JP6134558B2 - 単独運転検出回路、単独運転検出方法、および、単独運転検出回路を備えた系統連系インバータ装置 - Google Patents

Description

本発明は、単独運転検出回路、単独運転検出方法、および、単独運転検出回路を備えた系統連系インバータ装置に関する。

分散形電源を電力系統に連系する場合、様々な要件を満たす必要がある。分散形電源とは、分散配置される小規模電源であり、太陽電池などの電源自体と、当該電源が生成する電力を負荷や電力系統に供給可能な電力に変換するための設備とを合わせたものである。分散形電源を逆潮流有りの条件で電力系統に連系する場合、単独運転を防止するための単独運転検出回路を設ける必要がある。単独運転とは、分散形電源が連系された配電系統が電力系統から切り離された場合に、分散形電源が配電系統の負荷に電力の供給を継続することである。単独運転検出回路は、単独運転状態であることを検出した場合に、分散形電源を配電系統から切り離す指示を出して、分散形電源から負荷への電力の供給を停止させる。単独運転の検出方法には受動方式と能動方式とがあり、様々な検出方法が開発されている。単独運転検出回路はいくつかの検出方法を組み合わせて単独運転を検出する。

単独運転の受動方式の検出方法としては、電圧位相の跳躍を検出する電圧位相跳躍検出方式や、周波数の急変を検出する周波数変化率検出方式、三次高調波電圧の急増を検出する三次高調波電圧歪急増検出方式などがある（例えば、特許文献１参照）。また、能動方式の検出方法としては、スリップモード周波数シフト方式、ＱＣモード周波数シフト方式、有効電力変動方式、無効電力変動方式などがある。これらは、分散形電源から積極的に無効電力や周波数などの変動を与え、検出された周波数や電圧などの変化に応じて単独運転を検出するものである（例えば、特許文献２参照）。

特許第３０２２１５２号公報 特開２０００−３５８３３１号公報

しかしながら、同じ配電系統に複数の分散形電源が連系されている場合、互いの単独運転検出機能が干渉しあって、単独運転を誤検出する場合がある。

本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、同じ配電系統に複数の分散形電源が連系されている場合でも、他の分散形電源の単独運転検出機能に影響されず、また、影響を与えない単独運転検出回路を提供することをその目的としている。

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明の第１の側面によって提供される単独運転検出回路は、分散形電源が電力系統に連系している状態の数式モデルに基づく演算式が設定されており、前記分散形電源を制御するための制御信号を入力され、当該制御信号と前記演算式によって出力電流信号を演算する演算手段と、前記演算手段によって演算された出力電流信号と、実際に検出された前記分散形電源の出力電流に基づく出力電流信号とを比較する比較手段とを備え、前記比較手段によって両者が異なると判断された場合に単独運転状態であると判定することを特徴とする。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記比較手段は、前記演算された出力電流信号と前記検出に基づく出力電流信号との差の絶対値が閾値以上の場合に、両者が異なると判断する。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記比較手段は、前記演算された出力電流信号と前記検出に基づく出力電流信号との差の絶対値が閾値以上の状態が所定時間継続した場合に、両者が異なると判断する。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記演算式は、状態微分方程式または状態差分方程式で表された数式モデルである。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記数式モデルのモデル化誤差を外乱として推定する外乱オブザーバを備えており、前記比較手段による比較結果に基づいて単独運転を判定する代わりに、前記外乱オブザーバによって推定された外乱に基づいて単独運転を判定する。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記分散形電源は、三相の電源であり、検出された三相の出力電流信号を二相の出力電流信号に変換してから、これらの二相の出力電流信号に基づいて二相の制御信号を生成して三相の制御信号に変換する制御手段を備えており、前記演算手段は、前記二相の制御信号のうちの一方を入力されて出力電流信号を演算し、前記比較手段は、前記二相の出力電流信号のうちの一方と、前記演算手段によって演算された出力電流信号とを比較する。

本発明の第２の側面によって提供される系統連系インバータ装置は、本発明の第１の側面によって提供される単独運転検出回路と、インバータ回路とを備えていることを特徴とする。

本発明の第３の側面によって提供される単独運転検出方法は、分散形電源が電力系統に連系している状態の数式モデルに基づく演算式を設定する第１の工程と、前記分散形電源を制御するための制御信号と前記演算式によって出力電流信号を演算する第２の工程と、前記分散形電源の出力電流に基づく出力電流信号を実際に検出する第３の工程と、前記第２の工程によって演算された出力電流信号と、前記第３の工程によって検出された出力電流信号とを比較する第４の工程と、前記第４の工程によって両者が異なると判断された場合に単独運転状態であると判定し、異ならないと判断された場合に単独運転状態でないと判定する第５の工程とを備えていることを特徴とする。

