CN114785234A - 基于模糊控制的开关磁阻电机转矩分配函数分段控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于模糊控制的开关磁阻电机转矩分配函数分段控制方法，包括：构建开关磁阻电机的数学模型；通过转矩分配函数分段控制开关磁阻电机的不同相的转矩总和恒定，所述转矩分配函数以合成瞬时转矩恒定为目标，通过转矩分配函数分配各相在不同位置的期望转矩，并控制使合成瞬时转矩跟踪由位置闭环或速度闭环控制器输出的指令转矩，控制转矩的变化率，以实现均衡换相；通过模糊控制算法选择在不同转速转矩下的最优占空比，实现对转矩脉动的抑制。通过转矩分配函数法以合成瞬时转矩恒定为目标，控制转矩的变化率，以实现均衡换相，再由模糊控制算法来自动选择在不同转速转矩下的最优占空比，实现对转矩脉动的抑制。
Description
技术领域
本发明属于电气工程领域的开关磁阻电机控制技术领域，尤其是涉及一种基于模糊控制的开关磁阻电机转矩分配函数分段控制方法及系统。
背景技术
开关磁阻电机(Switched Reluctance Motor,SRM或SR电动机)是近十年来迅速发展起来的一种新型电机，具有起动转矩大，调速范围宽，控制灵活，可方便实现四象限运行，具有较强的再生制动能力，在宽广的转速和功率范围内都具有高效率，有利于节能降耗；可工作于极高转速；可缺相运行，容错能力强等。现已被广泛应用于航空航天、电动汽车、油田采矿和家用电器等领域。
与传统电机相比，SRM的双凸极结构和开关型供电特性导致其转矩脉动非常严重，直接影响着系统的输出特性。为了减小转矩脉动，目前常用的控制方法有：电流斩波控制，转矩分配函数控制、PI控制、直接转矩控制等。但是，若按常规控制方法开通、关断相电流，会使得开通相形成的转矩增加量不足以抵偿关断相引起的转矩减小量，从而导致合成瞬时转矩明显跌落，因此换相时转矩脉动问题更为严重。
公告号为CN 111654218 A公开了一种改进模糊控制的开关磁阻电机转矩分配函数控制系统，包括：位置检测模块，改进模糊控制模块，转矩分配函数模块，转矩特性表估算模块，转矩滞环模块，功率变换器模块以及开关磁阻电机。本控制系统外环为改进模糊的控制方法，所述改进模糊控制模块对比例因子Ke和Ku进行自整定，将给定转矩送给转矩分配函数模块，本控制系统内环为转矩分配函数的控制方法，函数本体采用余弦型分配函数，可以让转矩分配函数的开通角大于电机实际开通角，使得在电感变化率变化比较大的时候开始分配转矩，从而实现电机的实际转矩能更好的跟踪给定转矩。该方法对比例因子Ke和Ku进行模糊控制，无法有效抑制转矩脉动。本发明因此而来。
发明内容
1、本发明的目的
针对由SRM本身的双凸极结构而带来的严重的转矩脉动的技术问题，提出了一种基于模糊控制的开关磁阻电机转矩分配函数分段控制方法及系统，本发明结合了模糊控制算法，对转矩分配函数分段控制策略进行模糊控制，得出最优占空比，从而减小转矩脉动的方法。
2、本发明所采用的技术方案
一种基于模糊控制的开关磁阻电机转矩分配函数分段控制方法，包括以下步骤：
S01：构建开关磁阻电机的数学模型；
S02：通过转矩分配函数分段控制开关磁阻电机的不同相的转矩总和恒定，所述转矩分配函数以合成瞬时转矩恒定为目标，通过转矩分配函数分配各相在不同位置的期望转矩，并控制使合成瞬时转矩跟踪由位置闭环或速度闭环控制器输出的指令转矩，控制转矩的变化率，以实现均衡换相；
S03：通过模糊控制算法选择在不同转速转矩下的最优占空比，实现对转矩脉动的抑制。
优选的技术方案中，所述步骤S01的开关磁阻电机的数学模型包括：
磁饱和状态下，SRM线性模型的电磁转矩为：
式中，Te、i、L、θ分别为电磁转矩、电机绕组电流、电机绕组电感、转子位置角；
根据力学定律，开关磁阻电机的机械方程为：
式中，Te、Tk、m、J、ω、TL、F分别为电磁转矩、第k相绕组运行中生成的转矩、电机的相数、电机的转动惯量、转子的角速度、负载转矩和阻尼系数；转子角速度为：
优选的技术方案中，所述步骤S02中转矩分配函数分段控制方法包括：
(1)搭建转矩分配控制系统，通过速度PI调节器输出SR电动机所需的合成参考转矩Tref，根据当前转子位置θ由转矩分配函数得A、B、C相对应的期望转矩TAref、TBref、TCref，并由SR电机转矩逆模型i(T，θ)生成瞬时转矩跟踪Tref的期望相电流iAref、iBref、iCref，然后通过CCC控制器或电压PWM控制相电流跟踪期望相电流；
(2)根据转矩分配的控制目标，定义分配函数为fk(θ)：
