JP2007312194A - 半導体集積回路 - Google Patents

Abstract

【課題】ＡＤ変換器に供給される参照電圧がばらつくときであっても、高精度のトリミングを行う技術を提供する。
【解決手段】温度依存性を有する第１信号電圧（Ｓ１）と一定レベルを維持する第２信号電圧（Ｓ２）とを出力する信号電圧出力部（１）と、入力される信号電圧を、参照電圧（ＡＶＲｅｆ）に基づいてデジタル信号に変換するＡＤ変換器（５）と、ＡＤ変換器（５）から出力されるデジタル信号に対応して、発振器（９）の周波数を補正する補償コード（Ｓ６）を出力する補償コード生成部（６）とを具備する半導体集積回路を構成する。ここにおいて、ＡＤ変換器（５）は、第１信号電圧（Ｓ１）をデジタル信号に変換した第１変換信号（Ｓ３）と、をデジタル信号に変換した第２変換信号（Ｓ４）とを生成する。そして、補償コード生成部は、第１変換信号（Ｓ３）と第２変換信号（Ｓ４）との比に対応して補償コードを生成する。
【選択図】図５

Description

本発明は、半導体集積回路に関し、特に半導体集積回路に備えられた発振器の周波数補正に関する。

情報処理技術の進歩に伴って、精度の高い半導体集積回路が求められてきている。半導体集積回路には、クロックを提供する発振器が備えられている。近年の半導体集積回路の高精度化に対応して、その半導体集積回路に内蔵される発振器にも、より高い精度でクロックを出力することが要求されるようになってきている。例えば、半導体集積回路の動作補償温度範囲内において、８ＭＨｚ±２％のクロックを出力するような発振器が要求される場合がある。このような高精度のクロックを出力する発振器を構成するためには、温度依存性を考慮する必要がある。発振器に対して、温度に対応した補正（以下、トリミングと呼ぶ）を行う技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。

図１は、上記特許文献１に記載の温度補償型電圧制御圧電発振器の構成を示すブロック図である。図１を参照すると、周囲温度は温度検出器１０１により検出される。この温度検出器１０１のアナログ出力は、アナログ−デジタル変換器１０２に供給される。その変換結果はメモリ回路１０３に供給される。メモリ回路１０３には、電圧制御圧電発振器１０５に使用している発振素子１１８の周波数温度特性を補償するために、温度アドレス信号であるアナログ−デジタル変換器１０２の変換結果に対応した温度補償コードがあらかじめ記憶されている。いま、周辺温度が変化すると、温度アドレス信号も変化し、メモリ回路１０３から温度変化に対応した温度補償コードが読み出される。

この読み出された温度補償コードは、デジタル−アナログ変換器１０４に供給され、アナログ信号に変換されて電圧制御圧電発振器１０５に含まれる可変容量ダイオード１０６のカソード側に端子１１０から抵抗器１０７を介して供給される。可変容量ダイオード１０６のアノード側には、抵抗器１０８を介して周波数を可変するための制御電圧を、端子１１１を介して印加する。抵抗器１０９は抵抗器１０７、抵抗器１０８と同様に１００ｋΩ以上の高抵抗値をもっており、制御電圧を印加しないとき可変容量ダイオード１０６のアノード側を零電位に保持する。

上述のアナログ−デジタル変換器１０２は、温度検出器１０１から出力されるアナログ信号をデジタル値に変換する装置である。アナログ−デジタル変換器１０２は、参照電圧供給端子（図示されず）から供給される参照電圧の電圧レベルを基準として、アナログ信号をデジタル値に変換している。このような構成によれば、周囲温度が変化すると、変化に対応した温度補償コードがメモリ回路１０３から読み出される。そのため、デジタル−アナログ変換器１０４の出力電圧も温度変化に対応して変化する。デジタル−アナログ変換器１０４からの出力は、電圧制御圧電発振器１０５の周波数温度特性を補償する電圧が可変容量ダイオード１０６のカソード側に印加される。可変容量ダイオード１０６の容量は、デジタル−アナログ変換器１０４の出力に対応して変化し、それによって電圧制御圧電発振器１０５の発振周波数が一定になるように制御される。

図２は、周波数温度補償前の周波数温度特性および周波数可変特性を示す図である。図２の（ａ）は、周波数温度補償前の周波数温度特性を示し、図２の（ｂ）は、周波数温度補償前の周波数可変特性をそれぞれ示している。

図３は、周波数温度補償後の周波数温度特性および周波数可変特性を示す図である。図３の（ａ）は、周波数温度補償後の周波数温度特性を示し、図３の（ｂ）は周波数温度補償後の周波数可変特性を示している。図２と図３とを比較すると、従来の温度補償型電圧制御圧電発振器は、周波数温度補償を行うことによって、温度変化に対する周波数の変動を抑制している。例えば、図３（ｂ）を参照すると、周囲温度が２５℃からＴ１℃まで変化しても、周波数可変特性の中心周波数の変化が小さいことがわかる。

