CN114531087B - 一种基于电流源逆变器的高速永磁同步电机优化控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于电流源逆变器的高速永磁同步电机优化控制方法。针对电流源逆变器‑高速永磁同步电机系统，将所有开关管共同建立了一种新的电流矢量图且建立第一代价函数，对电流矢量图中每个扇区处理获得扇区对应的占空比和第一代价函数值；并且还建立了第二代价函数，对扇区对应的占空比和第一代价函数值处理获得第二代价函数值，根据第二代价函数值选取最优扇区而调控电流源逆变器，实现高速永磁同步电机优化控制。本发明实现将电流源逆变器前级后级与高速永磁同步电机协同控制，既减小了逆变器侧母线电感电流纹波、有效抑制了滤波电容与电机电感之间的谐振，也改善了高速永磁同步电机的动态性能与稳态性能，减小了定子电流谐波含量。

Description

一种基于电流源逆变器的高速永磁同步电机优化控制方法
技术领域
本发明涉及了一种永磁同步电机控制方法，特别是涉及了一种基于电流源逆变器的高速永磁同步电机优化控制方法。
背景技术
与普通的永磁同步电机相比，高速永磁同步电机(High Speed Permanent MagnetSynchronous Motor, HSPMSM)可以直接与高速负载相连，省去了其中繁琐的变速装置，从而提高了系统效率。并且，高速永磁同步电机有着调速范围宽、功率密度大、体积小等优势，因此在高速机床、空气压缩机、飞轮储能系统等大功率应用场合对应有广阔的前景。
对于高速永磁同步电机，性能优良的驱动系统是充分发挥其潜力的关键因素。由于高速永磁同步电机基频高、自身电感小，采用传统三相电压源型逆变器(Voltage SourceInverter, VSI)驱动时存在电流纹波大，输出电流谐波含量高及定转子损耗大等问题。而电流源逆变器(Current Source Inverter, CSI)通过在交流侧并联滤波电容，与高速永磁同步电机电感构成二阶滤波环节，有效滤除了输出电流中的高次谐波。电流源逆变器一般由前级和后级构成，前级一般为Buck型降压电路，功能是对母线电感电流进行控制，后级则为六个开关管构成的逆变电路。
对于电流源逆变器的控制策略，目前多数采用的是多环PI控制方法。然而这种控制方法需要整定较多PI参数，并且dq轴之间的解耦方法也较为复杂，并不适用于高速永磁同步电机的控制。至于前级母线电感电流的控制，多采用滞环控制或PI控制，这往往需要在两个控制器中实现，增加了系统的复杂度。
2004年，智利学者Rodrigurz等人将逆变器的开关特性与电机系统的非线性特性统一考虑，提出电机驱动中特有的有限集模型预测控制策略(Finite Control Set ModelPredictive Control, FCS-MPC)。经典有限集模型预测控制策略以逆变器功率器件的开关信号为控制动作，不受变流器调制策略的约束，目前已广泛应用于矩阵变换器、多电平逆变器、电压源型逆变器等多种变流器馈电的交流电机传动系统中，体现了强大的通用性和实用性。然而，电流源逆变器作为一种新兴的拓扑结构，却鲜有关于电流源逆变器驱动系统的有限集模型预测控制研究。
虽然有限集模型预测控制因其快速响应能力、能够实现多目标优化而被广泛运用，然而，由于缺少调制模块，有限集模型预测控制下系统无法工作在恒定开关频率，导致输出电流谐波含量较大。并且由于电流源逆变器输出侧的滤波电容存在，在开关频率不固定的情况下很容易与电机电感发生谐振现象(LC谐振)，严重影响系统稳态性能。
发明内容
为了解决背景技术中存在的问题，本发明的目的在于提出了一种基于电流源逆变器的高速永磁同步电机优化控制方法，不仅继承了有限集模型预测控制动态响应快，能实现多目标优化的特点，又结合了空间矢量调制方法，使电流源逆变器-高速永磁同步电机系统可以工作在恒定开关频率，从而改善了电流谐波和转矩脉动。
本发明实现电流源逆变器-高速永磁同步电机系统的模型预测控制，提出了将电流源逆变器母线电感电流，滤波电容电压与电机侧的定子电流协同控制的思想，设计了包含母线电感电流、滤波电容电压和定子电流三个变量的第一代价函数，实现了电流源逆变器-高速永磁同步电机系统的前后级协同控制，简化控制结构；结合了空间矢量调制，设计了电流矢量的占空比处理方法，使电流源逆变器-高速永磁同步电机系统能够工作在恒定开关频率，改善了电流源逆变器-高速永磁同步电机系统稳态性能。
为了实现上述目的，本发明采用以下技术方案：
方法针对电流源逆变器-高速永磁同步电机系统，方法包括以下步骤：
本发明的电流源逆变器-高速永磁同步电机系统中，电流源逆变器连接驱动高速永磁同步电机。