选择正弦型作为转矩分配函数，其表达式为：
式中，θon为k相绕组的开通角；θoff为导通相k按TSF所设定规律开始减小电磁转矩的起始位置角；θov为相邻两相电流重叠的角度，
τ为转子周期角。
优选的技术方案中，所述步骤S03之前还包括调试最优占空比，使得转矩脉动最小化，将实际的转矩波形无限接近于期望转矩波形，将正弦型TSF波形分为第一交叠区，即θon≤θ≤θov，单向导通区，即θon+θov≤θ≤θoff和第二交叠区，即θoff≤θ≤θoff+θov；在这三个区域内，分别得到转速为A rpm、B rpm、C rpm对应的转矩为X n·m、Y n·m、Z n·m下的最优占空比。
优选的技术方案中，所述步骤S03中通过模糊控制算法选择在不同转速转矩下的最优占空比，包括：
S31：将转速和转矩进行两两组合，得到：
当0<n≤A、0<T≤X时，输出y＝N1L1；
当0<n≤A、X<T≤Y时，输出y＝N1L2；
当0<n≤A、Y<T≤Z时，输出y＝N1L3；
当A<n≤B、0<T≤X时，输出y＝N2L1；
当A<n≤B、X<T≤Y时，输出y＝N2L2；
当A<n≤B、Y<T≤Z时，输出y＝N2L2；
当B<n≤C、0<T≤X时，输出y＝N3L1；
当B<n≤C、X<T≤Y时，输出y＝N3L2；
当B<n≤C、X<T≤Y时，输出y＝N3L3；
S32：输出最优占空比：
①当θon≤θ≤θov时
如果组合为N1L1时，则输出：D励＝τ11
D退＝α11
其中，D励为励磁占空比，D退为退磁占空比；
若组合为N1L2时，则输出：
若组合为N1L3时，则输出：
若组合为N2L1时，则输出：
若组合为N2L2时，则输出：
其中，转速变化量ΔN＝N-N0，N为实际转速，N0为额定转速，转矩变化量ΔT＝T-T0，T为实际转矩，T0为额定转矩；
若组合为N2L3时，则输出：
若组合为N3L1时，则输出：
若组合为N3L2时，则输出：
若组合为N3L3时，则输出：
②θon+θov≤θ≤θoff
如果组合为N1L1时，则输出：
D励＝β11
D退＝δ11
若组合为N1L2时，则输出：
若组合为N1L3时，则输出：
若组合为N2L1时，则输出：
若组合为N2L2时，则输出：
若组合为N2L3时，则输出：
若组合为N3L1时，则输出：
若组合为N3L2时，则输出：
若组合为N3L3时，则输出：
③θoff≤θ≤θoff+θov
如果组合为N1L1时，则输出：
D退＝ω11
若组合为N1L2时，则输出：
若组合为N1L3时，则输出：
若组合为N2L1时，则输出：
若组合为N2L2时，则输出：
若组合为N2L3时，则输出：
若组合为N3L1时，则输出：
若组合为N3L2时，则输出：
若组合为N3L3时，则输出：
其中，τij，αij，βij，δij，
ωij为调试得到的最优占空比，i＝1、2、3，j＝1、2、3。
本发明还公开了一种基于模糊控制的开关磁阻电机转矩分配函数分段控制系统，包括：
开关磁阻电机数学模型构建模块，构建开关磁阻电机的数学模型；
转矩分配控制系统，通过转矩分配函数分段控制开关磁阻电机的不同相的转矩总和恒定，所述转矩分配函数以合成瞬时转矩恒定为目标，通过转矩分配函数分配各相在不同位置的期望转矩，并控制使合成瞬时转矩跟踪由位置闭环或速度闭环控制器输出的指令转矩，控制转矩的变化率，以实现均衡换相；
模糊控制模块，通过模糊控制算法选择在不同转速转矩下的最优占空比，实现对转矩脉动的抑制。
优选的技术方案中，所述开关磁阻电机的数学模型包括：
磁饱和状态下，SRM线性模型的电磁转矩为：
式中，Te、i、L、θ分别为电磁转矩、电机绕组电流、电机绕组电感、转子位置角；
根据力学定律，开关磁阻电机的机械方程为：
式中，Te、Tk、m、J、ω、TL、F分别为电磁转矩、第k相绕组运行中生成的转矩、电机的相数、电机的转动惯量、转子的角速度、负载转矩和阻尼系数；转子角速度为：
优选的技术方案中，所述转矩分配控制系统的转矩分配函数分段控制方法包括：
(1)通过速度PI调节器输出SR电动机所需的合成参考转矩Tref，根据当前转子位置θ由转矩分配函数得A、B、C相对应的期望转矩TAref、TBref、TCref，并由SR电机转矩逆模型i(T，θ)生成瞬时转矩跟踪Tref的期望相电流iAref、iBref、iCref，然后通过CCC控制器或电压PWM控制相电流跟踪期望相电流；
(2)根据转矩分配的控制目标，定义分配函数为fk(θ)：
选择正弦型作为转矩分配函数，其表达式为：
式中，θon为k相绕组的开通角；θoff为导通相k按TSF所设定规律开始减小电磁转矩的起始位置角；θov为相邻两相电流重叠的角度，