本発明によると、分散形電源が電力系統に連系している状態の数式モデルに基づいて演算された出力電流信号と、実際の検出に基づく出力電流信号とが比較され、両者が異なると判断された場合に単独運転状態であると判定される。したがって、同じ配電系統に複数の分散形電源が連系されている場合でも、他の分散形電源の単独運転検出機能に影響を与えないし、他の分散形電源の単独運転検出機能による影響を受けない。

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

第１実施形態に係る単独運転検出回路を備えた系統連系インバータシステムを説明するための図である。 第１実施形態に係る単独運転検出方法を説明するためのブロック図である。 系統連系インバータシステムが電力系統に連系している状態を示す回路図である。 第２実施形態に係る単独運転検出方法を説明するためのブロック図である。 第２実施形態に係る単独運転検出回路を説明するための図である。 第３実施形態に係る単独運転検出回路を備えた系統連系インバータシステムを説明するための図である。

以下、本発明の実施の形態を、本発明に係る単独運転検出回路を系統連系インバータシステムに用いた場合を例として、図面を参照して具体的に説明する。

図１は、第１実施形態に係る単独運転検出回路を備えた系統連系インバータシステムを説明するための図である。

系統連系インバータシステムＡは、分散形電源であり、直流電源１、インバータ回路２、制御回路３、電流センサ４、連系用遮断器５、および、単独運転検出回路６を備えている。系統連系インバータシステムＡは、連系用遮断器５を介して、負荷Ｂが接続された配電系統に連系している。当該配電系統は、配電線遮断器Ｄを介して電力系統Ｃに連系している。電力系統Ｃは、三相電力系統であり、以下では３つの相をＵ相、Ｖ相およびＷ相とする。系統連系インバータシステムＡは、直流電源１が出力する直流電力をインバータ回路２によって交流電力に変換し、負荷Ｂに供給する。負荷Ｂには、電力系統Ｃからも電力が供給される。また、系統連系インバータシステムＡは、逆潮流ありのシステムであり、交流電力を電力系統Ｃにも供給する。なお、図示しないが、インバータ回路２の出力側には、交流電圧を昇圧（または降圧）するための変圧器が設けられている。インバータ回路２、制御回路３、電流センサ４、連系用遮断器５、および、単独運転検出回路６をまとめたものが系統連系インバータ装置であり、いわゆるパワーコンディショナと呼ばれるものである。

直流電源１は、直流電力を出力するものであり、例えば太陽電池を備えている。太陽電池は、太陽光エネルギーを電気エネルギーに変換することで、直流電力を生成する。直流電源１は、生成された直流電力を、インバータ回路２に出力する。なお、直流電源１は、太陽電池により直流電力を生成するものに限定されない。例えば、直流電源１は、燃料電池、蓄電池、電気二重層コンデンサやリチウムイオン電池などであってもよいし、ディーゼルエンジン発電機、マイクロガスタービン発電機や風力タービン発電機などにより生成された交流電力を直流電力に変換して出力する装置であってもよい。

インバータ回路２は、直流電源１から入力される直流電力を交流電力に変換して出力するものである。インバータ回路２は、ＰＷＭ制御インバータ２１とフィルタ２２（図３参照）とを備えている。ＰＷＭ制御インバータ２１は、図示しない３組６個のスイッチング素子を備えた三相インバータであり、制御回路３から入力されるＰＷＭ信号に基づいて各スイッチング素子（図示しない）のオンとオフとを切り替えることで直流電力を交流電力に変換する。フィルタ２２は、スイッチングによる高周波成分を除去するものであり、リアクトルとキャパシタとを備えたローパスフィルタである。

電流センサ４は、インバータ回路２の三相の出力電流の瞬時値をそれぞれ検出するものである。電流センサ４は、検出した瞬時値をディジタル変換して、電流信号ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w（３つの電流信号をまとめて「電流信号ｉ」と記載する場合がある。）として制御回路３に出力する。

制御回路３は、インバータ回路２を制御するものであり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。制御回路３は、電流センサ４より入力される電流信号ｉに基づいてＰＷＭ信号を生成して、インバータ回路２に出力する。制御回路３は、電流制御部３１およびＰＷＭ信号生成部３２を備えている。なお、実際には、制御回路３は、インバータ回路２が出力する有効電力や無効電力、直流電源１から入力される直流電圧の制御を行うための構成を有するが、図１においては記載を省略している。