従って、特許文献１に記載の技術によれば、様々な温度下におけるメモリ回路１０３への入力デジタル量に対応する温度補償に必要なデジタル値を、あらかじめメモリ回路１０３に記憶させている。これによって、電算機などで近似計算することなく、簡単な調整で温度変化による発振周波数を安定させている。
特開平１−９３９０４号公報

上述のような半導体集積回路は、半導体メーカーが製造し、基板メーカー等に提供される。一般的に、アナログ−デジタル変換器１０２における参照電圧供給端子の入力電圧レベルは、２．７ｖ〜５．５ｖというように幅を持たせた仕様で構成される。アナログ−デジタル変換器１０２でＡＤ変換を行う場合において、参照電圧が変動しないことが重要であり、参照電圧の大きさが、多少ずれていても問題ならない場合が多い。例えば、半導体メーカーが、
参照電圧ＡＶＲｅｆ＝５．０Ｖ±５％
と規定して半導体集積回路を基板メーカーに提供して場合、基板メーカーのセット基板上では４．７５ｖ〜５．２５ｖの範囲の参照電圧ＡＶＲｅｆが設定されることになる。それを避けるために仕様上必ずＡＶＲｅｆ＝５．０ｖのみとすることは、市場から受け入れられない。

図４は、ＡＤ変換時の基準電圧となる参照電圧ＡＶＲｅｆと、アナログ−デジタル変換器１０２に入力される温度依存信号との関係を示した図である。図４を参照すると、アナログ−デジタル変換器１０２は、基準電圧である参照電圧ＡＶＲｅｆの電圧レベルが異なってしまうことで、温度補償に用いられるＡＤ変換結果が異なることが示されている。

上述のように、温度補償コードは、半導体メーカーによって予めメモリ回路１０３に記憶された後、基板メーカーに提供される。基板メーカー毎に参照電圧ＡＶＲｅｆの電圧レベルに差が存在してしまうと、温度依存性に対応するトリミングを実行するときに、アナログ−デジタル変換器１０２から出力されるデジタル信号とメモリ回路１０３に記憶されている温度補償コードとの対応関係がずれてしまい、適切なトリミングを実行することができない場合がある。

また、基板メーカーが５．０ｖを供給するように回路基板を構成したとしても、損失や電圧降下などに起因して、実際の参照電圧ＡＶＲｅｆが誤差を含んでアナログ−デジタル変換器１０２に供給されてしま場合がある。

図４に示されているように、参照電圧ＡＶＲｅｆを基準電圧として温度依存性を持った電圧レベル（温度依存信号）を変換している。したがって、参照電圧ＡＶＲｅｆ＝４．９５ｖや参照電圧ＡＶＲｅｆ＝５．０５ｖであった場合にアナログ−デジタル変換器１０２から出力されるデジタル信号は、参照電圧ＡＶＲｅｆ＝５．０ｖの時にアナログ−デジタル変換器１０２から出力されるデジタル信号と異なってしまう。

このように、半導体集積回路に内蔵される発振器の周波数を温度に依存してトリミングするために、温度検出器とＡＤ変換器とが備えられている。従来は、温度検出器が検出した温度を示す信号電圧をＡＤ変換し、その変換結果に基づいてトリミングを行っていた。しかし、ＡＤ変換器に供給される参照電圧は、その半導体集積回路を搭載する基板に対応して、基板メーカーによって設定される。そのため、基板メーカーごとに設定される参照電圧にばらつきが発生してしまう。

温度補償コードは、半導体メーカーによってメモリ回路１０３に記憶されたものが、参照電圧に基づいて出力される。そのため、ＡＤ変換器に供給される参照電圧がばらつくと、出力される温度補償コードにもばらつきが生じてしまう。そのため、高精度のトリミングを行うことができなくなってしまう場合がある。

以下に、［発明を実施するための最良の形態］で使用される番号を用いて、課題を解決するための手段を説明する。これらの番号は、［特許請求の範囲］の記載と［発明を実施するための最良の形態］との対応関係を明らかにするために付加されたものである。ただし、それらの番号を、［特許請求の範囲］に記載されている発明の技術的範囲の解釈に用いてはならない。

上記課題を解決するために、温度依存性を有する第１信号電圧（Ｓ１）と一定レベルを維持する第２信号電圧（Ｓ２）とを出力する信号電圧出力部（１）と、入力される信号電圧を、参照電圧（ＡＶＲｅｆ）に基づいてデジタル信号に変換するＡＤ変換器（５）と、前記ＡＤ変換器（５）から出力されるデジタル信号に対応して、発振器（９）の周波数を補正する補償コード（Ｓ６）を出力する補償コード生成部（６）とを具備する半導体集積回路を構成する。