τ为转子周期角。
优选的技术方案中，所述模糊控制模块还包括调试最优占空比，使得转矩脉动最小化，将实际的转矩波形无限接近于期望转矩波形，将正弦型TSF波形分为第一交叠区，即θon≤θ≤θov，单向导通区，即θon+θov≤θ≤θoff和第二交叠区，即θoff≤θ≤θoff+θov；在这三个区域内，分别得到转速为A rpm、B rpm、C rpm对应的转矩为X n·m、Y n·m、Z n·m下的最优占空比。
3、本发明的有益效果
本发明转矩分配函数法以合成瞬时转矩恒定为目标，控制转矩的变化率，以实现均衡换相，再由模糊控制算法来自动选择在不同转速转矩下的最优占空比，实现对转矩脉动的抑制，从而减小转矩脉动的方法。简单有效，计算量小。
附图说明
图1为本发明基于模糊控制的开关磁阻电机转矩分配函数分段控制方法的流程图；
图2为本发明基于TSF法的转矩间接控制系统框图；
图3为本发明正弦型TSF波形图；
图4为本发明基于模糊控制的开关磁阻电机转矩分配函数分段控制系统的原理框图。
具体实施方式
下面结合本发明实例中的附图，对本发明实例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明的实施例，本领域技术人员在没有做创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明的保护范围。
下面将结合附图对本发明实例作进一步地详细描述。
实施例1
如图1所示，一种基于模糊控制的开关磁阻电机转矩分配函数分段控制方法，包括以下步骤：
S01：构建开关磁阻电机的数学模型；
S02：通过转矩分配函数分段控制开关磁阻电机的不同相的转矩总和恒定，所述转矩分配函数以合成瞬时转矩恒定为目标，通过转矩分配函数分配各相在不同位置的期望转矩，并控制使合成瞬时转矩跟踪由位置闭环或速度闭环控制器输出的指令转矩，控制转矩的变化率，以实现均衡换相；
S03：通过模糊控制算法选择在不同转速转矩下的最优占空比，实现对转矩脉动的抑制。
一较佳的实施例中，步骤S01的开关磁阻电机的数学模型包括：
磁饱和状态下，SRM线性模型的电磁转矩为：
式中，Te、i、L、θ分别为电磁转矩、电机绕组电流、电机绕组电感、转子位置角；
根据力学定律，开关磁阻电机的机械方程为：
式中，Te、Tk、m、J、ω、TL、F分别为电磁转矩、第k相绕组运行中生成的转矩、电机的相数、电机的转动惯量、转子的角速度、负载转矩和阻尼系数；转子角速度为：
一较佳的实施例中，步骤S02中转矩分配函数分段控制方法包括：
(1)搭建转矩分配控制系统，如图2所示，通过速度PI调节器输出SR电动机所需的合成参考转矩Tref，根据当前转子位置θ由转矩分配函数得A、B、C相对应的期望转矩TAref、TBref、TCref，并由SR电机转矩逆模型i(T，θ)生成瞬时转矩跟踪Tref的期望相电流iAref、iBref、iCref，然后通过CCC控制器或电压PWM控制相电流跟踪期望相电流；
(2)根据转矩分配的控制目标，定义分配函数为fk(θ)：
选择正弦型作为转矩分配函数，其表达式为：
式中，θon为k相绕组的开通角；θoff为导通相k按TSF所设定规律开始减小电磁转矩的起始位置角；θov为相邻两相电流重叠的角度，
τ为转子周期角。
一较佳的实施例中，步骤S03之前还包括调试最优占空比，使得转矩脉动最小化，将实际的转矩波形无限接近于期望转矩波形，如图3所示，将正弦型TSF波形分为第一交叠区，即θon≤θ≤θov，单向导通区，即θon+θov≤θ≤θoff和第二交叠区，即θoff≤θ≤θoff+θov；在这三个区域内，分别得到转速为A rpm、B rpm、C rpm对应的转矩为X n·m、Y n·m、Z n·m下的最优占空比。
一较佳的实施例中，步骤S03中通过模糊控制算法选择在不同转速转矩下的最优占空比，包括：
S31：将转速和转矩进行两两组合，得到：
当0<n≤A、0<T≤X时，输出y＝N1L1；
当0<n≤A、X<T≤Y时，输出y＝N1L2；
当0<n≤A、Y<T≤Z时，输出y＝N1L3；
当A<n≤B、0<T≤X时，输出y＝N2L1；
当A<n≤B、X<T≤Y时，输出y＝N2L2；
当A<n≤B、Y<T≤Z时，输出y＝N2L3；
当B<n≤C、0<T≤X时，输出y＝N3L1；
当B<n≤C、X<T≤Y时，输出y＝N3L2；
当B<n≤C、X<T≤Y时，输出y＝N3L3；
S32：输出最优占空比：
①当θon≤θ≤θov时
