JP2008061123A - 電力増幅装置および携帯電話端末 - Google Patents

Abstract

【課題】高い飽和出力と高効率、低歪みを実現することができる電力増幅装置およびこれを用いた携帯電話端末を提供する。
【解決手段】電力増幅装置は、主たる入力信号を増幅する第１の電力増幅器４０と、前記主たる入力信号の一部を分岐して入力とし、第２高調波を出力する第２高調波発生器１０と、この第２高調波の位相を調整する移相器２０と、前記主たる入力信号の分岐信号と移相器２０の出力とを加算して出力する第１の加算器３０と、この第１の加算器出力を入力とする第２の電力増幅器５０と、第１および第２の電力増幅器４０，５０の出力同士を互いに加算して出力する第２の加算器６０とからなる。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力増幅装置、特に携帯電話に使用できる高周波電力増幅装置およびこれを用いた携帯電話端末に関する。

近年の携帯電話は、送受信するデータスピードが増加する傾向にある。例えば、High Speed Down Link Packet Access（ＨＳＤＰＡ）では、高速化（ダウンリンク１４Ｍｂｐｓ、アップリンク６４ｋｂｐｓ）のためにDedicated Packet Control Channel（ＤＰＣＣＨ）をアップリンクに付加する。そのために、信号のピークファクタ（ピーク電力と平均電力の比）が、通常に対して１．５ｄＢ程度増加する。また、ＥｖＤＯ（Evolution Data Only）Ｒｅｖ．０では、Supplement Channelを追加することで、送信速度を１５６ｋｂｐｓまで増加させているが、同じくピークファクタが約１ｄＢ増加する。

今後は、High Speed Up Link Packet Access（ＨＳＵＰＡ）、ＥｖＤＯ ＲｅｖＡなどで更なる高速化が計画されており、信号のピークファクタも更に増加することが確実である。これらの高ピークファクタの信号の特徴は、高いピーク電力にある。そこで、電力増幅器としては高い飽和出力と高効率、低歪みを実現できるものが望まれる。その候補としてはドハティアンプのような出力合成型の電力増幅器が注目されている。

本発明に関連する従来技術としては、例えば第１の従来例として、特許文献１に記載の「デジタル相互相殺システム」が挙げられる。これは、ＤＳＰを用いて歪み成分を電力増幅器の出力部で相殺させるものであるが、携帯電話に用いる場合、小型化ができず、また、ＤＳＰを用いているため、消費電力が格段に大きいという問題がある。

第２の従来例としては、特許文献２に記載の「マルチステージドハティ増幅器」が挙げられる。これは、多数の電力増幅器に駆動増幅器を用いて、各々の電力増幅器が発生する歪みを最小にすることにより低歪み化を行うものであるが、各増幅器の最小歪み点の設定が難しく、また、最終出力に含まれる歪み成分は、各増幅器の発生する歪み成分よりは小さくならないという問題が残る。

第３の従来例としては、特許文献３に記載の「マイクロ波ドハティ型増幅器”が挙げられる。これは、第２高調波の短絡回路をドハティ増幅器と組み合わせて高効率を実現し同時に低歪みを実現しようとするものであるが、第２高調波短絡回路による低歪み化の効果は、非特許文献１に詳述されているように、高々３ｄＢ以下で十分ではない。
特開２００５−４５７６７号公報 特表２００３−５３６３１３号公報 特開平７−２２９５２号公報 S. Kusunoki, et al."Harmonic-Injected Power Amplifier with 2nd Harmonic Short Circuit for Cellular Phones", IEICE Tansaction on Electronics vol.E88-C, No.4, April 2005, pp.729-738（電子情報通信学会英文論文誌） S. Kusunoki, et al."Load-Impedance and Bias-Network Dependence of Power Amplifier with Second Harmonic Injection", IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, September 2004, vol.52, no.9, pp.2169-2176

前述の高ピークファクタの信号の特徴は、高いピーク電力にある。そこで、電力増幅器としては高い飽和出力と高効率、低歪みを実現できるものが望まれる。その候補としては上述のドハティアンプが挙げられる。これは、高い飽和出力と高効率が実現できるが、Ｃ級アンプを用いるために低歪みという特性については通常のＡＢ級増幅器に比べて不利である。

