JP2007310288A - 光通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】光変調手段の動作点を適正に制御する。
【解決手段】加算手段１ｄは、バイアス電圧発生手段１ｂのバイアス電圧とパイロット信号発生手段１ｃのパイロット信号とを加算する。光変調手段１ｅは、光源１ａの光を電気信号に基づいて変調するとともに加算手段１ｄに基づく信号で変調し、光信号を出力する。モニタ手段１ｆは、光信号のレベルをモニタしたモニタ信号を出力する。参照信号出力手段１ｇは、位相がモニタ信号に含まれるパイロット信号の位相と一致する参照信号を出力する。パイロット信号同期検波手段１ｈは、モニタ信号を参照信号によって同期検波する。ノイズ同期検波手段１ｉは、モニタ信号に含まれるノイズを抽出し、参照信号によって同期検波する。制御信号出力手段１ｊは、パイロット信号同期検波手段１ｈの同期検波値からノイズ同期検波手段１ｉの同期検波値を減算し、制御信号を出力する。
【選択図】図１

Description

本発明は光通信装置に関し、特に電気信号を光信号に変調し伝送する光通信装置に関する。

現在、マルチメディアネットワークは、超長距離でかつ大容量の光通信装置が要求されている。光通信装置には、電気−光変換素子として光変調器が用いられている。
図１２は、光通信システムのシステム構成例を示した図である。光通信システムは、例えば、図に示すように、光信号を送信するためのＷＤＭ（Wavelength Division Multiplexing）送信部と、光信号を伝送するための伝送路と、光信号を受信するためのＷＤＭ受信部とに分けられる。ＷＤＭ送信部およびＷＤＭ受信部は、それぞれ、光通信装置によって構成される。

ＷＤＭ送信部に入力される光信号Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，…，Ｓ１ｎには、例えば、標準的な光インターフェースであるＳＤＨ（Synchronous Digital Hierarchy）やＳＯＮＥＴ（Synchronous Optical Network）が適用される。この光信号Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，…，Ｓ１ｎは、Ｏ／Ｅ（Optical/Electrical converter）１０１ａ，１０１ｂ，…，１０１ｎによって、電気信号に変換され、光変調器１０３ａ，１０３ｂ，…，１０３ｎに入力される。

光変調器１０３ａ，１０３ｂ，…，１０３ｎには、光源１０２ａ，１０２ｂ，…，１０２ｎから、異なる波長の光が入力される。光変調器１０３ａ，１０３ｂ，…，１０３ｎは、光源１０２ａ，１０２ｂ，…，１０２ｎから出力される光を、Ｏ／Ｅ１０１ａ，１０１ｂ，…，１０１ｎから出力される電気信号に基づいて変調し、波長λ１，λ２，…，λｎの光信号を光合波器１０４に出力する。光合波器１０４は、波長λ１，λ２，…，λｎの光信号を波長多重し、伝送路へと出力する。

伝送路は、例えば、図に示すように光ファイバ１１１，１１３および光増幅器１１２によって構成される。光増幅器１１２は、伝送路によって減衰する光信号を増幅する。
伝送路によって伝送された光信号は、ＷＤＭ受信部の光分波器１２１によって、各波長λ１，λ２，…，λｎの光信号に分離される。各波長λ１，λ２，…，λｎに分離された光信号は、受光器１２２ａ，１２２ｂ，…，１２２ｎによって、電気信号に変換され、Ｅ／Ｏ（Electrical/Optical converter）１２３ａ，１２３ｂ，…，１２３ｎに出力される。Ｅ／Ｏ１２３ａ，１２３ｂ，…，１２３ｎは、受光器１２２ａ，１２２ｂ，…，１２２ｎの電気信号を、例えば、標準的な光インターフェースであるＳＤＨやＳＯＮＥＴの光信号Ｓ２ａ，Ｓ２ｂ，…，Ｓ２ｎに変換し、後段の回路へと出力する。このようにして、信号の送受信が行われる。

図の光変調器１０３ａについて詳細に説明する。図１３は、従来の光変調器のブロック構成図である。図１３には、図１２の光変調器１０３ａの構成が示してある。また、図１２の光源１０２ａが示してある。図１２の光変調器１０３ｂ，…，１０３ｎは、光変調器１０３ａと同様の構成を有し、その説明は省略する。

光変調器１０３ａは、干渉型の光変調素子である光強度変調器１３１、ドライバ１３２、光タップ１３３、ＰＤ（Photo Diode）１３４、およびＡＢＣ（Automatic Bias Control）回路１３５を有している。

ドライバ１３２には、データとクロックが入力される。ドライバ１３２に入力されるデータは、図１２で説明したＯ／Ｅ１０１ａから出力される電気信号である。ドライバ１３２は、例えば、１０Ｇｂ／ｓのクロックが入力され、データを１０Ｇｂ／ｓのデータとして、光強度変調器１３１に出力する。

光強度変調器１３１の変調電極１３１ａは、光源１０２ａから出力される光を、ドライバ１３２から出力されるデータに基づいて強度変調する。光強度変調器１３１で変調されたデータ（光信号）は、図１２で説明した光合波器１０４に出力されるとともに、光タップ１３３によってその一部が分岐され、ＰＤ１３４に出力される。ＰＤ１３４は、光信号の光レベルを検出し、電気信号としてＡＢＣ回路１３５に出力する。

干渉型の光変調素子を用いて光変調を行う場合、電気−光変換の動作点をある一定の位置に固定するため、変調信号にＤＣ（Direct Current）電圧（バイアス電圧）を重畳する。図１３においては、光強度変調器１３１の電極１３１ｂにバイアス電圧を印加するようにする。しかし、干渉型の光変調素子は、動作点が温度、経年変化あるいは印加電圧等により変化し、いわゆるドリフトが生じる。そこで、ＡＢＣ回路１３５によってフィードバック制御を行い、最適なバイアス電圧が電極１３１ｂに印加されるように制御する。