ここにおいて、前記ＡＤ変換器（５）は、前記第１信号電圧（Ｓ１）と前記参照電圧（ＡＶＲｅｆ）との比である第１差分電圧をデジタル信号に変換した第１変換信号（Ｓ３）と、前記第２信号電圧（Ｓ２）と前記参照電圧（ＡＶＲｅｆ）との比である第２差分電圧をデジタル信号に変換した第２変換信号（Ｓ４）とを生成する。そして、前記補償コード生成部は、前記第１変換信号（Ｓ３）と前記第２変換信号（Ｓ４）との比に対応して前記補償コードを生成する。

本願発明の信号電圧出力部（１）は、温度依存信号と非温度依存信号とを出力し、それらを増幅した第１信号電圧（Ｓ１）と第２信号電圧（Ｓ２）とに基づいて温度補償コードを生成している。より具体的には、温度依存性を有する信号電圧のＡＤ変換と、温度依存性を有しない信号電圧のＡＤ変換とを行い、各々の変換結果の比に基づいて温度補償コードを生成している。ＡＤ変換に用いられる参照電圧に誤差があったとしても、ある特定の温度における変換結果の比は、一定になる。

本発明によると、ＡＤ変換器に供給される参照電圧がばらつくときであっても、高精度のトリミングを行うことができるという効果がある。

以下に、図面を参照して本発明を実施するための形態について説明を行う。半導体集積回路に内蔵可能な発振器には様々な種類がある。それらの中で、デジタル回路を用いた発振器であるリングオシレータを搭載した半導体集積回路が流通してきている。したがって、以下の実施形態では、周波数の補正対象である発振器がリングオシレータである場合を前提に説明を行う。リングオシレータとはインバータ回路を奇数個組み合わせることで発振機能を持たせた回路である。

［構成］
図５は、本発明の周波数補正回路を搭載する半導体集積回路の構成を例示するブロック図である。図５を参照すると、本実施形態に述べる半導体集積回路は、信号電圧出力部１と、ＡＤ変換器５と、補償コード生成部６と、リングオシレータ９と、スイッチ群１０とを含んで構成されている。信号電圧出力部１は、温度依存性を有する信号電圧（以下、第１信号電圧Ｓ１と呼ぶ）と、温度に依存せず、常に一定レベルの信号電圧（以下、第２信号電圧Ｓ２と呼ぶ）とをＡＤ変換器５に提供している。

図５を参照すると、信号電圧出力部１は、バンドギャップリファレンス回路２と、第１増幅器３と、第２増幅器４とを含んで構成されている。バンドギャップリファレンス回路２は、温度センサ２１を備えている。温度センサ２１によって検出された温度を示す温度依存信号Ｓ７を、第１端子ＶＲＥＦ１を介して第１増幅器３に供給している。また、バンドギャップリファレンス回路２は、温度依存性を持たない信号である非温度依存信号Ｓ８を、第２端子ＶＲＥＦ２を介して第２増幅器４に供給している。

第１増幅器３は、バンドギャップリファレンス回路２から供給される温度依存信号Ｓ７を増幅した第１信号電圧Ｓ１を、スイッチ群１０を介してＡＤ変換器５に出力している。第２増幅器４は、バンドギャップリファレンス回路２から供給される非温度依存信号Ｓ８を増幅した第２信号電圧Ｓ２を、スイッチ群１０を介してＡＤ変換器５に出力している。

ＡＤ変換器５は、入力されるアナログ信号をデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換機能を有している。図５に示されているように、ＡＤ変換器５には、スイッチ群１０を介してアナログ信号が供給されている。また、ＡＤ変換器５には、参照電圧供給端子１４から参照電圧ＡＶＲｅｆが供給されている。ＡＤ変換器５は、参照電圧ＡＶＲｅｆに対応してアナログ−デジタル変換を実行している。ＡＤ変換器５は、アナログ−デジタル変換を実行した変換結果（以下、第１変換信号Ｓ３または第２変換信号Ｓ４と呼ぶ）を、補償コード生成部６に供給している。

補償コード生成部６は、本実施形態における温度補償コードＳ６を出力する機能ブロックである。図５に示されているように、補償コード生成部６は、比較回路７と、補正値テーブル８とを含んで構成されている。比較回路７は、第１信号電圧Ｓ１のＡＤ変換結果である第１変換信号Ｓ３、第２信号電圧Ｓ２のＡＤ変換結果である第２変換信号Ｓ４の比を求めている。比較回路７は、第１変換信号Ｓ３と第２変換信号Ｓ４との比を示す比較信号Ｓ５を補正値テーブル８に供給している。補正値テーブル８は、比較信号Ｓ５に応答して、格納している温度補償コードＳ６を出力する。ここにおいて、補正値テーブル８には、第１規定温度（例えば２５℃）における比較信号Ｓ５（以下、第１規定比較値と呼ぶ）に対応する温度補償コードＳ６（以下、第１規定温度コードと呼ぶ。）と、第２規定温度（例えば８５℃）における比較信号Ｓ５（以下、第２規定比較値と呼ぶ）に対応する温度補償コードＳ６（以下、第２既定温度コードと呼ぶ。）が保持されているだけで無く、想定しうる比較信号Ｓ５に対する温度補償コードＳ６が格納されている。それらの温度補償コードＳ６は、半導体メーカー側によって予め個体毎に格納された値である。