電流制御部３１は、インバータ回路２の出力電流の制御を行うためのものである。電流制御部３１は、電流センサ４より入力される電流信号ｉに基づいて補償信号を生成し、ＰＷＭ信号生成部３２に出力する。電流制御部３１は、三相/二相変換部３１ａ、回転座標変換部３１ｂ、ローパスフィルタ３１ｃ、ＰＩ制御部３１ｄ、静止座標変換部３１ｅ、および、二相/三相変換部３１ｆを備えている。

三相/二相変換部３１ａは、いわゆる三相/二相変換処理（αβ変換処理）を行うものである。三相/二相変換処理とは、三相の交流信号をそれと等価な二相の交流信号に変換する処理であり、三相の交流信号を静止した直交座標系（以下、「静止座標系」という。）における直交するα軸とβ軸の成分にそれぞれ分解して各軸の成分を足し合わせることで、α軸成分の交流信号とβ軸成分の交流信号に変換するものである。三相/二相変換部３１ａは、電流センサ４から入力された三相の電流信号ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wを、α軸電流信号ｉαおよびβ軸電流信号ｉβに変換して、回転座標変換部３１ｂに出力する。

三相/二相変換部３１ａで行われる変換処理は、下記（１）式に示す行列の式で表される。

回転座標変換部３１ｂは、いわゆる回転座標変換処理（ｄｑ変換処理）を行うものである。回転座標変換処理とは、静止座標系の二相の信号を回転座標系の二相の信号に変換する処理である。回転座標系は、直交するｄ軸とｑ軸とを有し、電力系統Ｃの系統電圧の基本波と同一の角速度で同一の回転方向に回転する直交座標系である。回転座標変換部３１ｂは、三相/二相変換部３１ａから入力される静止座標系のα軸電流信号ｉαおよびβ軸電流信号ｉβを、系統電圧の基本波の位相θに基づいて、回転座標系のｄ軸電流信号ｉ_dおよびｑ軸電流信号ｉ_qに変換して出力する。

回転座標変換部３１ｂで行われる変換処理は、下記（２）式に示す行列の式で表される。

ローパスフィルタ３１ｃは、ｄ軸電流信号ｉ_dおよびｑ軸電流信号ｉ_qの直流成分だけを通過させる。回転座標変換処理によって、α軸電流信号ｉαおよびβ軸電流信号ｉβの基本波成分が、それぞれｄ軸電流信号ｉ_dおよびｑ軸電流信号ｉ_qの直流成分に変換されている。つまり、ローパスフィルタ３１ｃは、不平衡成分や高調波成分を除去して、基本波成分のみを通過させるものである。

ＰＩ制御部３１ｄは、ｄ軸電流信号ｉ_dおよびｑ軸電流信号ｉ_qの直流成分とそれぞれの目標信号との偏差に基づいてＰＩ制御（比例積分制御）を行い、補償信号ｘ_dおよび補償信号ｘ_qを出力するものである。ｄ軸電流信号ｉ_dの直流成分の目標信号としては、例えば、直流電源１から入力される直流電圧の制御のための補償信号が用いられる。また、ｑ軸電流信号ｉ_qの直流成分の目標信号としては、例えば、インバータ回路２が出力する無効電力を制御するための補償信号が用いられる。

静止座標変換部３１ｅは、ＰＩ制御部３１ｄから入力される補償信号ｘ_d,ｘ_qを、静止座標系の補償信号ｘα,ｘβに変換するものであり、回転座標変換部３１ｂとは逆の変換処理を行うものである。静止座標変換部３１ｅは、いわゆる静止座標変換処理（逆ｄｑ変換処理）を行うものであり、回転座標系の補償信号ｘ_d,ｘ_qを、位相θに基づいて、静止座標系の補償信号ｘα,ｘβに変換する。

静止座標変換部３１ｅで行われる変換処理は、下記（３）式に示す行列の式で表される。

二相/三相変換部３１ｆは、静止座標変換部３１ｅから入力される補償信号ｘα,ｘβを、三相の補償信号ｘ_u，ｘ_v，ｘ_wに変換するものである。二相/三相変換部３１ｆは、いわゆる二相/三相変換処理（逆αβ変換処理）を行うものであり、三相/二相変換部３１ａとは逆の変換処理を行うものである。

二相/三相変換部３１ｆで行われる変換処理は、下記（４）式に示す行列の式で表される。

ＰＷＭ信号生成部３２は、ＰＷＭ信号を生成するものである。ＰＷＭ信号生成部３２は、電流制御部３１より入力される三相の補償信号ｘ_u，ｘ_v，ｘ_wに基づいて、インバータ回路２の各相の出力電圧の波形を指令するための指令信号をそれぞれ生成し、各指令信号とキャリア信号とに基づいて、三角波比較法によりＰＷＭ信号を生成する。例えば、指令信号がキャリア信号より大きい場合にハイレベルとなり、指令信号がキャリア信号以下の場合にローレベルとなるパルス信号が、ＰＷＭ信号として生成される。生成されたＰＷＭ信号は、インバータ回路２に出力される。なお、ＰＷＭ信号生成部３２は、三角波比較法によりＰＷＭ信号を生成する場合に限定されず、例えば、ヒステリシス方式でＰＷＭ信号を生成するようにしてもよい。