図１４は、ＡＢＣ回路のブロック構成図である。ＡＢＣ回路１３５のＤＣバイアス発生器１４１は、光変調信号の動作点を決めるバイアス電圧をデジタル値で出力する。このバイアス電圧は、ＤＡＣ（Digital to Analog Converter）１４２によって、アナログ信号に変換され、非反転増幅器１４３によって、電圧増幅がされる。非反転増幅器１４３から出力されるアナログのバイアス電圧は、加算器１４６に出力される。

パイロット信号発生器１４４は、バイアス電圧による動作点のずれを検出するためのパイロット信号を発生する。パイロット信号は、ＤＡＣ１４５によって、アナログ信号に変換される。アナログ信号に変換されたパイロット信号は、加算器１４６によってバイアス電圧が加算され、反転器１４７により、反転出力される。反転器１４７から出力される、バイアス電圧が加算されたパイロット信号は、図１３に示した電極１３１ｂに出力される。

図１３の光強度変調器１３１によって光変調されたパイロット信号を含む光信号は、光強度変調器１３１の導波路を経由し、光タップ１３３によりその一部がＰＤ１３４に分岐される。ＰＤ１３４は、光信号の光レベルを検出し、電気信号としてＴＩＡ（Transfer Impedance Amplifier）１４８に出力する。電気信号は、ＴＩＡ１４８によって、交流成分のみ抽出され、電流電圧変換される。ＴＩＡ１４８によって電流電圧変換された電気信号は、１ｋＨｚを中心周波数としたＢＰＦ（Band Pass Filter）１４９により、バンドパスされる。すなわち、電気信号からパイロット信号が抽出される。パイロット信号は、ＡＭＰ（Amplifier）１５０によって、ＡＤＣ（Analog to Digital Converter）１５１の入力レンジに合わせて増幅され、デジタル信号に変換される。

パイロット信号発生器１４４から出力されるパイロット信号は、移相器１５３にも出力される。移相器１５３は、光強度変調器１３１などを介して、乗算器１５２に出力されるパイロット信号の移相変化を考慮し、パイロット信号発生器１４４から出力されるパイロット信号の位相を調整する。乗算器１５２は、ＡＤＣ１５１によってデジタル変換されたパイロット信号と、移相器１５３から出力される参照信号とを乗算し、その結果をＬＰＦ（Low Pass Filter）１５４に出力する。ＬＰＦ１５４は、乗算器１５２によって乗算されたパイロット信号の直流成分を取り出し、ＤＣバイアス最適制御回路１５５に出力する。

すなわち、乗算器１５２とＬＰＦ１５４は、パイロット信号の同期検波（ロックインアンプ）を行っている。バイアス電圧が最適動作点にいるときには、この同期検波信号の結果は、０Ｖとなる。０Ｖからずれた場合には、ＤＣバイアス最適制御回路１５５によって、そのずれた分だけＤＣバイアス発生器１４１のバイアス電圧の値を変更し、最適動作点を維持するようにする。この制御により、バイアス電圧の最適値が維持される。

図１５は、パイロット信号の同期検波を説明する図である。図の（Ａ）は、ＡＤＣ１５１から出力されるパイロット信号を示している。図の（Ｂ）は、移相器１５３から出力される参照信号を示している。図の（Ｃ）は、乗算器１５２の出力結果を示している。

図の（Ｃ）は、図の（Ａ）のパイロット信号と、図の（Ｂ）の参照信号との乗算結果を示している。図の（Ｃ）に示す電気信号をＬＰＦ１５４に通過させることにより、パイロット信号を直流値として検出できる。

なお、外部変調器の動作点設定を任意に行いつつ、変調器の出力光電力の変動による動作点変動を抑制する光変調器が提案されている（例えば、特許文献１参照）。また、ＭＺ（Mach-Zehnder）導波路を３つ組み合わせたネスト型光強度変調器に対し、簡単な構成で、バイアス電圧を適正に補正することができる光変調器のバイアス制御方法およびその装置が提案されている（例えば、特許文献２参照）。
特開２０００−１７１７６６号公報 特開２００４−３１８０５２号公報

しかし、光変調されたパイロット信号に対してノイズが大きい場合には、同期検波を行う回路（乗算器１５２とＬＰＦ１５４）から出力される信号に、ノイズによるオフセット分が含まれ、光変調器の動作点の適正な制御を行うことが困難であるという問題点があった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、光変調されたパイロット信号に含まれるノイズを抽出して同期検波の信号からノイズ分を除去し、光変調器の動作点の適正な制御を行うことができる光通信装置を提供することを目的とする。

本発明の一実施態様では上記問題を解決するために、図１に示すような電気信号を光信号に変調し伝送する光通信装置において、光源１ａと、制御信号に応じてバイアス電圧を発生するバイアス電圧発生手段１ｂと、パイロット信号を発生するパイロット信号発生手段１ｃと、パイロット信号とバイアス電圧とを加算する加算手段１ｄと、光源１ａの光を電気信号に基づいて変調するとともに加算手段１ｄに基づく信号で変調して光信号を出力する光変調手段１ｅと、光信号のレベルをモニタしたモニタ信号を出力するモニタ手段１ｆと、位相がモニタ信号に含まれるパイロット信号の位相と一致する参照信号を出力する参照信号出力手段１ｇと、モニタ信号を参照信号によって同期検波するパイロット信号同期検波手段１ｈと、モニタ信号に含まれるノイズを抽出し、参照信号によって同期検波するノイズ同期検波手段１ｉと、パイロット信号同期検波手段１ｈの同期検波値からノイズ同期検波手段１ｉの同期検波値を減算し、制御信号を出力する制御信号出力手段１ｊと、を有することを特徴とする光通信装置が提供される。

