、１３１、１４１、４０１、４０２、６０１ 受光素子
１１２、１２２、１３２、１４２、１５６、４０３、６０２ 増幅部
１１３、１２３、１３３、１４３、４０４、６０３、６０４ 変換抵抗
１５０ 加算アンプ
１５１、１５２、１５３、１５４、５１０ 入力抵抗
１５５、５１１、５１２ ゲイン抵抗
１６０、１６１、１６２、１６３、１６４、１８０、１９１、１９２ デジタル化部
２０１、３０１ 比較部
２０２、３０２、５０１ 閾値設定部
２１０、２２０、２３０、２４０ 出力部
２１１、２１３、２２１、２２３、２３１、２３３、２４１、２４３ ＰチャネルＭＯＳ
２１２、２１４、２２２、２２４、２３２、２３４、２４２、２４４ ＮチャネルＭＯＳ
３１０、３２０ 電圧供給部
３１１、３２１、３３１ 抵抗
３１２、３２２、３３２、３３３ 定電流源
３３４、４０５、５０４、５１３、６０５ スイッチ
５００ 受光切替制御部
５０２、５０３ 定電圧源
７００ ゲイン切替制御部
８０１、８０２ 周波数選択部
８５０、８５１ 記録時ヒステリシス波形
８５２ 再生時ヒステリシス波形
４０ 光ピックアップ装置
４１ 赤外レーザ
４２ 赤色レーザ
４３ ３ビームグレーティング
４４ａ、４４ｂ ビームスプリッタ
４５ コリメータレンズ
４６ ミラー
４７ａ、４７ｂ 対物レンズ
４８ 光ディスク（ＣＤ、ＤＶＤ）
４９ 受光用ＩＣ
１０ａ〜１０ｆ 電流電圧変換アンプ
１１ 加算アンプ
１２ａ、１２ｂ アンプ
Ａ１〜Ａ４、ａ１〜ａ４、Ｅ、Ｆ 受光素子
ＦＥ１〜ＦＥ４ フォーカスエラー信号
ＴＥ１、ＴＥ２ トラッキングエラー信号
ＲＦ ＲＦ信号
９０１ 光半導体装置
９０２ 信号処理回路
９０３ ＦＰＣ
９０４ ＦＰＣの配線間寄生容量
９０５ 外来電磁ノイズ
９１０ ＦＰＣの周波数特性波形
９１１ ＦＰＣのピーキング波形

Claims (16)