また、ＰＷＭ信号生成部３２は、単独運転検出回路６から検出信号を入力された場合に、ＰＷＭ信号の生成を停止する。検出信号は、単独運転検出回路６が単独運転を検出した時に出力する信号である。ＰＷＭ信号生成部３２からのＰＷＭ信号の入力が停止することで、インバータ回路２の電力変換動作は停止する。

なお、各部が行う処理をプログラムで設計し、当該プログラムを実行させることでコンピュータを制御回路３として機能させてもよい。また、当該プログラムを記録媒体に記録しておき、コンピュータに読み取らせるようにしてもよい。

連系用遮断器５は、系統連系インバータシステムＡと配電系統との連系を遮断するものである。連系用遮断器５は通常時は閉路されており、系統連系インバータシステムＡは配電系統に連系している。しかし、単独運転検出回路６から検出信号が入力された場合、連系用遮断器５は開放され、系統連系インバータシステムＡと配電系統との連系が遮断される。これにより、系統連系インバータシステムＡの単独運転状態が回避される。

単独運転検出回路６は、単独運転を検出するものであり、単独運転を検出した場合に検出信号を出力する。単独運転検出回路６が出力した検出信号は、ＰＷＭ信号生成部３２および連系用遮断器５に入力される。

ここで、図２に示すブロック図を用いて、第１実施形態に係る単独運転検出方法の考え方を説明する。

図２において、破線より下の部分は、一般的なインバータの電流制御を示している。すなわち、インバータの出力電流と電流目標との偏差がコントローラに入力され、コントローラの出力がインバータに入力されるフィードバック制御である。

図２に示す数式モデルは、インバータが電力系統に連系している状態を数式モデルで表したものである。この数式モデルにコントローラの出力が入力され、数式モデルの出力とインバータの出力とが比較される。両者が同等であれば、インバータが数式モデルと同様の状態、すなわち、電力系統に連系している状態であると判定される。一方、両者に違いがあれば、インバータが電力系統に連系していない状態であると判定され、単独運転状態であると判定される。

図１に戻って、単独運転検出回路６は、モデルベースド演算部６１および単独運転判定部６２を備えている。なお、図１においては、本発明に係る単独運転検出のための構成のみを記載している。実際には、単独運転検出回路６は、他の受動方式の単独運転検出のための構成や能動方式の単独運転検出のための構成も備えているが、本実施形態ではその記載および説明を省略している。

モデルベースド演算部６１は、系統連系インバータシステムＡの数式モデルに基づいて、出力電流のα軸成分を演算するものである。モデルベースド演算部６１には、当該数式モデルに基づいて算出された差分方程式が設定されている。モデルベースド演算部６１は、静止座標変換部３１ｅから入力される補償信号ｘαに基づいて、出力電流のα軸成分であるα軸電流信号ｉ₂αを演算し、単独運転判定部６２に出力する。

系統連系インバータシステムＡの数式モデルの算出方法を、以下に説明する。

図３は、系統連系インバータシステムＡが電力系統Ｃに連系している状態を示す回路図である。本実施形態では、フィルタ２２がＬＣＬフィルタである場合を説明している。フィルタ２２の各コンデンサの容量をＣとし、前段の各リアクトルのインダクタンスをＬ₁、抵抗値をｒ₁、後段の各リアクトルのインダクタンスをＬ₂、抵抗値をｒ₂としている。なお、Ｌ₂、ｒ₂には、変圧器（図示しない）のインダクタンスおよび抵抗値も含まれている。また、ＰＷＭ制御インバータ２１の出力線間電圧をｖ_uv，ｖ_vw，ｖ_wu、各コンデンサに印加される電圧をｖｃ_uv，ｖｃ_vw，ｖｃ_wu、ＰＷＭ制御インバータ２１の出力電流をｉ_1u，ｉ_1v，ｉ_1w、フィルタ２２の出力電流（インバータ回路２の出力電流）をｉ_2u，ｉ_2v，ｉ_2wとしている。

図３に示す回路図より、キルヒホッフの法則を適用すると、下記（５）〜（１３）式が得られる。

上記（５）〜（１３）式を用いて計算した式を行列でまとめると、下記（１４）式になる。下記（１４）式が、図３に示す回路の数式モデルを示す状態微分方程式である。出力方程式は、下記（１５）式のようになる。