このような光通信装置によれば、光変調手段１ｅから出力される光信号のレベルをモニタしたモニタ信号を、参照信号によって同期検波する。また、モニタ信号に含まれるノイズを抽出し、抽出したノイズを参照信号によって同期検波する。そして、モニタ信号の同期検波値からノイズの同期検波値を減算し、制御信号としてバイアス電圧発生手段１ｂに出力する。これにより、モニタ信号の同期検波値からノイズによる成分が除去され、適正な制御信号を出力できる。

本発明の光通信装置では、光変調手段から出力される光信号のレベルをモニタしたモニタ信号を、参照信号によって同期検波する。また、モニタ信号に含まれるノイズを抽出し、抽出したノイズを参照信号によって同期検波する。そして、モニタ信号の同期検波値から、ノイズの同期検波値を減算した制御信号を、バイアス電圧を発生するバイアス電圧発生手段に出力するようにした。これによって、モニタ信号の同期検波値からノイズによる成分が除去され、適正なバイアス電圧を発生でき、光変調手段の動作点を適正に制御することができるようになる。

以下、本発明の原理を、図面を参照して詳細に説明する。
図１は、光通信装置の概要を示した図である。図に示すように光通信装置は、光源１ａ、バイアス電圧発生手段１ｂ、パイロット信号発生手段１ｃ、加算手段１ｄ、光変調手段１ｅ、モニタ手段１ｆ、参照信号出力手段１ｇ、パイロット信号同期検波手段１ｈ、ノイズ同期検波手段１ｉ、および制御信号出力手段１ｊを有している。

バイアス電圧発生手段１ｂは、制御信号出力手段１ｊから出力される制御信号に応じて、光変調手段１ｅの動作点を制御するためのバイアス電圧を発生する。
パイロット信号発生手段１ｃは、バイアス電圧による光変調手段１ｅの動作点のずれを検出するためのパイロット信号を発生する。パイロット信号は、例えば、１ｋＨｚの低周波の信号である。

加算手段１ｄは、バイアス電圧発生手段１ｂから出力されるバイアス電圧と、パイロット信号発生手段１ｃから出力されるパイロット信号とを加算する。
光変調手段１ｅは、光源１ａの光を電気信号に基づいて変調するとともに、加算手段１ｄの加算した信号に基づいて変調する。

モニタ手段１ｆは、光変調手段１ｅから出力される光信号のレベルをモニタしたモニタ信号を出力する。
参照信号出力手段１ｇは、位相がモニタ信号に含まれるパイロット信号の位相と一致する参照信号を出力する。

パイロット信号同期検波手段１ｈは、モニタ手段１ｆから出力されるモニタ信号を参照信号によって同期検波する。
ノイズ同期検波手段１ｉは、モニタ手段１ｆから出力されるモニタ信号に含まれるノイズを抽出し、参照信号によって同期検波する。ノイズ同期検波手段１ｉは、例えば、モニタ信号に含まれるパイロット信号のみを除去するＢＥＦ（Band Elimination Filter）を有している。これによって、ノイズ同期検波手段１ｉは、モニタ信号に含まれるノイズの同期検波をする。

制御信号出力手段１ｊは、パイロット信号同期検波手段１ｈの同期検波値からノイズ同期検波手段１ｉの同期検波値を減算し、制御信号を出力する。すなわち、制御信号出力手段１ｊは、ノイズ分が除去された同期検波値による制御信号を、バイアス電圧発生手段１ｂに出力する。バイアス電圧発生手段１ｂは、ノイズが除去された制御信号に応じて、光変調手段１ｅの動作点を制御する。

このように、光通信装置は、光変調手段１ｅから出力される光信号のレベルをモニタしたモニタ信号を、参照信号によって同期検波する。また、モニタ信号に含まれるノイズを抽出し、抽出したノイズを参照信号によって同期検波する。そして、モニタ信号の同期検波値から、ノイズの同期検波値を減算した制御信号を、バイアス電圧を発生するバイアス電圧発生手段１ｂに出力するようにした。これによって、モニタ信号の同期検波値からノイズによる成分が除去され、適正なバイアス電圧を発生でき、光変調手段１ｅの動作点を適正に制御することができるようになる。

次に、本発明の第１の実施の形態を、図面を参照して詳細に説明する。
図２は、第１の実施の形態に係る光通信装置のブロック構成図である。図に示す光通信装置は、例えば、図１２で説明したＷＤＭ送信部のＯ／Ｅ１０１ａ、光源１０２ａ、および光変調器１０３ａの部分に対応する。すなわち、図の光通信装置は、電気信号を光変調して、光合波器１０４に出力する部分を示している。

ＤＥＭＵＸ１１には、ＷＤＭ受信部に伝送される電気信号が入力される。ＤＥＭＵＸ１１に入力される電気信号は、例えば、４３Ｇｂ／ｓの信号である。ＤＥＭＵＸ１１には、ＣＬＫ１２から、例えば、２１．５ＧＨｚのクロックが入力され、ＤＥＭＵＸ１１は、入力される電気信号を２１．５Ｇｂ／ｓの２つの信号に分離し、増幅器１４，１５に出力する。

増幅器１４は、ＤＥＭＵＸ１１の一方から出力される電気信号を増幅し、光位相変調器２０の変調電極２１，２２に出力する。増幅器１５は、ＤＥＭＵＸ１１の他方から出力される電気信号を増幅し、光位相変調器２０の変調電極２４，２５に出力する。