本発明はこのような背景においてなされたものであり、高い飽和出力と高効率、低歪みを実現することができる電力増幅装置およびこれを用いた携帯電話端末を提供することを企図する。

本発明による電力増幅装置は、主たる入力信号を増幅する第１の電力増幅器と、前記主たる入力信号の一部を分岐して入力とし、第２高調波を出力する第２高調波発生器と、この第２高調波の位相を調整する移相器と、前記主たる入力信号の分岐信号と前記移相器の出力とを加算して出力する第１の加算器と、この第１の加算器出力を入力とする第２の電力増幅器と、前記第１および第２の電力増幅器の出力同士を互いに加算して出力する第２の加算器とを備えたことを特徴とする。

第１および第２の電力増幅器の出力は第２の加算器により互いに加算して合成される。このような第１および第２の電力増幅器の組み合わせにより高い飽和出力と高効率が得られる。

一方、第２高調波発生器は、主たる入力信号の一部を分岐して入力とし、第２高調波を出力する。移相器はこの第２高調波の位相を調整する。この移相器の出力は、第１の加算器により、前記主たる入力信号の分岐信号と前記移相器の出力とを加算して出力する。この第１の加算器の出力が第２の電力増幅器に入力される。これにより、第１および第２の電力増幅器の出力が加算されたとき、第１および第２の電力増幅器の歪みが相殺される。

本発明は、このような電力増幅装置を備えた携帯電話端末として把握することもできる。

本発明によれば、二つの電力増幅器出力を合成することにより高い飽和出力を達成できると同時に、歪み信号を逆位相で相殺することにより歪みを大幅に低減できる。

以下、本発明の好適な実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は、本発明による電力増幅装置の概略構成を示すブロック図である。この電力増幅装置は、主たる入力信号ｓｉｇｉｎを増幅する第１の電力増幅器４０（ＰＡ＿１）と、入力信号ｓｉｇｉｎの一部を分岐して入力とし、第２高調波を出力する第２高調波発生器１０（２ｎｄ＿ｇｅｎ）と、第２高調波の位相を調整する移相器２０（ｐｈ）と、前記主たる入力信号ｓｉｇｉｎの分岐信号と移相器２０の出力とを加算して出力する第１の加算器３０（ａｄｄ１）と、この第１の加算器３０の出力を入力とする第２の電力増幅器５０（ＰＡ＿２）と、第１および第２の電力増幅器４０，５０の出力同士を加算し、信号ｓｉｇｏｕｔとして出力する第２の加算器６０（ａｄｄ２）とにより構成される。本実施の形態では、第１の電力増幅器４０はＡ級またはＡＢ級にバイアスされ、第２の電力増幅器５０はＣ級にバイアスされる。入力信号ｓｉｇｉｎの電力値が低いときは第１電力増幅器４０が動作状態となり、第２の電力増幅器５０は休止状態となる。入力信号ｓｉｇｉｎの電力値が増加し、ある値を超えた場合に、電力増幅器５０が動作状態となり、両出力が合成される。このとき、電力増幅器４０および電力増幅器５０を通過する位相を共に同じ値に調整しておくことにより、両電力増幅器４０，５０の出力は同相で合成される。

図１の電力増幅装置の主たる動作を説明する。一般に電力増幅器４０，５０はその出力に非線形歪みを含む。ここでは便宜上、３次相互変調歪み（ＩＭ３）を用いて説明する。また、主たる入力信号ｓｉｇｉｎとして、一般的な２トーン信号（周波数ｗ１、ｗ１＋δ）を考える。電力増幅器の３次非線形伝達関数をＨ３とすると、ＩＭ３成分はＨ３・ｅｘｐ（ｊ・（ｗ１＋２δ＋θ））と表記できる。ここで、θは位相である。（ｗ１−δ）成分は説明の簡略化のため便宜上考えない。このＩＭ３は２つの電力増幅器４０，５０から同様に発生し、加算器６０で加算される。加算器６０は、周波数ｗ１、ｗ２の各成分（信号成分）が同相で加算されるように、即ち、信号成分の出力が最大になるように動作させる。各電力増幅器の出力に含まれるＩＭ３成分の加算は各々のＩＭ３の持つ位相θにより決まる。もし、信号成分の位相を保持したまま、ＩＭ３の位相θを互いに逆位相に設定できれば、加算器ａｄｄ２の出力に見られるＩＭ３成分は互いに相殺され、低減されることになる。本発明で、第２の電力増幅器５０に主たる入力信号ｓｉｇｉｎの第２高調波を入力することにより、これを実現するものである。