本実施形態のＡＤ変換器５は、リングオシレータ９の周波数を補正する場合（以下、周波数補正モードと呼ぶ）に、第１信号電圧Ｓ１に応答して第１変換信号Ｓ３を出力し、第２信号電圧Ｓ２に応答して第２変換信号Ｓ４を出力する。一方、通常のＡＤ変換器として使用する場合（以下、通常モードと呼ぶ）は、アナログ入力端子１５からアナログ入力信号Ｓ９が供給される。そのアナログ入力信号Ｓ９はＩ／Ｏ−Ｂｕｆｆｅｒ１６を介してＡＤ変換器５のアナログ入力となる。スイッチ群１０は、これらＡＤ変換器のアナログ入力を選択するための複数のスイッチ（１１〜１３）を備えている。

図６は、トリミング対象であるリングオシレータ９の構成を例示する回路図である。図６を参照すると、本実施形態のリングオシレータ９は、温度補償コードＳ６に応答して周波数補正を行うトリミング回路２２と、基本トリミング信号Ｓ１０に応答して所定の電流を提供する電流源２３と、電流源２３から提供される電流に応答して動作する発振部２４とを含んで構成されている。また、図６に示されているように、発振部２４は、周波数切り替え信号Ｓ１１に応答して出力するクロックの周波数を変更し、ストップ信号Ｓ１２に応答して動作を停止する構成を有している
図７は、トリミング回路２２の構成を例示する回路図である。図７を参照すると、トリミング回路２２は、直列に接続された複数の抵抗と、温度補償コードＳ６に応答して動作する複数のトランジスタを備えている。図７に示されているように、その複数のトランジスタは、温度補償コードＳ６に応答して、上述の複数の抵抗の接続を制御している。

［動作］
以下に、本実施形態の動作について説明を行う。以下の説明において、ＡＤ変換器５の基準電圧となる参照電圧ＡＶＲｅｆのレベルは、基板メーカーの設定条件のままであるとする。この場合において、本実施形態の半導体集積回路は、スイッチ群１０を切り換えて周波数補正モードに移行する。周波数補正モードにおいて、信号電圧出力部１は、温度補正を実施するために、第１信号電圧Ｓ１と第２信号電圧Ｓ２とを出力する。スイッチ群１０は、第１信号電圧Ｓ１と第２信号電圧Ｓ２に対してＡＤ変換器５のアナログ入力信号を選択する第２スイッチ１２および第３スイッチ１３を切り替えながら、ＡＤ変換を２回実施する。したがって、比較回路７は、第１信号電圧Ｓ１に対する変換結果（第１変換信号Ｓ３）と第２信号電圧Ｓ２に対する変換結果（第２変換信号Ｓ４）を受け取る。比較回路７は、第１変換信号Ｓ３と第２変換信号Ｓ４の比を求め、その比を示す比較信号Ｓ５を補正値テーブル８に供給する。

基板メーカーが推奨する使用条件において、補正値テーブル８に格納されている第１規定比較値、第２規定比較値、第１規定温度コードおよび第２規定温度コードを用いて、現在の温度でのＡＤ変換結果の比をあてはめることで、現在の温度での最適な“温度補償コード”を算出し、内蔵リングＯＳＣに供給する。

図８は、上記の動作を視覚的に示す図である。図８の、グラフ２５は、温度変化に対応して信号電圧出力部１から出力される第１信号電圧Ｓ１をプロットしたグラフである。同様に、グラフ２６は、温度変化に対応して信号電圧出力部１から出力される第２信号電圧Ｓ２をプロットしたグラフである。図８には、参照電圧ＡＶＲｅｆとして５．０ｖの電圧レベルを供給しようとして、実際には４．９５ｖが供給された場合を例と示されている。図８を参照すると、この場合、ＡＤ変換器５は、基準電圧（ＡＶＲｅｆ）４．９５ｖに対して温度依存性を持たない第２信号電圧Ｓ２の変換と、温度依存性を持つ第１信号電圧Ｓ１の変換を行っている。比較回路７が、両者の変換結果の比を求めることで基準電圧（ＡＶＲｅｆ）が基板メーカーによって例え変動しても、ある特定の温度では常に一定の結果を得ることが可能となる。

上述のように、本実施形態において、補正値テーブル８には、第１規定温度（２５℃）の時の第１信号電圧Ｓ１と第２信号電圧Ｓ２とをＡＤ変換した結果の比である第１規定比較値と、第１規定温度（８５℃）の時の第１信号電圧Ｓ１と第２信号電圧Ｓ２とをＡＤ変換した結果の比である第１規定比較値とが格納されている。また、補正値テーブル８には、第１規定比較値に対応する温度補償コードである第１規定温度コードと、第２規定比較値に対応する温度補償コードである第２規定温度コードとが格納されている。これらの値は半導体メーカーによって設定されている。補正値テーブル８は、これらの値を用いて、温度特性の傾きを求め、測定温度での“温度補償コード”を得ている。