光位相変調器２０には、光源１６の光が入力される。光源１６は、例えば、ＬＤ（Laser Diode）で構成される。光位相変調器２０は、光源１６の光を増幅器１４，１５から出力される電気信号で変調し出力する。光位相変調器２０は、例えば、ＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase-Shift Keying：差動４移相変位変調）−ＭＺ型の光変調器である。

光位相変調器２０の変調電極２１，２２および電極２３は、Ｉアーム部を構成している。変調電極２４，２５および電極２６は、Ｑアーム部を構成している。電極２７，２８は、π／２位相シフト部を構成している。増幅器１４から出力される電気信号は、例えば、π／４と５π／４の位相に変調された光信号となる。増幅器１５から出力される電気信号は、例えば、π／４と５π／４の位相に変調され、さらに、π／２位相シフト部によってπ／２回転されて、３π／４と７π／４の位相に変調された光信号となる。すなわち、ＤＥＭＵＸ１１に入力される電気信号は、４状態で伝送（２ビットが伝送）され、２１．５Ｇｂ／ｓ×２＝４３Ｇｂ／ｓの伝送が実現されることになる。

干渉型の光変調素子は、前述したように、電気−光変換の動作点をある一定の位置に固定するために、変調信号に直流のバイアス電圧を重畳する。しかし、干渉型の光変調素子は、電気−光変換の動作点が温度、経年変化あるいは印加電圧等により変化し、ドリフトが生じる。そこで、Ｉアーム用ＡＢＣ回路３１は、光タップ５１およびＰＤ５２によって光信号の一部を取り出して電気信号に変換することにより、光信号に含まれるパイロット信号を監視し、Ｉアーム部の電極２３に印加するバイアス電圧を制御する。Ｑアーム用ＡＢＣ回路３２は、光タップ５１およびＰＤ５２によって光信号の一部を取り出して電気信号に変換することにより、光信号に含まれるパイロット信号を監視し、Ｑアーム部の電極２６に印加するバイアス電圧を制御する。位相シフト用ＡＢＣ回路３３は、光タップ３４およびＰＤ３５によって光信号の一部を取り出して電気信号に変換することにより、光信号に含まれるパイロット信号を監視し、π／２位相シフト部の電極２７，２８に印加するバイアス電圧を制御する。これにより、光位相変調器２０の動作点は適正に制御される。

ＲＺ（Return to Zero）光強度変調器４０は、増幅器１３を介して、変調電極４１にＣＬＫ１２から出力されるクロックが入力される。ＲＺ光強度変調器４０は、光位相変調器２０から出力される光信号をＲＺの光信号に変調する。ＲＺに変調された光信号は、例えば、図１２に示した光合波器１０４に出力される。

ＡＢＣ回路５３は、光タップ５１およびＰＤ５２によって光信号の一部を取り出して電気信号に変換することにより、光信号に含まれるパイロット信号を監視し、ＲＺ光強度変調器４０の電極４２に印加するバイアス電圧を制御する。これにより、ＲＺ光強度変調器４０の動作点は適正に制御される。

ところで、現在、光通信装置は、ＷＤＭシステムの高速化、大容量化に伴い、１０Ｇｂ／ｓの伝送から４０Ｇｂ／ｓの伝送へと開発が進められている。そのため、光強度変調技術に加え、図２に示すように光位相変調技術（光位相変調器２０）が用いられる。

しかし、光位相変調器２０では、位相シフト用ＡＢＣ回路３３から出力されるパイロット信号が非常に小さくなり、ノイズに埋もれやすくなる。そのため、位相シフト用ＡＢＣ回路３３は、適正な動作点の制御を行うことが困難となる。

以下、光強度変調器におけるパイロット信号とノイズとの関係および光位相変調器におけるパイロット信号とノイズとの関係について説明する。
図３は、光強度変調器におけるパイロット信号とノイズの関係を示した図である。図に示す波形Ａ１は、図１４で示したＢＰＦ１４９から出力される電気信号（ノイズを含んだパイロット信号）を示している。波形Ａ２は、波形Ａ１に含まれているノイズ成分を示している。波形Ａ３は、波形Ａ１に含まれているパイロット信号を示している。

ここで、波形Ａ１を同期検波したとすると、その値は、０．５８７９となる。波形Ａ１のノイズ成分を示す波形Ａ２を同期検波したとすると、その値は、−０．０４１３となる。パイロット信号を示す波形Ａ３を同期検波したとすると、その値は、０．６２９２となる。なお、ＢＰＦ１４９から出力される電気信号の同期検波値と、ノイズ成分の同期検波値の差は、波形Ａ３に示すパイロット信号の同期検波値の値となる。すなわち、ＢＰＦ１４９から出力される電気信号の同期検波値から、ノイズ成分によるオフセット値分を減算すると、パイロット信号の同期検波値となる。

ＢＰＦ１４９から出力される電気信号を示す波形Ａ１の同期検波値０．５８７９と、ノイズ成分を示す波形Ａ２の同期検波値−０．０４１３とを比較すると、その差は大きく、波形Ａ１の同期検波値のノイズによる影響は非常に小さい。すなわち、光強度変調器では、ＢＰＦ１４９から出力される電気信号をＬＰＦ１５４で同期検波しても、ノイズの影響は小さいことを示している。

次に、光位相変調器におけるパイロット信号とノイズの関係について説明する。その前に、図２に示した光位相変調器２０の動作点を制御する従来の位相シフト用ＡＢＣ回路について説明する。

