JP2008040664A5 - - Google Patents

Description

インバータ装置及びこのインバータ装置のＰＷＭ制御方法

本発明は、直流電力を交流電力に変換するインバータ装置に係り、特に燃料電池や太陽電池などによって生成される直流電力を商用電力系統に連系させて電力を供給する系統連系インバータ装置に適したインバータ装置及びこのインバータ装置のＰＷＭ制御方法に関する。

従来、系統連系インバータ装置においては、スイッチング素子のスイッチング回数を低減することによりスイッチングロスを低減する技術が提案されている。

例えば、特開平１１−５３０４２号公報には、インバータ出力電力Ｐoutが定格値Ｐrの３０％〜８０％の範囲外ではスイッチング素子のオン・オフ動作を制御するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成するための三角波の周波数を、２０ｋＨｚとし、インバータ出力電力Ｐoutが定格値Ｐrの３０％〜８０％の範囲（以下、「実使用領域」という。）では三角波の周波数をそれよりも低い周波数（例えば、１５ｋＨｚ）に切り換えることにより、実使用領域におけるスイッチング素子のスイッチング回数を低減し、スイッチングロスを低減する技術が記載されている。

また、特開平１１−５３０４２号公報に記載の方法よりもスイッチング素子のスイッチング回数をより低減することのできる方法として、ヒステリシス方式による電流制御法と呼ばれる方法が知られている。

ヒステリシス方式による電流制御法とは、図１５に示す方法によってＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号によってスイッチング素子のオン・オフを制御するものである。

図１５において、実線の曲線Ａは出力電流の基本波成分の制御目標値の波形を示し、点線で示す曲線ＡＵ，ＡＤはそれぞれ出力電流の基本波成分が変動した場合の許容範囲の上限と下限の波形を示している。また、一点鎖線で示す折れ線Ｂはインバータ装置から出力される電流値の波形である。

ヒステリシス方式による電流制御法では、インバータ装置から出力される電流値が許容範囲ΔＩの上限値Ｉupまで上昇すると、ＰＷＭ信号のレベルが直流電力のインバータへの供給を停止させるようにスイッチング素子を制御するレベル（図１５では「ローレベル」で表示）に切り換えられ、インバータ装置から出力される電流値が許容範囲ΔＩの下限値Ｉdownまで下降すると、ＰＷＭ信号のレベルがインバータに直流電力を供給するようにスイッチング素子を制御するレベル（図１５では「ハイレベル」で表示）に切り換えられる。

特開平１１−５３０４２号公報

ところで、系統連系インバータ装置には、系統に連係させるためのガイドラインが設けられている。例えば、出力電流に対して、基本波成分（関西地域では６０Ｈｚ、関東地域では５０Ｈｚ）の実効値を所定の許容範囲内に保持することや５次、７次、１３次の高調波成分を各々１％以内、総合で３％以内に抑制することが要求されている。

インバータ装置の性能に対しては、一般に出力の高精度化、高速応答性、高効率などが要求されるが、系統連系インバータ装置は系統への電力供給を主目的とするから、モータ制御用のインバータ装置とは異なり、高効率化の要求が出力の高精度化や高速応答性よりも優先されている。従って、系統連系インバータ装置においては、例えば、上記のガイドラインを満足することを条件に可能な限りスイッチング回数を低減して高効率化を図ることが望まれる。

ヒステリシス方式による電流制御法は、系統連系インバータ装置から出力される電流値が制御目標値の許容範囲ΔＩ内（例えば、制御目標値±３％内）で可能な限りスイッチング素子のスイッチング周波数を低下させ、スイッチングロスを低減する方法であるので、ガイドラインを満足することを条件とした高効率化の観点から見れば、特開平１１−５３０４２号公報に記載の方法よりも系統連系インバータ装置に適したＰＷＭ信号生成方法ということができる。

しかしながら、ヒステリシス方式による電流制御法には、以下のような問題がある。

（１）図１５において、ＰＷＭ信号のハイレベル期間Ｔ_ONとローレベル期間Ｔ_OFFは、系統連系インバータ装置から実際に出力される電流値が許容範囲の上限値Ｉupと下限値Ｉdownを逸脱するタイミングによって決定されるので、ＰＷＭ信号の周期Ｔ（＝Ｔ_ON＋Ｔ_OFF）が安定しない。このため、出力電流に含まれるスイッチングノイズ（スイッチング素
子のスイッチングに起因するノイズ）を除去するために直流−交流変換回路の後段に設けられるローパスフィルタのカットオフ周波数を適切に設定することができない。

（２）系統連系インバータ装置から実際に出力される交流電流が許容範囲を逸脱するか否かを常時監視するための回路を必要とする。

（３）系統連系インバータ装置から実際に出力される交流電流が許容範囲を逸脱するか否かによってＰＷＭ信号のパターンを生成する構成をディジタル制御系によって構成することが困難である。このため、ディジタル制御系の設計における高汎用性、高柔軟性といった利点を生かすことができない。

本発明は、上記した事情のもとで考え出されたものであって、ヒステリシス方式の電流制御法の欠点を解消し、出力電流が許容範囲を超えない範囲で可及的に周期を長くしたＰＷＭ信号を生成するディジタル化された制御系を備えたインバータ装置及びこのインバータ装置のＰＷＭ制御方法を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明の第１の側面によって提供されるインバータ装置は、直流電圧を出力する直流電源と、前記直流電源から出力される直流電圧を交流電圧に逆変換するための、複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるブリッジ回路と、ＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号により前記複数のスイッチング素子のオン・オフ動作を制御することにより前記ブリッジ回路の逆変換動作を制御する制御回路と、前記ブリッジ回路から出力される交流電圧に含まれるスイッチングノイズを除去するフィルタ回路と、前記フィルタ回路から出力される交流電圧を変成して負荷に出力する変圧器とを備えたインバータ装置であって、前記直流電源から出力される直流電圧を検出する第１の電圧検出手段と、前記変圧器から出力される交流電流を検出する電流検出手段と、前記変圧器から出力される交流電圧を検出する第２の電圧検出手段とを備え、前記制御回路は、前記ＰＷＭ信号のレベルが、前記ブリッジ回路を前記直流電圧が前記負荷側に供給される状態とする第１のレベルに切り換えられると、前記電流検出手段で検出される電流値を初期値として、前記ＰＷＭ信号が第１のレベルに設定された第１のタイミングから所定の単位時間を所定の整数値で整数倍した時間だけ進んだ第２のタイミングまでの前記変圧器から出力される第１の電流波形を、前記フィルタ回路及び前記変圧器をモデル化した数式モデルの第１の状態方程式から得られる前記変圧器からの出力電流の第１の演算式を用いて、前記第１のタイミングから前記第２のタイミングの時間方向に演算する第１の波形演算手段と、前記第１の電圧検出手段により検出される直流電圧と前記第２の電圧検出手段により検出される交流電圧とに基づいて、前記第２のタイミングにおける前記変圧器から出力される交流電流の制御目標値を演算する第１の目標電流演算手段と、前記ブリッジ回路が前記直流電圧を前記負荷側に供給しない状態において前記変圧器から出力される交流電流が前記第２のタイミングで前記制御目標値となる第２の電流波形を、前記第１の状態方程式とは異なる入出力条件で導出される前記数式モデルの第２の状態方程式から得られる前記変圧器からの出力電流の第２の演算式を用いて、前記第２のタイミングから前記第１のタイミングの時間方向に演算する第２の波形演算手段と、前記第１の波形演算手段により算出される前記第１の電流波形と前記第２の波形演算手段により算出される前記第２の電流波形とが交差する第３のタイミングを演算する交差タイミング演算手段と、前記第１の電圧検出手段により検出される直流電圧と前記第２の電圧検出手段により検出される交流電圧とに基づいて、前記第３のタイミングにおける前記変圧器から出力される交流電流の制御目標値を演算する第２の目標電流演算手段と、前記第２の目標電流演算手段により算出された制御目標値が予め設定された許容範囲内であるか否か判別する判別手段と、前記判別手段により前記制御目標値が許容範囲内でないと判別されると、当該制御目標値が許容範囲内であると判別されるまで、前記第２のタイミングを前記単位時間分だけ短くしたタイミングに変更して、前記第１の目標電流演算手段、前記第２の波形演算手段、前記第２の目標電流演算手段及び前記判別手段の各手段の動作を繰り返させる演算制御手段と、前記判別手段により許容範囲内であると判別されると、前記第３のタイミングを、前記ＰＷＭ信号のレベルを前記ブリッジ回路が前記直流電圧を前記負荷側に供給しない回路状態となる第２のレベルに切り換えるタイミングに設定するとともに、前記第２のタイミングを、前記ＰＷＭ信号のレベルを前記第１のレベルに切り換える次の第１のタイミングとして設定するタイミング設定手段と、前記タイミング設定手段で設定される前記第１のタイミングで前記第１のレベルとし、前記第３のタイミングで前記第２のレベルとするように、信号レベルを交互に切り換えることより前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とからなることを特徴とする。

なお、上記インバータ装置において、前記交差タイミング演算手段は、離散時間演算における各サンプリング時刻の前記第１の電流波形の値と前記第２の電流波形の値の差を演算する電流差演算手段と、この電流差演算手段により算出される複数の電流差のサンプリング時刻うち、最小の電流差を有するサンプリング時刻を前記第３のタイミングとして算出するタイミング算出手段とで構成するとよい。

また、上記インバータ装置において、前記単位時間の長さを変更する第１の変更手段や前記整数値を変更する第２の変更手段を更に備えるとよい。

また、上記インバータ装置において、前記制御目標値は、前記交流電流の許容範囲の中心から偏差した値にするとよい。

さらに、上記インバータ装置において、前記直流電源は太陽電池からなるとともに、前記ブリッジ回路は三相ブリッジ回路からなり、前記変圧器から出力される交流電圧は商用電力系統に連系させて出力される三相交流電圧にするとよい。

また、本発明の第２の側面によって提供されるインバータ装置のＰＷＭ制御方法は、直流電圧を出力する直流電源と、前記直流電源から出力される直流電圧を交流電圧に逆変換するための、複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるブリッジ回路と、ＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号により前記複数のスイッチング素子のオン・オフ動作を制御することにより前記ブリッジ回路の逆変換動作を制御する制御回路と、前記ブリッジ回路から出力される交流電圧に含まれるスイッチングノイズを除去するフィルタ回路と、前記フィルタ回路から出力される交流電圧を変成して負荷に出力する変圧器と、前記直流電源から出力される直流電圧を検出する第１の電圧検出手段と、前記変圧器から出力される交流電流を検出する電流検出手段と、前記変圧器から出力される交流電圧を検出する第２の電圧検出手段とを備えたインバータ装置のＰＷＭ制御方法であって、前記ＰＷＭ信号のレベルが、前記ブリッジ回路を前記直流電圧が前記負荷側に供給される状態とする第１のレベルに切り換えられると、前記電流検出手段で検出される電流値を初期値として、前記ＰＷＭ信号が前記第１のレベルに設定された第１のタイミングから所定の単位時間を所定の整数値で整数倍した時間だけ進んだ第２のタイミングまでの前記変圧器から出力される第１の電流波形を、前記フィルタ回路及び前記変圧器をモデル化した数式モデルの第１の状態方程式から得られる前記変圧器からの出力電流の第１の演算式を用いて、前記第１のタイミングから前記第２のタイミングの時間方向に演算する第１の工程と、前記第１の電圧検出手段により検出される直流電圧と前記第２の電圧検出手段により検出される交流電圧とに基づいて、前記第２のタイミングにおける前記変圧器から出力される交流電流の制御目標値を演算するとともに、前記ブリッジ回路が前記直流電圧を前記負荷側に供給しない状態において前記変圧器から出力される交流電流が前記第２のタイミングで前記制御目標値となる第２の電流波形を、前記第１の状態方程式とは異なる入出力条件で導出される前記数式モデルの第２の状態方程式から得られる前記変圧器からの出力電流の第２の演算式を用いて、前記第２のタイミングから前記第１のタイミングの時間方向に演算する第２の工程と、前記第１の電流波形と前記第２の電流波形とが交差する第３のタイミングを演算し、前記第１の電圧検出手段により検出される直流電圧と前記第２の電圧検出手段により検出される交流電圧とに基づいて、前記第３のタイミングにおける前記変圧器から出力される交流電流の制御目標値を演算する第３の工程と、前記第３の工程で演算された制御目標値が予め設定された許容範囲内であるか否か判別し、前記制御目標値が許容範囲内でないと判別されると、当該制御目標値が許容範囲内であると判別されるまで、前記第２のタイミングを前記単位時間分だけ短くしたタイミングに変更して、前記第１の工程乃至前記第３の工程を繰り返す第４の工程と、前記第３の工程で演算された制御目標値が前記許容範囲内であると判別されると、前記第３のタイミングを、前記ＰＷＭ信号のレベルを前記ブリッジ回路が前記直流電圧を前記負荷側に供給しない回路状態となる第２のレベルに切り換えるタイミングに設定するとともに、前記第２のタイミングを、前記ＰＷＭ信号のレベルを前記第１のレベルに切り換える次の第１のタイミングとして設定し、前記第１のタイミングで前記第１のレベルとし、前記第３のタイミングで前記第２のレベルとするように、信号レベルを交互に切り換えることより前記ＰＷＭ信号を生成する第５の工程とからなることを特徴とする。