次に、この状態微分方程式の各状態変数を三相/二相変換して、状態変数をα軸成分とβ軸成分とで示した状態微分方程式を考える。

上述したように、三相/二相変換処理および二相/三相変換処理は、上記（１）式および（４）式に示す行列の式で表される。これらの行列の式を利用して、ｉ_1u，ｉ_1v，ｉ_1wをα軸電流信号ｉ₁αとβ軸電流信号ｉ₁βに変換し、ｉ_2u，ｉ_2v，ｉ_2wをα軸電流信号ｉ₂αとβ軸電流信号ｉ₂βに変換する。また、線間電圧ｖ_uv，ｖ_vw，ｖ_wuをα軸成分ｖαとβ軸成分ｖβに変換し、ｖｃ_uv，ｖｃ_vw，ｖｃ_wuをα軸成分ｖｃαとβ軸成分ｖｃβに変換する。これにより、下記（１６）式が得られる。

上記（１６）式から明らかなように、α軸成分とβ軸成分とは互いに非干渉である。したがって、下記（１７）式に示すα軸成分のシステムと下記（１９）式に示すβ軸成分のシステムとを分けて考えることができる。それぞれの出力方程式は、下記（１８）、（２０）式のようになる。

次に、ディジタル処理で用いるために、状態微分方程式を、サンプリング時間Ｔで離散化した状態差分方程式に変換する。本実施形態では、ＰＷＭホールド法を用いて離散化を行っている。なお、零次ホールド法や、双一次変換法を用いて離散化を行うようにしてもよい。

上記（１７）式の状態微分方程式は下記（２１）式で示され、当該状態微分方程式をサンプリング時間Ｔで離散化した状態差分方程式は、下記（２２）式になる。なお、ｘ［ｋ］＝ｘ（ｋＴ）、ｕ［ｋ］＝ｕ（ｋＴ）である。本実施形態では、ＰＷＭホールド法を用いて離散化を行っているので、入力変数ｕ［ｋ］はＰＷＭ信号のパルスのオン時間であり、Ｖ_DCはインバータ回路２の入力電圧（直流電源１の出力電圧）である。

上記（２２）式に示す状態差分方程式がモデルベースド演算部６１に設定されており、モデルベースド演算部６１は、静止座標変換部３１ｅが出力する補償信号ｘαを正規化してサンプリング時間Ｔをかけて入力変数ｕ［ｋ］として、状態変数ｘ［ｋ］を逐次算出する。モデルベースド演算部６１は、状態変数ｘ［ｋ］のうちのｉ₂α［ｋ］を、α軸電流信号ｉ₂αとして、単独運転判定部６２に出力する。なお、状態差分方程式の解をモデルベースド演算部６１に設定し、補償信号ｘαに基づいて状態変数ｘ［ｋ］を算出するようにしてもよい。

図１に戻って、単独運転判定部６２は、系統連系インバータシステムＡが単独運転状態であるか否かを判定するものである。単独運転判定部６２は、三相/二相変換部３１ａからα軸電流信号ｉαを入力され、モデルベースド演算部６１からα軸電流信号ｉ₂αを入力される。モデルベースド演算部６１に設定されている状態差分方程式は、系統連系インバータシステムＡが電力系統Ｃに連系している状態の数式モデルである。したがって、モデルベースド演算部６１から入力されるα軸電流信号ｉ₂αは、系統連系インバータシステムＡが電力系統Ｃに連系している場合のものである。系統連系インバータシステムＡが電力系統Ｃに連系している場合、実際の出力電流に基づくα軸電流信号ｉαは、数式モデルに基づいて算出されたα軸電流信号ｉ₂αと同等になる。一方、系統連系インバータシステムＡが単独運転状態の場合、系統連系インバータシステムＡが電力系統Ｃに連系していないので、数式モデルの場合と比べて系統インピーダンスが大きく異なっている。したがって、α軸電流信号ｉαがα軸電流信号ｉ₂αと大きく異なる。

単独運転判定部６２は、α軸電流信号ｉαとα軸電流信号ｉ₂αとを比較し、両者が異なる場合に、単独運転状態であると判定する。具体的には、単独運転判定部６２は、ｉαとｉ₂αとの差の絶対値（|ｉα−ｉ₂α|）が閾値以上である場合に、単独運転状態であると判定する。なお、差の絶対値が閾値以上の状態が所定時間継続した場合に単独運転状態であると判定するようにしてもよい。単独運転状態を適切に判定でき、負荷Ｂの変動による誤判定が生じないように、閾値が設定される。単独運転状態であると判定した場合、単独運転判定部６２は、ＰＷＭ信号生成部３２および連系用遮断器５に検出信号を出力する。