上述してきたように、本実施形態の動作は、半導体集積回路を製造する半導体メーカーでの動作と、その半導体集積回路を搭載する回路基板を製造する基板メーカーでの動作とが連関することでその効果を発生させている。以下に、図面を参照して、本実施形態の一連の動作に関して説明を行う。なお、以下の実施形態の動作では、第１規定温度が２５℃であり、第２規定温度が８５度である場合を例示して説明を行っていく。

図９Ａは、本実施形態の動作の前半部分を例示するフローチャートである。図９Ａを参照すると、ステップＳ１０１において、半導体製造メーカー側による製品の検査が実行される、その検査工程において、ＡＤ変換器５は、８５℃時の温度依存信号Ｓ７を増幅した第１信号電圧Ｓ１に対し、ＡＤ変換を実行して第１変換信号Ｓ３を生成する。その後、ステップＳ１０２において、ＡＤ変換器５は、８５℃時の非温度依存信号Ｓ８を増幅した第２信号電圧Ｓ２に対し、ＡＤ変換を実行して第２変換信号Ｓ４を生成する。

ステップＳ１０３において、比較回路７は、８５℃時の第１変換信号Ｓ３と第２変換信号Ｓ４とを受け取る。比較回路７は、その第１変換信号Ｓ３と第２変換信号Ｓ４との比を示す比較信号Ｓ５（第２規定比較値）を補正値テーブル８に提供する。ステップＳ１０４において、補正値テーブル８は、８５℃時の比較信号Ｓ５と、その比較信号Ｓ５に対応する温度補償コード（第２規定温度コード）とを保持する。

以降同様に、補正値テーブル８は、２５℃時の比較信号Ｓ５（第１規定比較値）と、その比較信号Ｓ５に対応する温度補償コード（第１規定温度コード）とを保持する（ステップＳ１０５〜ステップＳ１０８）。その後、ステップＳ１０９において、製造された半導体集積回路が基板メーカーに提供される。

図９Ｂは、本実施形態の動作の後半部分を例示するフローチャートである。図９Ｂを参照すると、ステップＳ１１０において、基板メーカー側でのリングオシレータに対する周波数補正を実行するか否かの判断を行う。その判断の結果、周波数補正を実行する必要が無い場合には、処理は終了する。周波数補正を実行する必要が無い場合には、処理はステップＳ１１１に進む。

ステップＳ１１１において、バンドギャップリファレンス回路２は、現在の温度における温度依存信号Ｓ７を第１増幅器３に出力する。第１増幅器３は、その温度依存信号Ｓ７を増幅した第１信号電圧Ｓ１をＡＤ変換器５に出力する。ＡＤ変換器５は、その第１信号電圧Ｓ１に対し、ＡＤ変換を実行して第１変換信号Ｓ３を生成する。

ステップＳ１１２において、バンドギャップリファレンス回路２は、現在の温度における非温度依存信号Ｓ８を第２増幅器４に出力する。第２増幅器４は、その非温度依存信号Ｓ８を増幅した第２信号電圧Ｓ２をＡＤ変換器５に出力する。ＡＤ変換器５は、その第２信号電圧Ｓ２に対し、ＡＤ変換を実行して第２変換信号Ｓ４を生成する。

ステップＳ１１３において、比較回路７は、現在の温度における第１変換信号Ｓ３と第２変換信号Ｓ４とを受け取る。比較回路７は、その第１変換信号Ｓ３と第２変換信号Ｓ４との比を示す比較信号Ｓ５を補正値テーブル８に提供する。

ステップＳ１１４において、補正値テーブル８は、現在の温度における比較信号Ｓ５と、予め保持されている第１規定比較値、第２規定比較値、第１規定温度コードおよび第２規定温度コードを用いて、現在の温度における温度補償コードを算出する。補正値テーブル８は、その算出した温度補償コードをリングオシレータ９に供給する。

このような構成・動作によって、リングオシレータ９の周波数補正を行うことで、より高精度の周波数補正を実施することが可能となる。ここにおいて、上述のステップＳ１１１からステップＳ１１４の動作に関し、詳細に説明する。図１０は、上記の動作を視覚的に表すグラフである。本実施形態の半導体集積回路の補正値テーブル８には、検査工程において、個体ごとに、第１規定比較値、第２規定比較値、第１規定温度コードおよび第２規定温度コードが格納される。なお、上述したように、第１規定比較値は、２５℃時の第１変換信号Ｓ３と第２変換信号Ｓ４との比を示す比較信号Ｓ５である。また、第２規定比較値は、８５℃時の第１変換信号Ｓ３と第２変換信号Ｓ４との比を示す比較信号Ｓ５である。また、第１規定温度コードは、第１規定比較値に対応する温度補償コードである。そして、第２規定温度コードは、第２規定比較値に対応する温度補償コードである。