上記インバータ装置のＰＷＭ制御方法において、前記第３のタイミングは、離散時間演算における各サンプリング時刻の前記第１の電流波形の値と前記第２の電流波形の値の差を演算し、最小の電流差を有するサンプリング時刻が前記第３のタイミングとして算出されるとよい。

また、前記制御目標値は、前記交流電流の許容範囲の中心から偏差した値であるとよい。

本発明によれば、ＰＷＭ信号のレベルが、ブリッジ回路を直流電圧が負荷側に供給される状態とする第１のレベル（以下、「オン・レベル」という。）に切り換えられると、単位時間Ｔを所定の整数値ｍで整数倍した時間ｍ・ＴをＰＷＭ信号の１周期と仮定して、この１周期における、ブリッジ回路を直流電圧が負荷側に供給しない状態とする第２のレベル（以下、「オフ・レベル」という。）に切り換えるタイミング（以下、「オフ・タイミング」という。）が所定の演算処理により算出されるとともに、このオフ・タイミングにおける変圧器からの出力電流が所定の許容範囲内であるか否かが判別される。

オフ・タイミングにおける変圧器からの出力電流が許容範囲内でなければ、許容範囲内となるまで、仮定した１周期を単位時間Ｔずつ短くして上記のオフ・タイミングの算出とこのオフ・タイミングにおける変圧器からの出力電流が所定の許容範囲内であるか否かの判別の処理が繰り返されて、ＰＷＭ信号の１周期の期間とその１周期におけるオフ・タイミングが決定される。

そして、その後、オフ・タイミングと次のオン・タイミングの時刻になると、ＰＷＭ信号のレベルがオフ・レベルとオン・レベルに交互に切り換えられてリアルタイムでＰＷＭ信号が生成される。

従って、本発明によれば、出力電流が許容範囲を超えないことを条件にＰＷＭ信号の周期が単位時間Ｔからそれを整数値ｍで整数倍した時間ｍ・Ｔの間で変化するので、ＰＷＭ信号の周期を固定した場合に比べてスイッチング素子の平均的なスイッチング回数を低減でき、これによりスイッチングロスを可能な限り低減することができる。

また、ＰＷＭ信号の生成を演算処理により行っているので、制御回路をディジタル制御系で構成することができ、ヒステリシス方式よりもインバータ制御系における設計の汎用性、柔軟性を向上させることができる。

本発明に係るインバータ装置を図１乃至図９を用いて説明する。

図１は、本発明に係るインバータ装置の一実施形態の回路構成を示す図である。同図に示すインバータ装置１は、直流電力を商用電力系統に連系させて電力を供給する単相の系統連系インバータ装置である。

インバータ装置１は、直流電力を出力する直流電源２、この直流電源２から出力される直流電力を交流電力に変換するインバータ回路３、このインバータ回路３内のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４のオン・オフ動作を制御するインバータ制御部４、このインバータ回路３から出力される交流電圧に含まれるスイッチングノイズを除去するフィルタ回路５、このフィルタ回路５から出力される交流電圧を系統電圧に合わせて系統９に出力するための変圧器６、この変圧器６から出力される電流（以下、「出力電流」という。）を検出する出力電流検出器７及び系統９（インバータ装置１に対する負荷に相当）の電圧を検出する系統電圧検出器８を備えている。

直流電源２は、太陽光エネルギーを電気エネルギーに変換する太陽光電池２１１とこの太陽光電池２１１から出力される直流電圧Ｖdcを検出する電圧検出器２１２を備えている。なお、太陽光電池２１１の出力ラインに設けられたダイオードＤ１は、インバータ回路３側から太陽光電池２１１に電流が逆流するのを防止するためのものである。電圧検出器２１２により検出された直流電圧Ｖdcはインバータ制御部４に入力され、後述するＰＷＭ信号（インバータ回路３におけるスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４のオン・オフ動作を制御するための信号）を生成するために利用される。

インバータ回路３は、電圧制御型インバータ回路によって構成されている。すなわち、インバータ回路３は、４個のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４がブリッジ接続されたものである。各スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２，ＴＲ３，ＴＲ４にはそれぞれ帰還ダイオードＤ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５が並列に接続されている。スイッチング素子としては、例えば、バイポーラトランジスタ、電界効果形トランジスタ、サイリスタなどの半導体スイッチング素子が用いられ、図１は、トランジスタを用いた例を示している。

スイッチング素子ＴＲ１とスイッチング素子ＴＲ２の直列接続と、スイッチング素子ＴＲ３とスイッチング素子ＴＲ４の直列接続の両端に直流電源２から出力される直流電圧Ｖdcが供給され、スイッチング素子ＴＲ１とスイッチング素子ＴＲ２の接続点ａと、スイッチング素子ＴＲ３とスイッチング素子ＴＲ４の接続点ｂからインバータ回路３によって変換された交流電圧が出力される。

４個のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４は、インバータ制御部４から出力されるＰＷＭ信号によってそれぞれオン・オフ動作が制御される。具体的には、インバータ制御部４からは相互に位相が反転した２つのＰＷＭ信号を１組として、パルス幅の異なる２組のＰＷＭ信号が出力される。一方の組のＰＷＭ信号をＳ１１，Ｓ１２とし、他方の組のＰＷＭ信号をＳ２１，Ｓ２２とすると、ＰＷＭ信号Ｓ１１，Ｓ１２はそれぞれスイッチング素子ＴＲ１とスイッチング素子ＴＲ２の制御端子（図１では、トランジスタのベース）に入力され、ＰＷＭ信号Ｓ２１，Ｓ２２はそれぞれスイッチング素子ＴＲ３とスイッチング素子ＴＲ４の制御端子（図１では、トランジスタのベース）に入力される。

スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４のオン（ＯＮ）状態を「導通状態」とし、オフ（ＯＦＦ）状態を「遮断状態」とすると、インバータ回路３のスイッチング素子ＴＲ１及びスイッチング素子ＴＲ２の直列接続（以下、この回路部分を「第１アーム」という。）は、動作状態において、（ＴＲ１，ＴＲ２）＝（ＯＮ，ＯＦＦ）の状態と（ＴＲ１，ＴＲ２）＝（ＯＦＦ，ＯＮ）の状態とが交互に繰り返される。図１のブリッジ接続から明らかなように、（ＴＲ１，ＴＲ２）＝（ＯＮ，ＯＦＦ）の状態は、太陽光電池２１１から直流電力をインバータ回路３に供給する回路状態であり、（ＴＲ１，ＴＲ２）＝（ＯＦＦ，ＯＮ）の状態は、その直流電力のインバータ回路３への供給を遮断する回路状態である。

同様に、スイッチング素子ＴＲ３及びスイッチング素子ＴＲ４の直列接続（以下、この回路部分を「第２アーム」という。）も、動作状態において、（ＴＲ３，ＴＲ４）＝（ＯＮ，ＯＦＦ）の状態と（ＴＲ３，ＴＲ４）＝（ＯＦＦ，ＯＮ）の状態とが交互に繰り返される。（ＴＲ３，ＴＲ４）＝（ＯＮ，ＯＦＦ）の状態は、太陽光電池２１１から直流電力をインバータ回路３に供給する回路状態であり、（ＴＲ３，ＴＲ４）＝（ＯＦＦ，ＯＮ）の状態は、その直流電力のインバータ回路３への供給を遮断する回路状態である。

なお、ＰＷＭ信号Ｓ１１，Ｓ１２とＰＷＭ信号Ｓ２１，Ｓ２２は、周期は変化するが、その周期は相互に同期して変化し、デューティ比だけが相互に異なる。例えば、ある周期において、ＰＷＭ信号Ｓ１１，Ｓ１２のデューティ比がＰＷＭ信号Ｓ２１，Ｓ２２のデューティ比よりも大きい場合（ＰＷＭ信号Ｓ１１のＯＮ期間がＰＷＭ信号Ｓ２１のＯＮ期間よりも長い場合）は、（ＴＲ１，ＴＲ２）＝（ＯＮ，ＯＦＦ）の回路状態が（ＴＲ３，ＴＲ４）＝（ＯＮ，ＯＦＦ）の回路状態よりも長くなるので、スイッチング素子ＴＲ１とスイッチング素子ＴＲ２の接続点ａの電圧Ｖａはスイッチング素子ＴＲ３とスイッチング素子ＴＲ４の接続点ｂの電圧Ｖｂよりも高くなり、例えば、接続点ｂを電圧の基準点（０Ｖ）とすると、インバータ回路３からは（Ｖａ−Ｖｂ）（＞０）の電圧が出力されることになる。

一方、逆に、ＰＷＭ信号Ｓ１１，Ｓ１２のデューティ比がＰＷＭ信号Ｓ２１，Ｓ２２のデューティ比よりも小さい場合は、（ＴＲ１，ＴＲ２）＝（ＯＮ，ＯＦＦ）の回路状態が（ＴＲ３，ＴＲ４）＝（ＯＮ，ＯＦＦ）の回路状態よりも短くなるので、接続点ａの電圧Ｖａは接続点ｂの電圧Ｖｂよりも低くなり、インバータ回路３からは（Ｖａ−Ｖｂ）（＜０）の電圧が出力されることになる。

そして、ＰＷＭ信号Ｓ１１，Ｓ１２のデューティ比とＰＷＭ信号Ｓ２１，Ｓ２２のデューティ比は周期毎に連続的に変化するので、これによりインバータ回路３から出力され、フィルタ回路５を通過した電圧ｖoutは正弦波状に変化することになる。

インバータ制御部４は、上記のように、第１アーム及び第２アームに対応して２個のＰＷＭ信号生成部４１，４２を備え、これらのＰＷＭ信号生成部４１，４２で４個のＰＷＭ信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ２１，Ｓ２２を生成し、これらのＰＷＭ信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ２１，Ｓ２２によってインバータ回路３の直流−交流変換動作を制御する。インバータ制御部４は、主としてマイクロコンピュータによって構成されている。インバータ制御部４は、直流電源２から入力される直流電圧Ｖdc、出力電流検出器７から入力される出力電流および系統電圧検出器８から入力される系統電圧のデータを用いて、予め設定されたプログラムにより所定の演算処理を実行することによりＰＷＭ信号Ｓ１１，Ｓ２１のオン・タイミングとオフ・タイミングとを算出し、この算出結果に基づいてリアルタイムでレベルをハイレベルとローレベルとに切り換えることによりＰＷＭ信号Ｓ１１，Ｓ２１を生成する。また、インバータ制御部４は、これらのＰＷＭ信号Ｓ１１，Ｓ２１の位相を反転してＰＷＭ信号Ｓ１２，Ｓ２２を生成する。ＰＷＭ信号Ｓ１１又はＰＷＭ信号Ｓ２１の生成方法については後述する。