なお、上記（１９）式から算出された状態差分方程式をモデルベースド演算部６１に設定し、静止座標変換部３１ｅが出力する補償信号ｘβを入力して演算される状態変数のうちのβ軸電流信号ｉ₂βと、三相/二相変換部３１ａが出力するβ軸電流信号ｉβとを比較するようにしてもよい。また、ｉαとｉ₂αとを比較し、ｉβとｉ₂βとを比較して、両方とも閾値以上である場合に単独運転状態であると判定するようにしてもよいし、いずれか一方が閾値以上である場合に単独運転状態であると判定するようにしてもよい。

単独運転判定部６２は、単独運転状態であると判定しない場合（連系運転状態であると判定した場合）にローレベル信号を出力し、単独運転状態であると判定した場合に検出信号としてのハイレベル信号を出力する。なお、検出信号はこれに限られない。検出信号が入力されたＰＷＭ信号生成部３２は、ＰＷＭ信号の生成を停止する。これにより、インバータ回路２の電力変換動作は停止する。また、検出信号が入力された連系用遮断器５は、系統連系インバータシステムＡと配電系統との連系を遮断する。これらにより、系統連系インバータシステムＡの単独運転状態が回避される。なお、連系用遮断器５が連系を遮断すれば単独運転状態が回避されるので、インバータ回路２の電力変換動作の停止は必ずしも必要ではない。例えば、連系用遮断器５より上流側に接続されている負荷に電力を供給するために、インバータ回路２の電力変換動作を継続するようにしてもよい。

なお、各部が行う処理をプログラムで設計し、当該プログラムを実行させることでコンピュータを単独運転検出回路６として機能させてもよい。また、当該プログラムを記録媒体に記録しておき、コンピュータに読み取らせるようにしてもよい。

本実施形態において、単独運転検出回路６は、実際の出力電流に基づくα軸電流信号ｉαと、系統連系インバータシステムＡが電力系統Ｃに連系している状態の数式モデルに基づいて演算されたα軸電流信号ｉ₂αとを比較することで、単独運転を検出する。したがって、同じ配電系統に連系された分散形電源の単独運転検出機能に影響を与えない。また、単独運転検出回路６は、他の分散形電源から配電系統に与えられた無効電力や周波数の変動に関係なく、インバータ回路２の出力電流と出力電圧とに基づいて単独運転を検出する。したがって、同じ配電系統に連系された分散形電源の単独運転検出機能による影響を受けない。

なお、本実施形態においては、インバータ回路２の出力電流を三相/二相変換したα軸成分（またはβ軸成分）を用いているが、これに限られない。α軸成分およびβ軸成分をさらに回転座標変換したｄ軸成分およびｑ軸成分を用いるようにしてもよい。この場合、モデルベースド演算部６１にｄ軸成分およびｑ軸成分による状態差分方程式を設定しておいて、ＰＩ制御部３１ｄから出力される補償信号ｘ_d,ｘ_qに基づいてｄ軸電流信号ｉ_2dおよびｑ軸電流信号ｉ_2qを演算し、回転座標変換部３１ｂから出力されるｄ軸電流信号ｉ_dおよびｑ軸電流信号ｉ_qと比較すればよい。また、α軸成分およびβ軸成分に変換する前の三相の成分を用いるようにしてもよい。この場合、モデルベースド演算部６１に上記（１４）式に基づく状態差分方程式を設定しておいて、二相/三相変換部３１ｆから出力される補償信号ｘ_u，ｘ_v，ｘ_wに基づいて電流信号ｉ_2u，ｉ_2v,ｉ_2wを演算し、電流センサ４から出力される電流信号ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wと比較すればよい。

本実施形態においては、図３に示す回路図に基づいて数式モデルを算出したが、実際の系統連系インバータシステムＡの回路図に応じて数式モデルを算出すればよい。その際に、負荷Ｂのインピーダンスや線路インピーダンスも考慮して数式モデルを算出するようにしてもよい。

本実施形態においては、単独運転検出回路６がディジタル処理を行う場合について説明したが、アナログ処理を行うようにしてもよい。この場合、上記（２１）式に示す状態微分方程式の解を算出してモデルベースド演算部６１に設定しておいて、ＰＷＭ制御インバータ２１の出力線間電圧に基づいてインバータ回路２の出力電流を演算し、実際の出力電流と比較すればよい。