如果组合为N1L1时，则输出：D励＝τ11
D退＝α11
其中，D励为励磁占空比，D退为退磁占空比；
若组合为N1L2时，则输出：
若组合为N1L3时，则输出：
若组合为N2L1时，则输出：
若组合为N2L2时，则输出：
其中，转速变化量ΔN＝N-N0，N为实际转速，N0为额定转速，转矩变化量ΔT＝T-T0，T为实际转矩，T0为额定转矩；
若组合为N2L3时，则输出：
若组合为N3L1时，则输出：
若组合为N3L2时，则输出：
若组合为N3L3时，则输出：
②θon+θov≤θoff
如果组合为N1L1时，则输出：
D励＝β11
D退＝δ11
若组合为N1L2时，则输出：
若组合为N1L3时，则输出：
若组合为N2L1时，则输出：
若组合为N2L2时，则输出：
若组合为N2L3时，则输出：
若组合为N3L1时，则输出：
若组合为N3L2时，则输出：
若组合为N3L3时，则输出：
③θoff≤θ≤θoff+θov
如果组合为N1L1时，则输出：
D退＝ω11
若组合为N1L2时，则输出：
若组合为L1L3时，则输出：
若组合为N2L1时，则输出：
若组合为N2L2时，则输出：
若组合为N2L3时，则输出：
若组合为L3L1时，则输出：
若组合为L3L3时，则输出：
若组合为N3L3时，则输出：
其中，τij，αij，βij，δij，
ωij为调试得到的最优占空比，i＝1、2、3，j＝1、2、3。
另一实施例，如图4所示，本发明还公开了一种基于模糊控制的开关磁阻电机转矩分配函数分段控制系统，包括：
开关磁阻电机数学模型构建模块10，构建开关磁阻电机的数学模型；
转矩分配控制系统20，通过转矩分配函数分段控制开关磁阻电机的不同相的转矩总和恒定，所述转矩分配函数以合成瞬时转矩恒定为目标，通过转矩分配函数分配各相在不同位置的期望转矩，并控制使合成瞬时转矩跟踪由位置闭环或速度闭环控制器输出的指令转矩，控制转矩的变化率，以实现均衡换相；
模糊控制模块30，通过模糊控制算法选择在不同转速转矩下的最优占空比，实现对转矩脉动的抑制。
下面以一最佳的实施例为例详细介绍该基于模糊控制的开关磁阻电机转矩分配函数分段控制系统的流程：
步骤一：开关磁阻电机数学模型的建立
开关磁阻电机的定子和转子均为凸极结构，因此磁场分布随着转子凸极和定子通电相的凸极相对位置的变化而不同，磁饱和状态下，SRM线性模型的电磁转矩表达式为：
式中，Te、i、L、θ分别为电磁转矩、电机绕组电流、电机绕组电感、转子位置角。
根据力学定律，开关磁阻电机的机械方程为：
式中，Te、Tk、m、j、ω、θ、TL、F分别为电磁转矩、第k相绕组运行中生成的转矩、电机的相数、电机的转动惯量、转子的角速度、转子位置角、负载转矩和阻尼系数。其中转子角速度为：
由式(2)和(3)可知，当电机各相产生的总电磁转矩不等于负载转矩和自身的阻尼损耗时，电机就会产生加速度，转速就会发生改变。
步骤二：引入转矩分配函数分段控制
SR电动机转矩脉动主要是因其各相产生电磁转矩的非线性特性及相绕组激励的离散性所致。为了量化SR电动机的转矩脉动，定义转矩脉动率kT为：
式中，Tmax、Tmin分别为合成瞬时转矩的最大值、最小值；Tavg为合成转矩的平均值。
SR电动机相绕组换相时，若按常规控制方法开通、关断相电流，会使得开通相形成的转矩增加量不足以抵偿关断相引起的转矩减小量，从而导致合成瞬时转矩明显跌落，因此换相时转矩脉动问题更为突出。有鉴于此，转矩分配函数以合成瞬时转矩为目的，通过转矩分配函数(TSF)分配各相在不同位置的期望转矩，并通过转矩/磁链/电流滞环控制或转矩/磁链/电流PWM控制使合成瞬时转矩跟踪由位置闭环或速度闭环控制器输出的指令转矩。在换相期间，TSF法并非控制相电流变化率，而是控制转矩的变化率，以实现均衡换相，抑制转矩脉动。
合理设计TSF，对于高性能SR电动机控制非常重要，其一般按如下原则设计：各相仅产生正的(电动)转矩；任一瞬时，仅有一向绕组或相邻两相绕组通电励磁。
典型的TSF有直线型、指数型、正弦型、立方型四种。
接下来阐述步骤二的具体步骤：
由于开关磁阻电机的输出总转矩是由同一时刻所有绕组产生的转矩之和组成的。因此，为了减少总转矩脉动，可通过转矩分配函数对各相转矩进行分别计算，保持不同想的转矩总和恒定。
(1)转矩分配控制系统的选择
如图2所示，速度PI调节器输出SR电动机所需的合成参考转矩Tref，根据当前转子位置θ由转矩分配函数得A、B、C相对应的期望转矩TAref、TBref、TCref，并由SR电机转矩逆模型i(T，θ)生成瞬时转矩跟踪Tref的期望相电流iAref、iBref、iCref，然后通过CCC控制器或电压PWM控制相电流跟踪期望相电流，实现转矩脉动最小控制。