図４は、従来の位相シフト用ＡＢＣ回路のブロック図である。図に示す位相シフト用ＡＢＣ回路のＤＣバイアス発生器６１は、光変調信号の動作点を決めるバイアス電圧をデジタル値で出力する。このバイアス電圧は、ＤＡＣ６２によって、アナログ信号に変換され、非反転増幅器６３によって、電圧増幅される。非反転増幅器６３から出力されるアナログのバイアス電圧は、加算器６６と図２に示した光位相変調器２０の電極２７とに出力される。

パイロット信号発生器６４は、例えば、１ｋＨｚの正弦波のパイロット信号をＤＡＣ６５と移相器７４に出力する。パイロット信号発生器６４から出力されたパイロット信号は、ＤＡＣ６５によって、アナログ信号に変換される。アナログ信号に変換されたパイロット信号は、加算器６６によってバイアス電圧と加算され、反転器６７により、反転出力される。反転器６７から出力されるバイアス電圧と加算されたパイロット信号は、図２に示した光位相変調器２０の電極２８に出力される。

光位相変調器２０によって光変調されたパイロット信号を含む光信号は、光位相変調器２０の導波路を経由し、光タップ３４によりＰＤ３５に分岐される。光タップ３４によって分岐された光信号は、ＰＤ３５によって光レベルが検出され、電気信号として出力される。ＰＤ３５から出力される電気信号は、ＴＩＡ６８によって、交流成分のみ抽出され、電流電圧変換される。

ＴＩＡ６８によって電流電圧変換された、電気信号に含まれているパイロット信号は、データ信号により変調されており、その側波帯に乗っている。そこで、復調器６９によって、側波帯に乗ったパイロット信号を復調する。復調器６９によって復調されたパイロット信号は、１ｋＨｚを中心周波数としたＢＰＦ７０によって、バンドパスされる。バンドパスされたパイロット信号は、ＡＭＰ７１によって、ＡＤＣ７２の入力レンジに合わせて増幅され、デジタル信号に変換される。

移相器７４は、光位相変調器２０を介して、乗算器７３に戻ってくるパイロット信号の位相変化を考慮し、パイロット信号発生器６４から出力されるパイロット信号の位相を調整した参照信号を出力する。移相器７４は、パイロット信号発生器６４が出力するパイロット信号の位相を、ＡＤＣ７２から出力されるパイロット信号の位相と一致するように調整する。

乗算器７３は、ＡＤＣ７２によってデジタル変換されたパイロット信号と、移相器７４から出力される参照信号を乗算し、ＬＰＦ７５に出力する。ＬＰＦ７５は、乗算器７３によって乗算されたパイロット信号の直流成分を取り出し、ＤＣバイアス最適制御回路７６に出力する。

すなわち、乗算器７３とＬＰＦ７５は、パイロット信号の同期検波を行っている。バイアス電圧が最適動作点にいるときには、この同期検波信号の結果は、０Ｖとなる。０Ｖからずれた場合には、ＤＣバイアス最適制御回路７６によって、そのずれた分だけＤＣバイアス発生器６１のバイアス電圧の値を変更し、最適動作点を維持するようにする。この制御により、バイアス電圧の最適値が維持される。

図５は、バイアス電圧と同期検波出力の関係を示した図である。図の波形は、図４で示した位相シフト用ＡＢＣ回路の同期検波出力（ＬＰＦ７５の出力）を示している。
図の波形に示すように、位相シフト用ＡＢＣ回路は、ＤＣバイアス発生器６１から出力するバイアス電圧を、ＤＣバイアス最適制御回路７６によって制御し、同期検波出力が０となるように制御する。バイアス電圧が図の最適値と示しているポイントにあるとき、同期検波出力は０となり、位相シフト部の位相位置は、π／２の位置にある。

図６は、光位相変調器におけるパイロット信号とノイズの関係を示した図である。図に示す波形Ａ１１は、図４で示したＢＰＦ７０から出力される電気信号（ノイズを含んだパイロット信号）を示している。波形Ａ１２は、波形Ａ１１に含まれているノイズ成分を示している。波形Ａ１３は、波形Ａ１１に含まれているパイロット信号を示している。

ここで、波形Ａ１１を同期検波したとすると、その値は、−０．０２４５となる。波形Ａ１１のノイズ成分を示す波形Ａ１２を同期検波したとすると、その値は、−０．０４３４となる。パイロット信号を示す波形Ａ１３を同期検波したとすると、その値は、０．０１８９となる。なお、ＢＰＦ７０から出力される電気信号の同期検波値と、ノイズ成分の同期検波値の差は、波形Ａ１３に示すパイロット信号の同期検波値の値となる。すなわち、ＢＰＦ７０から出力される電気信号の同期検波値から、ノイズ成分によるオフセット値を減算すると、パイロット信号の同期検波値となる。

ＢＰＦ７０から出力される電気信号を示す波形Ａ１１の同期検波値−０．０２４５と、ノイズ成分を示す波形Ａ１２の同期検波値−０．０４３４とを比較すると、図３の波形Ａ１，Ａ２の同期検波値のように、それらの差が大きくない。また、波形Ａ１３の同期検波値が正の値を示しているのに対し、波形Ａ１１の同期検波値は負の値を示し、極性が逆となっている。

すなわち、光位相変調器２０では、波形Ａ１３に示すようにパイロット信号が非常に小さくなり、ノイズに埋もれやすいため、ＢＰＦ７０から出力される電気信号をＬＰＦ７５で同期検波した場合、ノイズの影響が大きく、適正なバイアス電圧の制御は困難であることを示している。