図２は、図１に示した電力増幅装置の具体的な回路構成を示すブロック図である。この図では、図１に示した構成要素に対応する部分には同じ参照符号を付してある。

第２高調波発生器１０は、Ｃ級にバイアスしたソース接地ＦＥＴ１２を用い、そのゲート端子に、抵抗１３（ｒ１）を介してゲートバイアス電圧ｖｇを印加するとともに、入力信号の一部をコンデンサ１４（ｃ１）により分岐して印加する。ＦＥＴ１２のドレイン端子にはコイル１１を介してドレイン電圧ｖｄが印加される。また、ドレイン端子には、第２高調波通過用の帯域通過フィルタ１５（ｂｐｆ）が接続される。第２高調波発生器としては、この代わりに、周波数変換ミキサを使用してもよい。この場合、帯域通過フィルタ１５は不要である。

第２高調波発生器１０の出力部には、第２高調波の位相を調整する移相器２０（ｐｈ）をコイル２１とコンデンサ２２のＬ型接続回路で構成する。これにより、Ｃ級増幅器で発生した第２高調波のみを抽出し、後続の第２の電力増幅器５０に入力せしめる。

第１の加算器３０（ａｄｄ１）はコイル３１とコンデンサ３２の直列回路で構成する。

第１の電力増幅器４０は、ソース接地型の入力ＦＥＴ４３と同じくソース接地型の出力ＦＥＴ４６を多段に接続した構成を有する。入力ＦＥＴ４３のゲートには整合回路４１が配置され、これを介して入力信号ｓｉｇｉｎを受ける。入力ＦＥＴ４３のドレイン端子にはコイル４２を介してドレイン電圧Ｖｄｄが印加される。また、このドレイン端子は整合回路４４を介して出力ＦＥＴ４６のゲート端子に接続される。出力ＦＥＴ４６のドレイン端子にはコイル４５を介してドレイン電圧Ｖｄｄが印加される。このドレイン端子は整合回路４９を介して第２の加算器６０の一方の入力端に入力される。整合回路４９は、コイル４７とコンデンサ４８のＬ型接続回路で構成される。

第２の電力増幅器５０は、第１の電力増幅器４０と同様に、ソース接地型の入力ＦＥＴ５３と同じくソース接地型の出力ＦＥＴ５６を多段に接続した構成を有する。入力ＦＥＴ５３のゲートには整合回路５１が配置され、これを介して加算器３０の出力信号を受ける。入力ＦＥＴ５３のドレイン端子にはコイル５２を介してドレイン電圧Ｖｄｄが印加される。また、このドレイン端子は整合回路５４を介して出力ＦＥＴ５６のゲート端子に接続される。出力ＦＥＴ５６のドレイン端子にはコイル５５を介してドレイン電圧Ｖｄｄが印加される。このドレイン端子は整合回路５９を介して第２の加算器６０の他方の入力端に入力される。整合回路５９は、コイル５７とコンデンサ５８のＬ型接続回路で構成される。

第２の加算器６０は、２つのコイル６１，６２を直列に接続し、その接続点から加算出力ｓｉｇｏｕｔを取り出す。

次に、図２の回路構成の動作について説明する。

図３は、図２における第２の電力増幅器５０の出力に含まれるＩＭ３の位相（前述のθ）の、注入第２高調波の位相に対する依存性を示すグラフである。注入する第２高調波の３６０度の位相変化に対して、ＩＭ３は８０度程度の変化をしている様子が分かる。

図４は、同じ状態での信号成分の出力位相の変化を示したグラフである。こちらは、注入する第２高調波の３６０度の位相変化に対して、４度程度しか変動しない。即ち、信号成分の位相変動に影響は与えずに、ＩＭ３の位相のみを制御できることが分かる。これにより、ＩＭ３を相殺できる第２高調波の位相に調整することが可能となる。