フィルタ回路５は、２個のインダクタＬ_F1，Ｌ_F2を一対の出力ラインのそれぞれに直列接続し、出力側にキャパシタＣ_Fを並列接続してなるローパスフィルタで構成されている。図１では、フィルタ回路５を平衡回路で表しているので、同一のインダクタＬ_F1，Ｌ_F2がそれぞれ一対の出力ラインにそれぞれに直列接続された構成となっているが、不平衡回路で表した場合は、インダクタＬ_F（＝Ｌ_F1＋Ｌ_F2）とキャパシタＣ_Fを逆Ｌ型に接続した回路となる。

インバータ回路３から出力される交流電圧には、ＰＷＭ信号によるスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４のスイッチングノイズが含まれるので、そのスイッチングノイズを除去するために、フィルタ回路５のカットオフ周波数はＰＷＭ信号の最低周波数以下に設定されている。後述するように、本実施形態に係るＰＷＭ信号の周波数は基本となる周波数からその整数倍の周波数の範囲、例えば、２ｋＨｚ〜８ｋＨｚの範囲で変化するので、フィルタ回路５のカットオフ周波数は、系統電圧の周波数（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）よりも大きく、例えば、２ｋＨｚよりも小さい適当な周波数に設定されている。

変圧器６は、フィルタ回路５から出力される交流電圧（正弦波電圧）を系統電圧とほぼ同一のレベルに昇圧または降圧する。出力電流検出器７は、変圧器６の一対の出力ラインの一方に設けられ、当該出力ラインに流れる交流電流（出力電流）を検出する。系統電圧検出器８は、変圧器６の一対の出力ラインの両端間に設けられ、当該出力ラインから出力される交流電圧（出力電圧）を検出する。なお、インバータ装置１の出力電圧は系統９の電圧とほぼ同一になるように制御されるので、系統電圧検出器８によって検出される電圧は、系統９の電圧とも言える。出力電流検出器７によって検出された出力電流と系統電圧検出器８によって検出された出力電圧はインバータ制御部４に入力され、ＰＷＭ信号Ｓ１１，Ｓ２１を生成するために利用される。

次に、インバータ制御部４におけるＰＷＭ信号の生成方法について説明する。なお、以下の説明では、ＰＷＭ信号Ｓ１１について説明するが、同様の方法がＰＷＭ信号Ｓ２１の生成にも適用される。

図１５に示したヒステリシス方式のよるＰＷＭ信号の生成方法では、インバータ装置１の出力電流を検出し、その検出値が予め設定された許容範囲ΔＩの上限値Ｉupを越えるタイミングをＰＷＭ信号のオフ・タイミングとし、許容範囲ΔＩの下限値Ｉdownを逸脱するタイミングをＰＷＭ信号のオン・タイミングとしてＰＷＭ信号の波形を生成している。

本実施形態に係るインバータ装置１では、ＰＷＭ信号のオン・タイミングを予め設定された基準となる時間（本発明の単位時間）Ｔ（例えば、０．１７ｍｓ）若しくはそれ整数倍した時間ｍ・Ｔ（例えば、ｍ＝３とすると、０．５１ｍｓ）で発生させ、これらの時間Ｔ〜ｍ・Ｔを１周期と仮定して各周期におけるオフ・タイミングを所定の演算式により演算し、この演算結果に基づいて１周期の長さとその１周期におけるオフ・タイミングを決定した後、レベルをハイレベルとローレベルとに交互に切り換えることによりＰＷＭ信号をリアルタイムで生成するようにしている。すなわち、ＰＷＭ信号の各周期の長さとその周期におけるオフ・タイミングを演算によって求め、その演算結果に従ってレベルをリアルタイムでハイレベルとローレベルとに切り換えることによりＰＷＭ信号を生成するようにしている。

本実施形態に係るインバータ装置１では、詳細は後述するが、演算によって算出されるオフ・タイミングが１周期分のＴの間で求められる場合もあれば、それ以上のｍ周期分のｍ・Ｔの間で求められる場合もあるので、ＰＷＭ信号の各周期の長さはＴからｍ・Ｔの間で変化し、これによりＰＷＭ信号の周期を固定した場合に比べてスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４の平均的なスイッチング回数を低減できるようになっている。

また、ＰＷＭ信号の生成を主として演算処理により行っているので、インバータ制御部４をディジタル制御系で構成することができ、ヒステリシス方式よりもインバータ制御系における設計の汎用性、柔軟性を向上させることができる利点がある。

まず、各周期におけるオフ・タイミングを求める演算式について説明する。

現代制御理論においては、制御対象の数式モデルとその数式モデルの入出力関係を求め、動作状態における方程式（状態方程式）を導き、この状態方程式を解くことにより制御対象の動作特性を解析する各種の手法が研究されている。

そして、制御対象が下記（１），（２）の微分状態方程式で表される１入力１出力システムの場合、状態変数ｘ_c（ｔ）、出力ｙ_c（ｔ）の解は下記（３），（４）式で表されることが知られている。

なお、上記（３），(４）式は連続時間システムにおける解を与える式であるが、上記（１），（２）式の連続時間システムを適切な手法により離散化することで下記（５），（６）式の離散時間システムの状態方程式を得ることができる。そして、下記（５），（６）式の一般解は、下記（７），（８）式のようになる。従って、下記（７），（８）式を用いれば、コンピュータによって解を求めることができる。すなわち、入力条件を設定すれば、その入力条件に対応する出力波形を得ることができる。なお、（５），（６），（７），（８）式は時間軸をサンプリング間隔Δｔで正規化した式である。

本実施形態においては、図１に示すインバータ装置１に、上記の１入力１出力システムにおける動作特性の解析手法を適用して出力電流の変化を推定し、この出力電流の変化が制御目標値の許容範囲内となるようなＰＷＭ信号のオフ・タイミングを算出するようにしている。

図２は、図１に示すインバータ装置１の数式モデルを示す回路図である。なお、図２では、数式モデルの回路を不平衡回路で表している。

上述したように、インバータ回路３は、第１アームによってフィルタ回路５から系統９の回路に直流電圧Ｖdcを供給する状態（以下、「直流電圧供給状態」という。）とその直流電圧Ｖdcの供給を遮断する状態（以下、「直流電圧遮断状態」という。）とが繰り返されるとともに、第２アームによる直流電圧供給状態と直流電圧遮断状態とが繰り返されるように制御される。

動作状態の変化の観点から見れば、第１アームに接続されるフィルタ回路５乃至系統９の回路と第２アームに接続されるフィルタ回路５乃至系統９の回路とは同一であるから、インバータ装置１の数式モデルとしては、いずれか一方の回路を数式モデルとし、その数式モデルから状態微分方程式を作成すれば足りる。そこで、図２では、第１アームに接続されるフィルタ回路５乃至系統９の回路を数式モデルとして示している。

図２において、インダクタＬ_F及び抵抗Ｒ_FとキャパシタＣ_Fを逆Ｌ型接続した部分は、フィルタ回路５を等価回路で表したものであり、インダクタＬ_T及び抵抗Ｒ_Tは変圧器６を等価回路で表したものである。フィルタ回路５から系統９までの回路は線形の回路素子で構成された等価回路で表されるので、この回路は線形モデルとして扱うことができる。

しかしながら、スイッチング素子ＴＲ１及びスイッチング素子ＴＲ２の直列接続である第１アームは、（ＴＲ１，ＴＲ２）＝（ＯＮ，ＯＦＦ）、（ＴＲ１，ＴＲ２）＝（ＯＦＦ，ＯＮ）によって回路状態が不連続に切り換わるから、この部分は非線形モデルとなる。従って、図２に示す数式モデルは全体として線形モデルと非線形モデルの混合モデルである。

このような混合モデルでは、上記（７），（８）式を用いて出力電流の連続的な変化、すなわち、スイッチング制御によって生成される出力電流の波形を推定することはできない。従って、この出力電流の推定波形から出力電流を許容範囲内に収めるために適したオン／オフのタイミングを求めることもできない。

その一方、直流電圧供給状態の期間（以下、「直流電圧供給期間」という。）においては、インバータ装置１の回路状態は図３に示すようになるので、その回路状態から状態方程式を作成すると、下記（９），（１０）式のようになる。従って、その直流電圧供給期間の開始時刻ｔ0の出力電流Ｉ(t0)を初期値として下記（９），（１０）式の状態方程式を解くことにより当該直流電圧供給期間における出力電流Ｉ(t0＋Δｔ)（Δｔ：サンプリング間隔）を推定することができる。

なお、上記（１０）式から明らかように、ｙ(t)＝ｘ₁(t)であるから、本実施形態に係るインバータ装置１では、上記（９)式の状態方程式から状態変数ｘ₁(t)の解を求ればよい。すなわち、直流電圧供給期間における出力電流は、その直流電圧供給期間の開始時刻ｔ0の出力電流Ｉ(t0)を初期値とし、上記（７），（８）式によりｙ(k)＝ｘ₁(k)を演算することにより算出される。具体的には、時刻ｔ0でインバータ装置１から出力される出力電流Ｉ(t0)を検出し、その検出値Ｉ(t0)をｘ(k₀)として上記（７）式により状態変数ｘ₁(k)を演算することにより出力電流Ｉ(k)が求められる。

また、直流電圧遮断状態の期間（以下、「直流電圧遮断期間」という。）においては、インバータ装置１の回路状態は、図３において入出力を零の状態とした線形モデルとなるので、直流電圧遮断期間における状態方程式は、上記（９）式に零の入出力条件、すなわちｖ＝ｖｉ＝０を入れたものとなる。従って、直流電圧遮断期間における出力電流の初期値が分かれば、その状態方程式から状態変数ｘ₁(k)の解を求めることによりこの直流電圧遮断期間においても出力電流を推定することができる。

そこで、本実施形態では、ＰＷＭ信号の１周期が直流電圧供給期間（オン期間）と直流電圧遮断期間（オフ期間）の組み合わせによって構成され、両期間における出力電流の波形は図４に示すように変化すると考えられることから、１周期Ｔ（ＯＮ−ＯＮ期間）を適当に設定し、その１周期における直流電圧供給状態での出力電流の波形（図４の実線部分の波形）と出力電圧遮断状態での出力電流の波形（図４の破線部分の波形）を推定し、両波形の交差する時刻ｔbをオフ・タイミングの時刻として算出するようにしている。

具体的には、１周期の最初のオン・タイミングの時刻ｔaにおいて出力電流を検出し、その検出値Ｉd(ta)を初期値（図４の出力電流「Ｉa」参照）として時刻ｔaから次のオン・タイミングの時刻ｔcに向かう時間方向（以下、「順時間方向」という。）に上記（７）式を演算することにより直流電圧供給状態での出力電流の波形を算出している。

一方、直流電圧供給状態での出力電流の波形は、１周期中の任意のタイミングでＰＷＭ信号をオフに切り換えた場合に実現される波形であるから、時刻ｔaにおける初期値を設定することができず、上記（５）式によっては算出することはできない。そこで、１周期中の任意のタイミングでＰＷＭ信号をオフに切り換えた場合、時刻ｔcにおいて直流電圧供給状態での出力電流は制御目標値Ｉo(tc) （図４の「Ｉc」参照）に制御されると仮定し、その制御目標値Ｉo(tc)を初期値として時刻ｔcから時刻ｔaに向かう方向(以下、「逆時間方向」という。)に、上記（５）式を演算することにより直流電圧供給状態での出力電流の波形を算出している。