次に、数式モデルのモデル化誤差を考慮した第２実施形態について説明する。

第２実施形態においては、数式モデルを下記（２３）式に示す状態微分方程式で表す。当該数式モデル（以下では、「拡張モデル」とする。）は、第１実施形態に係る数式モデル（上記（２１）式参照）に、Ｅ・ｗ（ｔ）の項を追加したものである。ｗ（ｔ）は単独運転時のモデル化誤差を外乱と捉えた際のベクトルであり、Ｅはその係数行列である。

図４は、第２実施形態に係る単独運転検出方法を説明するためのブロック図である。

図４に示すブロック図では、外乱オブザーバが構成されており、モデル化誤差に伴う外乱ベクトルが推定されて、判定が行われる。図４に示す拡張モデルは、図２に示す数式モデルに、外乱（モデル化誤差）ｗの要素を追加したモデルであり、上記（２３）式の状態微分方程式で表される。拡張モデルの出力とインバータの出力との差にオブザーバゲインが乗算されて、拡張モデルに入力されるコントローラの出力に加算される。このフィードバックループにより、拡張モデルの状態変数が実際のインバータの状態変数に一致するようになる。このときの拡張モデルの外乱の推定値ｗ’は「０」になる。インバータが電力系統に連系している間はｗ’＝０となるが、インバータが電力系統から切り離された場合、ｗ’≠０になる。これを利用して、単独運転が判定される。なお、誤差による誤検出を排除するために、ｗ’の絶対値が閾値以上である場合に、単独運転状態であると判定される。

図５は、第２実施形態に係る単独運転検出回路を説明するための図である。同図において、第１実施形態に係る単独運転検出回路６(図１参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。モデルベースド演算部６１’には、上記（２３）式から算出された状態差分方程式が設定される。単独運転判定部６２’は、三相/二相変換部３１ａから入力されるα軸電流信号ｉαと、モデルベースド演算部６１’から入力されるα軸電流信号ｉ₂αとの差にオブザーバゲインを乗算したものをモデルベースド演算部６１’にフィードバックする。モデルベースド演算部６１’は、静止座標変換部３１ｅから入力される補償信号ｘαを正規化してサンプリング時間Ｔをかけた入力変数ｕ［ｋ］に、フィードバック値を加算する。そして、単独運転判定部６２’は、モデルベースド演算部６１’から入力される外乱の推定値ｗ’の絶対値が閾値以上である場合に、単独運転状態であると判定する。なお、推定値ｗ’の絶対値が閾値以上の状態が所定時間継続した場合に単独運転状態であると判定するようにしてもよい。

第２実施形態においても、単独運転検出回路６は、同じ配電系統に連系された分散形電源の単独運転検出機能に影響を与えず、同じ配電系統に連系された分散形電源の単独運転検出機能による影響を受けない。したがって、第２実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。また、第２実施形態においては、外乱オブザーバによって、数式モデルの各状態の初期値によるズレが抑制されるので、より精度よく単独運転を検出することができる。

上記第１および第２実施形態においては、系統連系インバータシステムＡが三相のシステムの場合について説明したが、単相のシステムであってもよい。以下に、本発明に係る単独運転検出回路を単相のシステムに設けた場合を、第３実施形態として説明する。

図６は、第３実施形態に係る単独運転検出回路を備えた系統連系インバータシステムを説明するための図である。同図において、第１実施形態に係る系統連系インバータシステムＡ(図１参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図６に示す系統連系インバータシステムＡ’は、単相の電力系統Ｃに連系する単相のシステムである点で、第１実施形態に係る系統連系インバータシステムＡと異なる。インバータ回路２’、電流センサ４’、連系用遮断器５’、および、配電線遮断器Ｄ’も単相用のものであるが、詳細な説明を省略する。

制御回路３’は、電流制御部３１’およびＰＷＭ信号生成部３２’を備えている。電流制御部３１’は、電流センサ４’より単相の電流信号ｉを入力され、制御部３１ｄ’が電流信号ｉとその目標信号との偏差に基づいて電流の制御を行って出力する補償信号ｘをＰＷＭ信号生成部３２’に出力する。ＰＷＭ信号生成部３２’は、電流制御部３１’より入力される補償信号ｘに基づいて、ＰＷＭ信号を生成してインバータ回路２’に出力する。

単独運転検出回路６”は、モデルベースド演算部６１”および単独運転判定部６２を備えている。モデルベースド演算部６１”には、系統連系インバータシステムＡ’の数式モデルに基づいて算出された差分方程式が設定されている。モデルベースド演算部６１”は、制御部３１ｄ’から入力される補償信号ｘに基づいて、電流信号ｉ₂を演算し、単独運転判定部６２に出力する。単独運転判定部６２は、第１実施形態のものと同じ構成であり、電流センサ４’から入力される電流信号ｉと、モデルベースド演算部６１”から入力される電流信号ｉ₂とを比較することで、単独運転状態であるか否かを判定する。