図１０を参照すると、温度補償コードは温度に比例して決定されている。従って、第１規定比較値、第２規定比較値、第１規定温度コードおよび第２規定温度コードから傾きを求め、補正を実施したい温度での比較信号Ｓ５をその傾きにあてはめることで所望の温度補償コードを得ることができる。

ここでその算出式を以下に記す。それぞれの値を下記（１）式に代入することで、“現在温度の温度補償コード”を算出することできる。

ＴＴＲＭｎｏｗ
＝｛（ＴＴＲＭＨ−ＴＴＲＭＬ）／（ＴＳＡＤＲＨ−ＴＳＡＤＲＬ）｝
×（ＴＳＡＤＲｎｏｗ−ＴＳＡＤＲＬ）＋ＴＴＲＭＬ…（１）
ただし
ＴＳＡＤＲＬ ： 第１規定比較値
ＴＳＡＤＲＨ ： 第２規定比較値
ＴＳＡＤＲｎｏｗ ： 現在の比較信号Ｓ５
ＴＴＲＭＬ ： 第１規定温度コード
ＴＴＲＭＨ ： 第２規定温度コード
ＴＴＲＭｎｏｗ ： 現在の温度補償コード
である。

この式によって得られた“現在温度の温度補償コード”を用いてリングオシレータ９内のトリミング回路２２のＴｒのＯＮ／ＯＦＦを制御することで電流量を調整し、リングオシレータ９出力クロックの周波数を補正することが可能となる。

［比較例］
以下に、本願発明の構成を備えていない半導体集積回路の構成を例示して、比較を用いて本願発明の効果について説明を行う。図１１は、非温度依存信号Ｓ８を用いることなく周波数補正を行う半導体集積回路の構成を例示するブロック図である。図１１を参照すると、その半導体集積回路は、温度依存信号を出力する信号出力回路２０１と、その信号出力回路２０１の出力を増幅してＡＤ変換器２０４に提供する増幅器２０２とを備えている。ここにおいて、温度依存信号とは、温度依存性を持つ電圧レベルであり、一般的に広く知られている所謂温度センサの出力である。例えば、「-40℃時0.4v〜85℃時0.7v」という温度特性を持っている。

信号出力回路２０１は、温度補正を実施する際に、この温度依存信号を増幅器２０２に供給する。増幅器２０２は、温度依存信号を増幅した増幅温度依存信号Ｓ０１を生成し、ＡＤ変換器２０４に提供する。ＡＤ変換器２０４は、参照電圧ＡＶＲｅｆを基準にしてアナログ信号である増幅温度依存信号Ｓ０１をデジタル値に変換する。ＡＤ変換器２０４は、その変換結果を補正値テーブル２０５に提供する。補正値テーブル２０５は、ＡＤ変換器２０４から受け取った変換結果に対応する温度補償コードをリングオシレータに供給して、それの出力クロックを最適化する。

ＡＤ変換器２０４は、上述した特許文献１のアナログ−デジタル変換器１０２と同様に動作する。したがって、参照電圧ＡＶＲｅｆを基準電圧として温度依存性を持った電圧レベル（温度依存信号）を変換している。基板メーカーが５．０ｖを供給するように回路基板を構成したとしても、損失や電圧降下などに起因して、実際の参照電圧ＡＶＲｅｆが誤差を含んでＡＤ変換器２０４に供給されてしまう場合がある。例えば、参照電圧ＡＶＲｅｆ＝４．９５ｖや参照電圧ＡＶＲｅｆ＝５．０５ｖであった場合に、ＡＤ変換器２０４から出力されるデジタル信号は、参照電圧ＡＶＲｅｆ＝５．０ｖの時にＡＤ変換器２０４から出力されるデジタル信号と異なってしまう。

本願発明のバンドギャップリファレンス回路２は、温度依存信号Ｓ７と非温度依存信号Ｓ８とを出力し、それらを増幅した第１信号電圧Ｓ１と第２信号電圧Ｓ２とに基づいて温度補償コードを生成している。より具体的には、温度依存性を有する信号電圧のＡＤ変換と、温度依存性を有しない信号電圧のＡＤ変換とを行い、各々の変換結果の比に基づいて温度補償コードを生成している。ＡＤ変換に用いられる参照電圧に誤差があったとしても、ある特定の温度における比自体は、常に一定になる。したがって、その比に基づく温度補償コードを用いてトリミングを行うことで、精度の高いトリミングを行うことが可能となる。