なお、直流電圧遮断状態と仮定した場合のオン・タイミングの時刻ｔaからオン・タイミングの時刻ｔcにおける出力電流の波形の演算式は、以下のようにして求めることができる。

すなわち、上記（１）式において、ｓ＝Ｔ−ｔにより変数ｔを変数ｓに置換すると、

となる。Ｔを固定値とし、Ｘ_c（ｓ）＝ｘ_c（Ｔ−ｓ）、Ｕ_c（ｓ）＝ｕ_c（Ｔ−ｓ）とすると、上記（１１）式は、下記（１２）式となる。

上記（１）式と上記（１２）式を比較すれば、係数ベクトルＡ，Ｂがそれぞれ−Ａと−Ｂに異なるのみで、両状態方程式は基本的に同一である。従って、上記（７）式に対応する式は、下記（１３）式となり、上記（８）式に対応する式は、下記（１４）式となる。

上記（１３）式は、ｓ＝Ｔ−ｔであるから、時刻Ｔを基準に時間ｔを−方向（未来から現在の方向に遡る方向）に変化させて出力状態を求める式である。そして、Ｘ_c（Ｔ）は、時刻Ｔにおける値であり、時間ｔを逆方向に変化させて出力状態を求める際の初期値に相当する。従って、オン・タイミングの時刻ｔcにおける出力電流を設定し、上記（１４）式によりＸ（ｋ）を演算すれば、直流電圧遮断状態と仮定した場合の出力電流の波形が、時刻ｔcから時刻ｔaに向けて逆時間方向に算出される。

上記のように、本実施形態では、スイッチング制御により出力電流を制御目標値（より正確には目標波形）に制御するものであるから、未来のオン・タイミングの時刻ｔcにおける出力電流は制御目標値Ｉo(tc)に制御されているものと仮定して当該制御目標値Ｉo(tc)を初期値に設定し、時刻ｔaから時刻ｔcにおける出力電流の波形を演算により求めるようにしている。

上述したオフ・タイミングの演算方法は、時刻ｔaでＰＷＭ信号をハイレベルに切り換えて直流電圧供給状態に切り換えると、時刻ｔaにおける出力電流を検出し、その検出値Ｉd(ta)を初期値として上記（５），（６）式により時刻ｔa−ｔcの期間における出力電流Ｉ(ta+ｔ)を順時間方向に演算する第１の演算（直流電圧供給状態の出力電流推定演算）と、時刻ｔcにおける出力電流の制御目標値Ｉo(tc)を設定し、その制御目標値Ｉo(tc)を初期値として時刻ｔa−ｔcの期間における出力電流Ｉ(tc-ｔ)を逆時間方向に演算する第２の演算（直流電圧遮断状態の出力電流推定演算）とを組み合わせ、出力電流Ｉ(ta+ｔ)と出力電流Ｉ(tc-ｔ)とが交差する時刻ｔbを求める点に特徴がある。

すなわち、インバータ装置１で１回のスイッチング動作を行わせた場合、回路状態は直流電圧供給状態と直流電圧遮断状態とに切り換わるから、１回のスイッチング動作期間がそれぞれ直流電圧供給期間と直流電圧遮断期間であると仮定した場合の出力電流波形を求め、両出力電流波形の交差する時刻を求めることにより、１回のスイッチング動作期間のうちの直流電圧供給期間と直流電圧遮断期間（すなわち、デューティ比）を求めるというものである。

次に、ＰＷＭ信号の周期を変化させる方法について説明する。

上述したオフ・タイミングの演算方法は、ＰＷＭ信号の１周期におけるオフ・タイミングを求めるものである。従って、ＰＷＭ信号の１周期を長くするように変化させなければ、インバータ回路３におけるスイッチング回数を低減することはできない。

そこで、本実施形態では、オフ・タイミングの演算方法で用いる１周期Ｔを変化させて各周期におけるオフ・タイミングの時刻ｔbを求め、その時刻ｔbにおける出力電流の推定値Ｉ(tb)が許容範囲ΔＩの上限値Ｉupまたは下限値Ｉdownに最も近くなる周期Ｔを採用するようにしている。

具体的には、図５に示す方法によってＰＷＭ信号の各周期を決定するようにしている。

図５は、１周期の長さを変えながら各周期におけるオフ・タイミングを演算によって求め、その演算結果に基づいてＰＷＭ信号を生成する方法を説明するための図である。具体的には、図５は、縦軸に出力電流Ｉを取り、横軸に時間ｔに取って演算によって求められる出力電流の推定値の波形図を描くとともに、その波形図の下部に出力電流の推定値から生成されるＰＷＭ信号の波形を描いたものである。

同図において、ＴはＰＷＭ信号のオフ・タイミングを演算するために予め設定された１周期である。ｔ０，ｔ１，ｔ２，ｔ３，…は、周期ＴのＰＷＭ信号によってインバータ回路３のスイッチング動作を制御した場合、オン・タイミング（直流電圧供給期間の開始タイミング）となる時刻である。実線の波形Ａは、インバータ装置１から出力される出力電流の制御目標値Ｉoの波形、点線の波形ＡＵ，ＡＤはそれぞれ出力電流の許容範囲ΔＩの上限値Ｉupの波形と下限値Ｉdownの波形である。

本実施形態では、ＰＷＭ信号がオンになると、周期Ｔを予め設定した整数ｍで整数倍した周期ｍ・Ｔの期間におけるオフ・タイミングを、上述した演算方法により演算する。例えば、整数ｍが「４」に設定されている場合、図５において、時刻ｔ０でＰＷＭ信号がハイレベルに切り換えられたとすると、時刻ｔ０から時刻ｔ４（＝ｔ０＋ｍ・Ｔ）の期間のオフ・タイミングの時刻ｔb4が演算により算出される。

オフ・タイミングの時刻ｔb4の演算は、上述したように、先ず、時刻ｔ０におけるインバータ装置１の出力電流を検出し（図５では、検出値を「Ｉ0」で示し、制御目標値を「Ｉ0c」で示す。）、この検出値Ｉ0を初期値として直流電圧供給状態における出力電流を順時間方向に演算して出力電流波形Ｎ０を求める。次に、時刻ｔ４におけるインバータ装置１の出力電流の制御目標値（図５では、「Ｉ４c」で示す。）を設定し、この制御目標値Ｉ４cを初期値として直流電圧遮断状態における出力電流を逆時間方向に演算して出力電流波形Ｍ４を求める。以下、順時間方向の演算により求められる出力電流の波形を「第１出力電流波形」といい、逆順時間方向の演算により求められる出力電流の波形を「第２出力電流波形」という。

そして、第１出力電流波形Ｎ０と第２出力電流波形Ｍ４の交点の時刻（図５では「ｔb4」で示す）を求め、この時刻ｔb4における出力電流の推定値（図５では、「Ｉb4」で示す。）を求め、この出力電流の推定値Ｉb4が時刻ｔb4における許容範囲ΔＩを逸脱するか否か（図５では、上限値Ｉupを超えるか否か）を判別する。

なお、第１出力電流波形Ｎ０及び第２出力電流波形Ｍ４は、図６に示すように、サンプリング間隔Δｔ（≪Ｔ）によって離散的に演算されるので、通常、交点の時刻ｔb4はサンプリング時刻に一致せず、正確な交点の時刻ｔb4を求めることはできない。しかしながら、サンプリング間隔Δｔは極めて小さく、オフ・タイミングの時刻ｔb4がサンプリング間隔Δｔ内でずれたとしてもインバータ装置１の出力電流を許容範囲内に制御することに特に影響はしない。また、ＰＷＭ信号の１周期の長さが変化しても各１周期ではインバータ回路３のオン・オフのスイッチング動作は１回しか行われないから、各周期におけるオフ・タイミングのずれは、ＰＷＭ信号の周期の変化に基づくインバータ回路３のスイッチング回数の低減効果に直接的に影響するものでもない。

このため、本実施形態では、交点の時刻ｔb4に隣接するサンプリング時刻（図６では、「ｔb4′」又は「ｔb4″」で示す。）を交点の時刻ｔb4として扱っている。より具体的には、サンプリング時刻ｔb4′における第１出力電流波形Ｎ０の値Ｉ(tb4′)₊と第２出力電流波形Ｍ４の値Ｉ(tb4′)_-の差ΔＥ(tb4′)＝｜Ｉ(tb4′)₊−Ｉ(tb4′)_-｜と、サンプリング時刻ｔb4″における第１出力電流波形Ｎ０の値Ｉ(tb4″)₊と第２出力電流波形Ｍ４の値Ｉ(tb4″)_-の差ΔＥ(tb4″)＝｜Ｉ(tb4″)₊−Ｉ(tb4″)_-｜を求め、差ΔＥの小さい方のサンプリング時刻（図６では、「tb4′」）を交点の時刻ｔb4としている。

なお、下記（１５）式に示す評価関数Ｈ（ｋ）によって最適のサンプリング値ｋを求めるようにしても良い。評価関数Ｈ(k)におけるＩ(0)、ｄ、Ｉ(Ｍ)は、図７に示す関係にあり、Ｉ(0)は第１出力電流波形Ｎの演算における初期値、Ｉ(Ｍ)は第２出力電流波形Ｍの演算における初期値、ｄは第１出力電流波形Ｎと第２出力電流波形Ｍの交差する時刻である。評価関数Ｈ(k)は、第１出力電流波形Ｎと第２出力電流波形Ｍとの誤差を評価するもので、評価関数Ｈ(k)が最小となるサンプリング値ｋに対応する時刻ｋ・Δｔをオフ・タイミングの時刻とするものである。

図５に戻り、同図では、出力電流の推定値Ｉb4が時刻ｔb4における許容範囲ΔＩを逸脱するので、周期を（ｍ−１）・Ｔ＝３Ｔに変更して、上記の同様の方法によりオフ・タイミングの時刻の演算と、その時刻における出力電流が許容範囲を逸脱するか否かの判別を行う。すなわち、時刻ｔ３におけるインバータ装置１の出力電流の制御目標値（図５では、「Ｉ３c」で示す。）を設定し、この制御目標値Ｉ３cを初期値として直流電圧遮断状態における出力電流を逆時間方向に演算して第２出力電流波形Ｍ３を求める。そして、第２出力電流波形Ｍ４の場合と同様に、この第２出力電流波形Ｍ３と第１出力電流波形Ｎ０の交点の時刻ｔb3を求めるとともに、この時刻ｔb3における出力電流値（図５では、「Ｉb3」で示す。）を求め、更にこの出力電流値Ｉb3が時刻ｔb3における許容範囲ΔＩを逸脱するか否か（図５では、上限値Ｉupを超えるか否か）を判別する。

そして、以下、周期をＴずつ狭くしながら同様の方法を出力電流の推定値が許容範囲ΔＩを逸脱しなくなるまで繰り返す。図５の例では、周期を２Ｔまで狭くすると、第２出力電流波形Ｍ２と第１出力電流波形Ｎ０の交点の時刻ｔb2における出力電流の推定値（図５では、「Ｉb2」で示す。）が時刻ｔb2における許容範囲ΔＩの上限値Ｉupを逸脱しなくなるので、周期を２Ｔまで変化させてオフ・タイミングを求める演算が繰り返される。

そして、ＰＷＭ信号の１周期が２Ｔに設定され、すなわち、次の周期のオン・タイミングの時刻がｔ２（＝ｔ０＋２Ｔ）に設定され、この周期におけるオフ・タイミングの時刻がｔb2に設定される。この演算処理は、時刻ｔ２，ｔb2が経過する前に行われるので、インバータ制御部４からインバータ回路３に出力されるＰＷＭ信号は、時刻ｔ０でハイレベルに切り換えられた後、この状態が保持され、時刻ｔb2が経過すると、ローレベルに切り換えられる。そして、時刻ｔ２になると、再度ハイレベルに切り換えられ、上述した演算処理と同様の演算処理が行われて次の１周期の期間とその期間におけるオフ・タイミングの時刻が設定される。以下、この演算処理を繰り返すことによりＰＷＭ信号は１周期毎に期間とデューティ比を設定しながら、その波形が生成されてインバータ回路３に出力される。