(2)确定转矩分配函数
根据转矩分配的控制目标，定义分配函数为fk(θ)：
选择正弦型作为转矩分配函数，其表达式：(τ为转子周期角)
式中，θon为k相绕组的开通角；θoff为导通相k按TSF所设定规律开始减小电磁转矩的起始位置角；θov为相邻两相电流重叠的角度，且θov应满足下式要求：
正弦型分配函数波形如图3所示。
在Matlab—simulink中搭建仿真，有ABC三相，由于每相原理大致相同，这里以A相为例：
分配函数：将正弦型TSF函数在Simulink中的Function模块以if-end语句编程，输入为θon、θoff、θov和转子位置角θ，输出为y(即期望转矩TAref)；Z为分段条件；另外只有角度在导通范围内，w才有输出(即w＝1)。
转矩逆模型：是由横坐标为转子位置角θ和纵坐标为参考转矩T组成的一张表。通过输入的转子位置角和期望转矩查表可得到期望电流iAref。
在本发明中功率变换器采用的是三相不对称半桥拓扑结构。每相由两只IGBT对管V1、V2(绝缘栅双极型晶体管)和两只续流二极管VD1、VD2组成。当V1、V2导通时，电源加至A相绕组两端，产生相电流iA，此时为励磁状态；当V1、V2关断时，A相绕组产生变压器电动势，则VD1、VD2正向导通，绕组两端电压等于负的电源电压，电流极速下降，此时为退磁状态。
CCC控制器简单来说就是电流斩波控制。将得到的期望电流iAref和通过检测的相电流iA经过电流斩波控制得到功率变换器的脉冲输入以使相电流跟踪期望电流，实现转矩间接控制。
同样也是在Simulink里的Function模块里编程，输入为conduction、detI(iAref－iA)、脉宽width(电流最大值减去电流最小值)；输出为y1、y2。
y1＝1，y2＝1代表了工作状态为励磁，y1＝0，y2＝0代表了工作状态为退磁和y1＝0，y2＝1代表了工作状态为连续流。
因为励磁时，即y1＝1，y2＝1，在一开关周期内，电流的冲击会很大，所以需要加占空比来限制它。(改变励磁和退磁中y1的值，y1∈[0,1])
这里取转速为A rpm、B rpm、C rpm，对应的转矩分别为X n·m、Y n·m、Z n·m来讨论，找他们对应的最优占空比。(负转矩转速与正转矩转速方法大致相同)
步骤三，调试最优占空比
所谓调试最优占空比，就是让转矩脉动最小化，让实际的转矩波形无限接近于期望转矩波形。
在正弦型TSF波形图中可以看出，可以分为三个区域(θon≤θ≤θov、θon+θov≤θ≤θoff、θoff≤θ≤θoff+θov)，两个交叠区(励磁和退磁)和一个正向导通区。在这三个区域内，分别找出三组转速转矩下的最优占空比。
1.第一交叠区(θon≤θ≤θov)
此时的最优占空比D如下表所示：
励磁：
退磁：
2.单向导通区(θon+θov≤θ≤θoff)
此时的最优占空比D如下表所示：
励磁：
退磁：
3.第二交叠区(θoff≤θ≤θoff+θov)
此时的最优占空比D如下表所示：
励磁：
退磁：
至此最优占空比已全部调试完成。
步骤四，引入模糊控制算法来选择在各转速、转矩下的最优占空比
由于在SR电动机实际运行当中，转速与转矩不可能一直为我们所设定的那几个值。而又知占空比是按一定的比例线性变化的，所以，这里我引入了模糊控制算法，来控制在不同转速转矩下对最优占空比的选择。
下面是模糊控制具体步骤：
在Matlab-Simulink里的Function模块里编程。
1)输入量为转速n和期望转矩T，输出量为占空比D。
①当0<n≤A时，输出y＝N1；
A<n≤B时，输出y＝N2；
B<n≤C时，输出y＝N3。
②当0<T≤X时，输出y＝L1；
X<T≤Y时，输出y＝L2；
Y<T≤Z时，输出y＝L3
由上述①②可得下表：
2)当0<n≤A、0<T≤X时，输出y＝N1L1；
当0<n≤A、X<T≤Y时，输出y＝N1L2；
当0<n≤A、Y<T≤Z时，输出y＝N1L3；
当A<n≤B、0<T≤X时，输出y＝N2L1；
当A<n≤B、X<T≤Y时，输出y＝N2L2；
当A<n≤B、Y<n≤Z时，输出y＝N2L3；
当B<n≤C、0<T≤X时，输出y＝N3L1；
当B<n≤C、X<T≤Y时，输出y＝N3L2；
当B<n≤C、X<T≤Y时，输出y＝N3L3；
3)得到转速变化量为ΔN＝N-N0(N为实际转速，N0为额定转速)
得到转矩变化量为ΔT＝T-T0(T为实际转矩，T0为额定转矩)
①θon≤θ≤θov