(1) 针对电流源逆变器的所有开关管共同设计建立了一种新的电流矢量图，且建立了第一代价函数，对新的电流矢量图中的每个扇区利用第一代价函数处理获得每个扇区各个电流矢量的中各个电流矢量的占空比和第一代价函数值；
(2)建立了第二代价函数，对电流矢量图中的每个扇区各个电流矢量的占空比和第一代价函数值用第二代价函数处理获得每个扇区的第二代价函数值，利用各个扇区的第二代价函数值从各个扇区选取最优扇区，以最优扇区调控电流源逆变器，进而实现高速永磁同步电机优化控制。
所述的电流源逆变器包括Buck电路和三相逆变电路，其中Buck电路包括了直流电源vdc、母线电感Ldc、Buck电路开关管T7、Buck电路续流二极管D7，三相逆变电路包括了三相桥臂和三相滤波电容；Buck电路开关管T7、Buck电路续流二极管D7串联后并联在直流电源vdc的两端，三相桥臂和母线电感Ldc串联后并联在Buck电路续流二极管D7的两端；三相桥臂包括了三相的上桥臂和下桥臂各自的一个开关管和一个二极管，分别包括了开关管T1-T6和二极管D1-D6，三相桥臂的每相均经各自的一个滤波电容连接一起，滤波电容的容值Cf相同，三个滤波电容的电压分别为vsa、vsb、vsc。
三相桥臂并联，每相桥臂均由上桥臂和下桥臂串联构成，上桥臂和下桥臂均由一个开关管和一个二极管串联构成，
这样在前级与后级共计具体有七个开关管。其中电流源逆变器包含了两部分，一部分是前级的Buck电路，其作用是对母线电感电流进行控制；另一部分是后级的电流源型逆变电路，包含六个开关管的功率开关器件，通过控制开关管的通断以控制电机电流。
每个开关管均由SiC MOSFET与二极管串联组成。滤波电容一方面为感性负载提供续流回路，另一方面与电机自身电感构成二阶电感电容滤波环节以滤除输出电流中的高频分量。
所述(1)中，在新的电流矢量图中，针对电流源逆变器的Buck电路开关管的两种开关状态分别建立一个电流矢量平面，每个电流矢量平面中按照电流矢量划分方式划分为六个扇区，一个扇区对应有位于中心点或者靠近中心点的一个零电流矢量和位于两侧边界的两个有效电流矢量。
每个电流矢量平面对应有六个有效电流矢量和三个零电流矢量。每个平面中，有效电流矢量空间位置互相错开60°，将整个平面划分成六个扇区。三个零电流矢量由上下桥臂开关管直通产生。
相邻两个扇区之间用一个有效电流矢量分界，每个扇区的两侧径向边界分别为一个有效电流矢量，且在中心点或者靠近中心点处设置三个零电流矢量，每个零电流矢量共享于两个扇区，从而每一个扇区共计对应有两个有效电流矢量和一个零电流矢量，使得单个电流矢量平面对应有六个有效电流矢量和三个零电流矢量。
零矢量不隶属于扇区，是当每相桥臂的上下开关管同时导通的时候，此时产生的电流矢量定义为零电流矢量。并且为了减小开关频率，降低损耗，人为规定在1、4扇区用I7零电流矢量；2、5扇区用I8零电流矢量；3、6扇区用I9零电流矢量，对于平面2中的扇区同理。因此称之为“对应于”、“对应有”。
两个电流矢量平面共计对应有包括十二个扇区、十二个有效电流矢量和六个零电流矢量。
电流源逆变器的电流矢量图包含Ⅰ~Ⅻ共十二个扇区以及十二个有效电流矢量和六个零电流矢量。电流矢量图中，每个扇区边界的两个相邻有效电流矢量分别为I j 和I k ，j,k∈{1,2,3,4,5,6,10,11,12,13,14,15}，且有效电流矢量I k 的相位角超前有效电流矢量I j 的相位角60度。与扇区对应的零电流矢量为I o，o∈{7,8,9,16,17,18}。在每次采样周期内，依次计算每个扇区对应的电流矢量I j 、I k 和I o的第一代价函数值G j 、G k 和G o。
所述(1)中，对同一扇区中的每个电流矢量，均构建电流源逆变器-高速永磁同步电机预测模型，利用电流源逆变器-高速永磁同步电机预测模型实时处理获得电流源逆变器和高速永磁同步电机的变量在下一个采样时刻的预测值，建立了包含电流源逆变器和高速永磁同步电机的变量的第一代价函数，将电流源逆变器和高速永磁同步电机的变量在下一个采样时刻的预测值输入到第一代价函数中处理获得电流矢量的第一代价函数值，再综合利用同一扇区中的所有电流矢量的第一代价函数值进行计算获得各个电流矢量的占空比。
所述的电流源逆变器和高速永磁同步电机的变量具体为电流源逆变器的母线电感电流、滤波电容电压以及高速永磁同步电机的定子电流的三个变量。
所述的电流源逆变器-高速永磁同步电机预测模型，具体包括：
电流源逆变器的母线电感电流离散模型，如下式：
i dc(k+1)=i dc(k)+T s(v dc S 7(k)-v in(k))/L dc