なお、図５では、２周期分のＰＷＭ信号の波形を例示しているが、この例では、両周期とも２Ｔとなっている。また、最初の１周期では時刻ｔ１と時刻ｔ２の間の時刻ｔb2がオフ・タイミングの時刻となり、２番目の１周期では時刻ｔ３と時刻ｔ４の間の時刻ｔb2がオフ・タイミングの時刻となっている。また、上記の例では、ＰＷＭ信号の周期は最大で４Ｔ（＝０．５１ｍｓ）、最小でＴ（＝０．１７ｍｓ）となるから、ＰＷＭ信号の周波数は、２ＫＨｚから８ｋＨｚの範囲で変動することになる。

図８は、インバータ制御部４のＰＷＭ信号生成機能を示すブロック図である。

インバータ制御部４は、ＰＷＭ信号を生成するための機能ブロックとして、Ｉｐ設定部４０１、周期検出部４０２、ゼロ位相検出部４０３、出力電流目標値演算部４０４、第１出力電流波形演算部４０５、第２出力電流波形演算部４０６、出力電流検出値設定部４０７、オフ・タイミング演算部４０８、オン・タイミング設定部４０９、オフ・タイミング設定部４１０、計時部４１１及びパルス信号生成部４１２を備えている。

Ｉｐ設定部４０１は、インバータ装置１の出力可能な電流の振幅Ｉｐを設定するものである。Ｉｐ設定部４０１には電圧検出器２１２により検出された太陽光電池２１１の出力電圧信号（アナログ信号）が入力される。Ｉｐ設定部４０１は、Ａ／Ｄ変換器を有し、このＡ／Ｄ変換器で太陽光電池２１１の出力電圧信号を出力電圧データ（ディジタル信号）にＡ／Ｄ変換した後、その出力電圧データと予め設定された太陽光電池２１１の出力電力データとから出力電流の振幅Ｉｐを算出する。この出力電流の振幅Ｉｐは出力電流目標値演算部４０４に入力され、インバータ回路３による出力電流の制御目標値の演算に利用される。

周期検出部４０２は、系統９の交流電圧信号の周期を検出するものである。周期検出部４０２には系統電圧検出器８により検出されたインバータ装置１の出力電圧信号（系統９の交流電圧信号、アナログ信号）が入力される。周期検出部４０２は、Ａ／Ｄ変換器を有し、このＡ／Ｄ変換器で系統９の交流電圧信号を交流電圧データ（ディジタル信号）に変換した後、系統９の交流電圧がゼロになるタイミング（以下、「ゼロクロスタイミング」という。）を検出する。また、周期検出部４０２は、カウンタを有し、ゼロクロスタイミングを検出すると、次のゼロクロスタイミングを検出するまでそのカウンタにより時間を計時し、その計時結果を２倍することにより系統９の交流電圧信号の周期を検出する。なお、ゼロクロスタイミングを検出してから２つ目のゼロクロスタイミングを検出するまでカウンタにより時間を計時し、その計時結果を系統９の交流電圧信号の周期としても良い。

周期検出部４０２により系統９の交流電圧信号の周期を検出するのは、インバータ装置１の変圧器６から出力される交流電流信号の位相を系統９の交流電圧信号に合わせ、インバータ装置１から力率１での電力供給を可能にするためである。周期検出部４０２により検出された系統９の交流電圧信号の周期は出力電流目標値演算部４０４に入力され、インバータ装置１の出力電流の制御目標値の演算に利用される。

ゼロ位相検出部４０３は、系統９の交流電圧信号の位相がゼロとなるタイミング（以下、「ゼロ位相タイミング」という。）を検出するものである。ゼロ位相検出部４０３にも系統電圧検出器８により検出された系統９の交流電圧信号が入力される。ゼロ位相検出部４０３は、微分器とＡ／Ｄ変換器を有し、微分器により交流電圧信号の微分信号を生成した後、この微分信号をＡ／Ｄ変換器により微分データ（ディジタル信号）に変換し、その微分データのピーク値のタイミングを検出することによってゼロ位相タイミングを検出する。

ゼロ位相タイミングは、出力電流検出値設定部４０７に入力され、当該出力電流検出値設定部４０７による、出力電流検出器７により検出される出力電流の第２出力電流波形演算部４０６への入力の制御に利用される。また、ゼロ位相タイミングは、計時部４１１に入力され、当該計時部４１１によるＰＷＭ信号のオン期間計時の開始タイミングとして利用される。

出力電流目標値演算部４０４は、インバータ装置１の出力電流の制御目標値を演算するものである。インバータ装置１から出力される交流電流には系統９の交流電圧に対して力率が１となるように制御されることが要求されるので、交流電圧をＡ・sin(２πｆｔ)＝Ａ・sin(２πｔ／Ｔ)（但し、Ｔ＝１／ｆ）とすると、任意の時刻ｔの制御目標値Ｉo(t)は、Ｂ・sin(２πｔ／Ｔ)となる。出力電流目標値演算部４０４にはＩｐ設定部４０１から目標波形の振幅Ｂに対応する振幅Ｉｐのデータが入力され、周期検出部４０２から周期Ｔのデータが入力されるので、出力電流目標値演算部４０４は、これらのデータを用いてＩｐ・sin(２πｔ／Ｔ)を演算することにより、所定の時刻ｔの出力電流の制御目標値Ｉo(t)を演算する。この出力電流の制御目標値Ｉo(t)は、第１出力電流波形演算部４０５に入力される。

なお、所定の時刻tとは、上述したＰＷＭ信号の生成方法における逆時間方向の演算により出力電流波形を求める際のオン・タイミングである。図５の例では、時刻ｔ０のオン・タイミングでその１周期におけるオフ・タイミングを求める場合、ｔ４（＝ｔ０＋４Ｔ），t３（＝ｔ０＋３Ｔ）,ｔ２（＝ｔ０＋２Ｔ）,ｔ１（＝ｔ０＋Ｔ）の各時刻における出力電流の制御目標値が必要となるので、それらの時刻が所定の時刻となる。出力電流目標値演算部４０４には計時部４１１により計時されるオン・タイミングの時刻が入力される。このオン・タイミングの時刻は、図５における時刻ｔ０に相当するものである。従って、出力電流目標値演算部４０４は、計時部４１１から時刻ｔ０が入力されると、その時刻ｔ０から４Ｔ，３Ｔ，２Ｔ，Ｔが経過した時刻ｔ４，t３,ｔ２，ｔ１を演算し、それらの時刻における出力電流の制御目標値Ｉo(t4)，Ｉo(t3)，Ｉo(t2)，Ｉo(t1)を演算し、第２出力電流波形演算部４０６に出力する。

第１出力電流波形演算部４０５は、出力電流検出器７により検出された出力電流を初期値として第１出力電流波形Ｎ０を演算するものである。第１出力電流波形演算部４０５には、計時部４１１によりオン・タイミングが計時されると、出力電流検出値設定部４０７から出力電流検出器７によって検出されたインバータ装置１の出力電流Ｉｄが入力される。第１出力電流波形演算部４０５は、この出力電流の検出値Ｉｄを用いて、上記（７）式により第１出力電流波形Ｎ０を演算する。すなわち、図５の例では、計時部４１１により時刻ｔ０が計時されると、出力電流検出値設定部４０７から出力電流の検出値Ｉd(t0）が入力されるので、第１出力電流波形演算部４０５はこの検出値Ｉd(t0）を初期値として第１出力電流波形Ｎ０を演算する。

第２出力電流波形演算部４０６は、出力電流目標値演算部４０４から入力される出力電流の制御目標値Ｉoを初期値として第２出力電流波形Ｍ１〜Ｍ４を演算するものである。すなわち、第２出力電流波形演算部４０６は、図５の例では、出力電流目標値演算部４０４から入力される、時刻ｔ４，ｔ３，ｔ２，ｔ１における出力電流の制御目標値Ｉo(t4)，Ｉo(t3)，Ｉo(t2)，Ｉo(t1)（図５では、Ｉ４c，Ｉ３c，Ｉ２c，Ｉ１cで示す。）を初期値として第２出力電流波形Ｍ４，Ｍ３，Ｍ２，Ｍ１を演算する。

なお、第１出力電流波形Ｎ０及び第２出力電流波形Ｍ１〜Ｍ４を構成する出力電流のサンプリング値は、サンプリング間隔Δtで正規化した式Ｉ(k)によって表されるが、以下の説明では、第１出力電流波形Ｎ０と第２出力電流波形Ｍ１〜Ｍ４を区別するため、第１出力電流波形Ｎ０を構成する電流値をＩ(k)₊で表し、第２出力電流波形Ｍ１〜Ｍ４を構成する電流値をＩ(k)_-で表すことにする。

また、例えば、図５を例にとると、順時間方向の演算プロセスではサンプリング位置ｋは時刻ｔ０から右方向に移動し、逆時間方向の演算プロセスではサンプリング位置ｋは時刻ｔ４から左方向に移動するので、ｋが同一であってもサンプリング位置は異なるが、以下では、演算結果としてのＩ(k)₊とＩ(k)_-におけるサンプリング位置ｋは、同一のサンプリング位置を表しているものとして説明する。

出力電流検出値設定部４０７は、出力電流検出器７により検出されるインバータ装置１の出力電流の検出値Ｉｄの第１出力電流波形演算部４０５への入力を制御するものである。出力電流検出値設定部４０７には、ゼロ位相検出部４０３により検出されるゼロ位相タイミングと、計時部４１１により計時されるＰＷＭ信号のオン・タイミングが入力される。出力電流検出値設定部４０７は、ゼロ位相タイミング及びＰＷＭ信号のオン・タイミングが入力されると、出力電流検出器７の出力電流検出値Ｉｄを第１出力電流波形演算部４０５に入力する。

オフ・タイミング演算部４０８は、第１出力電流波形演算部４０５により演算された第１出力電流波形Ｉ(k)₊と第２出力電流波形演算部４０６により演算された第２出力電流波形Ｉ(k)_-が交差する時刻ｔｂ（オフ・タイミング）を演算し、その時刻ｔｂをオフ・タイミングとするか否かを判定し、その判定結果をオン・タイミング設定部４０９とオフ・タイミング設定部４１０に出力するものである。オフ・タイミング演算部４０８は、第１出力電流波形演算部４０５から入力される第１出力電流波形Ｉ(k)₊と第２出力電流波形演算部４０６から入力される第２出力電流波形Ｉ(k)_-の差ΔＥ(k)＝｜Ｉ(k)₊−Ｉ(k)_-｜を演算するΔＥ(k)演算部４０８ａと、差ΔＥ(k)＝｜Ｉ(k)₊−Ｉ(k)_-｜が最小となるサンプリング値ｋminを算出するｋmin演算部４０８ｂと、ｋmin演算部４０８ｂで算出されたサンプリング値ｋminに対応する時刻をオフ・タイミングの時刻ｔｂとするか否かを判定するオフ・タイミング判定部４０８ｃを有している。

例えば、図５，図６の例では、第１出力電流波形Ｎ０を構成する電流値をＩ(k)₊とし、第２出力電流波形Ｍ４を構成する出力電流値をＩ(k)_4-とすると、ΔＥ(k)演算部４０８ａはΔＥ(k)₄＝｜Ｉ(k)₊−Ｉ(k)_4-｜を演算する。なお、以下の説明では、第２出力電流波形Ｍｍを構成する出力電流値をＩ(k)_m-、差分｜Ｉ(k)₊−Ｉ(k)_m-｜をΔＥ(k)_mで表記するものとする。ｋmin演算部４０８ｂはこのΔＥ(k)₄をソート処理してΔＥ(k)₄が最小となるサンプリング値ｋminを算出し、そのサンプリング値ｋminにサンプリング間隔Δｔを乗じて第１出力電流波形Ｎ０と第２出力電流波形Ｍ４の交差する時刻ｔb4を算出する。オフ・タイミング判定部４０８ｃは、時刻ｔb4の出力電流Ｉ(tb4)₊と出力電流Ｉ(tb4)_4-のうち、大きい方の出力電流を時刻ｔb4における制御目標値の上限値Ｉ(tb4)upと比較し、出力電流が制御目標値の上限値Ｉ(tb4)upよりも小さければ、時刻ｔb4をオフ・タイミングの時刻と判定する。