如果上述判断组合为N1L1时，则输出D为：
D励＝τ11
D退＝α11
若组合为N1L2时，则输出D为：
若组合为N1L3时，则输出D为：
若组合为N2L1时，则输出D为：
若组合为N2L2时，则输出D为：
若组合为N2L3时，则输出D为：
若组合为N3L1时，则输出D为：
若组合为N3L2时，则输出D为：
若组合为N3L3时，则输出D为：
②θon+θov≤θ≤θoff
如果上述判断组合为N1L1时，则输出D为：
D励＝β11
D退＝δ11
若组合为N1L2时，则输出D为：
若组合为N1L3时，则输出D为：
若组合为N2L1时，则输出D为：
若组合为N2L2时，则输出D为：
若组合为N2L3时，则输出D为：
若组合为N3L1时，则输出D为：
若组合为N3L2时，则输出D为：
若组合为N3L3时，则输出D为：
③θoff≤θ≤θoff+θov
如果上述判断组合为N1L1时，则输出D为：
D退＝ω11
若组合为N1L2时，则输出D为：
若组合为N1L3时，则输出D为：
若组合为N2L1时，则输出D为：
若组合为N2L2时，则输出D为：
若组合为N2L3时，则输出D为：
若组合为N3L1时，则输出D为：
若组合为N3L2时，则输出D为：
若组合为N3L3时，则输出D为：
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明披露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求书的保护范围为准。
Claims (10)
1.一种基于模糊控制的开关磁阻电机转矩分配函数分段控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
S01：构建开关磁阻电机的数学模型；
S02：通过转矩分配函数分段控制开关磁阻电机的不同相的转矩总和恒定，所述转矩分配函数以合成瞬时转矩恒定为目标，通过转矩分配函数分配各相在不同位置的期望转矩，并控制使合成瞬时转矩跟踪由位置闭环或速度闭环控制器输出的指令转矩，控制转矩的变化率，以实现均衡换相；
S03：通过模糊控制算法选择在不同转速转矩下的最优占空比，实现对转矩脉动的抑制。
2.根据权利要求1所述的基于模糊控制的开关磁阻电机转矩分配函数分段控制方法，其特征在于，所述步骤S01的开关磁阻电机的数学模型包括：
磁饱和状态下，SRM线性模型的电磁转矩为：
式中，Te、i、L、θ分别为电磁转矩、电机绕组电流、电机绕组电感、转子位置角；
根据力学定律，开关磁阻电机的机械方程为：
式中，Te、Tk、m、J、ω、TL、F分别为电磁转矩、第k相绕组运行中生成的转矩、电机的相数、电机的转动惯量、转子的角速度、负载转矩和阻尼系数；转子角速度为：
3.根据权利要求1所述的基于模糊控制的开关磁阻电机转矩分配函数分段控制方法，其特征在于，所述步骤S02中转矩分配函数分段控制方法包括：
(1)搭建转矩分配控制系统，通过速度PI调节器输出SR电动机所需的合成参考转矩Tref，根据当前转子位置θ由转矩分配函数得A、B、C相对应的期望转矩TAref、TBref、TCref，并由SR电机转矩逆模型i(T，θ)生成瞬时转矩跟踪Tref的期望相电流iAref、iBref、iCref，然后通过CCC控制器或电压PWM控制相电流跟踪期望相电流；
(2)根据转矩分配的控制目标，定义分配函数为fk(θ)：
选择正弦型作为转矩分配函数，其表达式为：
式中，θon为k相绕组的开通角；θoff为导通相k按TSF所设定规律开始减小电磁转矩的起始位置角；θov为相邻两相电流重叠的角度，
τ为转子周期角。
4.根据权利要求1所述的基于模糊控制的开关磁阻电机转矩分配函数分段控制方法，其特征在于，所述步骤S03之前还包括调试最优占空比，使得转矩脉动最小化，将实际的转矩波形无限接近于期望转矩波形，将正弦型TSF波形分为第一交叠区，即θon≤θ≤θov，单向导通区，即θon+θov≤θ≤θoff和第二交叠区，即θoff≤θ≤θoff+θov；在这三个区域内，分别得到转速为A rpm、B rpm、C rpm对应的转矩为X n·m、Y n·m、Z n·m下的最优占空比。
5.根据权利要求1或4所述的基于模糊控制的开关磁阻电机转矩分配函数分段控制方法，其特征在于，所述步骤S03中通过模糊控制算法选择在不同转速转矩下的最优占空比，包括：
S31：将转速和转矩进行两两组合，得到：
当0＜n≤A、0＜T≤X时，输出y＝N1L1；
当0＜n≤A、X＜T≤Y时，输出y＝N1L2；