図１は、特許文献１に記載の温度補償型電圧制御圧電発振器の構成を示すブロック図である。 図２は、従来の温度補償型電圧制御圧電発振器における、周波数温度補償前の周波数温度特性および周波数可変特性を示す図である。 図３は、従来の温度補償型電圧制御圧電発振器における、周波数温度補償後の周波数温度特性および周波数可変特性を示す図である。 図４は、従来のＡＤ変換時の基準電圧となる参照電圧ＡＶＲｅｆと、アナログ−デジタル変換器１０２に入力される温度依存信号との関係を示した図である。 図５は、本実施形態の半導体集積回路の構成を例示するブロック図である。 図６は、本実施形態のリングオシレータの構成を例示するブロック図である。 図７は、トリミング回路２２の構成を例示する回路図である。 図８は、本実施形態の動作を視覚的に示す図である。 図９Ａは、本実施形態の動作の前半部分を例示するフローチャートである。 図９Ｂは、本実施形態の動作の前半部分を例示するフローチャートである。 図１０は、周波数補正動作を視覚的に表すグラフである。 図１１は、比較例として、非温度依存信号Ｓ８を用いることなく周波数補正を行う半導体集積回路の構成を例示するブロック図である。

符号の説明

１…信号電圧出力部
２…バンドギャップリファレンス回路
３…第１増幅器
４…第２増幅器
５…ＡＤ変換器
６…補償コード生成部
７…比較回路
８…補正値テーブル
９…リングオシレータ
１０…スイッチ群
１１…第１スイッチ
１２…第２スイッチ
１３…第３スイッチ
１４…参照電圧供給端子
１５…アナログ入力端子
１６…Ｉ／Ｏ−Ｂｕｆｆｅｒ
Ｓ１…第１信号電圧
Ｓ２…第２信号電圧
Ｓ３…第１変換信号
Ｓ４…第２変換信号
Ｓ５…比較信号
Ｓ６…温度補償コード
Ｓ７…温度依存信号
Ｓ８…非温度依存信号
Ｓ９…アナログ入力信号
Ｓ１０…基本トリミング信号
Ｓ１１…周波数切り替え信号
Ｓ１２…ストップ信号
ＡＶＲｅｆ…参照電圧
２１…温度センサ
２２…トリミング回路
２３…電流源
２４…発振部
２５…グラフ
２６…グラフ
１０１…温度検出器
１０２…アナログ−デジタル変換器
１０３…メモリ回路
１０４…デジタル−アナログ変換器
１０５…電圧制御圧電発振器
１０６…可変容量ダイオード
１０７…抵抗器
１０８…抵抗器
１０９…抵抗器
１１０…端子
１１１…端子
１１８…発振素子
２０１…信号出力回路
２０２…増幅器
２０４…ＡＤ変換器
２０５…補正値テーブル
２０６…リングオシレータ
Ｓ０１…増幅温度依存信号

Claims (9)