式中，T s表示离散控制周期；k表示离散控制周期的序数；i dc(k+1)为母线电感的电流在第(k+1)T s时刻的预测值；i dc(k)为母线电感的电流在第kT s时刻的实际值；L dc为母线电感的电感值；v dc为直流电源的电压；v in(k)为第kT s时刻的电流源逆变器正负母线之间的电压；S 7(k)为第kT s时刻下电流源逆变器中Buck电路开关管的开关状态。
电流源逆变器的滤波电容电压离散模型，如下式：
v sd(k+1)=v sd(k)+T s[i wd(k)-i sd(k)+ω e C f v sq(k)]/C f
v sq(k+1)=v sq(k)+T s[i wq(k)-i sq(k)-ω e C f v sd(k)]/C f
式中，v sd(k+1)、v sq(k+1) 分别为滤波电容的电压在第(k+1) T s时刻的dq坐标系下d轴、q轴预测值；v sd(k)、v sq(k) 分别为滤波电容的电压在第kT s时刻的dq坐标系下d轴、q轴实际值；i wd(k)、i wq(k) 分别为第kT s时刻的dq坐标系下电流源逆变器的d轴、q轴输出电流；i sd(k)、i sq(k)为高速永磁同步电机的定子电流在第kT s时刻的dq坐标系下d轴、q轴实际值；ω e为转子磁链的电角速度；C f为滤波电容的容值；
高速永磁同步电机的定子电流离散模型，如下式：
i sd(k+1)=(1-R s T s/L s)i sd(k)+ T s ω e i sq(k)+ T s v sd(k)/L s
i sq(k+1)=(1-R s T s/L s)i sq(k)-T s ω e i sd(k)+ T s v sq(k)/L s-T s ω e Ψ f/L s
式中，i sd(k+1)、i sq(k+1) 分别为定子电流在第(k+1) T s时刻的dq坐标系下d轴、q轴预测值；R s为定子绕组的电阻；L s为定子电感；Ψ f为转子磁链幅值；ω e为转子磁链的电角速度。
一个电流矢量代表了七个开关管整体的一种开关状态，其中的v in(k)、S 7(k)、i wd(k)、i wq(k)均属于表征电流矢量的参数。
上述电流源逆变器电感后侧正负母线之间的电压v in计算为：
v in=(S 1-S 4) v sa+ (S 3-S 6) v sb+ (S 5-S 2) v sc
式中，S 1、S 3、S 5分别为电流源逆变器中a、b、c三相上桥臂开关管的开关状态；S 4、S 6、S 2分别为电流源逆变器中a、b、c三相下桥臂开关管的开关状态；v sa、v sb和v sc分别为a、b、c三相滤波电容电压。
所述的第一代价函数如下：
G 1=g i+g v+g dc
g i=[i sd *- i sd(k+1)]2+[i sq *- i sq(k+1)]2
g v=λ v{[v sd *- v sd(k+1)]2+[v sq *- v sq(k+1)]2}
g dc=λ dc[i dc *- i dc(k+1)]2
式中，G 1表示第一代价函数值，g i、 g v、 g dc分别为第一代价函数中的定子电流、滤波电容电压、母线电感电流的控制分量； i sd *、i sq *分别为永磁同步电机中定子电流在dq坐标系下d轴、q轴给定值；i sd(k+1)、i sq(k+1) 分别为永磁同步电机中定子电流在第(k+1)T s时刻的dq坐标系下d轴、q轴预测值；v sd *、v sq *分别为滤波电容电压在dq坐标系下d轴、q轴的参考值；v sd(k+1)、v sq(k+1) 分别为滤波电容电压在第(k+1)T s时刻的dq坐标系下d轴、q轴预测值；i dc *为母线电感电流的参考值；i dc(k+1)为母线电感电流在第(k+1) T s时刻的dq坐标系下d轴、q轴预测值；λ v与λ dc分别为第一代价函数中滤波电容电压和母线电感电流的控制分量权重系数。
所述综合利用同一扇区中的所有电流矢量的第一代价函数值进行计算获得各个电流矢量的占空比，具体是按照下式计算求得：
d j =G o G k /(G o G j +G j G k +G o G k )
d k =G o G j /(G o G j +G j G k +G o G k )
d o=G j G k /(G o G j +G j G k +G o G k )
式中，T s为采样周期；d j 、d k 和d o分别为电流矢量I j 、I k 和I o的占空比；G j 、G k 和G o分别为电流矢量I j 、I k 和I o的第一代价函数值；I j 、I k 分别为扇区两侧边界的两个相邻有效电流矢量，I o为扇区对应的零电流矢量。
电流矢量I j 、I k 和I o的占空比d j 、d k 和d o满足d j +d k +d o=1。
这样对于电流矢量图中的十二个扇区，能够处理获得每个扇区对应的两个有效电流矢量和一个零电流矢量的第一代价函数值和占空比。