図５は、図２の回路構成で得られた入出力特性である。この図では、第２高調波注入ありとなしの信号成分出力６１，６２、注入する第２高調波のレベル６３、第２高調波注入なしの３次相互変調歪み（ＩＭ３）６４、第２高調波注入ありの３次相互変調歪み（ＩＭ３）６５、の主たる入力電力に対する特性を示してある。信号成分出力６１，６２は、第２高調波の注入の有無によらずデータはほぼ重なっており（実線と破線）、第２高調波の注入による影響はないといえる。これは、図５で示したとおり、第２高調波注入による信号成分の位相変化は極めて少ないことに起因している。

これに対して、ＩＭ３のレベル６４，６５では、入力−１０ｄＢｍ程度までは、第２高調波を注入することにより、１０ｄＢ程度の改善が見られる。入力−１０ｄＢｍ以上では、改善の度合いは徐々に悪くなるが、第２高調波注入のない場合を上回ることはない。このような改善の緩やかな劣化は、非特許文献２に論じられているように、第２高調波注入法による歪み補償では、ある変曲点を有し、それ以上の電力域においては、歪み補償が働かなくなることに起因している。なお、同図には注入する第２高調波のレベルも記入してある。第２高調波のレベルは、任意の入力点一箇所で調整すれば、その後無調整でよい。そのため、図５においては、第２高調波のレベルは入力に対して概ね傾き２（すなわち1dBm増加に対して2dBm増加）で増加していることが分かる。

ここで、２つの電力増幅器４０，５０から同様に発生するＩＭ３成分が本実施の形態の構成により相殺されることを、数式を用いて説明する。

各電力増幅器（ＰＡ）の電圧での入出力特性を、
Vo = G1・Vi + G2・Vi² + G3・Vi³ + … (1)
とする。第１の電力増幅器（以下、下側ＰＡという）への入力信号は、
Vi = sin(ωt) + sin(ω+δ)t (2)
と表せる。振幅は便宜上全て１としている。また各波のもつ位相Φはゼロとしている。
（２）式を（１）式に代入して展開する。３次項（Ｇ３の項）で生じる3sin(ωt)・sin²(ω+δ)tより、(3/2)・sin(ω+2δ)tの項が生じる。即ち、下側ＰＡの３次相互変調歪み成分IM3Lは次式で表せる。
IM3L: 3sin(ωt)・sin²(ω+δ)t → + (3/2)・G3・sin(ω+2δ)t (3)

第２の電力増幅器（以下、上側ＰＡという）への入力信号は、第２高調波が加算されるので、
Vi = sin(ωt) + sin(ω+δ)t + sin(2ωt) + sin2(ω+δ)t (4)
となる。上側ＰＡの入出力も（１）式と同様とする。（４）式を（１）式に代入すると上側ＰＡの出力が得られる。このとき、２次の項（Ｇ２の項）で生じる、sin(ωt)・sin{2(ω+δ)t}より、-cos(ω+2δ)tの項が生じる。即ち、上側ＰＡの３次相互変調歪み成分IM3Uは次式で表せる。
IM3U: sin(ωt)・sin{2(ω+δ)t → - G2・cos(ω+2δ)t (5)

さて、ここで、上記位相Φと振幅を考慮する。
IM3L: (3/2)・G3・V1・sin{(ω+2δ)t + Φ1} (6)
IM3U: -G2・V2・cos{(ω+2δ)t + Φ2} (7)

上側ＰＡおよび下側ＰＡの合成出力でのＩＭ３は、（６）式＋（７）式となる。位相は各波の相対関係だけ意味を持つ。よって、Φ１＝０度、Φ２＝９０度としたとき、ＩＭ３は次のとおりとなる。
IM3 = IM3L + IM3U
= (3/2)・G3・Vl・sin{(ω+2δ)t} - G2・V2・sin{(ω+2δ)t} (8)
= {(3/2)・G3・V1 - G2・V2}・sin{(ω+2δ)t} (9)