当0＜n≤A、Y＜T≤Z时，输出y＝N1L3；
当A＜n≤B、0＜T≤X时，输出y＝N2L1；
当A＜n≤B、X＜T≤Y时，输出y＝N2L2；
当A＜n≤B、Y＜T≤Z时，输出y＝N2L3；
当B＜n≤C、0＜T≤X时，输出y＝N3L1；
当B＜n≤C、X＜T≤Y时，输出y＝N3L2；
当B＜n≤C、X＜T≤Y时，输出y＝N3L3；
S32：输出最优占空比：
①当θon≤θ≤θov时
如果组合为N1L1时，则输出：D励＝τ11
D退＝α11
其中，D励为励磁占空比，D退为退磁占空比；
若组合为N1L2时，则输出：
若组合为N1L3时，则输出：
若组合为N2L1时，则输出：
若组合为N2L2时，则输出：
其中，转速变化量ΔN＝N-N0，N为实际转速，N0为额定转速，转矩变化量ΔT＝T-T0，T为实际转矩，T0为额定转矩；
若组合为N2L3时，则输出：
若组合为N3L1时，则输出：
若组合为N3L2时，则输出：
若组合为N3L3时，则输出：
②θon+θov≤θ≤θoff
如果组合为N1L1时，则输出：
D励＝β11
D退＝δ11
若组合为N1L2时，则输出：
若组合为N1L3时，则输出：
若组合为N2L1时，则输出：
若组合为N2L2时，则输出：
若组合为N2L3时，则输出：
若组合为N3L1时，则输出：
若组合为N3L2时，则输出：
若组合为N3L3时，则输出：
③θoff≤θ≤θoff+θov
如果组合为N1L1时，则输出：
D退＝ω11
若组合为N1L2时，则输出：
若组合为N1L3时，则输出：
若组合为N2L1时，则输出：
若组合为N2L2时，则输出：
若组合为N2L3时，则输出：
若组合为N3L1时，则输出：
若组合为N3L2时，则输出：
若组合为N3L3时，则输出：
其中，τij，αij，βij，δij，
ωij为调试得到的最优占空比，i＝1、2、3，j＝1、2、3。
6.一种基于模糊控制的开关磁阻电机转矩分配函数分段控制系统，其特征在于，包括：
开关磁阻电机数学模型构建模块，构建开关磁阻电机的数学模型；
转矩分配控制系统，通过转矩分配函数分段控制开关磁阻电机的不同相的转矩总和恒定，所述转矩分配函数以合成瞬时转矩恒定为目标，通过转矩分配函数分配各相在不同位置的期望转矩，并控制使合成瞬时转矩跟踪由位置闭环或速度闭环控制器输出的指令转矩，控制转矩的变化率，以实现均衡换相；
模糊控制模块，通过模糊控制算法选择在不同转速转矩下的最优占空比，实现对转矩脉动的抑制。
7.根据权利要求6所述的基于模糊控制的开关磁阻电机转矩分配函数分段控制系统，其特征在于，所述开关磁阻电机的数学模型包括：
磁饱和状态下，SRM线性模型的电磁转矩为：
式中，Te、i、L、θ分别为电磁转矩、电机绕组电流、电机绕组电感、转子位置角；
根据力学定律，开关磁阻电机的机械方程为：
式中，Te、Tk、m、J、ω、TL、F分别为电磁转矩、第k相绕组运行中生成的转矩、电机的相数、电机的转动惯量、转子的角速度、负载转矩和阻尼系数；转子角速度为：
8.根据权利要求6所述的基于模糊控制的开关磁阻电机转矩分配函数分段控制系统，其特征在于，所述转矩分配控制系统的转矩分配函数分段控制方法包括：
(1)通过速度PI调节器输出SR电动机所需的合成参考转矩Tref，根据当前转子位置θ由转矩分配函数得A、B、C相对应的期望转矩TAref、TBref、TCref，并由SR电机转矩逆模型i(T，θ)生成瞬时转矩跟踪Tref的期望相电流iAref、iBref、iCref，然后通过CCC控制器或电压PWM控制相电流跟踪期望相电流；
(2)根据转矩分配的控制目标，定义分配函数为fk(θ)：
选择正弦型作为转矩分配函数，其表达式为：
式中，θon为k相绕组的开通角；θoff为导通相k按TSF所设定规律开始减小电磁转矩的起始位置角；θov为相邻两相电流重叠的角度，
τ为转子周期角。
9.根据权利要求6所述的基于模糊控制的开关磁阻电机转矩分配函数分段控制系统，其特征在于，所述模糊控制模块还包括调试最优占空比，使得转矩脉动最小化，将实际的转矩波形无限接近于期望转矩波形，将正弦型TSF波形分为第一交叠区，即θon≤θ≤θov，单向导通区，即θon+θov≤θ≤θoff和第二交叠区，即θoff≤θ≤θoff+θov；在这三个区域内，分别得到转速为A rpm、B rpm、C rpm对应的转矩为X n·m、Y n·m、Z n·m下的最优占空比。
10.根据权利要求6或9所述的基于模糊控制的开关磁阻电机转矩分配函数分段控制系统，其特征在于，所述模糊控制模块中通过模糊控制算法选择在不同转速转矩下的最优占空比，包括：