第３実施形態においても、単独運転検出回路６”は、同じ配電系統に連系された分散形電源の単独運転検出機能に影響を与えず、同じ配電系統に連系された分散形電源の単独運転検出機能による影響を受けない。したがって、第３実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

上記第１〜３実施形態においては、本発明に係る単独運転検出回路を系統連系インバータシステムに用いた場合について説明したがこれに限られない。本発明に係る単独運転検出回路は、例えばディーゼルエンジンなどの交流発電機を備えた分散形電源システムにも、用いることができる。

本発明に係る単独運転検出回路、単独運転検出方法、および、単独運転検出回路を備えた系統連系インバータ装置は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る単独運転検出回路、単独運転検出方法、および、単独運転検出回路を備えた系統連系インバータ装置の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

Ａ，Ａ’ 系統連系インバータシステム（分散形電源）
１ 直流電源
２，２’ インバータ回路
２１ ＰＷＭ制御インバータ
２２ フィルタ
３，３’ 制御回路
３１，３１’ 電流制御部
３１ａ 三相/二相変換部
３１ｂ 回転座標変換部
３１ｃ ローパスフィルタ
３１ｄ，３１ｄ’ ＰＩ制御部
３１ｅ 静止座標変換部
３１ｆ 二相/三相変換部
３２，３２’ ＰＷＭ信号生成部
４，４’ 電流センサ
５，５’ 連系用遮断器
６，６’，６” 単独運転検出回路
６１，６１’，６１” モデルベースド演算部（演算手段）
６２ 単独運転判定部（比較手段）
Ｂ 負荷
Ｃ，Ｃ’ 電力系統
Ｄ，Ｄ’ 配電線遮断器

Claims (8)

1. 分散形電源が電力系統に連系している状態の数式モデルに基づく演算式が設定されており、前記分散形電源を制御するための制御信号を入力され、当該制御信号と前記演算式によって出力電流信号を演算する演算手段と、
   前記演算手段によって演算された出力電流信号と、実際に検出された前記分散形電源の出力電流に基づく出力電流信号とを比較する比較手段と、
   を備え、
   前記比較手段によって両者が異なると判断された場合に単独運転状態であると判定する、
   ことを特徴とする単独運転検出回路。
2. 前記比較手段は、前記演算された出力電流信号と前記検出に基づく出力電流信号との差の絶対値が閾値以上の場合に、両者が異なると判断する、請求項１に記載の単独運転検出回路。
3. 前記比較手段は、前記演算された出力電流信号と前記検出に基づく出力電流信号との差の絶対値が閾値以上の状態が所定時間継続した場合に、両者が異なると判断する、請求項１に記載の単独運転検出回路。
4. 前記演算式は、状態微分方程式または状態差分方程式で表された数式モデルである、請求項１ないし３のいずれかに記載の単独運転検出回路。
5. 前記数式モデルのモデル化誤差を外乱として推定する外乱オブザーバを備えており、
   前記比較手段による比較結果に基づいて単独運転を判定する代わりに、前記外乱オブザーバによって推定された外乱に基づいて単独運転を判定する、
   請求項１ないし４のいずれかに記載の単独運転検出回路。
6. 前記分散形電源は、三相の電源であり、検出された三相の出力電流信号を二相の出力電流信号に変換してから、これらの二相の出力電流信号に基づいて二相の制御信号を生成して三相の制御信号に変換する制御手段を備えており、
   前記演算手段は、前記二相の制御信号のうちの一方を入力されて出力電流信号を演算し、
   前記比較手段は、前記二相の出力電流信号のうちの一方と、前記演算手段によって演算された出力電流信号とを比較する、
   請求項１ないし５のいずれかに記載の単独運転検出回路。
7. 請求項１ないし６のいずれかに記載の単独運転検出回路と、インバータ回路とを備えていることを特徴とする系統連系インバータ装置。
8. 分散形電源が電力系統に連系している状態の数式モデルに基づく演算式を設定する第１の工程と、
   前記分散形電源を制御するための制御信号と前記演算式によって出力電流信号を演算する第２の工程と、
   前記分散形電源の出力電流に基づく出力電流信号を実際に検出する第３の工程と、
   前記第２の工程によって演算された出力電流信号と、前記第３の工程によって検出された出力電流信号とを比較する第４の工程と、
   前記第４の工程によって両者が異なると判断された場合に単独運転状態であると判定し、異ならないと判断された場合に単独運転状態でないと判定する第５の工程と、
   を備えていることを特徴とする単独運転検出方法。

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