図６では、Ｉ(tb4)₊＞Ｉ(tb4)_4-であるので、出力電流Ｉ(tb4)₊が制御目標値の上限値Ｉ(tb4)upと比較されるが、図５では、Ｉ(tb4)₊＞Ｉ(tb4)upであるので、時刻ｔb4はオフ・タイミングの時刻ではないと判定される。オフ・タイミング判定部４０８ｃはオフ・タイミングでないと判定すると、その判定結果を出力電流目標値演算部４０４と第２出力電流波形演算部４０６に出力する。出力電流目標値演算部４０４及び第２出力電流波形演算部４０６は、この判定結果に基づき次の第２出力電流波形Ｍ３を構成する電流値Ｉ(k)_3-を算出し、この出力電流値Ｉ(k)_3-をオフ・タイミング演算部４０８に入力する。

従って、出力電流目標値演算部４０４、第１出力電流波形演算部４０５、第２出力電流波形演算部４０６及びオフ・タイミング演算部４０８では、オフ・タイミングの時刻ｔｂが決定されるまで、周期を４ＴからＴまでＴずつ変化させながら第１出力電流波形Ｎ０と第２出力電流波形Ｍｍを演算し、両出力電流波形Ｎ０，Ｍｍの交点の時刻ｔbmを算出する処理が行われる。

オン・タイミング設定部４０９は、次のオン・タイミングの時刻ｔｃを設定するものであり、オフ・タイミング設定部４１０は、オフ・タイミングの時刻ｔｂを設定するものである。オフ・タイミング判定部４０８ｃにより時刻ｔbがオフ・タイミングの時刻であると判定されると、その判定結果がオン・タイミング設定部４０９とオフ・タイミング設定部４１０に入力される。

オン・タイミング設定部４０９は、時刻ｔ０と時刻ｔbの演算で設定された周期ｍ・Ｔから次の周期の開始時刻（ｔ０＋ｍ・Ｔ）を演算し、オン・タイミングの時刻ｔｃを設定する。図５の例では、時刻ｔb2がオフ・タイミングの時刻であると判定されるので、オン・タイミング設定部４０９は、ｔ２＝（ｔ０＋２・Ｔ）を次のオン・タイミングの時刻ｔｃに設定する。この時刻ｔ２は、第１出力電流波形演算部４０５と計時部４１１に入力される。

オフ・タイミング設定部４１０は、オフ・タイミング演算部４０８から入力される時刻をオフ・タイミングの時刻ｔbとして設定する。図５の例では、時刻ｔb2がオフ・タイミングの時刻ｔbに設定される。この時刻ｔb2は、計時部４１１に入力される。

計時部４１１は、オン・タイミング設定部４０９から入力されるオン・タイミングの時刻ｔｃとオフ・タイミング設定部４１０から入力されるオフ・タイミングの時刻ｔbを計時する。計時部４１１は、ゼロ位相検出部４０３からゼロ位相タイミングの検出信号が入力されると、カウント値をリセットし、計時を開始する。計時部４１１は、オフ・タイミング設定部４１０から入力されるオフ・タイミングの時刻ｔbを計時する毎に、その計時信号をパルス信号生成部４１２に出力する。また、計時部４１１は、リセット信号とオン・タイミング設定部４０９から入力されるオン・タイミングの時刻ｔcを計時する毎にその計時信号を出力電流検出値設定部４０７とパルス信号生成部４１２に出力する。

パルス信号生成部４１２は、計時部４１１からリセット信号とオン・タイミングの計時信号が入力されると、レベルをハイレベルに切り換え、計時部４１１からオフ・タイミングの計時信号が入力されると、レベルをローレベルに切り換えることによりパルス信号を生成する。このパルス信号は、ＰＷＭ信号Ｓ１１としてインバータ回路３のスイッチング素子ＴＲ１に出力される。また、そのパルス信号をインバータ回路（図略）により反転してインバータ回路３のスイッチング素子ＴＲ２に出力される。

次に、インバータ制御部４におけるＰＷＭ信号の生成手順を、図９のフローチャートを用いて説明する。なお、以下の説明では、ＰＷＭ信号Ｓ１１を例に説明する。

図９に示すフローチャートは、実際の時間経過におけるインバータ制御部４でのＰＷＭ信号の生成処理を示している。

ＰＷＭ信号Ｓ１１をハイレベルにすべき時刻（オン・タイミングの時刻）ｔ０になると（Ｓ１：ＹＥＳ）、ＰＷＭ信号Ｓ１１がハイレベル（ＯＮ状態）に設定され（Ｓ２）、時刻ｔ０におけるインバータ装置１の出力電流の検出値Ｉｄ(t0)が第１出力電流波形Ｎ０の演算のために初期値として設定され、メモリ（インバータ制御部４内の演算処理用のメモリ、以下、「演算用メモリ」という。）に保存される（Ｓ３）。

続いて、ＰＷＭ信号の周期の長さを決定するための整数ｍが「４」に設定され（Ｓ４）、次のオン・タイミングの時刻ｔ４（＝ｔ０＋ｍ・Ｔ）（なお、現在時刻ではｔ０＝０となるので、ｔ４＝４Ｔ）におけるインバータ装置１の出力電流の制御目標値Ｉo(tm)（１回目はｍ＝４であるので、Ｉo(t4)）が演算され、第２出力電流波形Ｍ４の演算のために初期値として設定され、演算処理用メモリに保存される（Ｓ５）。

続いて、初期値Ｉd(t0)と上記（７）式の演算式を用いて第１出力電流波形Ｎ０を構成する電流値Ｉ(k)₊が演算され、演算処理用メモリに保存され（Ｓ６）、更に、初期値Ｉo(tm)と上記（１４）式を用いて第２出力電流波形Ｍｍ（１回目はｍ＝４であるので、Ｍ４）を構成する電流値Ｉ(k)_m-が演算され、演算処理用メモリに保存される（Ｓ７）。

続いて、第１出力電流波形Ｎ０を構成する電流値Ｉ(k)₊と第２出力電流波形Ｍｍを構成する電流値Ｉ(k)_m-の差ΔＥ(k)_m＝｜Ｉ(k)₊−Ｉ(k)_m-｜が演算され（Ｓ８）、この演算結果をソート処理してΔＥ(k)が最小となるサンプリング値ｋminが求められる（Ｓ９）。更に、そのサンプリング時刻ｔbm（＝t０＋ｋmin・Δt）（Δｔはサンプリング間隔。ｔ０＝０であるので、ｔbm＝ｋmin・Δt）における出力電流の制御目標値の上限値Ｉ(tbm)upが演算され、演算処理用のメモリに保存される（Ｓ１０）。１回目のときは、差ΔＥ(k)₄＝｜Ｉ(k)₊−Ｉ(k)_4-｜が演算され、この演算結果をソート処理してΔＥ(k)₄が最小となるサンプリング値ｋminが求められる。更に、ｔb4＝ｋmin・Δtにおける出力電流の制御目標値の上限値Ｉ(tb4)upが演算され、演算処理用のメモリに保存される。

続いて、サンプリング時刻ｔbmにおける第１出力電流波形Ｎ０の電流値Ｉ(ｔbm)₊と第２出力電流波形Ｍｍの電流値Ｉ(ｔbm)_m-が比較され（Ｓ１１）、Ｉ(ｔbm)₊ ≧Ｉ(tbm)_m-であれば（Ｓ１１：ＹＥＳ）、第２出力電流波形Ｍｍの電流値Ｉ(ｔbm)_m-が制御目標値の上限値Ｉ(tbm)upを逸脱するか否かが判別され（Ｓ１２）、Ｉ(ｔbm)₊＜Ｉ(tbm)_m-であれば（Ｓ１１：ＮＯ）、第１出力電流波形Ｎ０の電流値Ｉ(ｔbm)₊が制御目標値の上限値Ｉ(tbm)upを逸脱するか否かが判別される（Ｓ１３）。１回目のときは、第１出力電流波形Ｎ０の電流値Ｉ(ｔb4)₊と第２出力電流波形Ｍ４の電流値Ｉ(tb4)_4-が比較され、Ｉ(ｔb4)₊ ≧Ｉ(tb4)_4-であれば、第２出力電流波形Ｍ４の電流値Ｉ(ｔb4)_4-が制御目標値の上限値Ｉ(tb4)upを逸脱するか否かが判別され、Ｉ(ｔb4)₊＜Ｉ(tb4)_4-であれば、第１出力電流波形Ｎ０の電流値Ｉ(ｔb4)₊が制御目標値の上限値Ｉ(tb4)upを逸脱するか否かが判別される。

ステップＳ１２でＩ(tbm)_m-＞Ｉ(tbm)upまたはステップＳ１３でＩ(ｔbm)₊＞Ｉ(tbm)upであれば、整数ｍが「１」だけ減少され（Ｓ１４）、ステップＳ５に戻り、時刻ｔ０から時刻ｔ(m-1)について、ステップ５〜Ｓ１３の演算処理が行われる。例えば、この演算処理が１回目の場合、ｍ＝３に変更され、時刻ｔ０から時刻ｔ３について、ステップＳ５〜Ｓ１３の演算処理が行われる。

そして、ｍを「１」ずつ減少させながら、ステップＳ５〜Ｓ１４の演算処理を繰り返し、いずれかの周期ｍ・ＴのステップＳ１２，Ｓ１３の演算処理において、Ｉ(tbm)_m-≦Ｉ(tbm)up（Ｓ１２：ＮＯ）またはＩ(ｔbm)₊≦Ｉ(tbm)up（Ｓ１３：ＮＯ）であれば、サンプリング時刻ｔbm（＝ｋmin・Δt）がオフ・タイミングの時刻ｔb(t_off)に設定されるとともに、時刻ｔｍ（＝ｍ・Ｔ）が次のオン・タイミングの時刻ｔc(t_on)に設定される（Ｓ１５）。例えば、ｍ＝２、周期２Ｔの演算処理において、Ｉ(tb2)_2-≦Ｉ(tb2)up（Ｓ１２：ＮＯ）またはＩ(ｔb2)₊≦Ｉ(tb2)up（Ｓ１３：ＮＯ）であれば、サンプリング時刻ｔb2（＝ｋmin・Δt）がオフ・タイミングの時刻ｔb(t_off)に設定されるとともに、時刻ｔ２（＝２・Ｔ）が次のオン・タイミングの時刻ｔc(t_on)に設定される（Ｓ１５）。

そして、時刻ｔb(t_off)が計時されると（Ｓ１６：ＹＥＳ）、ＰＷＭ信号Ｓ１１がローレベル（ＯＦＦ状態）に切り換えられ（Ｓ１７）、ステップＳ１に戻り、時刻ｔc(t_on)になると（Ｓ１：ＹＥＳ）、その時刻ｔb(t_off)を「ｔ０」として次の周期についてオフ・タイミング時刻の演算処理とＰＷＭ信号Ｓ１１のレベル切換えの処理が行われる。

一方、ｍを１ずつ減少させながら、ステップＳ５〜Ｓ１４，Ｓ１８の演算処理を繰り返し、ｍ＝０になると（Ｓ１８：ＹＥＳ）、オフ・タイミングの時刻ｔｂが算出できなかったので、所定のエラー処理が行われ（Ｓ１９）、ＰＷＭ信号の生成処理を終了する。なお、所定のエラー処理とは、インバータ回路３へのＰＷＭ信号の出力を停止し、エラーが生じたことを、例えば表示や警報音などによってユーザに報知する処理である。