1. 温度依存性を有する第１信号電圧と一定レベルを維持する第２信号電圧とを出力する信号電圧出力部と、
   入力される信号電圧を、参照電圧に基づいてデジタル信号に変換するＡＤ変換器と、
   前記ＡＤ変換器から出力されるデジタル信号に対応して、発振器の周波数を補正する補償コードを出力する補償コード生成部と
   を具備し、
   前記ＡＤ変換器は、
   前記第１信号電圧と前記参照電圧との比である第１差分電圧をデジタル信号に変換した第１変換信号と、
   前記第２信号電圧と前記参照電圧との比である第２差分電圧をデジタル信号に変換した第２変換信号とを生成し、
   前記補償コード生成部は、
   前記第１変換信号と前記第２変換信号との比に対応して前記補償コードを生成する
   半導体集積回路。
2. 請求項１に記載の半導体集積回路において、
   前記補償コード生成部は、
   前記第１変換信号と前記第２変換信号とを受け、前記第１変換信号と前記第２変換信号との比を示す比較信号を出力する比較回路と、
   前記比較信号を受け、前記比較信号に基づいて前記補償コードを生成する補償値テーブルと
   を含み、
   前記補償値テーブルは、
   第１規定温度のときの前記比を示す第１規定比較値と、前記第１規定温度と異なる第２規定温度のときの前記比を示す第２規定比較値とを保持し、
   前記第１規定比較値と前記第２規定比較値とから得られる温度特性と、前記比較信号とに対応して前記補償コードを生成する
   半導体集積回路。
3. 請求項２に記載の半導体集積回路において、
   前記補償値テーブルは、
   前記第１規定比較値に対応する前記補償コードである第１補償コードと、前記第２規定比較値に対応する前記補償コードである第２補償コードとを保持し、
   現在の補償コードをＴＴＲＭｎｏｗとしたときに、
   前記第１規定比較値をＴＳＬとし、
   前記第２規定比較値をＴＳＨとし、
   前記比較信号に示される比較値をＴＳｎｏｗとし、
   前記第１補償コードをＴＲＬとし、
   前記第２補償コードをＴＲＨとして、下記（１）式
   ＴＴＲＭｎｏｗ
   ＝｛（ＴＲＨ−ＴＲＬ）／（ＴＳＨ−ＴＳＬ）｝×（ＴＳｎｏｗ−ＴＳＬ）＋ＴＲＬ…（１）
   により前記現在の補償コードを生成する
   半導体集積回路。
4. 請求項３に記載の半導体集積回路において、
   前記信号電圧出力部は、
   温度センサを有するバンドギャップリファレンス回路と、
   第１増幅器と、
   第２増幅器と
   を含み、
   前記バンドギャップリファレンス回路は、
   前記温度センサの出力に対応した温度依存性を有する温度依存信号と、一定レベルの電圧を維持する非温度依存信号とを出力し、
   前記第１増幅器は、
   前記温度依存信号を増幅して前記第１信号電圧を生成し、
   前記第２増幅器は、
   前記非温度依存信号を増幅して前記第２信号電圧を生成する
   半導体集積回路。
5. 請求項４に記載の半導体集積回路において、さらに、
   前記信号電圧出力部と前記ＡＤ変換器との間に設けられたスイッチ
   を含み、
   前記スイッチは、
   周波数補正モード時に、前記信号電圧出力部と前記ＡＤ変換器とを接続し、
   通常動作モード時に、前記信号電圧出力部と前記ＡＤ変換器との接続を遮断する
   半導体集積回路。
6. （ａ）温度依存性を有する第１信号電圧を生成するステップと、
   （ｂ）一定レベルを維持する第２信号電圧を出力するステップと、
   （ｃ）前記第１信号電圧と参照電圧との比である第１差分電圧をデジタル信号に変換した第１変換信号を生成するステップと、
   （ｄ）前記第２信号電圧と前記参照電圧との比である第２差分電圧をデジタル信号に変換した第２変換信号とを生成するステップと、
   前記補償コード生成部は、
   （ｅ）前記第１変換信号と前記第２変換信号との比に対応して、発振器のクロック周波数を補正する補償コードを生成するステップ
   を具備する
   周波数補正コード生成方法。
7. 請求項６に記載の周波数補正コード生成方法において、
   前記（ｅ）ステップは、
   前記第１変換信号と前記第２変換信号とを受け、前記第１変換信号と前記第２変換信号との比を示す比較信号を出力する比較信号出力ステップと、
   前記比較信号を受け、前記比較信号に基づいて前記補償コードを生成する補償コード生成ステップと
   を含み、
   前記補償コード生成ステップは、
   第１規定温度のときの前記比を示す第１規定比較値と、前記第１規定温度と異なる第２規定温度のときの前記比を示す第２規定比較値とを保持するテーブルを参照し、前記第１規定比較値と前記第２規定比較値とから得られる温度特性と、前記比較信号とに対応して前記補償コードを生成するステップを含む
   周波数補正コード生成方法。
8. 請求項７に記載の周波数補正コード生成方法において、
   前記（ｅ）ステップは、
   前記テーブルから、前記第１規定比較値に対応する前記補償コードである第１補償コードと、前記第２規定比較値に対応する前記補償コードである第２補償コードとを読み出すステップと、
   現在の補償コードをＴＴＲＭｎｏｗとしたときに、
   前記第１規定比較値をＴＳＬとし、
   前記第２規定比較値をＴＳＨとし、
   前記比較信号に示される比較値をＴＳｎｏｗとし、
   前記第１補償コードをＴＲＬとし、
   前記第２補償コードをＴＲＨとして、下記（１）式
   ＴＴＲＭｎｏｗ
   ＝｛（ＴＲＨ−ＴＲＬ）／（ＴＳＨ−ＴＳＬ）｝×（ＴＳｎｏｗ−ＴＳＬ）＋ＴＲＬ…（１）
   により前記現在の補償コードを生成するステップと
   を具備する
   周波数補正コード生成方法。
9. クロックを供給する発振器と、
   入力されるアナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換器を有し、前記ＡＤ変換器に供給される参照電圧に対応して前記クロックの周波数を補正する周波数補正回路と、
   前記アナログ信号を供給するアナログ信号供給端子と、
   前記参照電圧を供給する参照電圧供給端子と、
   を具備し、
   前記周波数補正回路は、
   温度依存性を有する第１信号電圧と一定レベルを維持する第２信号電圧とを出力する信号電圧出力部と、
   入力される信号電圧を、参照電圧に基づいてデジタル信号に変換するＡＤ変換器と、
   前記ＡＤ変換器から出力されるデジタル信号に対応して、発振器の周波数を補正する補償コードを出力する補償コード生成部と
   を備え、
   前記ＡＤ変換器は、
   前記第１信号電圧と前記参照電圧との比である第１差分電圧をデジタル信号に変換した第１変換信号と、
   前記第２信号電圧と前記参照電圧との比である第２差分電圧をデジタル信号に変換した第２変換信号とを生成し、
   前記補償コード生成部は、
   前記第１変換信号と前記第２変換信号との比に対応して前記補償コードを生成して前記発振器に供給し、
   前記発振器は、
   前記補償コードに対応して前記クロックの周波数を補正する
   半導体集積回路。

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