S31：将转速和转矩进行两两组合，得到：
当0＜n≤A、0＜T≤X时，输出y＝N1L1；
当0＜n≤A、X＜T≤Y时，输出y＝N1L2；
当0＜n≤A、Y＜T≤Z时，输出y＝N1L3；
当A＜n≤B、0＜T≤X时，输出y＝N2L1；
当A＜n≤B、X＜T≤Y时，输出y＝N2L2；
当A＜n≤B、Y＜T≤Z时，输出y＝N2L3；
当B＜n≤C、0＜T≤X时，输出y＝N3L1；
当B＜n≤C、X＜T≤Y时，输出y＝N3L2；
当B＜n≤C、X＜T≤Y时，输出y＝N3L3；
S32：输出最优占空比：
①当θon≤θ≤θov时
如果组合为N1L1时，则输出：D励＝τ11
D退＝α11
其中，D励为励磁占空比，D退为退磁占空比；
若组合为N1L2时，则输出：
若组合为N1L3时，则输出：
若组合为N2L1时，则输出：
若组合为N2L2时，则输出：
其中，转速变化量ΔN＝N-N0，N为实际转速，N0为额定转速，转矩变化量ΔT＝T-T0，T为实际转矩，T0为额定转矩；
若组合为N2L3时，则输出：
若组合为N3L1时，则输出：
若组合为N3L2时，则输出：
若组合为N3L3时，则输出：
②θon+θov≤θ≤θoff
如果组合为N1L1时，则输出：
D励＝β11
D退＝δ11
若组合为N1L2时，则输出：
若组合为N1L3时，则输出：
若组合为N2L1时，则输出：
若组合为N2L2时，则输出：
若组合为N2L3时，则输出：
若组合为N3L1时，则输出：
若组合为N3L2时，则输出：
若组合为N3L3时，则输出：
③θoff≤θ≤θoff+θov
如果组合为N1L1时，则输出：
D退＝ω11
若组合为N1L2时，则输出：
若组合为N1L3时，则输出：
若组合为N2L1时，则输出：
若组合为N2L2时，则输出：
若组合为N2L3时，则输出：
若组合为N3L1时，则输出：
若组合为N3L2时，则输出：
若组合为N3L3时，则输出：
其中，τij，αij，βij，δij，
ωij为调试得到的最优占空比，i＝1、2、3，j＝1、2、3。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202210358293.5A CN114785234A (zh) | 2022-04-06 | 2022-04-06 | 基于模糊控制的开关磁阻电机转矩分配函数分段控制方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202210358293.5A CN114785234A (zh) | 2022-04-06 | 2022-04-06 | 基于模糊控制的开关磁阻电机转矩分配函数分段控制方法 |
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|---|---|
| CN114785234A true CN114785234A (zh) | 2022-07-22 |
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|---|---|---|---|
| CN202210358293.5A Pending CN114785234A (zh) | 2022-04-06 | 2022-04-06 | 基于模糊控制的开关磁阻电机转矩分配函数分段控制方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN114785234A (zh) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN116248003A (zh) * | 2023-05-06 | 2023-06-09 | 四川省产品质量监督检验检测院 | 基于滑模控制的开关磁阻电机自抗扰速度控制方法和系统 |
-
2022
- 2022-04-06 CN CN202210358293.5A patent/CN114785234A/zh active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN116248003A (zh) * | 2023-05-06 | 2023-06-09 | 四川省产品质量监督检验检测院 | 基于滑模控制的开关磁阻电机自抗扰速度控制方法和系统 |
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