所述(1)中，还根据各个电流矢量的占空比处理获得各个电流矢量在每个采样周期内的作用时间，用于占空比的实际时长控制。
所述的电流矢量I j 、I k 和I o在每个采样周期内的作用时间按照如下公式获得：
T j =d j T s
T k =d k T s
T o =d o T s
式中，T j 、T k 和T o分别为电流矢量I j 、I k 和I o在每个采样周期内的作用时间。
所述(2)中，具体是每个扇区中各个矢量的第一代价函数值和占空比计算得到扇区的第二代价函数值，对各个扇区的第二代价函数值通过排序取最小的第二代价函数值对应的扇区作为最优扇区，将最优扇区对应的两个相邻有效电流矢量与一个零电流矢量及其对应的占空比按七段式空间矢量调制方式处理后输出给电流源逆变器控制器中的开关管工作。
所述的第二代价函数如下：
G 2= d j G j + d k G k + d o G o
式中，G 2表示第一代价函数值，d j 、d k 和d o分别为电流矢量I j 、I k 和I o的占空比；G j 、G k 和G o分别为电流矢量I j 、I k 和I o的第一代价函数值；I j 、I k 分别为扇区两侧边界的两个相邻有效电流矢量，I o为扇区对应的零电流矢量。
将各个扇区的第二函数值建立集合U如下：
U={G 2 Ⅰ, G 2 Ⅱ…G 2 Ⅻ}
其中，G 2 Ⅰ, G 2 Ⅱ…G 2 Ⅻ分别表示计算得到的Ⅰ~Ⅻ号扇区的第二代价函数值；
经过排序后得到最小的第二代价函数值G 2 opt：
G 2 opt=min{G 2 Ⅰ, G 2 Ⅱ…G 2 Ⅻ}
其中，min{}表示求得区间内元素的最小值的函数。
以最小的第二代价函数值G 2 opt对应的扇区作为最优扇区，以最优扇区的电流矢量I j 、I k 和I o作为最优电流矢量I j opt、I k opt和I o opt。
各个最优电流矢量的占空比处理获得各个最优电流矢量在每个采样周期内的作用时间T j opt、T k opt和T o opt，用各个最优电流矢量在每个采样周期内的作用时间T j opt、T k opt和T o opt作用到各个最优电流矢量进行时长控制，并按照电流源逆变器七段式空间矢量调制。
本发明的创新在于构建了考虑到电流源逆变器前级开关管开关状态的电流矢量图，通过将电感电流变量加入到第一代价函数中，从而实现电流源逆变器前后级与电机的协同控制，优化了控制结构，改善了系统动态响应速度与稳态性能。
一方面，通过在开关管T7闭合状态下和开关管T7打开状态下均建立一个电流矢量平面，且将两个电流矢量平面融合处理获得最优有效电流矢量的结果，进而施加到电流源逆变器上，这样同时融合了电流源逆变器中的所有开关管T1-T7的开关状态进行筛选获得最优控制矢量，简化了控制结构。
另一方面，通过建立第一代价函数，同时控制优化了三个变量，既有效控制了母线电流，又对电容电压进行控制，有效抑制了滤波电容与电机电感之间的谐振问题，改善了系统的稳态性能。
本发明实现将电流源逆变器前级后级与高速永磁同步电机协同控制，既减小了逆变器侧母线电感电流纹波、有效抑制了滤波电容与电机电感之间的谐振，也改善了高速永磁同步电机的动态性能与稳态性能，减小了定子电流谐波含量。
本发明对应有如下有益效果：
1.本发明的方法不同于传统有限集模型预测控制根据代价函数直接选择电流矢量，而是依据代价函数计算各个电流矢量的占空比，通过选择扇区，并结合空间矢量调制技术，实现了固定开关频率工作，有效降低了输出电流的谐波含量。
2.不同于传统电流源逆变器前后级独立控制的方法，本发明将前后级进行协同控制。设计了包含母线电感电流、滤波电容电压和定子电流三个目标的代价函数，简化了控制结构，有效抑制了滤波电容与电机定子之间的谐振。
附图说明
图1为电流源逆变器-高速永磁同步电机的拓扑结构图；
图2为本发明设计的电流矢量分布图；
图3为电流源逆变器七段式空间矢量调制策略图；
图4为本发明所提电流源逆变器-高速永磁同步电机预测控制框图；
图5为稳态运行时，高速永磁同步电机三相电流波形图；
图6为稳态运行时，电流源逆变器母线电感电流波形图；
图7为稳态运行时，高速永磁同步电机转速波形图；
图8为稳态运行时，高速永磁同步电机输出转矩波形图；
图9为突变负载时，高速永磁同步电机d轴电流波形图；
图10为突变负载时，高速永磁同步电机q轴电流波形图；
图11为突变负载时，高速永磁同步电机输出转矩波形图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明的一种基于电流源逆变器的高速永磁同步电机优化控制方法做出详细说明。
本发明的实施例：
下面结合图1-图4、具体的计算公式对实施例的方案进行介绍，详见下文描述：