そこで、図２の位相シフト用ＡＢＣ回路３３は、パイロット信号に含まれるノイズ成分を抽出し、キャンセルするようにする。
図７は、図２の位相シフト用ＡＢＣ回路のブロック図である。図７では、図４の従来の位相シフト用ＡＢＣ回路に対し、ＢＥＦ８１、ＡＭＰ８２、ＡＤＣ８３、乗算器８４、ＬＰＦ８５、反転器８６、および加算器８７を有している。図７において、図４と同じものには同じ符号を付し、その説明を省略する。

ＢＥＦ８１には、ＢＰＦ７０から出力されるパイロット信号が入力される。ＢＰＦ７０から出力されるパイロット信号は、光位相変調器２０等を経由したことにより、ノイズを含んだ電気信号となっている。

ＢＥＦ８１は、電気信号に含まれる１ｋＨｚのパイロット信号を減衰させる。すなわち、ＢＥＦ８１は、ＢＰＦ７０から出力される電気信号に含まれるノイズ成分のみを抽出する。

ＡＭＰ８２は、ＡＤＣ８３の入力レンジに合わせてノイズ成分を増幅する。ＡＤＣ８３は、ＡＭＰ８２によって増幅されたノイズ成分をデジタル信号に変換する。
ＡＤＣ８３によってデジタル信号に変換されたノイズ成分は、乗算器８４によって、移相器７４から出力される参照信号が乗算され、ＬＰＦ８５に出力される。ＬＰＦ８５は、乗算器８４によって参照信号が乗算されたノイズ成分を直流化する。つまり、乗算器８４とＬＰＦ８５は、ノイズ成分の同期検波を行っている。同期検波されたノイズ成分は、反転器８６に出力され、反転される。

加算器８７は、乗算器７３およびＬＰＦ７５によって同期検波されたノイズを含んだパイロット信号の同期検波値と、乗算器８４およびＬＰＦ８５によって同期検波され、反転器８６によって反転されたノイズ成分の同期検波値とを加算する。

すなわち、加算器８７は、ＢＰＦ７０から出力されるノイズ成分を含んだパイロット信号の同期検波値から、ノイズ成分の同期検波値を減算し、パイロット信号のみの同期検波値が得られるようにしている。

加算器８７は、ノイズ成分を除去したパイロット信号の同期検波値をＤＣバイアス最適制御回路７６に出力する。ＤＣバイアス最適制御回路７６は、ノイズ成分が除去されたパイロット信号の同期検波値によって、光位相変調器２０の動作点の適正な制御を行う。

このように、光位相変調器２０から出力される光信号の光レベルをＰＤ３５によってモニタし、モニタした信号を、参照信号によって同期検波する。また、モニタした信号に含まれるノイズをＢＥＦ８１によって抽出し、抽出したノイズを参照信号によって同期検波する。そして、ノイズを含んだパイロット信号の同期検波値と、反転したノイズの同期検波値とを加算するようにした。これによって、パイロット信号の同期検波値からノイズによる成分が除去され、適正なバイアス電圧を発生でき、光位相変調器２０の動作点を適正に制御することができるようになる。

また、光源１６の光パワー変動に対するパイロット信号の検出精度がよくなるので、光源１６の光パワーのダイナミックレンジを拡大することができる。
なお、上記では、光位相変調器２０の動作点を制御する位相シフト用ＡＢＣ回路３３について説明したが、Ｉアーム用ＡＢＣ回路３１およびＱアーム用ＡＢＣ回路３２にも適用することができる。また、図１３に示した光強度変調器１３１の動作点を制御するＡＢＣ回路１３５にも適用することができる。すなわち、光位相変調器の動作点を制御するＡＢＣ回路に限らず、パイロット信号がノイズに埋もれてしまう場合の光変調器のＡＢＣ回路においても適用することができる。

次に、本発明の第２の実施の形態を、図面を参照して詳細に説明する。第１の実施の形態では、図７で説明したＢＥＦ８１によって、ＢＰＦ７０から出力されるパイロット信号に含まれるノイズを抽出していた。第２の実施の形態では、移相器７４から出力される参照信号の位相を制御して、ノイズ成分を検出するようにし、アナログ信号を処理するＢＥＦ８１、ＡＭＰ８２、およびＡＤＣ８３の回路を不要にする。

図８は、第２の実施の形態に係る光通信装置のブロック構成図である。図８において、図７と同じものには同じ符号を付し、その説明を省略する。
移相器９１は、パイロット信号発生器６４が出力したパイロット信号の位相を、ＡＤＣ７２から出力されるパイロット信号の位相と一致するように調整した参照信号を乗算器７３に出力する。また、移相器９１は、乗算器７３に出力する参照信号と位相が９０°ずれた参照信号を乗算器９２に出力する。

例えば、移相器９１は、乗算器７３に、パイロット信号の位相をａ°ずらした参照信号を出力するとする。この場合、移相器９１は、乗算器９２に、パイロット信号の位相を（ａ＋９０）°ずらした参照信号を出力する。または、移相器９１は、乗算器９２に、パイロット信号を（ａ−９０）°（＝（ａ＋２７０）°）ずらした参照信号を出力する。

乗算器７３には、移相器９１から出力されるａ°の参照信号と、ＡＤＣ７２から出力されるデジタル変換されたパイロット信号とが入力される。乗算器７３は、移相器９１から出力されるａ°の参照信号と、ＡＤＣ７２から出力されるデジタル変換されたパイロット信号とを乗算し、ＬＰＦ７５に出力する。ＬＰＦ７５は、乗算器７３の出力を直流化する。これにより、ＬＰＦ７５からは、パイロット信号を同期検波した値が出力される。