1. ケーブルを介して信号処理回路に信号を出力する光半導体装置であって、
   受光した光を光電流に変換する受光素子と、
   前記受光素子の光電流を電圧に変換する増幅回路と、
   ２以上の前記増幅回路が変換した電圧のうち、２以上の電圧を加算し、加算した電圧を出力する加算回路と、
   前記増幅回路が変換した電圧及び前記加算回路が出力した電圧のうち、１以上の電圧をデジタル信号に変換し、当該デジタル信号を、前記ケーブルを介して前記信号処理回路に出力するデジタル変換回路とを備える
   ことを特徴とする光半導体装置。
2. 前記デジタル変換回路は、
   前記増幅回路が変換した電圧及び前記加算回路が出力する電圧のうち、１つ以上の電圧と、閾値電圧とを比較することでデジタル化を行う第１の比較回路と、
   前記第１の比較回路によってデジタル化された信号を、前記ケーブルを介して前記信号処理回路に出力する第１の出力回路とを備える
   ことを特徴とする請求項１に記載の光半導体装置。
3. 前記光半導体装置は、さらに、
   前記増幅回路、又は前記加算回路と前記デジタル変換回路との間にアナログ出力端子を備え、
   前記増幅回路、又は前記加算回路は、出力電圧を前記アナログ出力端子及び前記ケーブルを介して前記信号処理回路に出力する
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の光半導体装置。
4. 前記第１の出力回路は、前記増幅回路及び前記加算回路の電源電圧の電位とは異なる電位の電圧が供給され、前記デジタル化された信号のハイ論理として当該電圧を出力する
   ことを特徴とする請求項２に記載の光半導体装置。
5. 前記デジタル変換回路は、さらに、
   第１の電圧を出力する第１の電圧供給回路を備え、
   前記第１の出力回路は、前記第１の電圧供給回路から第１の電圧が供給され、前記デジタル化された信号のハイ論理として前記第１の電圧を出力する
   ことを特徴とする請求項４に記載の光半導体装置。
6. 前記デジタル変換回路は、さらに、
   第２の電圧を出力する第２の電圧供給回路と、
   前記第１の比較回路によりデジタル化された信号を、前記ケーブルを介して前記信号処理回路に出力する第２の出力回路とを備え、
   前記第２の電圧供給回路から第２の電圧が供給され、前記デジタル化された信号のハイ論理として前記第２の電圧を出力する
   ことを特徴とする請求項５に記載の光半導体装置。
7. 前記増幅回路は、
   前記受光素子に反転入力端子が接続され、非反転入力端子に基準電圧が入力される差動増幅器と、
   前記差動増幅器の出力端子と、反転入力端子との間に接続される抵抗とを備え、
   前記デジタル変換回路は、さらに、
   前記基準電圧と、第２の閾値電圧との大小を判定する第２の比較回路と、
   前記第２の比較回路により、前記第２の閾値電圧より前記基準電圧が大きいと判定された場合に、第１の電圧を出力し、前記第２の閾値電圧より前記基準電圧が小さいと判定された場合に、前記第１の電圧より小さい第２の電圧を出力する電圧供給回路とを備え、
   前記第１の出力回路は、前記電圧供給回路が出力する前記第１の電圧または前記第２の電圧が供給され、前記デジタル化された信号のハイ論理として前記第１の電圧又は前記第２の電圧を出力する
   ことを特徴とする請求項４に記載の光半導体装置。
8. 前記増幅回路は、第１の受光素子及び第２の受光素子の光電流を選択的に電圧に変換し、
   前記デジタル変換回路は、さらに、
   前記増幅回路が前記第１の受光素子の光電流を電圧に変換している場合は、第１の電圧を前記閾値電圧として前記第１の比較回路に供給し、前記増幅回路が前記第２の受光素子の光電流を電圧に変換している場合は、第２の電圧を前記閾値電圧として前記第１の比較回路に供給する閾値電圧供給回路を備える
   ことを特徴とする請求項２に記載の光半導体装置。
9. 前記増幅回路は、可変な電流電圧変換のゲインを有する増幅器であり、
   前記デジタル変換回路は、さらに、
   前記ゲインに応じて、異なる電圧の前記閾値電圧を前記第１の比較回路に供給する閾値電圧供給回路を備える
   ことを特徴とする請求項２に記載の光半導体装置。
10. 前記光半導体装置は、さらに、
    前記増幅回路が変換した電圧及び前記加算回路が出力する電圧のうち、１つ以上の電圧から第１の周波数成分の信号を抽出する第１の周波数選択回路を備え、
    前記デジタル変換回路は、前記第１の周波数選択回路により抽出された信号を、デジタル信号に変換し、当該デジタル信号を、前記ケーブルを介して前記信号処理回路に出力する
    ことを特徴とする請求項１に記載の光半導体装置。
11. 前記光半導体装置は、さらに、
    前記増幅回路が変換した電圧及び前記加算回路が出力する電圧のうち、１つ以上の電圧から第２の周波数成分の信号を抽出する第２周波数選択回路を備え、
    前記デジタル変換回路は、
    前記第１周波数選択回路が抽出した信号を、デジタル信号に変換し、当該デジタル信号を、前記ケーブルを介して前記信号処理回路に出力する第１のデジタル変換回路と、
    前記第２周波数選択回路が抽出した信号を、デジタル信号に変換し、当該デジタル信号を、前記ケーブルを介して前記信号処理回路に出力する第２のデジタル変換回路とを備える
    ことを特徴とする請求項１０に記載の光半導体装置。
12. 前記増幅回路は、第１のゲインと、前記第１のゲインより大きい第２のゲインとに可変な電流電圧変換のゲインを有する増幅器であり、
    前記第１の比較回路は、入出力特性にヒステリシスを有し、
    前記デジタル変換回路は、さらに、
    前記ゲインが前記第１のゲインの場合に、前記第１の比較回路のヒステリシスの幅を第１のヒステリシス幅にし、前記ゲインが前記第２のゲインの場合に、前記第１の比較回路のヒステリシスの幅を前記第１のヒステリシス幅より大きい第２のヒステリシス幅にするヒステリシス幅制御回路を備える
    ことを特徴とする請求項２に記載の光半導体装置。
13. 前記第１の出力回路は、ＣＭＯＳで構成される
    ことを特徴とする請求項２に記載の光半導体装置。
14. 前記第１の出力回路は、ＣＭＯＳインバータを含む
    ことを特徴とする請求項１３に記載の光半導体装置。
15. 請求項１〜１４のいずれか１項に記載の光半導体装置を備える
    ことを特徴とする光ピックアップ装置。
16. 受光した光を光電流に変換する受光素子と、前記受光素子の光電流を電圧に変換する増幅回路と、２以上の前記増幅回路が変換した電圧のうち、２以上の電圧を加算し、加算した電圧を出力する加算回路とを備える光半導体装置の制御方法であって、
    前記増幅回路が変換した電圧及び前記加算回路が出力した電圧のうち、１以上の電圧をデジタル信号に変換し、当該デジタル信号を、ケーブルを介して信号処理回路に出力する
    ことを特徴とする光半導体装置の制御方法。

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