上記のように、本発明に係るインバータ装置１によれば、予め設定された周期ＴをＰＷＭ信号の各周期の基本周期とし、各周期のオフ・タイミングの時刻ｔｂにおけるインバータ装置１の出力電流が許容範囲を逸脱しないことを条件にＰＷＭ信号の各周期の長さをＴ〜ｍ・Ｔの範囲で設定するようにしているので、周期Ｔを比較的短く設定していると、ｍを大きく設定する必要があるので、オフ・タイミングの時刻ｔｂを算出するまでの演算時間が長くなり、周期Ｔを比較的長く設定していると、オフ・タイミングの時刻ｔｂが算出できなくなる可能性があるという不都合が考えられる。

従って、オフ・タイミングの時刻ｔｂを演算するための周期Ｔは、実験やシミュレーションなどによって適当な値が設定されるが、インバータ装置１に周期Ｔを変更するための操作部材を設け、ユーザが適当な値に調整できるようにしてもよい。

また、図５の波形図から明らかなように、第１出力電流波形Ｎ０及び第２出力電流波形Ｍ１〜Ｍ４は、いずれも出力電流の制御目標値Ｉoの波形よりも上方に変化するので、オフ・タイミングの時刻ｔｂにおける出力電流の推定値Ｉ(tb)は、出力電流の許容範囲の上限値Ｉ(tb)upと比較され、この上限値Ｉ(tb)upを超えないことを条件に時刻ｔｂがオフ・タイミングの時刻に設定される。

出力電流の制御目標値Ｉoの波形Ａが許容範囲ΔＩの中心より下方向に偏差していれば、出力電流の推定値Ｉ(tb)と出力電流の許容範囲の上限値Ｉ(tb)upとの差が広くなり、推定値Ｉ(tb)が上限値Ｉ(tb)upを逸脱する時刻ｔｂは、時刻ｔ０より離れることになるから、ＰＷＭ信号の各周期が長く設定され易くなる。図５は、出力電流が＋側で変化している領域であるが、出力電流が−側で変化している領域では、出力電流の制御目標値Ｉoの波形Ａが許容範囲ΔＩの中心より上方向に偏差していれば、同様のことが言える。従って、出力電流の制御目標値Ｉoの波形Ａは許容範囲ΔＩの中心より偏差させた波形にすると良い。

例えば、図１０に示すように、出力電流の制御目標値Ｉoの波形Ａを振幅を「１」に正規化した波形として、sin(ωt)で表すと、制御目標値Ｉoの微分量Ａ・cos(ωt＋π)（１＞Ａ＜−１）を偏差量とし、この偏差量を制御目標値Ｉoに加算した波形Ａ・cos(ωt＋π)＋sin(ωt)を制御目標値Ｉoの許容範囲ΔＩの上下限の波形にすると良い。

また、上記実施形態では、オフ・タイミングの時刻ｔbを求めるための演算手順として、最初にＰＷＭ信号の周期をｍ・Ｔに設定し、この周期ｍ・Ｔ内でオフ・タイミングの時刻ｔbが設定できない場合は、ＰＷＭ信号の周期を（ｍ−１）・Ｔ、（ｍ−２）・Ｔ、（ｍ−３）・Ｔ、…と順番に狭くしながらオフ・タイミングの時刻ｔbを求めたが、最初にＰＷＭ信号の周期をＴに設定し、この周期Ｔ内でオフ・タイミングの時刻ｔbが設定できた場合は、ＰＷＭ信号の周期を２・Ｔ、３・Ｔ、４・Ｔ、…と順番に広くしながらオフ・タイミングの時刻ｔbを設定できなくなる周期ｍ・Ｔを求め、この結果から周期（ｍ−１）・Ｔで求めた時刻ｔbをオフ・タイミングの時刻とするようにしても良い。

ところで、上記実施形態の説明では、観測可能な出力電流を検出し、この検出値を初期値として出力電流の変化波形を求める場合を例に説明したが、（９）式の状態変数ｘ₂(インバータ回路３からフィルタ回路５に入力される電流),ｘ₃(キャパシタＣ_Fの電圧)の動作状態から第１出力電流波形Ｎ０や第２出力電流波形Ｍ１〜Ｍ４を求めることも可能である。

しかしながら、キャパシタＣ_Fはフィルタ回路５を構成する回路素子であるので、このキャパシタＣ_Fの電圧を直接検出することはできない。また、フィルタ回路５に入力される電流も直接検出することはできない。このため、観測不能な状態変数ｘ₂，ｘ₃の動作状態から第１出力電流波形Ｎ０や第２出力電流波形Ｍ１〜Ｍ４を求める場合は、一般に、状態変数ｘ₂，ｘ₃の動作状態を推定するためのオブザーバを設け、そのオブザーバによって推定される状態変数ｘ₂，ｘ₃の初期値を用いて図９に示す処理手順と同様の処理を実行することにより、ＰＷＭ信号が生成される。

図１１は、本実施形態に係るインバータ装置１に適したオブザーバの一例を示すブロック図である。

同図に示すオブザーバ１０は、Ｈ∞制御を応用したオブザーバである。Ｈ∞制御は、周知のように閉ループ系の伝達関数の大きさをＨ∞ノルムで評価し、このＨ∞ノルムを小さくすることによって所望の設計値に制御する手法である。オブザーバ１０は、フィルタ１０１、プラント１０２、加算器１０３、重み付け回路１０４及びコントローラ１０５により構成されている。コントローラ１０５に対してフィルタ１０１、プラント１０２、加算器１０３及び重み付け回路１０４の部分をプラントと考えると、コントローラ１０５は、このプラントにおける伝達関数の大きさを評価するＨ∞ノルムが小さくなるように設計されている。すなわち、コントローラ１０５は、系統電圧ωにノイズが混入した場合でも出力ｚ（出力電流の制御目標値と実際の出力電流値との偏差）への影響がないように設計されている。

なお、図１１において、系統電圧ωに含まれるノイズ成分として基本波成分と高調波成分のみを考慮すればよいので、フィルタ１０１は、例えばカットオフ周波数が６００Ｈｚ程度のローパスフィルタとして設計される。これにより、コントローラ１０５の周波数帯域を６００Ｈｚまで制限することができるので、コントローラ１０５の高精度化が可能になっている。また、重み付け回路１０４は、応答速度を調整するためのものである。ユーザは、重み付け回路１０４の重みＷを適当に設定することにより応答速度を所望の速度に調整することができる。

また、図１１において、プラント１０２の入力ｕはインバータ装置１の出力電圧であり、プラント１０２からの出力ｘ，ｙはそれぞれ状態変数と出力である。フィルタ１０１からの出力ｎはノイズ成分であり、プラント１０２からの出力ｉはインバータ装置１の出力電流である。

図１１に示すオブザーバ１０を用いた場合は、重み付け回路１０４からの出力ｚ(k)が状態変数ｘ_c(ｋ)の推定値として使用される。すなわち、出力ｚ(k)を用いて図９に示すフローチャートを実行することにより第１出力電流波形Ｎ０と第２出力電流波形Ｍｍが演算され、更に両出力電流波形Ｎ０，Ｍｍの交点の時刻ｔbmが算出されるとともに、この時刻ｔbmをオフ・タイミングの時刻とするか否かの処理が行われる。具体的には、図９のステップＳ３において、出力電流の検出値Ｉd(t0)に代えてオブザーバ１０により推定される出力電流の推定値Ｉs(t0)が設定され、この推定値Ｉs(t0)を用いてステップＳ６で第１出力電流波形Ｎ０が算出される。他のステップの処理は上述したものと同じである。

図１１に示すオブザーバ１０を設けた場合は、出力電流の検出値Ｉd(t0)を用いた第１出力電流波形Ｎ０と第２出力電流波形Ｍｍからオフ・タイミングの時刻ｔbmを求める演算処理と、オブザーバ１０により推定される出力電流の推定値Ｉs(t0)を用いた第１出力電流波形Ｎ０'と第２出力電流波形Ｍｍ'からオフ・タイミングの時刻ｔbm'を求める演算処理が行われるので、例えば、演算結果の平均値を取ることによりオフ・タイミングの時刻ｔbmが決定される。

上記実施形態では説明の便宜上、単相の系統連系インバータ装置について説明したが、本発明を図１２に示す三相のインバータ装置１′に適用することができることはいうまでもない。

なお、図１２において、図１のインバータ装置１と同一の機能を果たす回路には同一の符号を付している。インバータ回路３には、第１，第２アームに加えてスイッチング素子ＴＲ５及びスイッチング素子ＴＲ６の直列接続からなる第３アームが設けられている。第１アーム、第２アーム及び第３アームの各接続点ａ，ｂ，ｃからＵ相、Ｖ相、Ｗ相の出力電圧の出力ラインが出力されている。３本の出力ラインにはそれぞれインダクタＬ_Fが直列に接続されるとともに、各出力ライン間にキャパシタＣ_Fが接続されている。各出力ライン間のインダクタＬ_FとキャパシタＣ_Fの逆Ｌ字型接続によりＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の出力ラインのローパスフィルタが構成されている。従って、フィルタ回路５は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対応して３個のローパスフィルタを有している。

同様に、出力電流検出器７及び系統電圧検出器８もそれぞれ３個の検出器を備え、各検出器によりＵ相、Ｖ相、Ｗ相の出力電流と出力電圧を検出し、それらの検出値をインバータ制御部４に入力する。

また、インバータ制御部４は、第１アーム、第２アーム及び第３アームに対応して３個のＰＷＭ信号生成部４１，４２，４３を備えている。すなわち、インバータ制御部４は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力電流を制御するためのＰＷＭ信号を生成する３個のＰＷＭ信号生成部４１，４２，４３を備えている。ＰＷＭ信号生成部４１，４２，４３から出力される３個のＰＷＭ信号は、相互に１２０度ずつ位相がずれている点を除いて同一である。従って、ＰＷＭ信号生成部４１，４２，４３の具体的な機能ブロックは、図８に示したものと同一であるので、インバータ制御部４についての詳細説明は省略する。

ところで、三相のインバータ装置１′のＰＷＭ信号生成回路は、一般に、図１３に示すように、ｐｑ変換器１１、ＦＢ制御器１２及び逆ｐｑ変換器１３を有し、三相を二相に変換してｐｑ軸上で制御信号を生成する機能を備えている。同図示すＰＷＭ信号生成回路では、フィードバックされたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の出力電流の検出値ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wがｐｑ変換器１１により下記（１６）式により二相の電流値ｉ_p，ｉ_qに変換され、これらの電流値ｉ_p，ｉ_qと制御目標値ｉ_po，ｉ_qoとの誤差を用いてＦＢ制御器１２により制御信号ｅ_p，ｅ_qが生成される。これらの制御信号ｅ_p，ｅ_qは、逆ｐｑ変換器１３より三相の制御信号ｅ_u，ｅ_V，ｅ_Wに変換され、これらの制御信号ｅ_u，ｅ_V，ｅ_WからＰＷＭ回路１４によりＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力電流を制御するためのＰＷＭ信号が生成される。

本発明に係る三相のインバータ装置１′ではＰＷＭ信号を生成するための演算処理をｐｑ軸上でも行うことができるので、図１３に対応するブロック図は図１４のようになる。なお、同図において、モデル予測型ＰＷＭ回路１５は、図３に示したインバータ制御部４の機能ブロック図全体に対応するものである。

本発明に係る三相インバータ装置１′においても出力電流の制御目標値をｐｑ軸上の制御目標値として入力することができるので、従来の三相インバータ装置と同様にｐｑ変換の考え方を本発明に係る三相インバータ装置１′にも適用することができる。