乗算器９２には、移相器９１から出力される（ａ＋９０）°または（ａ−９０）°の参照信号と、ＡＤＣ７２から出力されるデジタル変換されたパイロット信号とが入力される。乗算器９２は、移相器９１から出力される（ａ＋９０）°または（ａ−９０）°の参照信号と、ＡＤＣ７２から出力されるデジタル変換されたパイロット信号とを乗算し、ＬＰＦ９３に出力する。ＬＰＦ９３は、乗算器９２の出力を直流化する。これにより、ＬＰＦ９３からは、ノイズ成分を同期検波した値が出力される。つまり、同期検波回路を構成している乗算器９２とＬＰＦ９３は、ＢＥＦを構成し、ＡＤＣ７２から出力されるノイズ成分を含んだパイロット信号からノイズ成分のみを抽出し、その同期検波値を出力する。

以下、同期検波回路によるＢＥＦの原理を説明する。
図９は、同期検波回路によるＢＥＦの原理を説明する図である。図の（Ａ）は、ＡＤＣ７２から出力されるパイロット信号を示している。図の（Ｂ）は、移相器９１から乗算器９２に出力される参照信号を示している。図の（Ｃ）は、乗算器９２の出力結果を示している。

乗算器９２に出力される参照信号は、図の（Ｂ）に示すように、ＡＤＣ７２から出力されるパイロット信号に対して、位相が９０°進んでいる。従って、ＡＤＣ７２から出力されるパイロット信号と、移相器９１から出力される参照信号とを乗算すると、図の（Ｃ）に示すようになる。

図の（Ｃ）に示す波形をＬＰＦ９３によって直流化すると０になる。すなわち、ＡＤＣ７２から出力されるパイロット信号（図の（Ａ））は、乗算器９２とＬＰＦ９３によって同期検波されると、その値は０となる。つまり、ＡＤＣ７２から出力されるパイロット信号にノイズが含まれているとすると、乗算器９２とＬＰＦ９３によって、パイロット信号の同期検波値は０となり、ＬＰＦ９３からは、ノイズ成分のみの同期検波値が出力されることになる。

このように、乗算器９２とＬＰＦ９３によって、ＢＥＦを構成することによっても、パイロット信号に含まれるノイズ成分を抽出でき、ノイズ成分を除去したパイロット信号の同期検波値を得ることができる。これにより、図７で説明したＢＥＦ８１、ＡＭＰ８２およびＡＤＣ８３のアナログ回路を設けることなく、デジタル信号を処理する乗算器８４およびＬＰＦ８５によってＢＥＦを構成でき、ハードウェアの規模を抑制することができる。

次に、本発明の第３の実施の形態を、図面を参照して詳細に説明する。第１の実施の形態では、図７で説明したＢＰＦ７０の出力をＡＭＰ７１とＢＥＦ８１とに出力していた。第３の実施の形態では、ＢＰＦ７０を省略し、復調器６９の出力をＡＭＰ７１とＢＥＦ８１とに出力するようにする。

図１０は、第３の実施の形態に係る光通信装置のブロック構成図である。図１０において、図７と同じものには同じ符号を付し、その説明を省略する。
図１０では、図７のＢＰＦ７０が省略されている。そして、復調器６９の出力が、ＡＭＰ７１とＢＥＦ８１に接続されている。

乗算器７３とＬＰＦ７５は、パイロット信号の同期検波を行うとともにＢＰＦの機能も有している。すなわち、パイロット信号の同期検波の検出に対し、ノイズの影響が大きい場合にのみ、図７で示したように復調器６９の後段にＢＰＦ７０を設け、１ｋＨｚ以外の信号を除去するようにすることもできる。

このように、ノイズの影響によっては、ＢＰＦ７０を省略することもでき、これによって、部品の低減を図ることができる。
なお、復調器６９の出力に直流電圧が重畳されている場合は、復調器６９の後段に、直流成分を除去する回路を設ける。例えば、復調器６９の後段に、コンデンサなどを接続するようにする。

次に、本発明の第４の実施の形態を、図面を参照して詳細に説明する。第３の実施の形態では、図８で説明した復調器６９の出力をＢＰＦ７０でバンドパスし、ＡＭＰ７１に出力していた。第４の実施の形態では、ＢＰＦ７０を省略し、復調器６９の出力をＡＭＰ７１に出力するようにする。

図１１は、第４の実施の形態に係る光通信装置のブロック構成図である。図１１において、図８と同じものには同じ符号を付し、その説明を省略する。
図１１では、図８のＢＰＦ７０が省略されている。そして、復調器６９の出力が、ＡＭＰ７１に接続されている。

乗算器７３とＬＰＦ７５は、パイロット信号の同期検波を行うとともにＢＰＦの機能も有している。すなわち、パイロット信号の同期検波の検出に対し、ノイズの影響が大きい場合にのみ、図８で示したように復調器６９の後段にＢＰＦ７０を設け、１ｋＨｚ以外の信号を除去するようにすることもできる。

このように、ノイズの影響によっては、ＢＰＦ７０を省略することもでき、これによって、部品の低減を図ることができる。
なお、復調器６９の出力に直流電圧が重畳されている場合は、復調器６９の後段に、直流成分を除去する回路を設ける。例えば、復調器６９の後段に、コンデンサなどを接続するようにする。

（付記１） 電気信号を光信号に変調し伝送する光通信装置において、
光源と、
制御信号に応じてバイアス電圧を発生するバイアス電圧発生手段と、
パイロット信号を発生するパイロット信号発生手段と、
前記パイロット信号と前記バイアス電圧とを加算する加算手段と、
前記光源の光を前記電気信号に基づいて変調するとともに前記加算手段に基づく信号で変調して前記光信号を出力する光変調手段と、
前記光信号のレベルをモニタしたモニタ信号を出力するモニタ手段と、
位相が前記モニタ信号に含まれる前記パイロット信号の位相と一致する参照信号を出力する参照信号出力手段と、
前記モニタ信号を前記参照信号によって同期検波するパイロット信号同期検波手段と、
前記モニタ信号に含まれるノイズを抽出し、前記参照信号によって同期検波するノイズ同期検波手段と、
前記パイロット信号同期検波手段の同期検波値から前記ノイズ同期検波手段の同期検波値を減算し、前記制御信号を出力する制御信号出力手段と、
を有することを特徴とする光通信装置。