即ち、Φ１とΦ２の位相関係を９０度とし、振幅を調整することで（９）式＝０とできる。これにより、両増幅器のＩＭ３は相殺されることになる。

なお、以上は簡易な説明であり、実際には、ＰＡの入出力特性式（１）の係数Ｇは全て複素数である。また、入力信号（２）式あるいは（４）式には位相があることにより、さらに複雑となる。特に信号の位相の取り扱いは注意を要する。扱っている周波数が同じ場合には位相関係は単なる加算、減算ができるが、本発明のように周波数変換が生じる場合には、係数Ｇの位相も加わる。より正確には、非特許文献１に記載のように多重フーリエ変換による方法を用いるのが望ましい。

本実施の形態の電力増幅装置は携帯電話端末に適用して好適である。携帯電話端末は特に図示しないが、送信部、受信部、データ処理部、操作部、表示部、音声処理部等を有し、本発明の電力増幅装置は送信部内に用いられる。

以上、本発明の好適な実施の形態について説明したが、上記で言及した以外にも種々の変形、変更を行うことが可能である。

本発明による電力増幅装置の概略構成を示すブロック図である。 図１に示した電力増幅装置の具体的な回路構成を示すブロック図である。 図２における第２の電力増幅器の出力に含まれるＩＭ３の位相（θ）の、注入第２高調波の位相に対する依存性を示すグラフである。 図３と同じ状態での信号成分の出力位相の変化を示したグラフである。 図２の回路構成で得られた入出力特性を示すグラフである。

符号の説明

１０…高調波発生器、１１…コイル、１２…ＦＥＴ、１３…抵抗、１４…コンデンサ、１５…帯域通過フィルタ（ｂｐｆ）、２０…移相器（ｐｈ）、２１…コイル、２２…コンデンサ、３０…加算器（ａｄｄ１）、３１…コイル、３２…コンデンサ、４０…第１の電力増幅器（ＰＡ＿１）、４１…整合回路、４２…コイル、４３…ＦＥＴ、４４…整合回路、４５…コイル、４６…ＦＥＴ、４７…コイル、４８…コンデンサ、４９…整合回路（Ｍ１）、５０…第２の電力増幅器（ＰＡ＿２）、５１…整合回路、５２…コイル、５３…ＦＥＴ、５４…整合回路、５５…コイル、５６…ＦＥＴ、５７…コイル、５８…コンデンサ、５９…整合回路（Ｍ２）、６０…加算器（ａｄｄ２）、６１，６２…コイル

Claims (5)

1. 主たる入力信号を増幅する第１の電力増幅器と、
   前記主たる入力信号の一部を分岐して入力とし、第２高調波を出力する第２高調波発生器と、
   この第２高調波の位相を調整する移相器と、
   前記主たる入力信号の分岐信号と前記移相器の出力とを加算して出力する第１の加算器と、
   この第１の加算器出力を入力とする第２の電力増幅器と、
   前記第１および第２の電力増幅器の出力同士を互いに加算して出力する第２の加算器と
   を備えたことを特徴とする電力増幅装置。
2. 前記第１の電力増幅器はＡ級またはＡＢ級にバイアスされ、前記第２の電力増幅器はＣ級にバイアスされたことを特徴とする請求項１記載の電力増幅装置。
3. 前記第２高調波発生器は、Ｃ級にバイアスしたソース接地ＦＥＴ回路を使用し、ＦＥＴのドレイン端子に第２高調波通過用の帯域通過フィルタを接続して構成されたことを特徴とする請求項１または２記載の電力増幅装置。
4. 前記第２高調波発生器として周波数変換ミキサを使用したことを特徴とする請求項１記載の電力増幅装置。
5. 電力増幅装置を備えた携帯電話端末であって、
   前記電力増幅装置は、
   主たる入力信号を増幅する第１の電力増幅器と、
   前記主たる入力信号の一部を分岐して入力とし、第２高調波を出力する第２高調波発生器と、
   この第２高調波の位相を調整する移相器と、
   前記主たる入力信号の分岐信号と前記移相器の出力とを加算して出力する第１の加算器と、
   この第１の加算器出力を入力とする第２の電力増幅器と、
   前記第１および第２の電力増幅器の出力同士を互いに加算して出力する第２の加算器と
   を備えたことを特徴とする携帯電話端末。

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