一、电流源逆变器模型构建
如图1所示，为电流源逆变器-高速永磁同步电机拓扑结构图，电流源逆变器包括前级的Buck电路和后级的三相逆变电路，其中Buck电路包括了直流电源vdc、母线电感Ldc、Buck电路开关管T7、Buck电路续流二极管D7，三相逆变电路包括了三相桥臂和三相滤波电容；Buck电路开关管T7、Buck电路续流二极管D7串联后并联在直流电源vdc的两端，三相桥臂和母线电感Ldc串联后并联在Buck电路续流二极管D7的两端；三相桥臂包括了三相的上桥臂和下桥臂各自的一个开关管和一个二极管，分别包括了开关管T1-T6和二极管D1-D6，三相桥臂的每相均经各自的一个滤波电容连接一起，滤波电容的容值Cf相同。
对电流源逆变器开关管开关状态定义：当开关管闭合时，S x =1；当开关管断开时，S x =0。其中x∈{1,2,3,4,5,6,7}；1、3、5分别表示上桥臂开关管编号，4、6、2分别表示下桥臂开关管编号，7表示Buck电路开关管编号。
电流源逆变器输出电流由开关管开关状态和母线电感电流i dc决定：
i wa=(S 1-S 4) i dc
i wb=(S 3-S 6) i dc
i wc=(S 5-S 2) i dc
式中，i wa、i wb和i wc分别为电流源逆变器a、b、c三相的输出电流。
定义电流源逆变器电感后侧正负母线之间的电压为v in，则v in可表示为：
v in=(S 1-S 4) v sa+ (S 3-S 6) v sb+ (S 5-S 2) v sc
式中， v sa、v sb和v sc分别为a、b、c三相滤波电容电压。
电流源逆变器母线电感电流i dc离散模型如下式：
i dc(k+1)=i dc(k)+T s(v dc S 7(k)-v in(k))/L dc
式中，T s表示离散控制周期；k表示离散控制周期的序数；i dc(k+1)为母线电感的电流在第(k+1)T s时刻的预测值；i dc(k)为母线电感的电流在第kT s时刻的实际值；L dc为母线电感的电感值；v dc为直流电源的电压；v in(k)为第kT s时刻的电流源逆变器正负母线之间的电压；S 7(k)为第kT s时刻下电流源逆变器中Buck电路开关管的开关状态。
dq坐标系下，电流源逆变器滤波电容电压的离散模型如下式：
v sd(k+1)=v sd(k)+T s[i wd(k)-i sd(k)+ω e C f v sq(k)]/C f
v sq(k+1)=v sq(k)+T s[i wq(k)-i sq(k)-ω e C f v sd(k)]/C f
式中，v sd(k+1)、v sq(k+1) 分别为滤波电容的电压在第(k+1) T s时刻的dq坐标系下d轴、q轴预测值；v sd(k)、v sq(k) 分别为滤波电容的电压在第kT s时刻的dq坐标系下d轴、q轴实际值；i wd(k)、i wq(k) 分别为第kT s时刻的dq坐标系下电流源逆变器的d轴、q轴输出电流；i sd(k)、i sq(k)为高速永磁同步电机的定子电流在第kT s时刻的dq坐标系下d轴、q轴实际值；ω e为转子磁链的电角速度；C f为滤波电容的容值。
二、高速永磁同步电机模型构建
在dq坐标系下，表贴式永磁同步电机的定子电流离散模型如下式：
i sd(k+1)=(1-R s T s/L s)i sd(k)+ T s ω e i sq(k)+ T s v sd(k)/L s
i sq(k+1)=(1-R s T s/L s)i sq(k)-T s ω e i sd(k)+ T s v sq(k)/L s-T s ω e Ψ f/L s
式中，i sd(k+1)、i sq(k+1) 为高速永磁同步电机的定子电流在第(k+1) T s时刻的dq坐标系下d轴、q轴预测值；R s为定子绕组电阻；L s为定子电感；Ψ f为转子磁链幅值。
三、基于电流源逆变器的高速永磁同步电机的模型预测控制
为了实现基于电流源逆变器的高速永磁同步电机系统的模型预测控制，需同时对逆变器侧和电机侧变量进行控制。逆变器侧对母线电感电流和滤波电容电压加以控制，电机侧对永磁同步电机的定子电流加以控制，因此第一代价函数应含有三个部分构成：
G 1=g i+g v+g dc
其中：
g i=[i sd *- i sd(k+1)]2+[i sq *- i sq(k+1)]2
g v=λ v{[v sd *- v sd(k+1)]2+[v sq *- v sq(k+1)]2}
g dc=λ dc[i dc *- i dc(k+1)]2