（付記２） 前記ノイズ同期検波手段は、前記モニタ信号に含まれる前記パイロット信号の成分を除去するバンドエリミネーションフィルタを有することを特徴とする付記１記載の光通信装置。

（付記３） 前記参照信号出力手段は、前記ノイズ同期検波手段に対し、前記参照信号の位相を９０度ずらしたノイズ参照信号を出力し、
前記ノイズ同期検波手段は、前記ノイズ参照信号によって同期検波することを特徴とする付記１記載の光通信装置。

（付記４） 前記モニタ信号に含まれる前記パイロット信号を通過させるバンドパスフィルタをさらに有することを特徴とする付記１記載の光通信装置。
（付記５） 前記光変調手段は、ＤＱＰＳＫ−ＭＺ型の光位相変調器であることを特徴とする付記１記載の光通信装置。

（付記６） 前記参照信号出力手段は、前記パイロット信号発生手段から出力される前記パイロット信号の位相を、前記モニタ信号に含まれる前記パイロット信号の位相と一致するように制御し、前記参照信号を出力することを特徴とする付記１記載の光通信装置。

（付記７） 光変調器の動作点を制御する自動バイアス制御回路において、
制御信号に応じて前記光変調器の動作点を制御するバイアス電圧を発生するバイアス電圧発生手段と、
パイロット信号を発生するパイロット信号発生手段と、
前記パイロット信号と前記バイアス電圧とを加算する加算手段と、
前記光変調器から出力される光信号のレベルをモニタしたモニタ信号を出力するモニタ手段と、
位相が前記モニタ信号に含まれる前記パイロット信号の位相と一致する参照信号を出力する参照信号出力手段と、
前記モニタ信号を前記参照信号によって同期検波するパイロット信号同期検波手段と、
前記モニタ信号に含まれるノイズを抽出し、前記参照信号によって同期検波するノイズ同期検波手段と、
前記パイロット信号同期検波手段の同期検波値から前記ノイズ同期検波手段の同期検波値を減算し、前記制御信号を出力する制御信号出力手段と、
を有することを特徴とする自動バイアス制御回路。

光通信装置の概要を示した図である。 第１の実施の形態に係る光通信装置のブロック構成図である。 光強度変調器におけるパイロット信号とノイズの関係を示した図である。 従来の位相シフト用ＡＢＣ回路のブロック図である。 バイアス電圧と同期検波出力の関係を示した図である。 光位相変調器におけるパイロット信号とノイズの関係を示した図である。 図２の位相シフト用ＡＢＣ回路のブロック図である。 第２の実施の形態に係る光通信装置のブロック構成図である。 同期検波回路によるＢＥＦの原理を説明する図である。 第３の実施の形態に係る光通信装置のブロック構成図である。 第４の実施の形態に係る光通信装置のブロック構成図である。 光通信システムのシステム構成例を示した図である。 従来の光変調器のブロック構成図である。 ＡＢＣ回路のブロック構成図である。 パイロット信号の同期検波を説明する図である。

符号の説明

１ａ 光源
１ｂ バイアス電圧発生手段
１ｃ パイロット信号発生手段
１ｄ 加算手段
１ｅ 光変調手段
１ｆ モニタ手段
１ｇ 参照信号出力手段
１ｈ パイロット信号同期検波手段
１ｉ ノイズ同期検波手段
１ｊ 制御信号出力手段

Claims (5)

1. 電気信号を光信号に変調し伝送する光通信装置において、
   光源と、
   制御信号に応じてバイアス電圧を発生するバイアス電圧発生手段と、
   パイロット信号を発生するパイロット信号発生手段と、
   前記パイロット信号と前記バイアス電圧とを加算する加算手段と、
   前記光源の光を前記電気信号に基づいて変調するとともに前記加算手段に基づく信号で変調して前記光信号を出力する光変調手段と、
   前記光信号のレベルをモニタしたモニタ信号を出力するモニタ手段と、
   位相が前記モニタ信号に含まれる前記パイロット信号の位相と一致する参照信号を出力する参照信号出力手段と、
   前記モニタ信号を前記参照信号によって同期検波するパイロット信号同期検波手段と、
   前記モニタ信号に含まれるノイズを抽出し、前記参照信号によって同期検波するノイズ同期検波手段と、
   前記パイロット信号同期検波手段の同期検波値から前記ノイズ同期検波手段の同期検波値を減算し、前記制御信号を出力する制御信号出力手段と、
   を有することを特徴とする光通信装置。
2. 前記ノイズ同期検波手段は、前記モニタ信号に含まれる前記パイロット信号の成分を除去するバンドエリミネーションフィルタを有することを特徴とする請求項１記載の光通信装置。
3. 前記参照信号出力手段は、前記ノイズ同期検波手段に対し、前記参照信号の位相を９０度ずらしたノイズ参照信号を出力し、
   前記ノイズ同期検波手段は、前記ノイズ参照信号によって同期検波することを特徴とする請求項１記載の光通信装置。
4. 前記モニタ信号に含まれる前記パイロット信号を通過させるバンドパスフィルタをさらに有することを特徴とする請求項１記載の光通信装置。
5. 前記光変調手段は、ＤＱＰＳＫ−ＭＺ型の光位相変調器であることを特徴とする請求項１記載の光通信装置。
   

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