なお、上記実施形態では、系統を負荷とする系統連系インバータ装置について説明したが、本発明は、系統以外の負荷に交流電力を供給にするためのインバータ装置、例えばモータ駆動用のインバータ装置にも適用することできる。

本発明に係る単相のインバータ装置の一実施形態の回路構成を示す図である。 図１に示すインバータ装置の数式モデルを示す回路図である。 直流電圧供給状態におけるインバータ装置の等価回路を示す図である。 ＰＷＭ信号によってインバータ回路が切り換えられた場合の入力電圧と出力電流の波形を示す図である。 １周期の長さを変えながら各周期におけるオフ・タイミングを演算によって求め、その演算結果に基づいてＰＷＭ信号を生成する方法を説明するための図である。 直流電圧供給状態における出力電流の推定波形と直流電圧遮断状態における出力電流の推定波形とが交差する部分の一例を示す図である。 評価関数Ｈ（ｋ）により第１出力電流波形と第２出力電流波形の交差するサンプリング値を算出する方法を説明するための図である。 インバータ制御部のＰＷＭ信号生成機能を示すブロック図である。 インバータ制御部におけるＰＷＭ信号の生成手順を示すフローチャートである。 出力電流の制御目標値に対して許容範囲を設定する方法を説明するための図である。 本発明に係るインバータ装置の数式モデルに適用したオブザーバの一例を示すブロック図である。 本発明に係る三相インバータ装置の一実施形態の回路構成を示す図である。 従来の三相インバータ装置のＰＷＭ信号生成回路の基本構成を示すブロック図である。 本発明に係る三相インバータ装置のインバータ制御部に三相−二相変換機能を備えた場合のブロック図である。 ヒステリシス方式による電流制御法を説明するための図である。

１ インバータ装置
２ 直流電源
２１１ 太陽光電池
２１２ 電圧検出器
Ｄ１ ダイオード
３ インバータ回路
ＴＲ１〜ＴＲ４ スイッチング素子
Ｄ２〜Ｄ５ 帰還ダイオード
４ インバータ制御部
４１，４２，４３ ＰＷＭ信号生成部
４０１ Ｉｐ設定部
４０２ 周期検出部
４０３ ゼロ位相検出部
４０４ 出力電流目標値演算部
４０５ 第１出力電流波形演算部
４０６ 第２出力電流波形演算部
４０７ 出力電流検出値設定部
４０８ オフ・タイミング演算部
４０８ａ ΔＥ(k)演算部
４０８ｂ ｋmin演算部
４０８ｃ オフ・タイミング判定部
４０９ オン・タイミング設定部
４１０ オフ・タイミング設定部
４１１ 計時部
４１２ パルス信号生成部
５ フィルタ回路
６ 変圧器
７ 出力電流検出器
８ 系統電圧検出器
９ 系統
１０ オブザーバ
１０１ フィルタ
１０２ プラント
１０３ 加算器
１０４ 重み付け回路
１０５ コントローラ
１１ ｐｑ変換器
１２ ＦＢ制御器
１３ 逆ｐｑ変換器
１４ ＰＷＭ回路
１５ モデル予測型ＰＷＭ回路
Ｌ_F インダクタ
Ｃ_F キャパシタ

Claims (9)

1. 直流電圧を出力する直流電源と、
   前記直流電源から出力される直流電圧を交流電圧に逆変換するための、複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるブリッジ回路と、
   ＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号により前記複数のスイッチング素子のオン・オフ動作を制御することにより前記ブリッジ回路の逆変換動作を制御する制御回路と、
   前記ブリッジ回路から出力される交流電圧に含まれるスイッチングノイズを除去するフィルタ回路と、
   前記フィルタ回路から出力される交流電圧を変成して負荷に出力する変圧器とを備えたインバータ装置であって、
   前記直流電源から出力される直流電圧を検出する第１の電圧検出手段と、
   前記変圧器から出力される交流電流を検出する電流検出手段と、
   前記変圧器から出力される交流電圧を検出する第２の電圧検出手段とを備え、
   前記制御回路は、
   前記ＰＷＭ信号のレベルが、前記ブリッジ回路を前記直流電圧が前記負荷側に供給される状態とする第１のレベルに切り換えられると、前記電流検出手段で検出される電流値を初期値として、前記ＰＷＭ信号が第１のレベルに設定された第１のタイミングから所定の単位時間を所定の整数値で整数倍した時間だけ進んだ第２のタイミングまでの前記変圧器から出力される第１の電流波形を、前記フィルタ回路及び前記変圧器をモデル化した数式モデルの第１の状態方程式から得られる前記変圧器からの出力電流の第１の演算式を用いて、前記第１のタイミングから前記第２のタイミングの時間方向に演算する第１の波形演算手段と、
   前記第１の電圧検出手段により検出される直流電圧と前記第２の電圧検出手段により検出される交流電圧とに基づいて、前記第２のタイミングにおける前記変圧器から出力される交流電流の制御目標値を演算する第１の目標電流演算手段と、
   前記ブリッジ回路が前記直流電圧を前記負荷側に供給しない状態において前記変圧器から出力される交流電流が前記第２のタイミングで前記制御目標値となる第２の電流波形を、前記第１の状態方程式とは異なる入出力条件で導出される前記数式モデルの第２の状態方程式から得られる前記変圧器からの出力電流の第２の演算式を用いて、前記第２のタイミングから前記第１のタイミングの時間方向に演算する第２の波形演算手段と、
   前記第１の波形演算手段により算出される前記第１の電流波形と前記第２の波形演算手段により算出される前記第２の電流波形とが交差する第３のタイミングを演算する交差タイミング演算手段と、
   前記第１の電圧検出手段により検出される直流電圧と前記第２の電圧検出手段により検出される交流電圧とに基づいて、前記第３のタイミングにおける前記変圧器から出力される交流電流の制御目標値を演算する第２の目標電流演算手段と、
   前記第２の目標電流演算手段により算出された制御目標値が予め設定された許容範囲内であるか否か判別する判別手段と、
   前記判別手段により前記制御目標値が許容範囲内でないと判別されると、当該制御目標値が許容範囲内であると判別されるまで、前記第２のタイミングを前記単位時間分だけ短くしたタイミングに変更して、前記第１の目標電流演算手段、前記第２の波形演算手段、前記第２の目標電流演算手段及び前記判別手段の各手段の動作を繰り返させる演算制御手段と、
   前記判別手段により許容範囲内であると判別されると、前記第３のタイミングを、前記ＰＷＭ信号のレベルを前記ブリッジ回路が前記直流電圧を前記負荷側に供給しない回路状態となる第２のレベルに切り換えるタイミングに設定するとともに、前記第２のタイミングを、前記ＰＷＭ信号のレベルを前記第１のレベルに切り換える次の第１のタイミングとして設定するタイミング設定手段と、
   前記タイミング設定手段で設定される前記第１のタイミングで前記第１のレベルとし、前記第３のタイミングで前記第２のレベルとするように、信号レベルを交互に切り換えることより前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
   からなることを特徴とする、インバータ装置。
2. 前記交差タイミング演算手段は、離散時間演算における各サンプリング時刻の前記第１の電流波形の値と前記第２の電流波形の値の差を演算する電流差演算手段と、この電流差演算手段により算出される複数の電流差のサンプリング時刻うち、最小の電流差を有するサンプリング時刻を前記第３のタイミングとして算出するタイミング算出手段とからなることを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
3. 前記単位時間の長さを変更する第１の変更手段を更に備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載のインバータ装置。
4. 前記整数値を変更する第２の変更手段を更に備えたことを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のインバータ装置。
5. 前記制御目標値は、前記交流電流の許容範囲の中心から偏差した値であることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載のインバータ装置。
6. 前記直流電源は太陽電池からなるとともに、前記ブリッジ回路は三相ブリッジ回路からなり、前記変圧器から出力される交流電圧は商用電力系統に連系させて出力される三相交流電圧であることを特徴とする、請求項１〜５のいずれかに記載のインバータ装置。
7. 直流電圧を出力する直流電源と、前記直流電源から出力される直流電圧を交流電圧に逆変換するための、複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるブリッジ回路と、ＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号により前記複数のスイッチング素子のオン・オフ動作を制御することにより前記ブリッジ回路の逆変換動作を制御する制御回路と、前記ブリッジ回路から出力される交流電圧に含まれるスイッチングノイズを除去するフィルタ回路と、前記フィルタ回路から出力される交流電圧を変成して負荷に出力する変圧器と、前記直流電源から出力される直流電圧を検出する第１の電圧検出手段と、前記変圧器から出力される交流電流を検出する電流検出手段と、前記変圧器から出力される交流電圧を検出する第２の電圧検出手段とを備えたインバータ装置のＰＷＭ制御方法であって、
   前記ＰＷＭ信号のレベルが、前記ブリッジ回路を前記直流電圧が前記負荷側に供給される状態とする第１のレベルに切り換えられると、前記電流検出手段で検出される電流値を初期値として、前記ＰＷＭ信号が前記第１のレベルに設定された第１のタイミングから所定の単位時間を所定の整数値で整数倍した時間だけ進んだ第２のタイミングまでの前記変圧器から出力される第１の電流波形を、前記フィルタ回路及び前記変圧器をモデル化した数式モデルの第１の状態方程式から得られる前記変圧器からの出力電流の第１の演算式を用いて、前記第１のタイミングから前記第２のタイミングの時間方向に演算する第１の工程と、
   前記第１の電圧検出手段により検出される直流電圧と前記第２の電圧検出手段により検出される交流電圧とに基づいて、前記第２のタイミングにおける前記変圧器から出力される交流電流の制御目標値を演算するとともに、前記ブリッジ回路が前記直流電圧を前記負荷側に供給しない状態において前記変圧器から出力される交流電流が前記第２のタイミングで前記制御目標値となる第２の電流波形を、前記第１の状態方程式とは異なる入出力条件で導出される前記数式モデルの第２の状態方程式から得られる前記変圧器からの出力電流の第２の演算式を用いて、前記第２のタイミングから前記第１のタイミングの時間方向に演算する第２の工程と、
   前記第１の電流波形と前記第２の電流波形とが交差する第３のタイミングを演算し、前記第１の電圧検出手段により検出される直流電圧と前記第２の電圧検出手段により検出される交流電圧とに基づいて、前記第３のタイミングにおける前記変圧器から出力される交流電流の制御目標値を演算する第３の工程と、
   前記第３の工程で演算された制御目標値が予め設定された許容範囲内であるか否か判別し、前記制御目標値が許容範囲内でないと判別されると、当該制御目標値が許容範囲内であると判別されるまで、前記第２のタイミングを前記単位時間分だけ短くしたタイミングに変更して、前記第１の工程乃至前記第３の工程を繰り返す第４の工程と、
   前記第３の工程で演算された制御目標値が前記許容範囲内であると判別されると、前記第３のタイミングを、前記ＰＷＭ信号のレベルを前記ブリッジ回路が前記直流電圧を前記負荷側に供給しない回路状態となる第２のレベルに切り換えるタイミングに設定するとともに、前記第２のタイミングを、前記ＰＷＭ信号のレベルを前記第１のレベルに切り換える次の第１のタイミングとして設定し、前記第１のタイミングで前記第１のレベルとし、前記第３のタイミングで前記第２のレベルとするように、信号レベルを交互に切り換えることより前記ＰＷＭ信号を生成する第５の工程と、
   からなることを特徴とするインバータ装置のＰＷＭ制御方法。
8. 前記第３のタイミングは、離散時間演算における各サンプリング時刻の前記第１の電流波形の値と前記第２の電流波形の値の差を演算し、最小の電流差を有するサンプリング時刻が前記第３のタイミングとして算出されることを特徴とする請求項７に記載のインバータ装置のＰＷＭ制御方法。
9. 前記制御目標値は、前記交流電流の許容範囲の中心から偏差した値であることを特徴とする請求項７または８に記載のインバータ装置のＰＷＭ制御方法。