式中，G 1表示第一代价函数值，g i、g v、g dc分别为第一代价函数中定子电流、滤波电容电压、母线电感电流的控制分量；i sd *、i sq *为永磁同步电机d、q轴电流给定值；v sd *、v sq *为d、q轴下滤波电容电压参考值；i dc *为母线电感电流的参考值；λ v与λ dc分别为第一代价函数中滤波电容电压和母线电感电流控制分量的权重系数。
q轴电流参考值i sq *为速度外环输出，对于表贴式永磁同步电机，为了实现最大转矩电流比控制，d轴电流参考值i sd *将设置为0。
稳态下电流源逆变器滤波电容电压参考值表达式如下：
v sd *=R s i sd *-ω e L s i sq *
v sq *=R s i sq *+ω e L s i sd *+ω e Ψ f
对于电流源逆变器开关状态组合数量，如果不考虑对电流源逆变器前级Buck电路的开关管进行控制，后级六个开关管共有9种开关状态组合，包括6个有效电流矢量和3个零电流矢量。本发明将Buck电路中的开关管与后级六个开关管一起进行控制，因此开关状态组合数量将增加一倍，变为18种开关状态组合，包括有12个有效电流矢量和6个零电流矢量。
图2中的S7表示图1中的Buck电路开关管T7的开关状态：当S7=1时，表示开关管T7闭合状态；当S7=0时，表示开关管T7打开状态。
如图2所示，当S 7=0时，电流矢量坐落在电流矢量平面1；当S 7=1时，电流矢量坐落在电流矢量平面2。共有Ⅰ~Ⅻ的12个扇区，其中Ⅰ~Ⅵ扇区在电流矢量平面1，Ⅶ~Ⅻ扇区在电流矢量平面2。在电流矢量平面1中，有效电流矢量为I 1~I 6，零电流矢量为I 7~I 9；在电流矢量平面2中，有效电流矢量为I 10~I 15，零电流矢量为I 16~I 18。对于电流矢量图中的十二个扇区Ⅰ~Ⅻ。计算每个扇区对应的两个有效电流矢量和一个零电流矢量的第一代价函数值，再根据各电流矢量的第一代价函数值计算得到对应的占空比。
18个电流矢量与对应的开关状态组合如表1所示，各开关状态组合下的输出电流和正负母线电压v in也在表1中陈列。
表1
Figure DEST_PATH_IMAGE001
定义每个扇区边界的两个相邻有效电流矢量为I j 和I k ，j,k∈{1,2,3,4,5,6,10,11,12,13,14,15}，且矢量I k 的相位角超前矢量I j 60度。定义与扇区对应的零电流矢量为I o，o∈{7,8,9,16,17,18}。例如对于Ⅰ号扇区，两个相邻有效矢量I j 和I k 为I 1和I 2， 零电流矢量I o为I 7。
在每次采样周期内，依次计算每个扇区对应的电流矢量I j 、I k 和I o的第一代价函数值G j 、G k 和G o。
然后根据下式求得电流矢量I j 、I k 和I o对应的占空比。
d j =G o G k /(G o G j +G j G k +G o G k )
d k =G o G j /(G o G j +G j G k +G o G k )
d o=G j G k /(G o G j +G j G k +G o G k )
式中，T s为采样周期；d j 、d k 和d o分别为电流矢量I j 、I k 和I o的占空比；G j 、G k 和G o分别为电流矢量I j 、I k 和I o的第一代价函数值。
电流矢量I j 、I k 和I o每个采样周期内的作用时间如下：
T j =d j T s
T k =d k T s
T o =d o T s
式中，T j 、T k 和T o分别为电流矢量I j 、I k 和I o在每个采样周期内的作用时间。
根据电流矢量I j 、I k 和I o的第一代价函数值与占空比，构建第二代价函数：
G 2= d j G j + d k G k + d o G o
将每个扇区的各个矢量的第一代价函数值和占空比代入上式计算得到扇区的第二代价函数值，经过排序后得到最小的第二代价函数值G 2 opt：
G 2 opt=min{G 2 Ⅰ, G 2 Ⅱ…G 2 Ⅻ}
其中，min{}表示求得区间内元素的最小值的函数。
以最小的第二代价函数值G 2 opt对应的扇区作为最优扇区，以最优扇区的电流矢量I j 、I k 和I o作为最优电流矢量I j opt、I k opt和I o opt。
各个最优电流矢量的占空比处理获得各个最优电流矢量在每个采样周期内的作用时间T j opt、T k opt和T o opt，用各个最优电流矢量在每个采样周期内的作用时间T j opt、T k opt和T o opt作用到各个最优电流矢量进行时长控制，并按照电流源逆变器七段式空间矢量调制。
具体实施如图3所示，按照先按照作用时间T o opt的时长以零电流矢量的最优电流矢量I o opt调制，然后再按照作用时间T j opt、T k opt的时长以两个有效电流矢量的最优电流矢量I j opt、I k opt依次调制，然后以此过程周期性循环调制控制，最终形成的开关序列如图3所示。
图4为本发明所提的电流源逆变器-高速永磁同步电机系统模型预测控制的框图。下面结合具体的实验数据、图5~图10对本发明方法的具体实施进行可行性验证。
为了验证本发明提出的方法效果，在工具MATLAB/Simulink中搭建仿真模型，设定采样周期T s为25μs，部分仿真参数见表2：
表2
Figure DEST_PATH_IMAGE002
(1)稳态性能验证
当电机运行工况：转速为60000r/min、负载转矩为0.6N·m时，高速永磁同步电机的三相输出电流波形如图5所示。可见在本发明提出的模型预测控制下，高速永磁同步电机输出电流纹波小，谐波含量低；母线电感电流波形如图6所示，母线电感电流的波动在±0.7A之内，说明本发明所提电流源逆变器前后级协同控制方法对母线电感电流对应有较好的控制效果；电机的转速波形如图7所示；电机的输出转矩T em波形如图8所示，输出转矩波动在±0.25N·m之内，可见转矩脉动较小。
(2)动态性能验证
在动态性能实验过程中，初始状态下，电机的转速为60000r/min，负载为0.2N·m，随后在电机运行到1.1s时，负载转矩突变为0.6 N·m。
图9为突变负载时d轴电流波形，其中实线为d轴电流实际值，虚线为d轴电流给定值；图10为突变负载时q轴电流波形，其中实线为q轴电流实际值，虚线为q轴电流给定值。可见在突变负载时，d轴电流与q轴电流均能做出快速的响应，且进入稳态状态后与给定值之间的误差在±1A之间。图11为突变负载时输出转矩T em的波形，可见本发明方法对应有较快的转矩响应速度。

Claims (6)

1.一种基于电流源逆变器的高速永磁同步电机优化控制方法，其特征在于：方法包括以下步骤：
(1) 针对电流源逆变器的所有开关管共同设计建立了一种新的电流矢量图，且建立了第一代价函数，对新的电流矢量图中的每个扇区利用第一代价函数处理获得每个扇区各个电流矢量的占空比和第一代价函数值；
(2)建立了第二代价函数，对电流矢量图中的每个扇区各个电流矢量的占空比和第一代价函数值用第二代价函数处理获得每个扇区的第二代价函数值，利用各个扇区的第二代价函数值从各个扇区选取最优扇区，以最优扇区调控电流源逆变器，进而实现高速永磁同步电机优化控制；
所述(1)中，在新的电流矢量图中，针对电流源逆变器的Buck电路开关管的两种开关状态分别建立一个电流矢量平面，每个电流矢量平面中按照电流矢量划分方式划分为六个扇区，一个扇区对应有位于中心点的一个零电流矢量和位于两侧边界的两个有效电流矢量；
所述(1)中，对同一扇区中的每个电流矢量，均利用电流源逆变器-高速永磁同步电机预测模型实时处理获得电流源逆变器和高速永磁同步电机的变量在下一个采样时刻的预测值，将电流源逆变器和高速永磁同步电机的变量在下一个采样时刻的预测值输入到第一代价函数中处理获得电流矢量的第一代价函数值，再综合利用同一扇区中的所有电流矢量的第一代价函数值进行计算获得各个电流矢量的占空比；
所述的电流源逆变器-高速永磁同步电机预测模型，具体包括：
电流源逆变器的母线电感电流离散模型，如下式：
i dc(k+1)=i dc(k)+T s(v dc S 7(k)-v in(k))/L dc
式中，T s表示离散控制周期；k表示离散控制周期的序数；i dc(k+1)为母线电感的电流在第(k+1)T s时刻的预测值；i dc(k)为母线电感的电流在第kT s时刻的实际值；L dc为母线电感的电感值；v dc为直流电源的电压；v in(k)为第kT s时刻的电流源逆变器正负母线之间的电压；S 7(k)为第kT s时刻下电流源逆变器中Buck电路开关管的开关状态；
电流源逆变器的滤波电容电压离散模型，如下式：
v sd(k+1)=v sd(k)+T s[i wd(k)-i sd(k)+ω e C f v sq(k)]/C f
v sq(k+1)=v sq(k)+T s[i wq(k)-i sq(k)-ω e C f v sd(k)]/C f
式中，v sd(k+1)、v sq(k+1)分别为滤波电容的电压在第(k+1) T s时刻的dq坐标系下d轴、q轴预测值；v sd(k)、v sq(k)分别为滤波电容的电压在第kT s时刻的dq坐标系下d轴、q轴实际值；i wd(k)、i wq(k)分别为第kT s时刻的dq坐标系下电流源逆变器的d轴、q轴输出电流；i sd(k)、i sq(k)为高速永磁同步电机的定子电流在第kT s时刻的dq坐标系下d轴、q轴实际值；ω e为转子磁链的电角速度；C f为滤波电容的容值；
高速永磁同步电机的定子电流离散模型，如下式：
i sd(k+1)=(1-R s T s/L s)i sd(k)+ T s ω e i sq(k)+ T s v sd(k)/L s
i sq(k+1)=(1-R s T s/L s)i sq(k)-T s ω e i sd(k)+ T s v sq(k)/L s-T s ω e Ψ f/L s
式中，i sd(k+1)、i sq(k+1) 分别为定子电流在第(k+1) T s时刻的dq坐标系下d轴、q轴预测值；R s为定子绕组的电阻；L s为定子电感；Ψ f为转子磁链幅值；ω e为转子磁链的电角速度；
所述(2)中，具体是每个扇区中各个矢量的第一代价函数值和占空比计算得到扇区的第二代价函数值，对各个扇区的第二代价函数值通过排序取最小的第二代价函数值对应的扇区作为最优扇区，将最优扇区对应的两个有效电流矢量与一个零电流矢量及其对应的占空比按七段式空间矢量调制方式处理后输出给电流源逆变器控制器中的开关管工作。
2.如权利要求1所述的基于电流源逆变器的高速永磁同步电机优化控制方法，其特征在于：所述的电流源逆变器包括Buck电路和三相逆变电路，其中Buck电路包括了直流电源vdc、母线电感Ldc、Buck电路开关管T7、Buck电路续流二极管D7，三相逆变电路包括了三相桥臂和三相滤波电容；Buck电路开关管T7、Buck电路续流二极管D7串联后并联在直流电源vdc的两端，三相桥臂和母线电感Ldc串联后并联在Buck电路续流二极管D7的两端；三相桥臂包括了三相的上桥臂和下桥臂各自的一个开关管和一个二极管，分别包括了开关管T1-T6和二极管D1-D6，三相桥臂的每相均经各自的一个滤波电容连接一起，滤波电容的容值Cf相同。
3.如权利要求1所述的基于电流源逆变器的高速永磁同步电机优化控制方法，其特征在于：所述的电流源逆变器和高速永磁同步电机的变量具体为电流源逆变器的母线电感电流、滤波电容电压以及高速永磁同步电机的定子电流的三个变量。
4.如权利要求1所述的基于电流源逆变器的高速永磁同步电机优化控制方法，其特征在于：所述的第一代价函数如下：
G 1=g i+g v+g dc
g i=[i sd *- i sd(k+1)]2+[i sq *- i sq(k+1)]2
g v=λ v{[v sd *- v sd(k+1)]2+[v sq *- v sq(k+1)]2}
g dc=λ dc[i dc *- i dc(k+1)]2
式中，G 1表示第一代价函数值，g i、g v、g dc分别为第一代价函数中的定子电流、滤波电容电压、母线电感电流的控制分量； i sd *、i sq *分别为永磁同步电机中定子电流在dq坐标系下d轴、q轴给定值；i sd(k+1)、i sq(k+1) 分别为永磁同步电机中定子电流在第(k+1)T s时刻的dq坐标系下d轴、q轴预测值；v sd *、v sq *分别为滤波电容电压在dq坐标系下d轴、q轴的参考值；v sd(k+1)、v sq(k+1)分别为滤波电容电压在第(k+1)T s时刻的dq坐标系下d轴、q轴预测值；i dc *为母线电感电流的参考值；i dc(k+1)为母线电感的电流在第(k+1) T s时刻的预测值；λ v与λ dc分别为第一代价函数中滤波电容电压和母线电感电流的控制分量权重系数。
5.如权利要求1所述的基于电流源逆变器的高速永磁同步电机优化控制方法，其特征在于：所述综合利用同一扇区中的所有电流矢量的第一代价函数值进行计算获得各个电流矢量的占空比，具体是按照下式计算求得：
d j =G o G k /(G o G j +G j G k +G o G k )
d k =G o G j /(G o G j +G j G k +G o G k )
d o=G j G k /(G o G j +G j G k +G o G k )
式中，d j 、d k 和d o分别为电流矢量I j 、I k 和I o的占空比；G j 、G k 和G o分别为电流矢量I j 、I k 和I o的第一代价函数值；I j 、I k 分别为扇区两侧边界的两个相邻有效电流矢量，I o为扇区对应的零电流矢量。
6.如权利要求1所述的基于电流源逆变器的高速永磁同步电机优化控制方法，其特征在于：所述的第二代价函数如下：
G 2= d j G j + d k G k + d o G o
式中，G 2表示第二代价函数值，d j 、d k 和d o分别为电流矢量I j 、I k 和I o的占空比；G j 、G k 和G o分别为电流矢量I j 、I k 和I o的第一代价函数值；I j 、I k 分别为扇区两侧边界的两个相邻有效电流矢量，I o为扇区对应的零电流矢量。
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